JP2006203996A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 コストを低減しながらサージ電圧を抑制してサージ電圧を出力側に放出し、スイッチング損失を軽減すると共に、動作効率の向上を図るＤＣ／ＤＣコンバータを得る。
【解決手段】 トランスの１次巻き線とスイッチング素子との接続点に発生するサージ電圧を、それを利用する昇圧回路によって昇圧して、接続点と出力端間に接続されたコンデンサを略出力電圧に充電することで、サージエネルギをコンデンサに吸収して抑制しながらＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に放出する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、スイッチング素子の動作時に発生するサージ電圧を抑えるＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。

従来のＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスとスイッチング素子の接続点に発生するサージ電圧を抑制してスイッチング素子を保護し、サージ電圧の急峻なエッジによって発生するノイズを軽減するスナバ回路またはサージエネルギを回生する回路とを備えている。
例えば従来のＤＣ／ＤＣコンバータとして、入力側巻き線と出力側巻き線、さらに入力側巻き線と磁気的に結合される回生用巻き線を有するオートトランスを備え、入力側巻き線に流れる電流をスイッチングするスイッチング素子と並列にクランプコンデンサを接続し、スイッチング動作により発生するサージ電圧をクランプコンデンサに充電し、クランプコンデンサに蓄積させたサージエネルギを回生用巻き線を介して負荷に回生するものがある（例えば、特許文献１参照）。

また、ダイオードとコンデンサから成るスナバ回路を備え、直流電源からトランスの第１の巻き線を通して供給される直流入力電圧をスイッチングする第１のスイッチ手段がオフしたときに発生する電圧サージをスナバ回路のコンデンサに吸収させ、コンデンサに蓄積させたエネルギをインダクタと直列接続している第２のスイッチ手段を通して直流電源へ放電するものがある。このＤＣ／ＤＣコンバータは、先に第２のスイッチをオンしてコンデンサに蓄積されているエネルギをインダクタとコンデンサの共振作用によって放電しておき、その後第１のスイッチ手段をオンして電圧サージを吸収させている（例えば、特許文献２参照）。

また、第１のスイッチング型コンバータと第２のスイッチング型コンバータとを交互に動作させるとき、第１のスイッチング型コンバータに備えられた第１のスナバコンデンサに第１のスイッチ手段の両端に発生するサージ電圧を充電させ、同様に第２のスイッチング型コンバータに備えられた第２のスナバコンデンサに第２のスイッチ手段の両端に発生するサージ電圧を充電させるものがある。第１のコンデンサと第２のコンデンサは交互にサージ電圧を充電することから、共通のインダクタを用いて交互にそれぞれのコンデンサと共振させ、第１のコンデンサと第２のコンデンサから交互に放電させている（例えば、特許文献３参照）。なお、各コンデンサから放出されたエネルギは、インダクタを介して第１のスイッチング型コンバータのトランスの１次巻き線と第２のスイッチング型コンバータのトランスの１次巻き線に回帰され、各トランスの２次巻き線から出力されている。

特開２００１−２１８４５２号公報（第５頁、図１〜図３） 特開平１１−１８７６５８号公報（第３，４頁、図１） 特開２００２−２３３１５１号公報（第３，４頁、図１，図２）

従来のＤＣ／ＤＣコンバータは以上のように構成されているので、トランスに回生用の巻線を備えた場合にはコストアップが生じ、トランスを簡素化して倍電圧整流回路を備えた場合には、スイッチング素子に印加される電圧を出力電圧の１／２にクランプすることは可能であるが、ＧＮＤレベルから立ち上るサージ電圧の傾きを抑制することはできない。
また、第２のスイッチ手段を備えた場合には、回路構成と駆動タイミングが複雑になってコストアップが生じる。
また、二つのスイッチング型コンバータを交互に動作させ、共通のインダクタによってサージ電圧を抑制するものなど上記の各技術はいずれも電源電圧よりも高電圧となっている出力側へサージエネルギを放出するものではない。
このようにサージ電圧を抑制するにはコストアップが生じ、また電源電圧より高い出力側にサージエネルギを放出することは困難であるという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、コストを低減しながらサージ電圧を抑制してスイッチング損失を軽減すると共に、サージエネルギを出力側に放出して動作効率の向上を図るＤＣ／ＤＣコンバータを得ることを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、スイッチング素子とトランスの１次巻き線との接続点に発生する電圧を昇圧し、接続点に発生するサージエネルギを抑制しながら出力側に放出する昇圧回路を備えたものである。

