JP7049169B2

JP7049169B2 - タップドインダクタ方式のスイッチング電源

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Publication number: JP7049169B2
Application number: JP2018085532A
Authority: JP
Inventors: 正二羽田
Original assignee: NTN Corp
Current assignee: NTN Corp
Priority date: 2018-04-26
Filing date: 2018-04-26
Publication date: 2022-04-06
Anticipated expiration: 2038-04-26
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Description

本発明は、スイッチング電源に関し、特にタップドインダクタ方式のスイッチング電源に関する。

スイッチング電源の一つである非絶縁の降圧コンバータの基本的な回路を図７（ａ）に示す。非絶縁型のコンバータでは、一周期Ｔに対するスイッチング素子のオン時間Ｔｏｎの割合であるデューティ比Ｄ（＝Ｔｏｎ／Ｔ）を変えることにより出力電圧Ｖｏの制御を行うことができる。降圧コンバータの場合、Ｄ＝Ｖｏ／Ｖｉｎである。従って、図７（ｂ）に示すように、オン時間Ｔｏｎに印加される入力電圧Ｖｉｎを一周期Ｔで平均化すると出力電圧Ｖｏ（破線で示す）となる。

入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏの比（Ｖｏ／Ｖｉｎ）が小さくなる（例えば４００Ｖを１２Ｖに変換）と、デューティ比Ｄを極端に小さくする必要がある。このような状況は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子に急峻なスイッチング動作を要求することとなり、スイッチング損失が増したり、制御困難となったりする問題を生じる。また、デューティ比が１に近い範囲では、入力電圧Ｖｉｎがほぼ直接負荷に印加されることとなり低電圧仕様の負荷の場合は好ましくない。制御に適したデューティ比Ｄの範囲は、例えば０．２～０．８程度である。

この問題に対処するために、特許文献１のタップドインダクタ方式の降圧コンバータが知られている。タップドインダクタ方式の降圧コンバータでは、リアクトルに中間タップを設け、転流ダイオードを中間タップに接続することにより、同じデューティ比でより小さな電圧まで降圧することができる。

特許文献２では、タップドインダクタ方式のスイッチング電源において、二次コイルの終端に第２のダイオードを接続すると共に中間タップから出力を取り出すことによって、一次コイルと二次コイルのトランス作用によりオン期間にもオフ期間にも大きな電流出力を得ることができる。これにより、負荷の急峻な電流の立ち上がりに対応可能としている。

特開２００５－１０１４０６号公報（図５、００２６、００２７）特開２００７－６８２７８号公報

特許文献２のタップドインダクタ方式のスイッチング電源は、出力電流の広範囲の変動に対して速やかにかつ安定して対応するには十分ではない。

以上の現状から、本発明は、タップドインダクタ方式のスイッチング電源において、スイッチング素子の負担を軽減すると共に、出力電流の広範囲の変動に対して速やかにかつ安定に対応可能とすることを目的とする。

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・本発明の態様は、入力端と接地端との間に印加される直流電力を変換し出力端と該接地端との間に出力するタップドインダクタ方式のスイッチング電源において、
一次コイルと二次コイルを具備すると共に前記一次コイルの終端と前記二次コイルの始端との接続点に中間タップを具備しかつ前記中間タップが前記出力端に接続されたリアクトルと、
前記入力端と前記一次コイルの始端との間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記接地端から前記一次コイルの始端へ流れる電流を導通させる第１の整流要素と、
前記接地端から前記二次コイルの終端へ流れる電流を導通させる第２の整流要素と、
前記出力端と前記接地端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記接地端と前記二次コイルの終端との間の電流路において前記第２の整流要素と直列接続されておりかつ前記接地端と前記二次コイルの終端との間の電流路を導通又は遮断可能なスイッチ要素と、を有し、
前記スイッチング素子のオンオフ制御におけるデューティ比が所定の値より小さい範囲において前記スイッチ要素が遮断されることを特徴とする。

本発明によるタップドインダクタ方式のスイッチング電源は、スイッチング素子の負担を軽減すると共に、出力電流の広範囲の変動に対して速やかにかつ安定に対応することができる。これにより、例えば、通常の出力電流が流れている状態の負荷に対して速やかにその数倍の大電流を流すことが要求される用途にも対応することができる。

