JP2006196304A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＤＣ／ＤＣコンバータに備えられるトランスに放電灯起動用の巻き線を設けることなく、また逓倍電圧整流回路を簡素化することにより小型化を図ると共にコストを抑制した放電灯点灯装置を得る。
【解決手段】 トランスＴ１を有するＤＣ／ＤＣコンバータとトランスＴ２を有するＤＣ／ＤＣコンバータとを並列接続し、各ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスＴ１，Ｔ２の動作位相をずらしながら、それぞれのＤｕｔｙを変化させて出力電圧を制御する制御部４と、トランスＴ１,Ｔ２の出力電圧の電位差を用いて放電灯２２の起動に使用する高電圧を発生するダイオード７〜９及びコンデンサ１０〜１２から成る逓倍電圧整流回路とを備えた。
【選択図】 図１

Description

この発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータを備えて放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

放電灯を点灯させる場合には、先ず放電灯の電極間に高電圧を印加して電極間の絶縁破壊（ブレークダウン）を起こす必要がある。電極間の絶縁破壊には、コンデンサに蓄えた電荷をイグニッション（以下、ＩＧＮと記載する）用トランスの１次巻き線に急激に放電し、このときＩＧＮ用トランスの２次巻き線に発生するインパルス状の高電圧を用いている。
コンデンサからＩＧＮ用トランスの１次巻き線へ放電する電圧を高く設定すると、ＩＧＮ用トランスの１次／２次の巻き数比を小さく構成することができる。即ち、ＩＧＮ用トランスの１次巻き線に印加する電圧を高くすると、２次巻き線の巻き数を少なくすることが可能になるので太い線材を使用して抵抗を下げ、ＩＧＮ用トランスを小型化することが可能になる。このことから放電灯点灯装置には、ＩＧＮ用トランスへ高電圧を印加する回路が備えられる。

従来の放電灯点灯装置は、交流電源の電圧を昇圧する昇圧トランスを備え、この昇圧トランスの２次側に構成した複数のダイオードなどから成る倍電圧整流回路によって直流高電圧を発生させている。この直流高電圧によりコンデンサを充電し、コンデンサに蓄えた電荷を用いて放電灯を起動させている（例えば、特許文献１参照）。
また、点灯回路から出力される直流電圧を例えばサイダック等のスイッチング素子によって断続させてトランスの１次側巻き線へ印加し、２次側巻き線から昇圧された交流電圧を出力させ、この交流電圧を倍電圧整流回路に供給して高電圧を発生させ、この高電圧を用いてコンデンサを充電して上記のものと同様にコンデンサから放電された電荷をＩＧＮ用トランスへ供給して放電灯の点灯を起動させるものがある（例えば、特許文献２参照）。

また、トランスを有する直流昇圧回路と直流−交流変換回路と始動用パルス発生回路とを備え、直流−交流変換回路の動作に同期させて、始動用パルス発生回路が自ら備えるコンデンサから高電圧のパルス電圧を出力して放電灯を起動させるものがある。直流昇圧回路のトランスの２次側には、放電灯を起動させる高電圧発生に用いる巻き線が備えられ、始動用パルス回路はこの巻き線から供給される電力をコンデンサに蓄積させる。コンデンサの端子電圧が所定値に達すると、始動用パルス回路に備えられた自己降伏型スイッチ素子が降伏する。このとき発生したパルス電圧を、直流−交流変換回路を成すブリッジ回路から出力されているパルス電圧に重畳し、この電圧を放電灯へ印加して点灯を始動している（例えば、特許文献３参照）。

上記の始動用パルス発生回路に備えられる自己降伏型スイッチ素子は、１０００Ｖ程度の電圧が印加されるとブレークダウンして導通状態になる例えばエアギャップを有するものである。即ち、この始動用パルス発生回路は１０００Ｖ以上の電圧を用いてコンデンサを充電するものである。１０００Ｖ程度の高電圧を倍電圧整流回路によって発生させようとすると、５００Ｖ以上の高電圧を入力するか、あるいは入力が３００Ｖ程度ならば倍電圧整流回路を３倍以上の逓倍回路として構成して発生させることになる。１０００Ｖ程度の高電圧を発生させる場合には、回路を高耐圧化して構成する、あるいは逓倍電圧を発生する回路を多数の部品によって構成することになるため、上記のように直流昇圧回路と直流−交流変換回路と始動用パルス発生回路とを用いて高電圧を得ている。現実的には、３倍の逓倍電圧を発生させて高電圧を得ることが望ましい。

