JP2005011798A - 高圧パルス発生装置及び放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】大きな部品や、高価な部品を使用することなく、小型で従来と同等の高圧パルスを発生させる安価な高圧パルス発生装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１からなる降圧チョッパ回路１と、その出力を平滑するコンデンサＣ１と、前記コンデンサＣ１の電圧を２段昇圧して放電灯Ｌａを始動させるための高圧パルスを発生させる高圧パルス発生回路２と、これらの回路を制御する制御回路３とを備える放電灯点灯装置において、１段目の昇圧回路の構成として、降圧チョッパ回路のインダクタＬ１を昇圧トランスの１次側巻線とし、同じボビン上に昇圧トランスの２次側巻線を巻き、該２次側巻線の一端を降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１の出力側の回路上又は降圧チョッパ回路１の降圧前の回路上に接続した。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高圧パルス発生装置および放電灯点灯装置に関するものであり、例えば、液晶プロジェクタの光源となる高圧放電灯の点灯装置に利用されるものである。

図１６は放電灯を直流点灯させる従来例の回路図である。図中、１はチョッパ回路、２は高圧パルス発生回路、３は制御回路である。入力端子Ｉからの直流電圧はチョッパ回路１により降圧されてコンデンサＣ１により平滑される。コンデンサＣ１の出力電圧は、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ２に充電される。コンデンサＣ２の充電電圧がサイダックＳＳＳのブレークオーバー電圧に達すると、コンデンサＣ２から昇圧トランスＴ１の１次側に電流が流れ、その電流で昇圧トランスＴ１の２次側に電圧が発生する。サイダックＳＳＳがブレークオーバーした後の電流が保持電流以下になるように抵抗Ｒ１の抵抗値を設定する。昇圧トランスＴ１の２次側に発生した電圧は、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３に充電される。コンデンサＣ３の充電電圧が放電ギャップＱ２のブレークダウン電圧に達すると、コンデンサＣ３から昇圧トランスＴ２の１次側に電流が流れ、その電流で昇圧トランスＴ２の２次側に電圧が発生する。この電圧が高圧パルスであり、この高圧パルスにより放電灯Ｌａがブレークダウンし、コンデンサＣ１、放電灯Ｌａ、昇圧トランスＴ２の２次側というループで電流が流れ始める。放電灯Ｌａに電流が流れ始めると、コンデンサＣ１の両端の電圧はサイダックＳＳＳのブレークオーバー電圧以下になるため、高圧パルスは発生しない。

図１７及び図１８は放電灯を交流点灯させる従来例の回路図である。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６で構成されるフルブリッジ回路４を設けている。フルブリッジ回路４のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は制御回路３の出力端子ＯＵＴ２〜ＯＵＴ５により制御され、放電灯の点灯時には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオフする動作と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオンする動作を低周波で交互に交番させることにより、放電灯を低周波で交流点灯させるものである。図１８は高圧パルスを発生させる極性を固定するようにした場合であり、フルブリッジ回路４の一方の出力端（放電灯Ｌａの一端側）に抵抗Ｒ１を接続している。
特開２０００−２７８９５６号公報

図１６〜図１８の高圧パルス発生回路２の構成部品は、高耐圧の部品が多いので、大きな部品が多い。そのため、装置中に占める割合は大きくなってしまう。また、放電灯へのストレスを軽減するために突入電流を小さくしたい場合や、図１７、図１８のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６の耐圧を下げて小型化、低価格化したい場合にチョッパ回路１の無負荷時出力電圧を低く設定するのが有効であるが、そうした場合に図１６〜図１８の回路では、サイダックＳＳＳとしてブレークダウン電圧の低い素子を使用しなければならない。この場合において、昇圧トランスＴ１、Ｔ２としてチョッパ回路１の無負荷時出力電圧が高い時と同じ部品を使用すると、高圧パルスの電圧は下がってしまい、放電灯Ｌａがブレークダウンできない場合が発生してしまう。また、チョッパ回路１の無負荷時出力電圧が高い時と同じ高圧パルスを出力しようとすると、昇圧トランスＴ１、Ｔ２が大きくなってしまい、装置の大型化や高価格化といった問題がある。