この発明によれば、スイッチング素子とトランスの１次巻き線との接続点に発生する電圧を昇圧回路によって昇圧し、接続点に発生するサージエネルギを抑制しながら出力側に放出するようにしたので、スイッチング素子のスイッチング損失を軽減し、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率を向上させることができるという効果がある。

以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。トランス１は、１次巻き線と２次巻き線の一部分を共通化して構成されているオートトランスである。トランス１の１次巻き線の端子１ａには電源１３の正電極が接続される。電源１３の負電極は接地される。トランス１の１次巻き線と２次巻き線の共通端子１ｂにはスイッチング素子２とコンデンサ３の一端が接続される。例えばｎチャネルＦＥＴをスイッチング素子２としたとき、共通端子１ｂにはスイッチング素子２の一方の接点端子となるドレインが接続され、スイッチング素子２の他方の接点端子となるソースは接地される。また、スイッチング素子２の開閉動作を制御する制御端子、例えばスイッチング素子２であるＦＥＴのゲートにはコントローラ１５が接続される。共通端子１ｂ、スイッチング素子２のドレイン、及びコンデンサ３の一端の接続点には、ダイオード５のアノードが接続される。この接続点を接続点Ａとする。トランス１の２次巻き線の端子１ｃにはダイオード１１のアノードが接続される。

ダイオード５のカソードは、コンデンサ６の一端及びダイオード７のアノードに接続される。コンデンサ６の他端は接地される。ダイオード７のカソードは、コンデンサ３の他端、ダイオード８のアノード、及びコンデンサ４の一端に接続される。ダイオード８のカソードは、コンデンサ９の一端及びダイオード１０のアノードに接続される。コンデンサ９の他端は接地される。ダイオード１０のカソードは、コンデンサ４の他端及びダイオード１２のアノードに接続される。ダイオード１２のカソードは、ダイオード１１のカソード及びコンデンサ１４の一端が接続され、この接続点がＤＣ／ＤＣコンバータの出力部となる。コンデンサ１４の他端は接地される。上記のように接続されたダイオード５，７，８，１０、コンデンサ３，４，６，９によって接続点Ａの電圧を昇圧する逓倍電圧整流回路（昇圧回路）が構成される。ダイオード５，７とコンデンサ６はコンデンサ３の両端電圧を昇圧する回路で、ダイオード８，１０とコンデンサ９はコンデンサ４の両端電圧を昇圧する回路である。

次に動作について説明する。
図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、電源１３の直流電圧をトランス１により昇圧し、トランス１の２次巻き線の端子１ｃから出力される電圧をダイオード１１によって整流してコンデンサ１４の一端へ印加し、当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をコンデンサ１４によって平滑化する。また、コンデンサ１４の一端には、前述のようにダイオード１２が接続され、即ちダイオード１２を含む逓倍電圧整流回路が接続され、この回路から出力される電圧も印加される。

図２は、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す説明図である。この図は、図１に示した回路の等価回路を表したもので、図１に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、その説明を省略する。図１に示したダイオード５，７，８，１０及びコンデンサ３，４，６，９によって構成される逓倍電圧整流回路は、図２に示したコンデンサ２０、ダイオード２１、及び直流電源２２によって等価に置き換えられる。トランス１の共通端子１ｂとスイッチング素子２との間にはコンデンサ２０の一端が接続される。トランス１の共通端子１ｂとスイッチング素子２との接続点は、図１に示した接続点Ａに該当し、トランス１の１次巻き線とスイッチング素子２との接続点Ａにコンデンサ２０の一端が接続されることになる。コンデンサ２０の他端はダイオード１２のアノードに接続される。また、ダイオード１２とコンデンサ２０との接続点には、ダイオード２１のカソードが接続され、ダイオード２１のアノードには直流電源２２の正電極が接続される。直流電源２２の負電極は接地される。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をＶＯＵＴとしたとき、直流電源２２は概ね電圧ＶＯＵＴを発生するものである。コンデンサ２０は、ダイオード２１を介して直流電源２２によって充電され、その両端電圧は概ねＶＯＵＴとなる。

図３は、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す説明図である。この図は、図１，２に示したスイッチング素子２のＯＮ／ＯＦＦ動作と、トランス１の１次巻き線とスイッチング素子２の接続点Ａの電圧波形を示したものである。
トランス１は、スイッチング素子２の開閉動作により電源１３から供給される電流がＯＮ／ＯＦＦされ、スイッチング素子２がＯＮ状態になってトランス１の１次巻き線に電流が流れている間、そのエネルギを蓄積する。スイッチング素子２がＯＦＦ状態になると蓄積したエネルギにより２次巻き線に高電圧を発生し、電源１３の電圧を昇圧したパルス状の電圧を出力する。

