CN106169871B - 开关模式电源 - Google Patents

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Abstract

一种开关模式电源，包括：具有用于接收输入电压的输入以及用于提供调整后电压的输出的有源箝位回扫变换器，该有源箝位回扫变换器具有用于控制通过回扫变压器的初级绕组的电流的流动的第一开关，以及用于对在回扫变压器的初级侧的开关节点进行箝位的第二开关；以及控制器，用于控制第一及第二开关以在负载电流位于第一预定水平以上时于有源箝位回扫模式下操作有源箝位回扫变换器，并且用于控制第一及第二开关以在负载电流位于第二预定水平以下时于具有可变的切换频率的间断性导通模式下操作有源箝位回扫变换器。

Description

开关模式电源
技术领域
本公开内容一般地涉及功率变换器，并且更特别地涉及在变化很大的负载条件下工作的开关模式电源(switched mode power supply)。
背景技术
开关模式电源能够被用来通过经由能量存储元件(例如，变压器)切换电流而根据交流(AC)电压产生直流(DC)电压。切换的占空比受到控制以将输出电压调整至期望电平。开关模式电源一般地在较重的负载下效率较高，而在较轻的负载下效率较低。两种流行类型的隔离式开关模式电源是正向式(forward mode)变换器和回扫式(flyback mode)变换器。
回扫(flyback)变换器常见于AC电压至DC电压的应用中。回扫变换器基于可交替地积聚起磁芯内的通量并将能量传输给输出的回扫变压器。当电流通过初级绕组切换时，在变压器内的初级电流增大，从而将能量存储于变压器内。当开关断开时，在变压器内的初级电流下降，从而在次级绕组上感生出电压。次级绕组将电流供应给负载。控制器改变与初级绕组串联的初级开关的接通与断开时间以将输出电压调整至期望电平。
回扫变换器能够被配置用于使用称为有源箝位回扫(ACF)的拓扑结构来切换与初级绕组并联的附加的电抗元件。ACF变换器能够降低构件上的电应力并通过实现初级开关的近乎零电压切换(ZVS)提高效率，并且在没有任何振铃(ringing)的情况下产生干净的漏极波形。它们同样允许次级电流的柔和增加。但是，虽然ACF变换器在中等负载和重负载下具有高效率，它们的效率在较轻的负载下由于来自由于附加电抗元件而在变压器的初级侧不断循环的磁化电流的连续导通损耗而降低。而且，ACF变换器并不适合于可在轻负载下提高效率的其他技术，例如，周期跳跃和频率折返。
发明内容
本发明解决了现有技术的至少一个技术问题。
本发明的一个方面提供一种开关模式电源，其特征在于包括：有源箝位回扫变换器，具有用于接收输入电压的输入以及用于提供调整后电压的输出，所述有源箝位回扫变换器具有用于控制通过回扫变压器的初级绕组的电流的流动的第一开关，以及用于将所述回扫变压器的初级侧的开关节点进行箝位的第二开关；以及控制器，用于控制所述第一及第二开关以在负载电流达到第一预定水平时在有源箝位回扫模式下操作所述有源箝位回扫变换器，并且用于控制所述第一及第二开关以在所述负载电流达到第二预定水平时在具有可变切换频率的间断性导通模式下操作所述有源箝位回扫变换器。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于所述控制器使用与所述负载电流相关的测得信号的第一阈值以从所述有源箝位回扫模式过渡到所述间断性导通模式，以及使用所述测得信号的第二阈值以从间断性导通模式过渡到有源箝位回扫模式，其中所述第二阈值不同于所述第一阈值。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于当所述负载电流处于低于所述第二预定水平的第三预定水平以下时，所述控制器还将所述切换频率箝位在人类听觉频率范围以上的预定频率。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于所述控制器控制所述第二开关以在所述有源箝位回扫与间断性导通模式之间过渡，其中从所述有源箝位回扫模式到所述间断性导通模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步退出，并且其中从所述间断性导通模式到所述有源箝位回扫模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步进入。