図１は、本発明のタップドインダクタ方式のスイッチング電源の回路例を概略的に示した図である。図２（ａ）は、図１の回路において、スイッチ要素のオンモードにおけるオン期間の電流を、（ｂ）はオフ期間の電流を示す図である。図３は、図１の回路において、異なる中間タップの位置における電圧及び電流の波形を示す図である。図４は、図１の回路において、異なる中間タップの位置におけるデューティ比と出力電圧及び出力電流との関係を示すグラフである。図５（ａ）は、図１の回路において、スイッチ要素のオフモードにおけるオン期間の電流を、（ｂ）はオフ期間の電流を示している。図６は、図５の場合におけるデューティ比と出力電流との関係を示すグラフである。図７（ａ）は基本的な降圧コンバータを概略的に示した図であり、（ｂ）は入出力電圧とデューティ比の関係を示す図である。

以下、図面を参照して本発明によるタップドインダクタ方式のスイッチング電源の実施形態を説明する。以下では、例えば直流４００Ｖを直流１２Ｖに降圧するような入出力電圧比の比較的大きい降圧コンバータを想定して説明する。しかしながら、本発明の適用対象をこのような場合に限定するものではない。

（１）回路構成
図１は、本発明のタップドインダクタ方式のスイッチング電源の回路例を概略的に示した図である。

図１のスイッチング電源は、入力端１と接地端ｅとの間に印加される直流電力を変換し、出力端２と接地端ｅとの間に出力する非絶縁型の降圧コンバータである。入力端１と接地端ｅの間に直流の入力電圧Ｖｉｎが印加される。入力端１とリアクトルＮの間の電流路には、スイッチング素子Ｑが直列接続されている。スイッチング素子Ｑは、入力電圧ＶｉｎによりリアクトルＮに流れる電流を導通又は遮断するべくオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑは、ここではｎチャネルＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが入力端１にソースがリアクトルＮの一端に接続されている。ゲートにオンオフ制御電圧であるＰＷＭ信号が印加される。ＰＷＭ信号は、所定のデューティ比を有する。ＰＷＭ信号は、ＰＷＭＩＣ等を含む制御部（図示せず）により生成される。制御部は、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏ及び／又は出力電流Ｉｏ等を検知し、それらに応じてＰＷＭ信号のデューティ比を制御する。ＦＥＴのゲートとソースの間に接続されたツェナーダイオードＺは、高電圧に対する保護のためである。

リアクトルＮは、コアに一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が同極性に巻かれており、互いに磁気結合している。ここでは、一次コイルＮ１及び二次コイルＮ２の各々における入力端に近い側を始端とし、その反対側を終端と称することとする。リアクトルＮは、実質的にトランス的な動作を行う。一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の磁気結合は密結合でもよく、リーケージインダクタンスを設けた疎結合でもよい。

一次コイルＮ１の始端が、スイッチング素子Ｑに接続されている。一次コイルＮ１の終端と二次コイルＮ２の始端が接続されており、その接続点に中間タップＴが設けられている。一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比は必要に応じて設定され、それに基づいて中間タップＴの位置が決定される。中間タップＴにおける電圧を符号Ｖｔで示す。

出力端２と接地端ｅの間に負荷（図示せず）が接続されている。負荷に対して直流の出力電圧Ｖｏが印加され、直流の出力電流Ｉｏが流れる。中間タップＴは、出力端２に接続されている。さらに、出力端２と接地端ｅの間には、平滑コンデンサＣが接続されている。

中間タップＴにおける電圧Ｖｔ及び中間タップＴから出る電流は、スイッチング素子Ｑのオンオフにより時間的に変動するが、平滑コンデンサＣにより平滑化されて直流電圧Ｖｏ及び直流電流Ｉｏとして出力される。従って、中間タップＴにおける電圧Ｖｔの時間平均が出力電圧Ｖｏとなる。また、中間タップＴから出る電流の時間平均が出力電流Ｉｏとなる。

さらに、接地端ｅと一次コイルＮ１の始端との間の電流路に第１の整流要素Ｄ１が接続されている。第１の整流要素Ｄ１は、接地端ｅから一次コイルＮ１の始端へ流れる電流を導通させ、その逆向きの電流は遮断する。第１の整流要素Ｄ１はここではダイオードであり、アノードが接地端ｅに、カソードが一次コイルＮ１の始端に接続されている。