特開昭５９−１９６５９４号公報（第２，３頁、第２図） 特開平９−６９３９３号公報（第４，５頁、図１） 特開平７−１４２１８２号公報（第３,４頁、図１）

従来の放電灯点灯装置は以上のように構成されているので、比較的周波数の低い交流電圧を出力する直流−交流変換回路（ＤＣ／ＡＣインバータ）の出力側に逓倍電圧整流回路を配置していることから、放電灯を起動させるＩＧＮ回路のコンデンサの充電時間が長くなり、逓倍電圧整流回路には容量の大きなコンデンサが必要になる。また回路を構成する部品数が多くなり小型化が難しいという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ＤＣ／ＤＣコンバータに備えられるトランスに放電灯起動用の巻き線を設けることなく、また逓倍電圧整流回路を簡素化することにより小型化を図ると共にコストを抑制することができる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

この発明に係る放電灯点灯装置は、電源電圧を昇圧するトランスを有し並列接続した複数のＤＣ／ＤＣコンバータと、各ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの動作位相をずらすように制御する制御手段と、各トランスの出力電圧の電位差を用いて放電灯の起動に使用する高電圧を発生する逓倍電圧整流回路とを備えたものである。

この発明によれば、複数のＤＣ／ＤＣコンバータの各トランスの動作を制御して出力電圧の位相をずらす制御手段と、各トランスの出力電圧の電位差を用いて放電灯の起動に使用する高電圧を発生する逓倍電圧整流回路とを備えたので、小型化を図ると共にコストを抑制することができるという効果がある。

以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置を示す回路図である。トランスＴ１の１次側巻き線の一端及びトランスＴ２の１次側巻き線の一端は、直流電力を供給する電源１の正電極に接続されている。トランスＴ１の１次側巻き線の他端には、電源１の負電極との接続をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子２が接続されている。トランスＴ２の１次側巻き線の他端には、電源１の負電極との接続をＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子３が接続されている。制御部（制御手段）４は、スイッチング素子２，３の制御信号入力端子等に接続され、例えばスイッチング素子２，３としてＦＥＴを用いた場合には、それぞれのゲート端子に接続されている。

トランスＴ１の２次側巻き線の一端には、ダイオード５のアノード、ダイオード７のアノード、及びコンデンサ１０の一端が接続されている。トランスＴ２の２次側巻き線の一端には、ダイオード６のアノードとコンデンサ１１の一端が接続されている。コンデンサ１１の他端は、ダイオード７のカソードに接続されている。また、ダイオード７のカソードにはダイオード８のアノードが接続され、ダイオード８のカソードにはダイオード９のアノードが接続されている。即ち、ダイオード７〜９は直列接続されている。コンデンサ１０の他端はダイオード８とダイオード９の接続点に接続されている。
ダイオード５のカソードは、ダイオード６のカソードに接続され、さらにコンデンサ１２の一端、コンデンサ１３の一端、トランジスタ１４，１６に接続されている。この接続点は接地されている。トランスＴ１の２次側巻き線の他端には、トランスＴ２の２次側巻き線の他端が接続され、さらにコンデンサ１３の他端、トランジスタ１５，１７が接続されている。

前述のように接続されたスイッチング素子２、制御部４、トランスＴ１、ダイオード５、及びコンデンサ１３によって、電源１の直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータが構成される。また、スイッチング素子３、制御部４、トランスＴ２、ダイオード６、及びコンデンサ１３によって上記のものと同様なＤＣ／ＤＣコンバータが構成され、図１に示した放電灯点灯装置は、並列接続された二つのＤＣ／ＤＣコンバータを備えている。これらの二つのＤＣ／ＤＣコンバータの出力は、コンデンサ１３の両端電圧として一つにまとめられ、後述するＤＣ／ＡＣインバータへ供給される。
また、ダイオード７〜９、及びコンデンサ１０〜１２により逓倍電圧整流回路が構成される。この逓倍電圧整流回路は、二つのＤＣ／ＤＣコンバータと組み合わせることによりＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧の２倍の電圧を発生させて後述するＩＧＮ回路に供給する。