また、図１６〜図１８の回路図では、回路を構成している部品任せのタイミングで高圧パルスを発生させることしかできない。上述のように、無負荷時出力電圧を低く設定すると、コンデンサＣ３の充電エネルギーも減少してしまうため、高圧パルスが発生するまでの時間や発生周期が長くなるという問題がある。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、大きな部品や、高価な部品を使用することなく、小型で従来と同等の高圧パルスを発生させる安価な高圧パルス発生装置を提供することを課題とする。

本発明によれば、上記の課題を解決するために、図１〜図９、図１４、図１５に示すように、降圧チョッパ用のインダクタＬ１に昇圧用の巻線を施して昇圧トランスとして利用することを特徴とする。すなわち、１段目の昇圧回路の構成として、降圧チョッパ回路のインダクタＬ１を昇圧トランスの１次側巻線とし、同じボビン上に昇圧トランスの２次側巻線を巻き、該２次側巻線の一端を降圧チョッパ回路のインダクタＬ１の出力側の回路上又は降圧チョッパ回路の降圧前の回路上に接続したことを特徴とするものである。

このように構成したことにより、昇圧トランス用の部品を１個削減でき、従来２個必要であった昇圧トランスが２段目の昇圧トランスＴ２のみ設置すれば良いので、装置の小型化ができる。また、その周辺部品も削減できるので、装置の小型化、低価格化を実現できる。

請求項１又は２の発明によれば、降圧チョッパ用のインダクタに昇圧用の巻線をして昇圧トランスとして利用することで、昇圧トランス用の部品を１個削除でき、その周辺部品も削除できるので、装置の小型化、低価格化が可能となる効果がある。
請求項３の発明によれば、巻線の極性を固定することで、常に一定の１段目昇圧電圧を供給するようにしたので、無負荷電圧を下げても同等のパルス電圧を得ることができるため、突入電流を下げることができ、放電灯への始動時のストレス改善ができるため、放電灯の寿命改善ができる。また、交流点灯回路であれば、フルブリッジインバータ部のスイッチング素子の耐圧を下げることができるため、小型化、低価格化が可能になる。

請求項４の発明によれば、安定したパルスの電圧、回数を供給することができるので、安定した始動性能を実現できる。また、必要以上のパルス電圧を発生させないことで、周辺機器を誤動作させる確率を低減することができ、例えば、液晶プロジェクタなどの機器の信頼性を向上させることができる。
請求項５の発明によれば、パルス電圧を時間で監視、制御できるため、電圧検知用の高圧部品も不要になり、小型化できる。また、コンデンサの充電電圧を監視するために、高い電位からの検知回路が不要であり、配線の省スペース化、部品の小型化ができる。

請求項６又は７の発明によれば、放電灯の種類や状態によりパルス電圧を変化させることで、放電灯に必要最小限の高圧パルスを印加することになるため、放電灯への高圧パルスによるストレスを最小限にとどめることができ、放電灯の寿命改善ができる。
請求項８の発明によれば、高耐圧のスイッチング素子を１個削減できるため、装置を安価にすることができる。

請求項９の発明によれば、降圧チョッパの構成をタップコンバータにしたことで、チョッパ回路のインダクタの２次側の巻数を減らすことができるので、部品の小型化ができる。
これらの発明により、高圧パルス発生装置の部分を小さくすることができ、部品点数も少なくできる。よって、放電灯点灯装置全体の小型化や、低価格化が可能になる。

本発明の特徴及び利点を明確にすべく、以下添付した図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
（実施の形態１）
図１に本発明の実施の形態１の回路図を示す。Ｉは入力端子、Ｌａは放電灯、Ｑ１、Ｑ７はスイッチング素子、Ｑ２は放電ギャップ、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、Ｃ１、Ｃ３はコンデンサ、Ｒ２は抵抗、Ｌ１はインダクタ、Ｔ２は昇圧トランス、３は制御回路である。制御回路３は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ７のオン、オフを制御する。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ７にはリレーや半導体素子であるＭＯＳＦＥＴ等を使用する。