図３に示したように、コントローラ１５の制御によりスイッチング素子２がＯＮ状態になると、トランス１の共通端子１ｂは接地され、接続点Ａの電圧は接地レベルの０Ｖとなる。コントローラ１５の制御によりスイッチング素子２がＯＮ状態からＯＦＦ状態へ遷移すると、トランス１の１次巻き線の電圧はコンデンサ２０の電圧によりクリップされ、コンデンサ２０から電荷を放出しながら接続点Ａの電圧が緩慢に上昇する。コンデンサ２０が無い場合は、スイッチング素子２がＯＦＦした瞬間に図３に破線で示したサージ電圧が発生し、接続点Ａの電圧が急峻に立ち上がる。

実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータは、このように等価的に動作するもので、コンデンサ２０に相当する図１のコンデンサ３，４に蓄えていた電荷を放出することによりサージ電圧を抑制する。図１に示したダイオード５，７，８，１０及びコンデンサ３，４，６，９により構成される逓倍電圧整流回路は、スイッチング素子２がＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移するとき接続点Ａに発生したサージ電圧を、ダイオード５を介してコンデンサ６に印加して充電する。スイッチング素子２がＯＮ状態となったときには、接続点Ａが０Ｖとなってダイオード５には電流が流れなくなりコンデンサ６に蓄えられている電荷がダイオード７を介してコンデンサ３へ移動し、当該コンデンサ３に充電される。

またスイッチング素子２がＯＦＦ状態となったときには、接続点Ａの電圧が上昇してコンデンサ３に蓄えられていた電荷がダイオード８を介してコンデンサ９に充電される。このときＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移する瞬間に発生したサージ電圧は、前述のようにコンデンサ６へ充電され、さらにダイオード５，７，８を介してコンデンサ９に充電される。またスイッチング素子２がＯＮ状態となったときには、コンデンサ９に蓄えられていた電荷がダイオード１０を介してコンデンサ４へ移動し、当該コンデンサ４に充電される。
またさらにスイッチング素子２がＯＦＦ状態となったときには、前述のように充電されたコンデンサ３及びコンデンサ４から電荷が放出され、ダイオード１２を介してコンデンサ１４に充電される。このように接続点Ａに発生したサージ電圧のエネルギをＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧として放出し、またスイッチング素子２に印加されるサージ電圧を低く抑制する。

１次巻き線と２次巻き線との巻き数比が１：２、もしくは昇圧比が２倍のトランス１を用いて構成した場合、図１に示した逓倍電圧整流回路（倍電圧整流回路）が発生させた電圧、即ちコンデンサ９の両端電圧がトランス１の出力電圧を上回る場合がある。このように逓倍電圧整流回路（倍電圧整流回路）の発生電圧がＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を超えたときには、コンデンサ９に蓄えられた電荷がダイオード１２を介して放出され、直列接続されているコンデンサ３とコンデンサ４の両端電圧がＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と同等になるまで当該コンデンサ３，４に充電される。
従って、スイッチング素子２がＯＦＦになった瞬間は、コンデンサ３とコンデンサ４によって接続点Ａの電圧は０Ｖに保持され、その後接続点Ａの電圧は０Ｖからコンデンサ３，４を充電しながら上昇する。このように電圧変化が緩やかになるとスイッチング素子２のスイッチング損失が軽減し、また電圧の立ち上がりに含まれる高調波成分が減少してスイッチングノイズが低減する。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と略等しい電圧を発生して、直列接続されたコンデンサ３，４の両端電圧をこの発生電圧へ昇圧するように逓倍電圧整流回路を構成すると上記のような作用効果が得られる。

図１に例示した回路のように、コンデンサ３とコンデンサ４の両端電圧が、トランス１の共通端子１ｂとスイッチング素子２との接続点Ａの電圧の２倍となるように倍電圧整流回路を構成した場合には、トランス１の昇圧比も同等の２倍に設定して動作させることが適切である。
なお、上記のような作用効果は図１に例示した回路ではトランス１の出力電圧に比べて接続点Ａの電圧を２倍した値の方が高くなるときに得られるもので、トランス１の昇圧比を厳密に設定する必要はない。