トランジスタ１４とトランジスタ１５は直列接続され、トランジスタ１６とトランジスタ１７は直列接続される。トランジスタ１４〜１７によってＨ型ブリッジ回路が構成され、トランジスタ１４〜１７として例えばｎチャネルＦＥＴを用いた場合、トランジスタ１４のソースとトランジスタ１５のドレインが接続され、またトランジスタ１６のソースとトランジスタ１７のドレインが接続されている。トランジスタ１４のドレインとトランジスタ１６のドレインが接続され、トランジスタ１５のソースとトランジスタ１７のソースが接続されている。また、このように構成した場合トランジスタ１４，１６のドレインは、前述のようにダイオード５，６のカソード、コンデンサ１２，１３の各一端に接続され、トランジスタ１５，１７のソースは、トランスＴ１，Ｔ２の２次側巻き線の他端、コンデンサ１３の他端に接続されている。

トランジスタ１４とトランジスタ１５の接続点には、放電灯２２の一方の電極が接続される。トランジスタ１６とトランジスタ１７の接続点には、コンデンサ２０の一端とＩＧＮ用トランスＴ３の１次巻き線端子が接続されている。トランジスタ１４〜１７のＯＮ／ＯＦＦ動作は、制御部１８によって制御され、上記のようにトランジスタ１４〜１７としてｎチャネルＦＥＴを用いた場合は、各トランジスタ１４〜１７のゲートに制御部１８が接続され、各々のゲート電圧が制御される。Ｈ型ブリッジ回路として接続されたトランジスタ１４〜１７及び制御部１８により、放電灯２２へ交流電圧を供給するＤＣ／ＡＣインバータが構成される。

ＩＧＮ用トランスＴ３の２次巻き線端子には放電灯２２の他方の電極が接続される。ダイオード９のカソードには抵抗１９の一端が接続され、抵抗１９の他端は、コンデンサ２０の他端及びＧＡＰスイッチ２１の一方の端子が接続されている。ＧＡＰスイッチ２１は、高電圧を両端子に印加すると導通状態になる開閉スイッチで、例えば８００Ｖ程度の高電圧が印加されるとブレークダウンを起こして導通状態となる放電ギャップを有するものである。ＩＧＮ用トランスＴ３は、１次巻き線と２次巻き線の一部を共通化したオートトランスで、１次巻き線と２次巻き線の共通端子にはＧＡＰスイッチ２１の他方の端子が接続されている。このように接続されたＩＧＮ用トランスＴ３、抵抗１９、コンデンサ２０、及びＧＡＰスイッチ２１により放電灯２２を起動させるＩＧＮ回路が構成される。
また制御部４は、放電灯２２の点灯に用いるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を検出するように、例えばコンデンサ１３の両端電圧を検出するように接続され、例えばコンデンサ１３とトランジスタ１５,１７との接続点に接続されている。

次に動作について説明する。
放電灯２２を起動させるときには、制御部１８がトランジスタ１４，１７をＯＮ状態、トランジスタ１５，１６をＯＦＦ状態となるように制御する。この状態で制御部４がスイッチング素子２，３の動作を制御して、トランスＴ１，Ｔ２の２次側巻き線に高電圧を発生させ、この高電圧をダイオード５，６及びコンデンサ１３によって例えば直流４００Ｖの電圧として、上記のようにＯＮ状態のトランジスタ１４，１７を介して放電灯２２へ印加する。なお、コンデンサ１３の両端電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧である。また、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、起動後の放電灯２２を点灯させる点灯電圧である。