前述した従来の回路と大きく異なるのは、昇圧トランスがＴ２のみになり、従来の昇圧トランスＴ１は降圧チョッパ回路１のインダクタＬ１によって構成されている点である。入力端子Ｉには、通常、交流電圧を整流した直流電圧が供給される。チョッパ回路１はスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１の１次巻線により構成され、スイッチング素子Ｑ１は制御回路３の出力端子ＯＵＴ１からの制御信号によりオン、オフ制御される。制御回路３に放電灯Ｌａの管電圧に応じた電圧Ｖｏと放電灯Ｌａの管電流に応じた電圧Ｉｏが入力され、チョッパ回路１の出力電力や無負荷時の出力電圧が一定になるように、出力端子ＯＵＴ１からスイッチング素子Ｑ１にオン、オフ制御信号を送る。コンデンサＣ１はチョッパ回路１の出力を平滑する。

高圧パルス発生回路２はインダクタＬ１の２次巻線、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ３、スイッチング素子Ｑ７、放電ギャップＱ２、昇圧トランスＴ２により構成され、スイッチング素子Ｑ７は制御回路３の出力端子ＯＵＴ６からの制御信号によりオン、オフ制御される。スイッチング素子Ｑ７は放電灯Ｌａが高圧パルスにより点灯するまでオンしており、放電灯Ｌａが点灯した後はオフする。インダクタＬ１の２次側の一端は降圧チョッパ回路１の出力端に接続されている。コンデンサＣ３の電圧Ｖ１には、コンデンサＣ１の電圧にインダクタＬ１の１次側と２次側の巻数比で決まる電圧を足した電圧からダイオードＤ２の順方向電圧を引いた電圧が発生する。コンデンサＣ３の電圧Ｖ１が放電ギャップＱ２のブレークダウン電圧に達すると、コンデンサＣ３から昇圧トランスＴ２の１次側に電流が流れ、その電流で昇圧トランスＴ２の２次側に電圧が発生する。この電圧が高圧パルスであり、この高圧パルスにより放電灯Ｌａがブレークグウンし、コンデンサＣ１、放電灯Ｌａ、昇圧トランスＴ２の２次側というループで電流が流れ始める。このように、昇圧トランスＴ１等の部品を削除できるため、装置の小型化ができ、低価格化を図ることができる。

（実施の形態２）
図２に本発明の実施の形態２を示す。基本的な構成は、実施の形態１の回路とほぼ同じであるが、インダクタＬ１の２次側の一端を降圧チョッパ回路１の出力端ではなく、降圧チョッパ回路１の降圧前の回路上に接続したもので、コンデンサＣ３の電圧Ｖ１には、降圧チョッパ回路１の降圧前の電圧にインダクタＬ１の１次側と２次側の巻数比で決まる電圧を足した電圧からダイオードＤ２の順方向電圧を引いた電圧が発生する。その他の動作は実施の形態１と同じである。実施の形態１と同様に、昇圧トランスＴ１等の部品を削除できるため、装置の小型化ができ、低価格化を図ることができる。

（実施の形態３）
図３に本発明の実施の形態３の回路図を示す。上述の図１の回路において、図３のようにインダクタＬ１の極性を固定しない場合や、図２の回路において、入力端子Ｉにかかる電圧が変動するとコンデンサＣ３の電圧Ｖ１も変動してしまう。その結果、パルス電圧やパルス発生回数が変動してしまう。そこで、実施の形態１の回路において、図３のようにインダクタＬ１の極性を固定する。このようにすると、入力端子Ｉにかかる電圧の変動に関わらず、コンデンサＣ３の電圧Ｖ１は一定になる。図中のインダクタＬ１の黒丸は極性を示しており、巻き始めもしくは巻き終わりを示す。