以上のように実施の形態１によれば、スイッチング素子２がＯＦＦしたときトランス１の１次巻き線に発生するサージ電圧を、逓倍電圧整流回路を構成するコンデンサ３，４，６，９へ吸収するようにしたので、トランス１の１次巻き線に発生するサージ電圧を抑制することができるという効果がある。
従って、不確定なサージ電圧に対応するためにスイッチング素子２の耐圧を大きく余裕をもって設定する必要がなく、耐圧定格の低いスイッチング素子２を使用することが可能になりコストを低減することができるという効果がある。
また、急峻なサージ電圧を滑らかな立ち上がり電圧として抑制することができ、電圧の立ち上がりエッジに含まれる高調波成分のスイッチングノイズの発生を低減することができ、スイッチング素子２のスイッチング損失を軽減することができるという効果がある。
また、トランス１の１次巻き線とスイッチング素子２の接続点Ａに発生したサージエネルギを逓倍電圧整流回路を用いてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧として放出するようにしたので、これまでスナバ回路によって廃棄されていたサージエネルギをトランス１の出力側へ回生することが可能になり、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率を向上することができるという効果がある。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図１，２に示したものと同一あるいは相当するものに同じ符号を使用し、その説明を省略する。図４のトランス３１，３２は、図１に示したトランス１と同様なオートトランスである。電源１３の正電極はトランス３１の１次巻き線端子３１ａ及びトランス３２の１次巻き線端子３２ａに接続される。電源１３の負電極は接地される。トランス３１の共通端子３１ｂにはスイッチング素子３３が接続され、トランス３２の共通端子３２ｂにはスイッチング素子３４が接続される。例えばｎチャネルＦＥＴをスイッチング素子３３，３４としたとき、トランス３１の共通端子３１ｂにはスイッチング素子３３の一方の接点端子となるドレインが接続され、トランス３２の共通端子３２ｂにはスイッチング素子３４の一方の接点端子となるドレインが接続される。スイッチング素子３３，３４の各他方の接点端子となるソースは接地される。また、スイッチング素子３３，３４の開閉動作を制御する制御端子、例えばスイッチング素子３３，３４の各ゲートにはコントローラ１５が接続される。

トランス３１の２次巻き線端子３１ｃには、ダイオード３５のアノードが接続される。トランス３１の共通端子３１ｂには、前述のスイッチング素子３３の他にコンデンサ３７の一端、ダイオード３８のアノード、及びコンデンサ４１の一端が接続される。コンデンサ３７の他端は、ダイオード３９のカソード及びダイオード４５のアノードに接続される。ダイオード３８のカソードは、コンデンサ４０の一端及びダイオード３９のアノードに接続される。
トランス３２の２次巻き線端子３２ｃには、ダイオード３６のアノードが接続される。トランス３２の共通端子３２ｂには、前述のスイッチング素子３４の他にコンデンサ４４の一端、ダイオード４２のアノード、及びコンデンサ４０の他端が接続される。コンデンサ４４の他端は、ダイオード４３のカソード及びダイオード４６のアノードに接続される。ダイオード４２のカソードは、コンデンサ４１の他端及びダイオード４３のアノードに接続される。このように接続されたコンデンサ３７，４０、ダイオード３８，３９，４５、コンデンサ４１，４４、ダイオード４２，４３，４６によって逓倍電圧整流回路が構成される。コンデンサ３７，４０、ダイオード３８，３９，４５はトランス３１の共通端子３１ｂとスイッチング素子３３の接続点Ｂの電圧を昇圧する逓倍電圧整流回路となり、コンデンサ４１，４４、ダイオード４２，４３，４６はトランス３２の共通端子３２ｂとスイッチング素子３４の接続点Ｃの電圧を昇圧する逓倍電圧整流回路となる。

ダイオード３５，３６，４５，４６の各カソードはコンデンサ１４の一端に接続される。この接続点がＤＣ／ＤＣコンバータの出力部となる。なお、コンデンサ１４の他端は、実施の形態１で説明したものと同様に接地される。