さらに、接地端ｅと二次コイルＮ２の終端との間の電流路に第２の整流要素Ｄ２が接続されている。第２の整流要素Ｄ２は、接地端ｅから二次コイルＮ２の終端へ流れる電流を導通させ、その逆向きの電流は遮断する。第２の整流要素Ｄ２はここではダイオードであり、アノードが接地端ｅに、カソードが二次コイルＮ２の終端に接続されている。

別の例では、第１及び第２の整流要素Ｄ１、Ｄ２として、ダイオード以外の素子を用いることもできる。例えば、同期整流方式を採用する場合は、ＦＥＴ等のスイッチング素子を用いることもできる。

図示しないが、第２の整流要素Ｄ２と並列にコンデンサを接続してもよい。コンデンサを接続することにより、第２の整流要素Ｄ２が低周波用の場合に、その応答遅れを補ってコンデンサから速やかに電流供給することができる。第２の整流要素Ｄ２が高周波用である場合はコンデンサは不要である。

さらに、スイッチ要素Ｓが、接地端ｅと二次コイルＮ２の終端との間の電流路において第２の整流要素Ｄ２と直列接続されている。スイッチ要素Ｓは、接地端ｅと二次コイルＮ２の終端との間の電流路を、選択的に導通又は遮断することができる。スイッチ要素Ｓは、自動又は手動で電流路を開閉可能な素子であればよい。スイッチ要素Ｓは、例えばリレー等の機械的スイッチでもよく、ＦＥＴやトランジスタ等のスイッチング素子でもよい。図１の例では、スイッチ要素Ｓが、接地端ｅと第２の整流要素Ｄ２との間に挿入されているが、それに替えて、第２の整流要素Ｄ２と二次コイルＮ２の終端との間に挿入されてもよい。

スイッチ要素Ｓは、必要に応じて二次コイルＮ２の機能を停止させるためのものである。スイッチ要素Ｓが閉じているとき、すなわちスイッチ要素Ｓのオンモードのとき、本回路はリアクトルＮの一次コイルＮ１と二次コイルＮ２が協働する動作を行う。一方、スイッチ要素Ｓが開いたとき、すなわちスイッチ要素Ｓのオフモードのとき、本回路はリアクトルＮの一次コイルＮ１のみによって動作する。その場合、図７に示した基本的な降圧コンバータと同じ構成となる。

（２）回路動作
（２－１）スイッチ要素Ｓのオンモードにおける動作
図２を参照して、図１の回路において、スイッチ要素Ｓのオンモードにおける動作を説明する。図２（ａ）は、スイッチング素子Ｑのオン期間の電流を、（ｂ）はスイッチング素子Ｑのオフ期間の電流をそれぞれ矢印付き実線で示している。

＜スイッチング素子Ｑのオン期間の動作＞
スイッチング素子Ｑがオンになると、入力電圧Ｖｉｎにより入力端１から一次コイルＮ１に電流ｉ１が流れ、中間タップＴから出て出力端２へ出力される。一次コイルＮ１の始端は正電位となるのでダイオードＤ１は逆バイアスとなり電流は流れない。電流ｉ１により一次コイルＮ１は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。

一方、一次コイルＮ１に電流ｉ１が流れる結果、磁気結合した二次コイルＮ２に相互誘導による起電力が発生する。この起電力は、二次コイルＮ２の終端が負電位となる向きであるからダイオードＤ２が順バイアスとなり、電流ｉ２が流れる。電流ｉ２は、二次コイルＮ２を流れ、中間タップＴから出て出力端２へ出力される。電流ｉ２は、リアクトルＮのトランス的な相互誘導によるフォワード電流と云える。電流ｉ２により二次コイルＮ２は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。

従って、スイッチング素子Ｑのオン期間には、電流ｉ１と電流ｉ２の総和が出力電流Ｉｏに寄与することとなる。

入力電圧Ｖｉｎと中間タップＴにおける電圧Ｖｔの比は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比となる。一方、電流ｉ１と電流ｉ２は、一次コイルＮ１と二次コイルＮ２の巻数比の逆数となる。従って、以下の式が成り立つ。
Ｖｉｎ／Ｖｔ＝（Ｎ１＋Ｎ２）／Ｎ２
ｉ１／ｉ２＝Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）