インダクタＬ１の極性を図３のように固定しない場合にコンデンサＣ３の電圧Ｖ１が一定にならない理由を以下に記す。
降圧チョッパ回路のピーク電流の関係式として、
Ｉｐ＝（ＶＩ−Ｖｏ）・ｔｏｎ／Ｌ１＝Ｖｏ・ｔｏｆｆ／Ｌ１
ここで、
Ｉｐ：降圧チョッパ回路のピーク電流
ＶＩ：入力端子の電圧
Ｖｏ：出力電圧
Ｌ１：降圧チョッパのインダクタ
ｔｏｎ：スイッチング素子Ｑ１がオンしている時間
ｔｏｆｆ：ダイオードＤ１に順方向電流が流れる時間
という関係式が成り立つ。

出力側のインピーダンスを一定として、Ｉｐをピーク電圧Ｖｐに置き換えて考える。入力端子の電圧ＶＩが変動するとＶｐは一定になるように制御されるので、ｔｏｎが変動することが分かる。すなわち、ｔｏｎ区間に昇圧するようにインダクタＬ１の極性を固定した場合は、電圧ＶＩが変化すると、インダクタＬ１の２次側回路への充電時間が変動することになる。逆に、図３のようにｔｏｆｆ区間に昇圧するようにインダクタＬ１の極性を固定すると、入力端子の電圧ＶＩの影響を受けないため、安定した電圧をコンデンサＣ３に充電することが出来る。

また、実施の形態２の回路の場合は、降圧チョッパ回路１の降圧前の電圧を足しているため、入力端子Ｉにかかる電圧が変動すると、コンデンサＣ３の電圧Ｖ１は同じだけ変動する。

本実施の形態によれば、実施の形態１と同様に、昇圧トランスＴ１等の部品を削除できるため、装置の小型化ができ、低価格化を図ることができる。また、ほぼ一定の高圧パルスを供給できるので、安定した始動性能を得ることができる。

（実施の形態４）
図５に本発明の実施の形態４の回路図を示す。本実施の形態は、図３の回路において、放電ギャップＱ２をスイッチング素子Ｑ８に置き換えたものである。一般的に放電ギャップＱ２のブレークダウン電圧は２０％のばらつきがあるため、パルス電圧やパルス発生回数も２０％のばらつきを持つことになる。放電ギャップＱ２をスイッチング素子Ｑ８に置き換えると、スイッチング素子Ｑ８によって昇圧トランスＴ２に電流を流すタイミングを一定に制御できるため、パルス電圧やパルス発生回数のばらつきをほぼ無くすことが出来る。

図６にコンデンサＣ３の電圧Ｖ１の充電曲線を示す。前述したインダクタＬ１の極性を固定することで、この曲線は常に一定になる。よって、電圧Ｖ１そのものを監視しなくても、充電時間を監視すればどれだけコンデンサＣ３に電圧が蓄積されているか計算すれば分かることになる。そこで、コンデンサＣ３の電圧Ｖ１が十分な充電電圧になる時間をあらかじめ計算しておいて、そのタイミングでスイッチング素子Ｑ８をオンさせると、一定したパルス電圧を得られることになる。

本実施の形態によれば、実施の形態１と同様に、昇圧トランスＴ１等の部品を削除できるため、装置の小型化ができ、低価格化を図ることができる。また、ほぼ一定の高圧パルスを供給できるので、安定した始動性能を得ることができる。また、時間で監視することで、高い電位からの検知回路が不要であり、配線の省スペース化、部品の小型化ができる。