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于所述控制器使用慢速斜坡信号的前沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步进入，并且使用所述慢速斜坡信号的前沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步退出。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于所述控制器使用慢速斜坡信号的后沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步进入，并且使用所述慢速斜坡信号的后沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步退出。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于所述控制器使用相对于较快速的三角形信号的慢速斜坡信号的双沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步进入，并且使用相对于所述较快速的三角形信号的所述慢速斜坡信号的双沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步退出。
本发明的另一方面提供一种开关模式电源，其特征在于包括：控制器，用于控制有源箝位回扫变换器的第一开关和第二开关；其中所述控制器配置所述第一开关以控制通过回扫变压器的初级绕组的电流的流动；其中所述控制器配置所述第二开关以控制在所述回扫变压器的初级侧的有源箝位；并且其中所述控制器被配置为控制所述第一开关及第二开关以在负载电流大于第一预定水平时在有源箝位回扫模式下操作所述有源箝位回扫变换器，并且还被配置为控制所述第一开关及第二开关以在所述负载电流小于第二预定水平时在具有可变切换频率的间断性导通模式下操作所述有源箝位回扫变换器。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于所述控制器包括用于接收代表所述负载电流的测得信号的反馈输入，其中所述控制器使用所述测得信号的第一阈值以从所述有源箝位回扫模式过渡到所述间断性导通模式，并且使用所述测得信号的第二阈值以从间断性导通模式过渡到有源箝位回扫模式，其中所述第二阈值不同于所述第一阈值。
根据上述开关模式电源的一个单独实施例，其特征在于所述控制器控制所述第二开关以在所述有源箝位回扫与间断性导通模式之间过渡，其中从所述有源箝位回扫模式到所述间断性导通模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步退出，并且其中从所述间断性导通模式到所述有源箝位回扫模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步进入。
附图说明
图1以局部示意图和局部框图形式示出了根据某些实施例的开关模式电源。
图2以图示的形式示出了图1的开关模式电源的切换行为。
图3以示意图形式示出了在能量存储阶段的图1的开关模式电源。
图4以示意图形式示出了在能量存储阶段结束后的过渡中的图1的开关模式电源。
图5以示意图形式示出了处于谐振功率输送阶段的图1的开关模式电源。
图6示出了根据某些实施例的操作开关模式电源的方法的流程图。
图7以图示的形式示出了根据某些实施例的在DCM模式与ACF模式之间的过渡期间的图1的控制器的操作。
在下面的描述中，在不同附图中的相同附图标记的使用指示类似的或相同的项。除非另有说明，否则词语“耦合的”及其相关的动词形式包括借助于本技术领域已知的方式进行的直接连接和间接的电连接两种，并且除非另有说明，否则任何关于直接连接的描述都同样蕴含着使用间接的电连接的合适形式的可替换实施例。
具体实施方式