前述のようにダイオード７〜９やコンデンサ１０〜１２からなる逓倍電圧整流回路を用いてトランスＴ１及びトランスＴ２の２次側巻き線に発生したパルス電圧を昇圧して直流の高電圧を生成し、抵抗１９を介してコンデンサ２０へ印加する。コンデンサ２０が充電され、当該コンデンサ２０の両端電圧が所定の高電圧になってＧＡＰスイッチ２１が閉じると、コンデンサ２０に蓄積された電力がＩＧＮ用トランスＴ３の１次コイルへ供給される。このときＩＧＮ用トランスＴ３の２次コイルに発生するパルス電圧を、上記のコンデンサ１３から放電灯２２へ印加している点灯電圧に重畳して、放電灯２２の電極間の放電を開始させる。放電灯２２が起動すると制御部１８は、トランジスタ１４，１７とトランジスタ１５，１６とを交互にＯＮ／ＯＦＦさせ、ＤＣ／ＤＣコンバータから放電灯２２へ流れる電流の方向を切り替え、放電灯２２へ交流電圧を供給して放電点灯を安定させて定常点灯を行わせる。実施の形態１による放電点灯装置は、概ねこのように動作して放電灯２２を点灯させる。

この発明の実施の形態１による放電点灯装置は、上記の動作の中で放電灯２２を起動させる動作に特徴がある。ここでは制御部１８の制御によって定常点灯を行っているときの動作説明を省略する。
トランスＴ１とトランスＴ２はフライバック型の動作を行うもので、例えばトランスＴ１はスイッチング素子２がＯＮ状態のとき電源１から１次側巻き線に供給される電力を蓄え、スイッチング素子２がＯＦＦしたとき、蓄えた電力を２次側巻き線から出力する。トランスＴ２は、スイッチング素子３のＯＮ／ＯＦＦにより同様に出力動作を行う。
図２は、実施の形態１による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。この図は、トランスＴ１とトランスＴ２の２次側巻き線から出力される電圧波形を示したタイミングチャートである。図中上段に「ｄｕｔｙ５０％未満」として示した波形は、スイッチング素子２，３のＯＮ／ＯＦＦのデューティ比（以下ＯＮデューティ比と記載する）が５０％未満で、ＯＮ状態がＯＦＦ状態よりも短い場合の出力波形である。図中中段に「ｄｕｔｙ５０％」として示した波形は、スイッチング素子２，３のＯＮデューティ比が５０％、即ちＯＮ状態とＯＦＦ状態の期間が等しい場合の波形である。図中下段に「ｄｕｔｙ５０％以上」として示した波形は、スイッチング素子２，３のＯＮデューティ比が５０％以上で、ＯＮ状態がＯＦＦ状態よりも長い場合の出力波形である。

スイッチング素子２とスイッチング素子３は、制御部４によって交互にＯＮ／ＯＦＦするように制御される。トランスＴ１とトランスＴ２の１次側巻き線は、電源１に対して並列に接続されており、交互にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング素子２，３によって各１次側巻き線には交互に電流が流れる。
トランスＴ１を例示して説明するとフライバック型の動作では、スイッチング素子２がＯＦＦしているとき、例えば高電圧に昇圧された電圧Ｅが出力される。スイッチング素子２がＯＮしているときは、トランスＴ１の１次側巻き線の巻き数をＮ１、２次側巻き線の巻き数をＮ２とし、また電源１から入力している電圧をＶＩＮとした場合、ｅ＝ＶＩＮ・Ｎ２／Ｎ１として求められる電圧ｅがトランスＴ１から出力される。トランスＴ１及びトランスＴ２は、図２に示したように非対称なパルス電圧、例えば正の電圧Ｅと負の電圧ｅとを交互に出力する。

ＧＡＰスイッチ２０をＯＮ状態とするとき１０００Ｖ以上の高電圧電源が必要になることから、図１に示したダイオード７〜９及びコンデンサ１０〜１２からなる逓倍電圧整流回路は、二つのトランスＴ１，Ｔ２の出力電圧の電位差、即ちトランスＴ１，Ｔ２の出力電圧を重ね合わせたときのＰｅａｋ ｔｏ Ｐｅａｋ電圧を用いて高電圧を発生させている。後述するように二つのトランスＴ１，Ｔ２の出力電圧の電位差が大きい場合には、容易に高電圧を発生させることができ、この高電圧によりＩＧＮ回路を成すコンデンサ２０の充電を迅速に行うことが可能になる。また、一つのトランスの出力電圧を用いた場合に比べて逓倍電圧整流回路を少ない数のダイオードやコンデンサで構成することが可能になる。