（実施の形態５）
実施の形態４の回路（図５）において図６の充電曲線を利用し、コンデンサＣ３に満充電されるまでにスイッチング素子Ｑ８をオンさせれば、パルス電圧を変化させることが出来る。メーカーやランプ電力、放電灯の種類や使用時間、消灯後短時間での再始動等の放電灯Ｌａの状態により、放電灯Ｌａをブレークダウンさせるために最低限必要なパルス電圧が変わってくる。あらかじめパルス電圧を十分高い値に設定しておけば、点灯失敗することはないと思われるが、必要以上の電圧は、放電灯の電極に過大なストレスを与えることになり、放電灯の寿命を考えると好ましくない。また、高圧パルスは周囲の機器に誤動作等の影響を与え易いため、できるだけ低く設定しておく方が望ましい。

（実施の形態６）
図７に本発明の実施の形態６の回路図を示す。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ８にサイリスタを使用し、サイリスタに直列に、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４の並列回路を接続する。サイリスタがオンした瞬間はコンデンサＣ４を通り、昇圧トランスＴ２の１次側及びサイリスタに電流を流す。その後、コンデンサＣ４が充電され、抵抗Ｒ３を通って昇圧トランスＴ２の１次側及びサイリスタに電流が流れる。この時、抵抗Ｒ３をサイリスタに流れる電流が保持電流以下になるように設定しておけば、サイリスタは自動的にオフする。そうすると図５のスイッチング素子Ｑ７を削除することが出来る。スイッチング素子Ｑ７は高耐圧部品なので、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４の組み合わせの方が低価格化が図れる。

（実施の形態７）
図８に本発明の実施の形態７の回路図を示す。本実施の形態では、タップコンバータを用いている。降圧チョッパ回路をタップコンバータにすると、インダクタＬ１の２次側の巻数を通常の降圧チョッパ回路の場合よりも減らすことができる。図４のｔｏｆｆ区間にコンデンサＣ３を充電する場合、タップコンバータでは、図８の巻線Ｌｂに流れる電流は、通常の降圧チョッパ回路の場合よりも電流が大きくなるため、充電される電流が多くなる。そのため、タップコンバータであれば、インダクタＬ１の巻数を減らしても通常の降圧チョッパ回路と同等の性能を得ることができる。

なお、巻線Ｌａに電流が流れない時間では、巻線Ｌａのリーケージインダクタンスとスイッチング素子Ｑ１の接合容量や、電源の正・負極の配線部との間の容量とで共振が生じ、スイッチング素子Ｑ１の電圧上昇が生じる。これが大きいと、スイッチング素子Ｑ１の耐圧は大きいものを使用しなければならず、導通時電圧は大きくなるので損失は大きくなるから、高価格・大型化してしまう。この対策として、図８では、コンデンサＣ５を設けている。但し、このコンデンサＣ５により、スイッチング素子Ｑ１がオンする時、電源の正極、スイッチング素子Ｑ１、コンデンサＣ５、電源の負極のルートの電流が流れ、これによるターンオン損失の増加が生じるから、さらにスイッチング素子Ｑ９を付加し、スイッチング素子Ｑ１のオンモードでは、スイッチング素子Ｑ９をオフとし、コンデンサＣ５を機能させないようにすることにより、前記のターンオン損失の増加を避けている。

以上の実施の形態では、直流放電灯点灯回路の例を挙げて説明しているが、交流放電灯点灯回路の場合でも同様の回路を使用できる。交流点灯回路とするには、例えば、図１７又は図１８のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６で構成されるフルブリッジ回路４を付加すれば良い。

（実施の形態８）
図９に本発明の実施の形態８の回路図を示す。本実施の形態では、放電灯負荷Ｌａの電源を生成する降圧チョッパー回路のインダクタＬ１の主巻線Ｎ１に上巻き巻線Ｎ２を設け、その出力電圧を平滑し、コンデンサＣ３、Ｃ４に直流電圧を得ている。（Ｎ１＋Ｎ２）／Ｎ１の巻数比を適宜選ぶことにより、放電灯負荷Ｌａの無負荷時には、図１０に示す電圧が印加される。以下、図９の回路構成と動作について説明する。