在一种形式中，开关模式电源包括有源箝位回扫变换器和控制器。有源箝位回扫变换器具有用于接收输入电压的输入，以及用于提供调整后电压的输出，有源箝位回扫变换器具有用于控制通过回扫变压器的初级绕组的电流的流动的第一开关，以及用于对在回扫变压器的初级侧的开关节点进行箝位的第二开关。控制器用于控制第一及第二开关以在负载电流达到第一预定水平时于有源箝位回扫模式下操作变换器，并且用于控制第一及第二开关以在负载电流达到第二预定水平时于具有可变的切换频率的间断性导通模式下操作有源箝位回扫变换器。
在某些实施例中，开关模式电源包括用于控制有源箝位回扫变换器的第一开关和第二开关的控制器。控制器配置第一开关，用于控制通过回扫变压器的初级绕组的电流的流动。控制器配置第二开关，用于控制在回扫变压器的初级侧的有源箝位。控制器被配置用于控制第一及第二开关以在负载电流大于第一预定水平时于有源箝位回扫模式下操作变换器，并且还被配置用于控制第一及第二开关以在负载电流小于第二预定水平时于具有可变的切换频率的间断性导通模式下操作有源箝位回扫变换器。
图1以示意图形式示出了根据某些实施例的开关模式电源(SMPS)100。SMPS 100包括有源箝位回扫(ACF)变换器120和控制器160，用于接收来自电压源110的输入电压并将输入电压转换成用于驱动负载170的输出电压VO。
当被用作AC-DC变换器时，电压源112代表全波整流的(半正矢)和电容式平滑的AC线电压的输出。当被用于DC-DC变换器中时，电压源110代表DC电压源。
ACF变换器120一般地包括回扫变压器130、初级侧电路140和次级侧电路150。回扫变压器130具有每个都具有第一及第二端部的初级和次级绕组，以及与初级和次级绕组电感耦合的磁芯。
初级侧电路140包括开关141、电阻器142、电感器143和144、电容器145和开关146。开关141被实现为具有与回扫变压器130的初级绕组的第二端部连接的漏极、栅极和源极的N沟道金属-氧化物-半导体(MOS)晶体管。电阻器142具有与开关141的源极连接的第一端子，以及与地线连接的第二端子。电感器143具有与电压源110的输出端子连接的第一端子，以及与回扫变压器130的初级绕组的第一端部连接的第二端子。电感器144具有与回扫变压器130的初级绕组的第一端部连接的第一端子，以及与回扫变压器130的初级绕组的第二端部连接的第二端子。电容器145具有与电压源110的输出端子连接的第一端子，以及第二端部。开关146被实现为具有与电容器145的第二端子连接的第一源极/漏极端子、栅极以及与回扫变压器130的初级绕组的第二端部连接的第二源极/漏极端子的N沟道MOS晶体管。开关146特别地还能够是P沟道MOS晶体管，并且如果这样，它典型地以地线为参考点。
次级侧电路150包括输出开关152、负载电容器154、光耦合器156和齐纳二极管158。输出开关152被实现为具有与回扫变压器130的次级绕组的第二端部连接的漏极、栅极和与地线连接的源极的N沟道MOS晶体管。输出开关152在某些实施例中还能够是整流器。负载电容器154具有与回扫变压器130的次级绕组的第一端部连接的第一端子，以及与地线连接的第二端子。光耦合器156包括具有阴极和与回扫变压器130的次级绕组的第一端部连接的阳极的光电二极管，以及与光电二极管光学耦合且具有集电极和发射极的光电晶体管。齐纳二极管158具有与光耦合器156的光电二极管的阴极连接的阴极，以及与地线连接的阳极。
控制器160具有与光耦合器156的光电晶体管的集电极连接的输入、与开关141的栅极连接用于给其提供标记为“SW1”的第一切换信号的输出，与开关146的栅极连接用于给其提供标记为“SW2”的第二切换信号的输出，以及与开关152的栅极连接用于给其提供标记为“SW3”的第三切换信号的输出。如图1所示，控制器160通过单个集成电路来实现，然而开关模式电源100的其他元件被实现为分立构件。在其他实施例中，构件的不同组合能够被共同实现于单个集成电路上。例如，开关141和146能够与控制器160的其他电路结合于单个集成电路中。
负载170在图1中被表示为具有与回扫变压器130的次级绕组的第一端部连接的第一端子以及与地线连接的第二端子的电阻器。注意，在次级侧的地线被示为具有与初级侧不同的符号，因为这两个地线可以是相对于彼此浮置的。