次に動作について説明する。
図４のトランス３１はスイッチング素子３３の開閉動作により、またトランス３２はスイッチング素子３４の開閉動作により電源１３から供給される電流がＯＮ／ＯＦＦされる。トランス３１とトランス３２の各１次巻き線に流れる電流のＯＮ／ＯＦＦタイミングをずらすと、それぞれの２次巻き線から出力されるパルス電圧の位相がずれる。図４に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、二つのトランス３１，３２から出力される電圧の位相をずらし、二つのトランス３１，３２の出力電圧の電位差を用いて、少ない部品数で構成された逓倍整流回路によって容易に高電圧を発生するものである。なお、トランス３１とトランス３２からそれぞれ出力される電圧の位相は、スイッチング素子３３，３４のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するコントローラ１５によって調整され、好ましくは各トランス３１，３２の出力電圧の位相を１８０°ずらし、一方のトランスからハイサイドの電圧を出力させ、同時に他方のトランスからローサイドの電圧を出力させる。
トランス３１の出力電圧はダイオード３５によって整流され、この直流電圧がコンデンサ１４に印加され、コンデンサ１４の両端に当該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が生じる。またトランス３２の出力電圧はダイオード３６によって整流され、この直流電圧がコンデンサ１４に印加され、コンデンサ１４からは両トランスから交互に充電され、リプルの少ない出力電圧が出力される。

スイッチング素子３４がＯＮ状態、スイッチング素子３３がＯＦＦ状態のとき、スイッチング素子３３がＯＮ状態からＯＦＦ状態へ遷移する瞬間にトランス３１の共通端子３１ｂとスイッチング素子３３のドレインとの接続点Ｂに発生するサージ電圧をダイオード３８を介してコンデンサ４０の一端に印加して充電する。スイッチング素子３４がＯＦＦ状態、スイッチング素子３３がＯＮ状態のとき、スイッチング素子３４がＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移した瞬間に発生するサージ電圧をコンデンサ４０の他端に印加し、このコンデンサ４０に蓄積していた電荷を放出させダイオード３９を介してコンデンサ３７に充電する。
さらにスイッチング素子３４がＯＮ状態、スイッチング素子３３がＯＦＦ状態となったとき、上記のように接続点Ｂに発生するサージ電圧のエネルギとコンデンサ３７に蓄えた電荷とをダイオード４５を介してコンデンサ１４へ供給し、コンデンサ１４を充電する。このようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力部へトランス３１の１次巻き線に発生したサージエネルギを放出する。

一方、スイッチング素子３３がＯＮ状態、スイッチング素子３４がＯＦＦ状態のとき、スイッチング素子３４がＯＮ状態からＯＦＦ状態へ遷移する瞬間にトランス３２の共通端子３２ｂとスイッチング素子３４のドレインとの接続点Ｃに発生するサージ電圧をダイオード４２を介してコンデンサ４１の他端に印加して充電する。スイッチング素子３３がＯＦＦ状態、スイッチング素子３４がＯＮ状態のとき、スイッチング素子３３がＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移した瞬間に発生するサージ電圧をコンデンサ４１の一端に印加し、コンデンサ４１に蓄積されている電荷を放出させダイオード４３を介してコンデンサ４４に充電する。
さらにスイッチング素子３３がＯＮ状態、スイッチング素子３４がＯＦＦ状態となったとき、上記のように接続点Ｃに発生するサージ電圧のエネルギとコンデンサ４４に蓄えた電荷とをダイオード４６を介してコンデンサ１４へ供給し、コンデンサ１４を充電する。このようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力部へトランス３２の１次巻き線に発生したサージエネルギを放出する。ダイオード４６を経由してサージエネルギを回生する動作も、ダイオード４５経由してサージエネルギを回生する動作と同様に行われる。

接続点Ｂ，Ｃに発生するサージ電圧をコンデンサ３７，４０，４１，４４にそれぞれ吸収することにより、サージ電圧を抑制してスイッチング素子３３，３４をそれぞれ保護することができる。
また、例えばトランス３１，３２の昇圧比を２倍とした場合は、実施の形態１で説明したトランス１の昇圧比を２倍とした場合と同様な作用効果が得られ、図４に示した回路のコンデンサ３７，４４の各両端電圧が、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と同等となるように充電することができる。
従って、例えばスイッチング素子３３がＯＦＦ状態になった瞬間はコンデンサ３７によってスイッチング素子３３の共通端子３１ｂの電圧、即ち接続点Ｂの電圧は０Ｖに保持される。その後、接続点Ｂの電圧は０Ｖからコンデンサ３７の充電に伴って上昇し、電圧の立ち上りが緩やかになりスイッチング素子３３のスイッチング損失が軽減される。また電圧の立ち上がりに含まれる高周波成分が減少し、スイッチングノイズが低減する。また、スイッチング素子３４側において接続点Ｃの電圧はコンデンサ４４の作用によって上記の接続点Ｂの電圧と同様に変化し、スイッチング素子３４のスイッチング損失が軽減され、電圧の立ち上がりに含まれる高周波成分が減少し、スイッチングノイズが低減する。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と略等しい電圧を発生して、コンデンサ３７またはコンデンサ４４の両端電圧をこの発生電圧へ昇圧するように、ダイオード３８，３９，４２，４３、コンデンサ３７，４０，４１，４４からなる逓倍電圧整流回路を構成すると上記のような作用効果が得られる。