スイッチング素子Ｑ１がオン・オフすることで、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１の主巻線Ｎ１、平滑用のコンデンサＣ１よりなる降圧チョッパ回路の動作により、コンデンサＣ１には直流電源Ｅを降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は、放電灯負荷Ｌａの定常点灯時においては、ダイオードＤ４、昇圧トランスＴ２の２次巻線を介して、放電灯負荷Ｌａに供給される。

一方、放電灯負荷Ｌａの無負荷時においては、ランプインピーダンスが無限大であるから、抵抗Ｒ４とランプインピーダンスとの分圧比は非常に高く、インダクタＬ１の上巻き巻線Ｎ２により昇圧された電圧は、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ４に充電されていき、コンデンサＣ４には昇圧された直流電圧（例えば、１〜１．５ＫＶ）が得られる。したがって、放電灯負荷Ｌａの無負荷時においては、ダイオードＤ４は遮断状態となっている。

また、パルス発生回路のコンデンサＣ３には、インダクタＬ１の上巻き巻線Ｎ２により昇圧された直流電圧が、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介して充電され、放電灯負荷Ｌａが無負荷状態である期間は、スイッチング素子Ｑ８が間欠的にオンされることで、昇圧トランスＴ２の１次巻線にパルス状の電流が間欠的に流れる。これにより、昇圧トランスＴ２の２次巻線に高圧パルス電圧が発生し、この高圧パルス電圧がコンデンサＣ４の電圧ＶＣ４に重畳されて放電灯負荷Ｌａの両端に印加されるから、図１０に示すように、始動に適した電圧（例えば、ピーク値が２．５〜３ＫＶ）が放電灯負荷Ｌａに印加されることになる。

なお、放電灯負荷Ｌａが始動すると、そのランプインピーダンスは無負荷時に比べると極端に低くなるので、コンデンサＣ４の充電回路における抵抗Ｒ４とランプインピーダンスとの分圧比は非常に低くなり、コンデンサＣ４の電圧が低下することで、無負荷時には遮断状態であったダイオードＤ４が点灯時には導通状態となり、電源用の平滑コンデンサＣ１から放電灯負荷Ｌａにランプ電流が供給されるものである。また、放電灯負荷Ｌａの始動後はスイッチング素子Ｑ８をオフ状態に保つことにより、高圧パルスの発生は停止する。なお、図１の実施の形態と同様にコンデンサＣ３と直列にスイッチング素子Ｑ７を挿入し、放電灯負荷Ｌａの始動後はスイッチング素子Ｑ７をオフ状態としても良い。
発明の効果としては、非常に簡単な回路構成でありながら、容易に所望の電圧が得られるので、小型で低価格な放電灯点灯装置を提供できる。

（比較例１）
本発明の実施の形態８に対する比較例１として、従来の高圧直流放電灯点灯装置の一例を図１１に示す。放電灯負荷Ｌａに印加する直流電圧源をスイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ１で構成する降圧チョッパ回路で生成し、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ２、スイッチング素子Ｑ、昇圧トランスＴ１で構成する高圧パルス回路で生成する高圧パルス電圧を重畳することにより、図１２に示すように、コンデンサＣ４に高圧直流電圧を生成する。この電圧を放電灯始動用の高圧電圧として放電灯負荷Ｌａに印加していた。この場合、コンデンサＣ４の高圧電圧は、数ＫＶ（例えば、２〜２．５ＫＶ）と高圧であり、電源用の平滑コンデンサＣ１との逆流防止ダイオードＤ４１，Ｄ４２の逆耐圧は大きい。また、点灯時には、放電灯負荷Ｌａへの供給電流は、ダイオードＤ４１，Ｄ４２を通ることになるから、ダイオードＤ４１，Ｄ４２は、導通時電流が大きく、逆耐圧も大きいため、大型のものを用いざるを得ず、ロスも大きい。本発明の実施の形態８によれば、この比較例１に比べると、無負荷時におけるコンデンサＣ４の電圧ＶＣ４が低いので、ダイオードＤ４の耐圧が低く、小型のものを使用でき、点灯時のロスも小さい。