例えば、図２の中段に「ｄｕｔｙ５０％」として示した波形のように位相が１８０°ずれているトランスＴ１の出力電圧とトランスＴ２の出力電圧とを重ね合わせると、Ｐｅａｋ ｔｏ Ｐｅａｋの電圧値はＥ＋ｅとなる。このように二つのトランスを用いる場合、図２の上段に「ｄｕｔｙ５０％未満」として示した波形のように、例えばスイッチング素子２の各ＯＮ状態がＯＦＦ状態に比べて短く、トランスＴ１に蓄積される電力が十分でない場合には、スイッチング素子２がＯＦＦ状態の間にトランスＴ１から出力されるパルス電圧は、電圧Ｅを短期間維持した後、例えばＧＮＤレベルに下降して電圧の出力が無い状態が生じる。このようにトランスＴ１，Ｔ２が電圧Ｅを短期間出力した後、出力電圧が無くなると、例えば逓倍電圧整流回路を構成するコンデンサ１１へ十分に電荷を蓄積することが難しくなり、逓倍電圧整流回路を正常動作させることができなくなる。

逓倍電圧整流回路を正常動作させるためには、図２の中段に示した「ｄｕｔｙ５０％」の波形ように、トランスＴ１とトランスＴ２からＯＮ状態とＯＦＦ状態の期間が等しいパルス電圧を出力させ、常にこれらの出力電圧を重ね合わせたときＥ＋ｅの電圧が得られるようにスイッチング素子２，３の動作を制御することが好ましく、もしくは図２の下段に示した「ｄｕｔｙ５０％以上」の波形のように、各トランスＴ１，Ｔ２の電圧出力が無くならないように動作させる。即ち、トランスＴ１，Ｔ２からそれぞれ出力されているハイサイドの出力電圧Ｅとローサイドの出力電圧ｅが重なるように各トランスＴ１，Ｔ２を動作させる。

制御部４は、上記のようにスイッチング素子２のＯＮ／ＯＦＦのタイミングとスイッチング素子３のＯＮ／ＯＦＦのタイミングが１８０°ずれるように動作させ、またＯＮデューティ比が５０％もしくは５０％以上となるようにして、逓倍電圧整流回路にトランスＴ１の出力電圧とトランスＴ２の出力電圧の電位差、即ち電圧Ｅ＋ｅが入力されるように、スイッチング素子２とスイッチング素子３とを動作させる。好ましくは、ＯＮデューティ比を５０％として長い時間電圧Ｅ＋ｅが維持されるように動作させる。
このように制御部４は、トランスＴ１，Ｔ２から逓倍電圧整流回路へ大きな電位差をできるだけ長い時間供給するようにトランスＴ１，Ｔ２、さらにはトランスＴ１あるいはトランスＴ２を備えた各ＤＣ／ＤＣコンバータを動作させ、可能な限り多くの電力を逓倍電圧整流回路へ供給する。

トランスＴ１から出力される電圧をダイオード７を介してコンデンサ１１の一端に印加し、またコンデンサ１１の他端にトランスＴ２から出力される電圧を印加してコンデンサ１１を充電し、その両端にＥ＋ｅの電圧を発生させる。ダイオード８のアノードにはコンデンサ１１により電圧Ｅ＋ｅが印加され、ダイオード８を介して充電されるコンデンサ１０の両端には電圧２Ｅ＋２ｅが生じる。この電圧２Ｅ＋２ｅを入力しているダイオード９のカソードにはコンデンサ１２の一端が接続されており、コンデンサ１２の両端電圧は２Ｅ＋２ｅとなる。コンデンサ１２とコンデンサ１３は直列に接続されており、コンデンサ１２とコンデンサ１３の直列コンデンサの両端には３Ｅ＋２ｅの電位差が生じ、例えば１２００Ｖ程度の高電圧が生じる。

コンデンサ２０の一端には、ダイオード９とコンデンサ１２の接続点から電流が供給される。この電流によってコンデンサ２０が充電され、最高電圧充電時には上記の電圧３Ｅ＋２ｅまで両端電圧が高められる。このようにコンデンサ２０が充電され、その両端が８００Ｖ以上の所定の高電圧になるとＧＡＰスイッチ２１が閉じ、ＩＧＮトランスＴ３の１次コイルにコンデンサ２０の放電電流が流れ、ＩＧＮトランスＴ３の２次コイルに高電圧のパルス電圧が生じる。このパルス電圧を放電灯２２に印加して点灯を開始させる。