除了N沟道MOS晶体管外，开关141、146和152还可以用多种基于半导体的开关中的任一种来实现，包括双极型晶体管、栅极绝缘的双极型晶体管、结型场效应晶体管(JFET)、氮化镓高电子迁移率晶体管(GaN HEMT)、晶闸管、栅极截止式晶闸管、三端双向可控硅开关元件(triac)、PiN二极管、肖特基二极管、功率MOSFET等。
在操作中，控制器160使用信号SW1、SW2和SW3来控制开关141、146和152的激活，用于操作ACF变换器110以将输出电压VO调整至期望电平。光耦合器156将反馈信号FB提供给控制器160，并且控制器160将FB信号的电平与参考电压进行比较，并且响应于该比较而改变开关141、146和152的占空比，以将VO调整至期望电平。
ACF变换器120的操作如下进行。初级侧电路140不仅包括开关141和电阻器142，而且还包括与包含电感器144和电容器145的回扫变压器130的初级绕组并联的附加的电抗元件。电容器145与开关146串联连接，以形成有源箝位。控制器160在开关141的关闭时间部分内接通开关146，并且改变在关闭时间内的开关146的占空比，如同下文将描述的。以此方式，ACF变换器120使用寄生存储的能量来实现零电压切换(ZVS)，而不是消耗缓冲器电路内的能量。ACF变换器120还会降低由于开关瞬态而产生的峰值，从而导致较低的电磁干扰(EMI)。
但是，控制器160不同于已知的ACF变换器，它对于重负载而在ACF模式下操作，而对于轻负载则在具有可变频率的间断性导通模式下来操作。在间断性导通模式中，开关146保留为非导通的，从而有效地将ACF变换器120转换成DCM变换器并且通过电容器145来避免磁化电流损失。通过在轻负载下于DCM中操作，ACF变换器120允许由各种世界范围的管理权威机构强加的对于待机和系统效率的严格的要求得到满足。
在图1所示的实施例中，控制器160确定何时使用FB信号自身从ACF模式切换为具有可变频率的间断性导通模式。控制器160能够使用FB信号来检测轻负载条件，因为在轻负载期间，正常的电压调节回路无法将VO调整至期望电平。例如，在突然切换至轻负载条件之后，例如，负载170进入小功率的待机模式，VO上升到期望电平以上。随着VO上升，光耦合器156的光电二极管发射出更多光子，从而导致光耦合器156的光电晶体管变得导电性更高并且降低FB信号的电平。在其他实施例中，负载电流能够通过将低值电阻器布置于回扫变压器130的次级绕组的第一端部与负载170之间并且使用电阻器两端的电压差来测量负载电流来直接测量。此外，在另一种实施例中，典型地在电流感测电阻器142处测得的初级电流能够被用来对负载电流进行数学计算。但是，为了确定负载的水平而是使用FB信号可避免对附加的集成电路引脚的需要，因为控制器160在电压调节回路中已经使用了FB信号引脚。
而且如同下文将更详细描述的，控制器160进一步实现了在ACF模式与DCM模式之间的软过渡，以确保ZVS，降低在回扫变压器130的次级侧的应力，并且留出了回路稳定化的时间。它使用对开关146的逐步进入(phase in)和逐步退出(phase out)的前沿调制来实现软过渡。因而，例如，可以在ACF变换器120处于DCM模式时保持于电容器145内的大量能量按照可控的方式传递到变压器130的次级。如果过渡在单个周期内发生，则保持于电容器145内的全部能量将会在单个周期内被传递给该次级，从而有可能导致因大瞬变而造成对系统的破坏。
当FB信号下降到规定阈值以下时，控制器160从ACF模式切换到具有可变频率的间断性导通模式。现在将描述该操作。
图2以图示的形式示出了图1的开关模式电源100的切换行为。在图2中，横轴代表单位为伏特的FB信号，而纵轴代表单位为千赫兹(kHz)的切换频率。对于在标记为“FB_ACF”的电平以上的FB信号的值，ACF变换器120在ACF模式中于恒定的频率下操作。对于在标记为“FB_DCM”的电平以下的FB信号的值，ACF变换器120在具有可变频率的DCM模式下操作，即，它执行频率折返，在该DCM模式中，切换频率随着FB信号降低而成比例地下降，直到切换频率达到值25kHz，在该频率点，ACF控制器120使切换频率箝位于25kHz以防止切换频率进一步降低。值25kHz被选择为在人类听觉频率范围以上，所以控制器160的切换不会导致听觉噪声。