以上のように実施の形態２によれば、電源１３に対して並列接続したトランス３１，３２の出力電圧の位相をずらして動作させ、接続点Ｂと接続点Ｃとの間に生じる電位差を昇圧して高電圧を発生する逓倍電圧整流回路を備えたので、逓倍電圧整流回路を少ない部品によって容易に構成することができるという効果がある。
また、逓倍電圧整流回路によって接続点Ｂ，Ｃに発生するサージ電圧を抑制することができ、スイッチング素子３３，３４のスイッチング損失を軽減し、スイッチングノイズを低減することができるという効果がある。
また、逓倍電圧整流回路によって接続点Ｂ，Ｃに発生するサージエネルギを出力側へ回生することができ、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率を向上させることができるという効果がある。

実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。図１，２、及び図４に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用し、その説明を省略する。図５に示した電源１３、トランス３１，３２、スイッチング素子３３，３４、ダイオード３５，３６、コンデンサ１４、及びコントローラ１５は、図４に示したものと同様に接続される。図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、トランス３１の共通端子３１ｂとスイッチング素子３３の接続点Ｂに、コンデンサ３７の一端とコイル５１の一端が接続される。コンデンサ３７の他端はダイオード４５のアノードに接続される。コイル５１の他端は、ダイオード４３のアノードに接続される。ダイオード４３のカソードはコンデンサ４４とダイオード４６の接続点に接続される。

トランス３２の共通端子３２ｂとスイッチング素子３４の接続点Ｃに、コンデンサ４４の一端とコイル５２の一端が接続される。コンデンサ４４の他端は、前述のようにダイオード４６のアノード及びダイオード４３のカソードの接続点に接続される。コイル５２の他端は、ダイオード３９のアノードに接続される。ダイオード３９のカソードはコンデンサ３７とダイオード４５の接続点に接続される。図５のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、コンデンサ３７，４４、コイル５１，５２、ダイオード３９，４３，４５，４６によってサージ吸収回路が構成される。なお、このサージ吸収回路は後述するように昇圧回路としても動作する。コイル５２とダイオード３９はコンデンサ３７へサージ電圧を充電する回路、コイル５１とダイオード４３はコンデンサ４４へサージ電圧を充電する回路である。また、ダイオード４５はコンデンサ３７に蓄積しているサージエネルギを放出させる放出用ダイオード、ダイオード４６はコンデンサ４４に蓄積しているサージエネルギを放出させる放出用ダイオードである。ダイオード４５，４６の各カソードは、図４に示したものと同様にダイオード３５，３６のカソードと共にコンデンサ１４の一端に接続され、この接続点が図５のＤＣ／ＤＣコンバータの出力部となる。

次に動作について説明する。
図５に示したＤＣ／ＤＣコンバータは、図４に示したものと同様にトランス３１とトランス３２の出力電圧の位相を、コントローラ１５の制御により１８０°ずらして動作する。図４を用いて説明したように、各ダイオード３５，３６によってトランス３１とトランス３２の各出力電圧を整流し、コンデンサ１４の一端に直流電圧を印加する。コンデンサ１４はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を平滑化する。
スイッチング素子３３がＯＮ状態、スイッチング素子３４がＯＦＦ状態のとき、スイッチング素子３４がＯＮ状態からＯＦＦ状態へ遷移する瞬間に発生するサージ電圧をコイル５２とダイオード３９とを介してコンデンサ３７に充電する。

スイッチング素子３４がＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移した瞬間にサージ吸収回路に流れる電流はコイル５２によって制限されるが、やがて電流が流れ始め、コイル５２には磁気エネルギが蓄えられ、コンデンサ３７へ電流が流れ込む。コンデンサ３７はその両端電圧が接続点Ｃの電圧を超えてもコイル５２に蓄えられた磁気エネルギを放出してさらに充電が行われる。理想回路においては接続点Ｃの電圧、即ちトランス３２の共通端子３２ｂに生じる電圧の２倍の電圧まで充電される。
さらにスイッチング素子３３がＯＦＦ状態、スイッチング素子３４がＯＮ状態となったとき、スイッチング素子３３がＯＮ状態からＯＦＦ状態へ遷移する瞬間に発生するサージ電圧のエネルギとコンデンサ３７に蓄えた電荷とをダイオード４５を介してコンデンサ１４に充電し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧として放出する。