例えば、巻数比Ｎ１／Ｎ２が９のとき、Ｖｉｎ＝４００Ｖ、Ｖｔ＝４０Ｖ、ｉ１＝１Ａ、ｉ２＝９Ａのような組合せとなる。中間タップＴの位置が二次コイルＮ１の終端に近づくほど、電圧Ｖｔが入力電圧Ｖｉｎに比べて小さくなる一方、電流ｉ２が電流ｉ１に比べて大きくなる。すなわち、中間タップＴの位置を変えることにより、電流ｉ１と電流ｉ２の総和は同じであっても電流ｉ１と電流ｉ２の割合が変化する。電流ｉ１が小さくなることは、電流ｉ１が流れるスイッチング素子Ｑの負担が軽減されることを意味する。

なお、出力電圧Ｖｏは、中間タップＴにおける電圧Ｖｔの時間平均として、以下の式で得られる。
Ｖｏ＝Ｄ・Ｖｔ＝Ｄ・Ｖｉｎ・Ｎ２／（Ｎ１＋Ｎ２）
（Ｄはデューティ比）

＜スイッチング素子Ｑのオフ期間の動作＞
スイッチング素子Ｑがオフになると、入力電圧Ｖｉｎによる一次コイルＮ１の電流ｉ１が遮断され、一次コイルＮ１に逆起電力が発生する。この逆起電力により、一次コイルＮ１の始端が負電位となるのでダイオードＤ１は順バイアスとなり、電流ｉ３がダイオードＤ１から一次コイルＮ１を通って中間タップＴから出て出力端２へ出力される。これによりオン期間に蓄積された磁気エネルギーが放出される。

一方、二次コイルＮ２にも逆起電力が発生するが、一次コイルＮ１に電流ｉ３が流れることによってオン期間の電流ｉ２と同じ方向の電流が維持される作用が働き、電流ｉ４が流れる。電流ｉ４は、ダイオードＤ２から二次コイルＮ２を通って中間タップＴから出て出力端２へ出力される。これによりオン期間に蓄積された磁気エネルギーが放出される。

従って、スイッチング素子Ｑのオフ期間には、電流ｉ３と電流ｉ４の総和が出力電流Ｉｏに寄与することとなる。

＜デューティ比と電圧及び電流との関係＞
次に、図３を参照して、中間タップＴの位置と、デューティ比と、回路上の各箇所の電圧及び電流との関係を説明する。

図３の（Ａ）及び（Ｂ）の四角形の枠内には、それぞれ図１の回路におけるリアクトルＮの部分を概略的に示している。（Ａ）と（Ｂ）は、中間タップＴの異なる位置の例である。（Ａ）では、中間タップＴがリアクトルＮのほぼ中央にあり、一次コイルＮ１_Ａと二次コイルＮ２_Ａの巻数がほぼ同じである。（Ｂ）では、中間タップＴが右側に寄った位置にあり、二次コイルＮ２_Ｂの巻数が一次コイルＮ１_Ｂの巻数より少ない。

図３では、オン期間Ｔonをデューティ比Ｄに置き換えて示している。（Ａ）において、デューティ比Ｄが小さいとき（ａ１）（ａ２）（ａ３）と、デューティ比Ｄが大きいとき（ａ４）（ａ５）（ａ６）について、入力電圧Ｖｉｎ、中間タップ電圧Ｖｔ_Ａ及び出力電圧Ｖｏ_Ａ、電流ｉ１_Ａ～ｉ４_Ａの波形をそれぞれ模式的に示している。出力電圧Ｖｏ_Ａは、中間タップ電圧Ｖｔ_Ａの一周期の時間平均であり破線で示している。

（Ａ）の場合、デューティ比Ｄが大きくなると、入力電圧Ｖｉｎが長く印加されることによって中間タップ電圧Ｖｔ_Ａの期間が長くなる。この結果、中間タップ電圧Ｖｔ_Ａの時間平均である出力電圧Ｖｏ_Ａも大きくなる（（ａ２）と（ａ５）を比較）。同様に、デューティ比Ｄが大きくなると、オン期間の電流ｉ１と電流ｉ２のピーク値が大きくなり、それにより電流ｉ３と電流ｉ４も大きくなる（（ａ３）と（ａ６）を比較）。