当对于在FB_DCM与FB_ACF之间的FB信号而在ACF模式与DCM模式之间改变时，ACF变换器120在过渡模式中还实现了滞后。假定，ACF变换器120处于ACF模式，但是负载减轻。随着FB信号降低到FB_ACF电平以下，ACF变换器120保留于ACF模式，直到FB信号达到FB_DCM。当FB信号进一步下降到FB_DCM以下时，ACF变换器120最初使切换频率从预订的频率F减小到该预订频率的一小部分。随着FB信号进一步下降到FB_DCM电平以下，ACF变换器120使切换频率线性下降，直到它达到25kHz，在该频率点，它(is)使切换频率箝位于25kHz，不管负载是否进一步减小。在另一种实施例中，ACF变换器120能够实现基于时间的滞后，其中从一种模式到另一种模式的过渡被禁止达预定的时间。
现在假定，ACF变换器120处于DCM模式，但是负载增大。虽则FB信号增大，ACF变换器120保留于DCM模式并且使切换频率线性增大。切换频率达到于FB_DCM电平的预定阈值，但是随着FB信号进一步增加而继续线性增大。但是当FB信号达到FB_ACF电平时，ACF变换器120使切换频率增大到F，改变为ACF模式，并且对于FB信号的进一步增大使切换频率恒定保持于F。
在某些实施例中，控制器160可以被预先编程以设定频率折返的斜率222并设定箝位频率。而且，控制器160同样可以被编程以设定FB_DCM和FB_ACF的电平，并因此设定过渡区的宽度。这些编程选项可以通过例如经由串行端口来设定外部构件的值或者对控制器160编程而实现。
控制器160实现在从DCM到ACF模式的过渡期间的开关146的逐渐逐步进入，以及在从ACF模式到DCM模式的过渡期间的开关146的逐渐逐步退出。逐渐逐步进入产生有保证的ZVS，并且降低次级侧应力，从而留出回路稳定化的时间。如同下文将进一步描述的，当控制器160将ACF变换器110从间断性导通模式220到有源箝位回扫模式210过渡，控制器160对晶体管146的逐步进入使用前沿调制，并且当控制器160将ACF变换器110从有源箝位回扫模式210到间断性导通模式220过渡，对晶体管146的逐步退出使用前沿调制。在一种可替换的实施例中，控制器160能够对开关146的逐步进入或逐步退出使用后沿调制。
图3-5以示意图形式示出了各个切换阶段的图1的开关模式电源100。图3以示意图形式示出了处于在能量存储阶段300的图1的开关模式电源100。在能量存储阶段300中，开关141是导通的，从而导致电流流过回扫变压器130的初级绕组并且在回扫变压器130中累积通量。在这个阶段中，开关146是断开的，不管ACF变换器120是处于ACF模式还是处于DCM模式。通过开关141的电流逐渐累积。开关152断开。
图4以示意图形式示出了在能量存储阶段300结束后的过渡阶段400中的图1的开关模式电源100。在过渡阶段400中，开关141、146和153全都是不导通的。开关141的电容创建了可与电感器144相互作用并促使电流流动的电抗路径。
图5以示意图形式示出了处于谐振功率输送阶段500的图1的开关模式电源。在谐振功率输送阶段500中，开关141是非导通的，然而开关146和152是导通的。在这个阶段中，电容器145创建谐振功率传递路径，以防止因开关141的断开导致有害的瞬变。开关152变为导通的，从而关闭次级电路来促使回扫变压器130驱动电流进入负载170内。
图6示出了根据某些实施例的操作开关模式电源的方法的流程图。在动作块610处包括在变压器130的初级绕组的第一端部处接收输入电压。动作框620包括将初级绕组的第二端部选择性地切换为参考电压端子。动作框630包括根据变压器130的次级绕组来生成输出电压114。动作框640包括响应于负载电流而确定开关模式电源100是否应当运行于有源箝位回扫模式或间断性导通模式中。动作框650包括调制初级绕组并选择性地对初级绕组两端的电压进行箝位以将输出电压调整至预定水平。动作框660包括调制初级绕组并且选择性地降低调制的频率以将输出电压114调整至预定水平。