一方、スイッチング素子３４がＯＮ状態、スイッチング素子３３がＯＦＦ状態のとき、スイッチング素子３３がＯＮ状態からＯＦＦ状態へ遷移する瞬間に発生するサージ電圧をコイル５１とダイオード４３とを介してコンデンサ４４に充電する。
スイッチング素子３３がＯＮ状態からＯＦＦ状態に遷移した瞬間にサージ吸収回路へ流れる電流はコイル５１によって制限されるが、やがて電流が流れ始め、コイル５１には磁気エネルギが蓄えられ、コンデンサ４４へ電流が流れ込む。コンデンサ４４はその両端電圧が接続点Ｂの電圧を超えてもコイル５１に蓄えられた磁気エネルギを放出してさらに充電が行われる。理想回路においては接続点Ｂの電圧、即ちトランス３１の共通端子３１ｂに生じる電圧の２倍の電圧まで充電される。
さらにスイッチング素子３４がＯＦＦ状態、スイッチング素子３３がＯＮ状態となったとき、スイッチング素子３４がＯＮ状態からＯＦＦ状態へ遷移する瞬間に発生するサージ電圧のエネルギとコンデンサ４４に蓄えた電荷とをダイオード４６を介してコンデンサ１４に充電し、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧として放出する。このようにダイオード４６を経由してサージエネルギを回生する動作も、ダイオード４５を経由した動作と同様に行われる。

トランス３１，３２の動作により発生したサージ電圧をそれぞれコンデンサ３７，４４に吸収することにより、各トランス３１，３２に発生するサージ電圧を抑制し、スイッチング素子３３，３４をそれぞれ保護することができる。
また、例えばトランス３１，３２の昇圧比を２倍とした場合、コイル５２とコンデンサ３７、またコイル５１とコンデンサ４４の共振作用によりコンデンサ３７，４４の各両端電圧を、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と同等とするまで充電することができる。
従って、例えばスイッチング素子３３がＯＦＦ状態になった瞬間はコンデンサ３７によってスイッチング素子３３の共通端子３１ｂの電圧、即ち接続点Ｂの電圧は０Ｖに保持される。その後、接続点Ｂの電圧は０Ｖからコンデンサ３７の充電に伴って上昇し、電圧の立ち上りが緩やかになりスイッチング素子３３のスイッチング損失が軽減される。また電圧の立ち上りに含まれる高周波成分が減少し、スイッチングノイズが低減する。スイッチング素子３４側において接続点Ｃの電圧はコンデンサ４４の作用によって上記の接続点Ｂの電圧と同様に変化し、同様な作用効果が得られる。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と略等しい電圧を発生して、コンデンサ３７またはコンデンサ４４の両端電圧をこの発生電圧へ昇圧するようにコイル５１，５２、ダイオード３９，４３、コンデンサ３７，４４からなる昇圧回路を構成すると上記のような作用効果が得られる。

以上のように実施の形態３によれば、トランス３１，３２によって発生したサージ電圧をコイル５１，５２を介してコンデンサ３７，４４へ充電するようにしたので、コンデンサとコイルの共振作用によりスイッチング素子３３とトランス３１の共通端子３１ｂの接続点Ｂに発生する電圧より高い電圧までコンデンサ３７を充電することができ、またスイッチング素子３４とトランス３２の共通端子３２ｂの接続点Ｃに発生する電圧より高い電圧までコンデンサ４４を充電することができるため、実施の形態２で説明したようにサージ電圧を抑制してスイッチングノイズを低減することができ、また、スイッチング素子３３，３４のスイッチング損失を軽減し、ＤＣ／ＤＣコンバータの動作効率を向上させることができるという効果がある。

ここまで説明した実施の形態１〜３によるＤＣ／ＤＣコンバータは、いずれもオートトランスを用いて構成したものであるが、ＤＣ／ＤＣコンバータに備えるトランスとして、１次巻き線と２次巻き線とを分離して構成されたものを用いてもよく、この場合も前述の説明と同様な作用効果が得られる。単巻きのオートトランスを用いた場合は、１次巻き線が２次巻き線の一部となるため、２次巻き線の巻回数を減らして構成することができ、巻回数の少ない小形のトランスで同等な特性を得ることができる。