（Ｂ）の場合も、デューティ比Ｄが小さいとき（ｂ１）（ｂ２）（ｂ３）と、デューティ比Ｄが大きいとき（ｂ４）（ｂ５）（ｂ６）について、各電圧及び各電流の関係は（Ａ）の場合と同様である。

次に（Ａ）と（Ｂ）を比較する。（Ａ）に比べて（Ｂ）では、一次コイルに対する二次コイルの巻数比がより小さくなる。この結果、中間タップ電圧Ｖｔ_Ｂは、中間タップ電圧Ｖｔ_Ａよりも小さくなる（（ａ２）と（ｂ２）を比較、又は、（ａ５）と（ｂ５）を比較）。そして、電流ｉ１_Ｂと電流ｉ３_Ｂが、電流ｉ１_Ａと電流ｉ３_Ａよりも小さくなる一方、その減少分だけ電流ｉ２_Ｂと電流ｉ４_Ｂが、電流ｉ２_Ａと電流ｉ４_Ａよりも大きくなる（（ａ３）と（ｂ３）を比較、又は、（ａ６）と（ｂ６）を比較）。

このように、中間タップＴの位置を変えて二次コイルＮ２の巻数を少なくするほど、出力電圧をＶｏが小さくなる。つまり、同じデューティ比Ｄの場合、二次コイルＮ２の巻数を少なくするほど、出力電圧Ｖｏをより小さくすることができる。また、中間タップＴの位置を変えて二次コイルＮ２の巻数を少なくするほど、電流ｉ１とｉ３は減少し、電流ｉ２とｉ４は増大することが判る。つまり、二次コイルＮ２の巻数を少なくするほど、電流ｉ１が流れるスイッチング素子Ｑの負担を軽減することができる。

図４（ａ）は、図３で示した中間タップＴの位置（Ａ）と位置（Ｂ）において、それぞれデューティ比Ｄを０～１の間で変化させた場合の出力電圧Ｖｏ_ＡおよびＶｏ_Ｂを示したグラフであり、図４（ｂ）は、出力電流Ｉｏの変化を示したグラフである。出力電流Ｉｏは、電流ｉ１～ｉ４を合わせた一周期の時間平均である。位置（Ａ）と位置（Ｂ）でそれぞれ同じ大きさの出力電流Ｉｏを出力するものとする。

図４（ａ）に示すように、所定の出力電圧Ｖｏｘを出力する場合、中間タップＴの位置（Ａ）におけるデューティ比Ｄ_Ａよりも、位置（Ｂ）におけるデューティ比Ｄ_Ｂを大きくすることができる。デューティ比Ｄが極端に小さい値の場合にスイッチング素子のオンオフ制御が困難となることがあるが、デューティ比Ｄが適度な値（例えば０．２～０．８の範囲、又は、例えば０．５前後）の場合は、オンオフ制御が容易である。

図４（ｂ）に示すように、所定の出力電流Ｉｏｘを出力する場合、中間タップＴの位置（Ａ）における電流ｉ１_Ａよりも、位置（Ｂ）における電流ｉ１_Ｂを小さくすることができる。これにより、電流ｉ１が流れるスイッチング素子Ｑの負担を軽減できる。

（２－２）スイッチ要素Ｓのオフモードにおける動作
図５を参照して、図１の回路において、スイッチ要素Ｓのオフモードにおける動作を説明する。図５（ａ）は、スイッチング素子Ｑのオン期間の電流を、（ｂ）はスイッチング素子Ｑのオフ期間の電流をそれぞれ矢印付き実線で示している。

＜スイッチング素子Ｑのオン期間の動作＞
スイッチング素子Ｑがオンになると、入力電圧Ｖｉｎにより入力端１から一次コイルＮ１に電流ｉ１が流れ、中間タップＴから出て出力端２へ出力される。一次コイルＮ１の始端は正電位となるのでダイオードＤ１は逆バイアスとなり電流は流れない。電流ｉ１により一次コイルＮ１は励磁されて磁気エネルギーが蓄積される。二次コイルＮ２は、電流路が遮断されているので電流は流れない。