放電灯２２を起動させる場合には、コンデンサ１３とコンデンサ２０を共に充電して、それぞれの両端を所定の高電圧にする必要がある。放電灯２２を定常点灯させる場合にはブレークダウンする前に予め４００Ｖ程度の電圧を放電灯２２へ印加すればよく、コンデンサ１３はこの定常点灯に必要な電圧、即ち点灯電圧を両端電圧として維持するようにトランスＴ１，Ｔ２から電力供給を受ける。
一般的にはコンデンサ１３の両端電圧が所定の値に達すると、この電圧を一定に保つようにトランスＴ１，Ｔ２のＯＮデューティ比を調整している。このようにＯＮデューティ比を変化させて電流を調整すると、図２を用いて説明したＯＮデューティ比が５０％未満となる状態が生じ、逓倍電圧整流回路の動作に不具合が生じる。

コンデンサ１３とコンデンサ２０とを充電して放電灯２２を起動させるとき、先にコンデンサ１３の両端電圧が例えば４００Ｖ程度の高電圧に達する。これに応じてトランスＴ１，Ｔ２のＯＮデューティ比を減少させる制御を行うと、コンデンサ２０に十分な充電が行えず、コンデンサ２０の両端電圧が例えば８００Ｖ程度の高電圧まで達しないという不具合が生じ、ＧＡＰスイッチ２１を閉じることができなくなる。

実施の形態１による放電灯点灯装置は、制御部４がトランスＴ１，Ｔ２のＯＮデューティ比を５０％あるいは５０％以上に固定しておき、出力動作を行う期間と休む期間を設けて間欠動作させている。このようにトランスＴ１，Ｔ２のＯＮデューティ比を例えば５０％一定に保って間欠動作を行うことにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ及び逓倍電圧整流回路を有効に動作させてコンデンサ１３の両端電圧を所定の値に維持し、またコンデンサ２０を充電する。即ち、ＯＮデューティ比を小さくすることにより両端電圧が点灯電圧に達したコンデンサ１３へ供給する充電電流を抑制するのではなく、一定の大きさの充電電流を供給することと、供給を停止することを繰り返すことによって、コンデンサ１３の両端電圧を点灯電圧に保つ。また、この動作においてＯＮデューティ比は常に一定であることから、例えばＥ＋ｅ等の所定の電圧が逓倍電圧整流回路に入力され、逓倍電圧整流回路は正常に高電圧を発生してコンデンサ２０の充電を有効に行うことができる。

図３は、実施の形態１による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。この図は、トランスＴ１とトランスＴ２の出力電圧を示したタイミングチャートである。図示したように、制御部４はトランスＴ１とトランスＴ２とを同時期に動作させ、また休止させる。制御部４は、前述のようにコンデンサ１３の両端電圧を検出するように接続されており、コンデンサ１３の両端電圧が、例えば４００Ｖに達するまでスイッチング素子２，３を制御して、トランスＴ１、Ｔ２からそれぞれ位相のずれた矩形波の電圧を出力させる。
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータのハイサイド出力点となるコンデンサ１３の一端は接地されていることから、制御部４が検出するコンデンサ１３の電圧は、ＧＮＤレベルからみた場合マイナスの値となり、上記の「４００Ｖ」は−４００Ｖとなる。以下の説明ではコンデンサ１３の両端電圧をＧＮＤレベルからみた絶対値ではなくコンデンサ１３の両端の電位差として説明する。