実施の形態４．
図６は、この発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の構成を示すブロック図である。図１，４，５に示したものと同一あるいは相当する部分に同じ符号を使用する。電源１３を接続するＤＣ／ＤＣコンバータ６１は、実施の形態１〜３のいずれかで説明したＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣコンバータ６１は、例えば直流４００Ｖの電圧を発生させてＤＣ／ＡＣインバータ６２へ入力する。ＤＣ／ＡＣインバータ６２は交流電圧を発生させて放電灯バルブ６４へ印加する。放電灯バルブ６４とＤＣ／ＡＣインバータ６２の間には、放電灯バルブ６４を起動させるための高電圧を発生するイグナイタ６３が接続される。ＤＣ／ＤＣコンバータ６１とＤＣ／ＡＣインバータ６２には、これらの動作を制御するコントローラ１５が接続される。なお、このコントローラ１５は、図１，３，４に示したコントローラ１５の機能を含むもので、実施の形態１〜３で説明した制御を行い、さらにＤＣ／ＡＣインバータ６２の動作を制御して、放電灯点灯装置全体の動作制御を行うものである。

次に動作について説明する。
ＤＣ／ＤＣコンバータ６１は、コントローラ１５の制御より実施の形態１〜３で説明したいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータのように動作し、電源１３の直流電圧を昇圧して放電灯バルブ６４を点灯させる高電圧、例えば４００Ｖを発生する。ＤＣ／ＡＣインバータ６２は、コントローラ１５の制御により動作する例えばＨ型ブリッジ回路等を備え、この回路の動作によりＤＣ／ＤＣコンバータ６１から入力した電圧の正負を、例えば４００Ｈｚ程度の速さで周期的に切り替えて放電灯バルブ６４へ印加する。
イグナイタ６３は、ＤＣ／ＡＣインバータ６２から出力されている電圧にパルス状の高電圧を重畳して放電灯バルブ６４へ印加する。イグナイタ６３がこのように動作してパルス状の高電圧が印加された放電灯バルブ６４は放電点灯を開始し、それ以降はＤＣ／ＡＣインバータ６２から供給される交流電圧により点灯する。

以上のように実施の形態４によれば、実施の形態１〜３のいずれかのＤＣ／ＤＣコンバータを用いて放電灯バルブ６４を点灯するように構成したので、スイッチングノイズが少なく電力損失の少ない放電点灯装置を得ることができるという効果がある。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの構成を示す説明図である。 実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの動作を示す説明図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 この発明の実施の形態４による放電灯点灯装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ トランス、２ スイッチング素子、３，４，６，９，１４ コンデンサ、５，７，８，１０〜１２ ダイオード、１３ 電源、１５ コントローラ、２０ コンデンサ、２１ ダイオード、２２ 直流電源、３１，３２ トランス、３３，３４ スイッチング素子、３５，３６ ダイオード、３７ コンデンサ、３８，３９ ダイオード、４０，４１ コンデンサ、４２，４３ ダイオード、４４ コンデンサ、４５，４６ ダイオード、５１，５２ コイル、６１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、６２ ＤＣ／ＡＣインバータ、６３ イグナイタ、６４ 放電灯バルブ。

Claims (7)

1. トランスを使用する昇圧用ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻き線との接続点に発生する電圧を昇圧し、前記接続点に発生するサージエネルギを抑制しながら出力側に放出する昇圧回路を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 位相をずらして駆動される複数のトランスを並列に接続してＤＣ出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   一方のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻き線の接続点と、位相の異なる他方のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻き線の接続点の電位差を、出力電圧と略同等もしくは高い電圧に昇圧し、前記各接続点に発生するサージエネルギを抑制しながら出力側に放出する昇圧回路を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 昇圧回路は、複数のダイオード及びコンデンサからなる逓倍電圧整流回路であることを特徴とする請求項１または請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 位相をずらして駆動される複数のトランスを並列に接続してＤＣ出力を得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   一方のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻き線との接続点と、位相の異なる他方のＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻き線との接続点の間に、コイルとコンデンサの直列接続回路を設け、該コンデンサに充電したサージエネルギを該コンデンサに接続した放出用ダイオードによって出力側に放出するサージ吸収回路を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
5. トランスは、単巻きのオートトランスであることを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
6. １次と２次の巻き数比もしくは昇圧比が概ね２倍のトランスを使用するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子とトランスの１次巻き線との接続点にコンデンサの一端を接続し該ＤＣ／ＤＣコンバータの出力部にダイオードを介して他端を接続する前記コンデンサの両端に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧と略等しい電圧を発生させる倍電圧昇圧回路を備えたことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
7. 高電圧を発生させて放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に備えられることを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

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