（比較例２）
本発明の実施の形態８に対する比較例２として、従来の高圧直流放電灯点灯装置の他の一例を図１３に示す。この比較例２では、放電灯負荷Ｌａに印加する電圧は、１段目の昇圧トランスＴ１によって生成し、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ４によって平滑した直流電圧に２段目の昇圧トランスＴ２のパルス電圧を重畳することで、図１０のような電圧を得ている。この電圧を放電灯始動用の高圧電圧として放電灯負荷Ｌａに印加していた。このため、点灯時に放電灯電流が流れるダイオードＤ４の逆耐圧は、コンデンサＣ４の直流電圧に耐えるだけのものでよく、図１１の比較例１と比べるとロスは小さい。しかし、パルス回路を２つ設けているので、広い実装場所を必要としたり、高価格になるという問題がある。本発明の実施の形態８によれば、これら比較例１および２の問題を共に解決できるものである。以下の実施の形態９，１０についても同様である。

（実施の形態９）
図１４に本発明の実施の形態９の回路図を示す。本実施の形態では、図９に示した実施の形態８において、さらに、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３とコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３を用いたコッククロフト型の昇圧回路５を付加することで、始動に必要な直流電圧を得ているものである。
発明の効果としては、インダクタＬ１の上巻き巻線Ｎ２による昇圧だけでは十分な直流電圧が得られない場合においても、ダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３とコンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ２３を用いた簡単で安価な構成により、容易に所望の電圧が得られるので、小型で低価格な放電灯点灯装置を提供出来る。

（実施の形態１０）
図１５に本発明の実施の形態１０の回路図を示す。本実施の形態では、スナバ用コンデンサＣ２をパルス発生用の電源としたものである。この回路においても、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１は降圧チョッパ回路を構成しており、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源Ｅからスイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１の巻線Ｎ１，Ｎ２、コンデンサＣ１を介して電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによる回生電流が巻線Ｎ２、コンデンサＣ１、ダイオードＤ１を介して還流する。また、インダクタＬ１には上巻き巻線Ｎ３を設けてあり、スナバ用のコンデンサＣ２、ダイオードＤ２がインダクタＬ１の両端に接続されているので、インダクタＬ１の蓄積エネルギーによる回生電流は、インダクタＬ１、コンデンサＣ２、ダイオードＤ２の経路を介しても還流する。このとき、コンデンサＣ２に充電された電荷をパルス発生用の電源として利用している。

その他の構成および動作は図９に示した実施の形態８と同様であり、放電灯負荷Ｌａの無負荷時には、インダクタＬ１の上巻き巻線Ｎ３により昇圧された電圧がダイオードＤ３、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ４に充電されて、コンデンサＣ４には昇圧された直流電圧（例えば、１〜１．５ＫＶ）が得られる。したがって、放電灯負荷Ｌａの無負荷時においては、ダイオードＤ４は遮断状態となっている。また、スナバ用のコンデンサＣ２を電源として、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ３が充電され、放電灯負荷Ｌａが無負荷状態である期間、スイッチング素子Ｑ８が間欠的にオンすることにより、昇圧トランスＴ２の１次巻線にパルス状の電流が間欠的に流れる。これにより、放電灯負荷Ｌａの両端には、図１０に示すように、始動に適した電圧（例えば、ピーク値が２．５〜３ＫＶ）が印加される。

放電灯負荷Ｌａが始動すると、そのランプインピーダンスが極端に低下するので、抵抗Ｒ４とランプインピーダンスの分圧比は非常に低くなり、コンデンサＣ４の電圧が低下することで、無負荷時には遮断状態であったダイオードＤ４が点灯時には導通状態となり、電源用の平滑コンデンサＣ１から放電灯負荷Ｌａに電流が供給されるものである。また、放電灯負荷Ｌａの始動後はスイッチング素子Ｑ８をオフ状態に保つことにより、高圧パルスの発生は停止する。
発明の効果としては、スナバ用コンデンサＣ２をパルス発生用の電源として利用することにより、部品の追加なく、高圧パルス電源を得られるので、小型で低価格な放電灯点灯装置を提供出来る。