图7以图示的形式示出了根据某些实施例的图1的控制器160在DCM模式与ACF模式之间的过渡期间的操作。在图7中，横轴代表合适单位(例如，微秒)的时间，而纵轴代表单位为伏特的各种信号的电压。所感兴趣的若干信号被示出，包括使用前沿调制的与在DCM与ACF模式之间的逐步过渡(或者ACF模式的“逐步进入”)相关的信号集，以及使用后沿调制的与ACF模式的逐步进入相关的另一个信号集。
与使用前沿调制的ACF模式的逐步进入相关的信号包括标记为“HSDRV”的高侧驱动信号、斜坡(RAMP)信号710、斜坡调制(RAMP MODULATION)信号720、标记为“LSDRV”的低侧驱动信号、标记为“SW”的开关漏极信号716，以及次级电流(SECONDARY CURRENT)信号718。如波形714所示，控制器使用关于时钟信号同步开始的脉冲来生成LSDRV信号(与图1的SW1信号对应)，并且具有根据由电压控制回路设定的占空比而定的占空比。控制器160生成作为反相的锯齿波的斜坡信号，即，它使电压快速增大并然后在时钟周期的剩余部分内使电压逐渐降低。在DCM-ACF过渡的开始时，控制器160通过例如对电容器慢速充电，使用数字代码进行计数等来生成作为单调增加的信号的斜坡调制信号720。斜坡调制信号720横切或“切割”斜坡信号710，使得HSDRV信号(对应于图1的SW2信号)的活动时间在逐步进入时段内慢速增加。以此方式，逐渐逐步进入允许存储于电容器145内的能量在相对较长的软启动时段内散开。结果见于次级电流信号718中，并且特别地通过在次级内的大电流峰值的避免可看出。
与使用后沿调制的ACF模式的逐步进入相关的信号包括HSDRV信号752、斜坡信号754、斜坡调制信号756和LSDRV信号758。如波形758所示，控制器160使用关于时钟信号同步开始的且具有根据由电压控制回路设定的占空比而定的占空比的脉冲来生成LSDRV信号758。在开关141的驱动终止时，控制器160生成作为锯齿波的斜坡信号，即，它在时钟周期的快速增加于结束时之前在时钟周期内使电压逐渐增加。在DCM-ACF过渡的开始时，控制器160通过例如对电容器慢速充电，使用数字计数器来进行计数等来生成作为单调增加的信号的斜坡调制信号720。斜坡调制信号756切割斜坡信号754，使得HSDRV信号的活动时间在该过渡期间慢速增加。像前沿逐步进入一样，这种使用后沿调制的逐渐逐步进入同样允许存储于电容器145内的能量在相对较长的软启动时段内散开。
尽管在图7中未示出，但是控制器160在ACF-DCM过渡期间将类似的技术用于HSDRV信号的逐渐逐步退出，在该技术中按照与针对在前沿调制期间HSDRV信号的逐步进入而示出的方式类似的方式来使用前沿或后沿或双沿调制。注意，除了慢速的斜坡信号的前沿或后沿调制之外，使用相对于较快速的三角形信号的慢速的斜坡信号的双沿调制的开关146的阈值驱动的逐步进入和逐步退出同样能够被执行。而且，有可能通过生成数字信号来执行开关146的逐步进入和逐步退出。
上述主题应当被看作是说明性的，而非限制性的，并且所附权利要求书意指涵盖所有此类修改、增强，并且属于本发明保护范围的真正范围内的其他实施例。例如，在各种实施例中，高侧晶体管的逐渐逐步进入或逐步退出能够通过前沿调制或通过后沿调制来实现。而且，随着负载在频率被箝位于人类听觉频率以上的频率之后于间断性导通模式下减轻，更多的回路调节范围能够通过周期跳跃来实现。而且，各种类型的构件都能够被用来实现这些开关，并且构件的不同组合能够被结合成单个集成电路。
因而，根据法律所允许的最大范围，本发明的范围应当通过关于由随附权利要求书以及它们的等效形式的最广泛的可能解释来确定，并且不应受前述详细描述限制或限定。

Claims (10)

1.一种开关模式电源，包括：
有源箝位回扫变换器，具有用于接收输入电压的输入以及用于提供调整后电压的输出，所述有源箝位回扫变换器具有用于控制通过回扫变压器的初级绕组的电流的流动的第一开关，以及用于对所述回扫变压器的初级侧的开关节点箝位的第二开关；以及
控制器，用于控制所述第一及第二开关以在负载电流达到第一预定水平时在有源箝位回扫模式下操作所述有源箝位回扫变换器，并且用于控制所述第一及第二开关以在所述负载电流达到第二预定水平时在具有可变切换频率的间断性导通模式下操作所述有源箝位回扫变换器，其中当所述有源箝位回扫变换器处于所述间断性导通模式下时，所述控制器将所述第二开关保持为非激活的，