制御部４は、検出している電位差が４００Ｖに達するとスイッチング素子２，３のＯＮ／ＯＦＦ動作を停止させ、トランスＴ１，Ｔ２の出力動作を停止させる。検出している電位差が所定の値よりも小さくなったとき、即ち４００Ｖ未満になったときスイッチング素子２，３を動作させ、トランスＴ１，Ｔ２から電圧を出力させる。このように制御部４は、トランスＴ１を備えたＤＣ／ＤＣコンバータとトランスＴ２を備えたＤＣ／ＤＣコンバータとを間欠動作させる。また、これらのＤＣ／ＤＣコンバータは共にコンデンサ１３によって出力電圧を保持するように構成されていることから、制御部４は二つのＤＣ／ＤＣコンバータの間欠動作が同期するように制御する。この動作においてトランスＴ１，Ｔ２のＯＮデューティ比は、常に例えば５０％一定であることから、逓倍電圧整流回路には一定の高電圧が入力され、また逓倍電圧整流回路から出力される電圧も一定の高電圧を維持し、ＩＧＮ回路のコンデンサ２０は効率よく充電される。

一般に定常点灯状態の放電灯２２へ供給する交流電圧、即ちＤＣ／ＡＣインバータから出力される交流電圧は、周波数が数百Ｈｚ程度であるが、トランスＴ１，Ｔ２の出力電圧の周波数、即ちＤＣ／ＤＣコンバータの動作周波数は上記の交流電圧の周波数に比べてはるかに高く、このトランスＴ１，Ｔ２の出力電圧を用いると短時間でコンデンサに電荷を蓄積することができる。トランスＴ１，Ｔ２の出力電圧を用いて逓倍電圧整流回路を動作させると、当該回路を構成するコンデンサ１０〜１２の容量を小さく設定しても十分な値の高電圧を発生させることが可能になり、外形寸法の小さいコンデンサを用いて当該逓倍電圧整流回路を小型化することができる。
また、電源１からみて並列接続され交互に動作するトランスＴ１，Ｔ２の出力電圧を用いてＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧や逓倍電圧整流回路の出力電圧を発生させているので、トランスＴ１，Ｔ２からリップルの少ない電圧を発生させることができ、また回路動作に伴って発生するノイズを抑制することができる。

以上のように実施の形態１によれば、二つのトランスＴ１，Ｔ２の出力電圧の電位差を入力して放電灯２２の起動に用いる高電圧を発生するように逓倍電圧整流回路を構成したので、部品点数を少なく抑えることができ、コストを抑制すると共に小型化を図ることができるという効果がある。
また、制御部４が、スイッチング素子２，３のＯＮデューティを一定としてトランスＴ１，Ｔ２を動作させ、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を保持するコンデンサ１３が点灯電圧に達するとトランスＴ１，Ｔ２の動作を停止させ、点灯電圧より低くなったときトランスＴ１，Ｔを動作させてコンデンサ１３へ電圧を印加するようにしたので、逓倍電圧整流回路には所定の電位差が入力され正常な高電圧を発生させることができ、ＩＧＮ回路のコンデンサ２０の充電を有効に行うことができるという効果がある。

この発明の実施の形態１による放電灯点灯装置の回路図である。 実施の形態１による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。 実施の形態１による放電灯点灯装置の動作を示す説明図である。

符号の説明

１ 電源、２，３ スイッチング素子、４ 制御部（制御手段）、５〜９ ダイオード、１０〜１３ コンデンサ、１４〜１７ トランジスタ、１８ 制御部、１９ 抵抗、２０ コンデンサ、２１ ＧＡＰスイッチ、２２ 放電灯。

Claims (4)

1. 電源電圧を昇圧するトランスを有し並列接続した複数のＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記各ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの動作を制御する制御手段と、
   前記各トランスの出力電圧の電位差を用いて放電灯の起動に使用する高電圧を発生する逓倍電圧整流回路とを備え、前記制御手段は、前記各ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの動作位相をずらすように制御することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 制御手段は、逓倍電圧整流回路へ入力される電位差が大きくなるように各ＤＣ／ＤＣコンバータのトランスの動作位相とデューティを調整することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 制御手段は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を放電灯の点灯電圧に保持するコンデンサの両端電圧が前記点灯電圧に達しているときトランスの電圧出力を停止させ、前記コンデンサの両端電圧が前記点灯電圧より小さくなると前記トランスから電圧を出力させることを特徴とする請求項１または請求項２記載の放電灯点灯装置。
4. 逓倍電圧整流回路は、各トランスの放電灯の点灯電圧を発生する２次側巻き線から電圧を入力することを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載の放電灯点灯装置。

Images