本発明の実施の形態１の回路図である。 本発明の実施の形態２の回路図である。 本発明の実施の形態３の回路図である。 本発明の実施の形態３の動作説明図である。 本発明の実施の形態４の回路図である。 本発明の実施の形態４の動作説明図である。 本発明の実施の形態６の回路図である。 本発明の実施の形態７の回路図である。 本発明の実施の形態８の回路図である。 本発明の実施の形態８の動作説明図である。 本発明の実施の形態８に対する比較例１の回路図である。 本発明の実施の形態８に対する比較例１の動作説明図である。 本発明の実施の形態８に対する比較例２の回路図である。 本発明の実施の形態９の回路図である。 本発明の実施の形態１０の回路図である。 従来例１の回路図である。 従来例２の回路図である。 従来例３の回路図である。

符号の説明

Ｉ 入力端子
Ｏ 出力端子
１ チョッパ回路
２ 高圧パルス発生回路
３ 制御回路
４ フルブリッジ回路
Ｌａ 放電灯
Ｑ１、Ｑ３〜Ｑ９ スイッチング素子
Ｑ２ 放電ギャップ
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
Ｔ１、Ｔ２ 昇圧トランス
ＳＳＳ サイダック

Claims (10)

1. スイッチング素子、ダイオード、インダクタからなる降圧チョッパ回路と、その出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を２段昇圧して放電灯を始動させるための高圧パルスを発生させる高圧パルス発生回路と、これらの回路を制御する制御回路とを備える放電灯点灯装置において、１段目の昇圧回路の構成として、降圧チョッパ回路のインダクタを昇圧トランスの１次側巻線とし、同じボビン上に昇圧トランスの２次側巻線を巻き、該２次側巻線の一端を降圧チョッパ回路のインダクタの出力側の回路上に接続したことを特徴とする高圧パルス発生装置。
2. スイッチング素子、ダイオード、インダクタからなる降圧チョッパ回路と、その出力を平滑するコンデンサと、前記コンデンサの電圧を２段昇圧して放電灯を始動させるための高圧パルスを発生させる高圧パルス発生回路と、これらの回路を制御する制御回路とを備える放電灯点灯装置において、１段目の昇圧回路の構成として、降圧チョッパ回路のインダクタを昇圧トランスの１次側巻線とし、同じボビン上に昇圧トランスの２次側巻線を巻き、該２次側巻線の一端を降圧チョッパ回路の降圧前の回路上に接続したことを特徴とする高圧パルス発生装置。
3. 前記制御回路は、降圧チョッパ回路の無負荷電圧が一定になるように制御する手段を備え、１次側巻線と２次側巻線の極性を１段目の昇圧電圧が安定するように設定したことを特徴とする請求項１記載の高圧パルス発生装置。
4. ２段目の昇圧回路は電荷蓄積用のコンデンサと、パルストランスと、電荷蓄積用のコンデンサからパルストランスの１次側巻線へのエネルギーの供給を開閉するためのスイッチング素子を有することを特徴とする請求項３記載の高圧パルス発生装置。
5. 請求項４において、１段昇圧後の電圧を時間で管理することを特徴とする高圧パルス発生装置。
6. 請求項５において、放電灯の種類により高圧パルスの電圧を可変としたことを特徴とする高圧パルス発生装置。
7. 請求項５において、放電灯の状態により高圧パルスの電圧を可変としたことを特徴とする高圧パルス発生装置。
8. 請求項５において、スイッチング素子にサイリスタを用いた場合に、コンデンサと抵抗の並列回路をサイリスタに直列に接続したことを特徴とする高圧パルス発生装置。
9. 請求項１〜８のいずれかにおいて、降圧チョッパ回路の構成をタップコンバータにしたことを特徴とする高圧パルス発生装置。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の高圧パルス発生装置を有することを特徴とする放電灯点灯装置。

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