従って、スイッチング素子Ｑのオン期間には、電流ｉ１のみが出力電流Ｉｏに寄与することとなる。

＜スイッチング素子Ｑのオフ期間の動作＞
スイッチング素子Ｑがオフになると、入力電圧Ｖｉｎによる一次コイルＮ１の電流ｉ１が遮断され、一次コイルＮ１に逆起電力が発生する。この逆起電力により、一次コイルＮ１の始端が負電位となるのでダイオードＤ１は順バイアスとなり、電流ｉ３がダイオードＤ１から一次コイルＮ１を通って中間タップＴから出て出力端２へ出力される。これによりオン期間に蓄積された磁気エネルギーが放出される。二次コイルＮ２は、電流路が遮断されているので電流は流れない。

従って、スイッチング素子Ｑのオフ期間には、電流ｉ３のみが出力電流Ｉｏに寄与することとなる。

図１の回路において、スイッチ要素Ｓのオフモードの動作は、一次コイルＮ１のみをリアクトルとする通常の降圧コンバータ（図７参照）の動作と同じになる。

図６は、図１の回路において、デューティ比Ｄを０～１の間で変化させた場合の出力電流Ｉｏの変化の一例を示したグラフである。図６では、所定のデューティ比Ｄｓよりも大きい範囲ではスイッチ要素Ｓをオンとし、小さい範囲ではスイッチ要素Ｓをオフとする場合を示している。

スイッチ要素Ｓのオンモード（Ｄ＞Ｄｓ）では、一次コイルＮ１を流れる電流ｉ１、ｉ３及び二次コイルＮ２を流れる電流ｉ２、ｉ４が加算され、それらの時間平均として出力電流Ｉｏが得られる。一方、スイッチ要素Ｓのオフモード（Ｄ＜Ｄｓ）では、一次コイルＮ１を流れる電流ｉ１、ｉ３のみの時間平均として出力電流Ｉｏが得られる。

図６に示すように、所定の出力電流Ｉｏｘを出力する場合、スイッチ要素Ｓのオンモードであればデューティ比Ｄ（on）は極めて小さい値となるが、スイッチ要素Ｓをオフモードにすることによりデューティ比Ｄ（off）を大きい値とすることができる。これにより、スイッチング素子Ｑのスイッチング損失を軽減でき、スイッチング制御が容易となる。

以上述べた通り、本発明のタップドインダクタ方式のスイッチング電源により、微小な出力電流の場合であっても、オンオフ制御を安定に行えるデューティ比の範囲でスイッチング素子を制御できる。これにより、本発明によれば、広範囲な電流制御が可能となる。さらに、スイッチング素子のスイッチング損失が軽減される。

以上に説明した本発明のタップドインダクタ方式のスイッチング電源は、図示の構成例に限られず、本発明の主旨に沿う範囲において多様な変形が可能である。

１入力端
２出力端
ｅ接地端
Ｑスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
Ｎリアクトル
Ｎ１一次コイル
Ｎ２二次コイル
Ｄ１、Ｄ２整流要素（ダイオード）
Ｃ平滑コンデンサ
Ｓスイッチ要素

Claims

入力端と接地端との間に印加される直流電力を変換し出力端と該接地端との間に出力するタップドインダクタ方式のスイッチング電源において、
一次コイルと二次コイルを具備すると共に前記一次コイルの終端と前記二次コイルの始端との接続点に中間タップを具備しかつ前記中間タップが前記出力端に接続されたリアクトルと、
前記入力端と前記一次コイルの始端との間の電流路を導通又は遮断するべくオンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記接地端から前記一次コイルの始端へ流れる電流を導通させる第１の整流要素と、
前記接地端から前記二次コイルの終端へ流れる電流を導通させる第２の整流要素と、
前記出力端と前記接地端との間に接続された平滑コンデンサと、
前記接地端と前記二次コイルの終端との間の電流路において前記第２の整流要素と直列接続されておりかつ前記接地端と前記二次コイルの終端との間の電流路を導通又は遮断可能なスイッチ要素と、を有し、
前記スイッチング素子のオンオフ制御におけるデューティ比が所定の値より小さい範囲において前記スイッチ要素が遮断されることを特徴とするタップドインダクタ方式のスイッチング電源。