其中所述控制器包括用于接收代表所述负载电流的测得信号的反馈输入。
2.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述控制器使用所述测得信号的第一阈值以从所述有源箝位回扫模式过渡到所述间断性导通模式，以及使用所述测得信号的第二阈值以从间断性导通模式过渡到有源箝位回扫模式，其中所述第二阈值不同于所述第一阈值。
3.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中当所述负载电流处于低于所述第二预定水平的第三预定水平之下时，所述控制器还将所述切换频率箝位在人类听觉频率范围之上的预定频率。
4.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述控制器控制所述第二开关以在所述有源箝位回扫模式与间断性导通模式之间过渡，其中从所述有源箝位回扫模式到所述间断性导通模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步退出，并且其中从所述间断性导通模式到所述有源箝位回扫模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步进入。
5.根据权利要求4所述的开关模式电源，其中所述控制器使用斜坡信号的前沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步进入，并且使用所述斜坡信号的前沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步退出。
6.根据权利要求4所述的开关模式电源，其中所述控制器使用斜坡信号的后沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步进入，并且使用所述斜坡信号的后沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步退出。
7.根据权利要求6所述的开关模式电源，其中所述控制器使用相对于比斜坡信号更快速的三角形信号的所述斜坡信号的双沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步进入，并且使用相对于所述三角形信号的所述斜坡信号的双沿调制来执行所述第二开关的所述阈值驱动型逐步退出。
8.一种开关模式电源，包括：
控制器，用于控制有源箝位回扫变换器的第一开关和第二开关；
其中所述控制器配置所述第一开关以控制通过回扫变压器的初级绕组的电流的流动；
其中所述控制器配置所述第二开关以控制在所述回扫变压器的初级侧的有源箝位；并且
其中所述控制器被配置为控制所述第一开关及第二开关以在负载电流大于第一预定水平时在有源箝位回扫模式下操作所述有源箝位回扫变换器，并且还被配置为控制所述第一开关及第二开关以在所述负载电流小于第二预定水平时在具有可变切换频率的间断性导通模式下操作所述有源箝位回扫变换器，其中当所述有源箝位回扫变换器处于所述间断性导通模式下时，所述控制器将所述第二开关保持为非激活的，
其中所述控制器包括用于接收代表所述负载电流的测得信号的反馈输入。
9.根据权利要求8所述的开关模式电源，其中所述控制器使用所述测得信号的第一阈值以从所述有源箝位回扫模式过渡到所述间断性导通模式，并且使用所述测得信号的第二阈值以从间断性导通模式过渡到有源箝位回扫模式，其中所述第二阈值不同于所述第一阈值。
10.根据权利要求8所述的开关模式电源，其中所述控制器控制所述第二开关以在所述有源箝位回扫模式与间断性导通模式之间过渡，其中从所述有源箝位回扫模式到所述间断性导通模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步退出，并且其中从所述间断性导通模式到所述有源箝位回扫模式的过渡包括所述第二开关的阈值驱动型逐步进入。
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