JPH08222390A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

放電灯点灯装置

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JPH08222390A
JPH08222390A JP2705195A JP2705195A JPH08222390A JP H08222390 A JPH08222390 A JP H08222390A JP 2705195 A JP2705195 A JP 2705195A JP 2705195 A JP2705195 A JP 2705195A JP H08222390 A JPH08222390 A JP H08222390A
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capacitor
discharge lamp
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inverter
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Takashi Kanbara
隆 神原
Shojiro Kido
正二郎 木戸
Noriyuki Satou
規幸 佐藤
Yoshitaka Taga
義高 多賀
Yoshihisa Hirata
佳久 平田
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
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Abstract

(57)【要約】 【目的】寿命末期の放電灯などにおいても立ち消えを生
じることなく放電灯を矩形波点灯させる。 【構成】電圧変換部２から供給されたエネルギをコンデ
ンサＣ0 に蓄積し、コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃをイ
ンバータ部３によって極性反転させて放電灯ＬＰを矩形
波点灯させる。インバータ部３のスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ4 のスイッチング制御を行なうドライブ回路７には
低周波発振回路１４が具備されている。この低周波発振
回路１４の出力は電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0
を制御する制御回路６に与えられている。上記低周波発
振回路１４の出力がＬレベルのとき（デッドタイム）に
は制御回路６のスイッチＳＷ1 は基準電源１３側に切り
換えられる。その結果、デッドタイムにおいてはスイッ
チング素子Ｑ0 のデューティ比が大きくなり、放電灯Ｌ
Ｐの再点弧に必要な電圧を得ることができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源の電圧を所定
の電圧に変換するとともに極性を交番させて放電灯に供
給し、放電灯を矩形波点灯させる放電灯点灯装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、直流電源の電圧を所定の電圧
に変換するとともに極性を交番させて放電灯に供給し、
放電灯を矩形波点灯させる放電灯点灯装置があった。図
２６はこのような放電灯点灯装置の一例を示すものであ
り、放電灯として高輝度放電灯（所謂ＨＩＤランプ）が
用いられている。なお、このような高輝度放電灯のため
の放電灯点灯装置は車輛前照灯用に用いられる場合があ
る。
【０００３】この放電灯点灯装置は、直流電源１の電圧
を所定の電圧に変換する電圧変換部２と、電圧変換部２
の出力端間にダイオードＤ1 を介して接続されたコンデ
ンサＣ0 と、電圧変換部２からの出力によってコンデン
サＣ0 の両端に生じる両端電圧Ｖｃの極性を交番させる
インバータ部３と、負荷である放電灯ＬＰ及び放電灯始
動用のイグナイタ回路５を含む負荷回路部４とを備えて
いる。
【０００４】電圧変換部２はＭＯＳＦＥＴから成るスイ
ッチング素子Ｑ0 とトランスＴとを具備し、トランスＴ
の１次巻線ｎ1 とスイッチング素子Ｑ0 との直列回路を
直流電源１の両端間に接続するとともに、トランスＴの
２次巻線ｎ2 の両端に整流素子であるダイオードＤ1 を
介してコンデンサＣ0 が接続してあって、所謂フライバ
ック型のＤＣ−ＤＣコンバータとなっている。なお、上
記スイッチング素子Ｑ 0 は制御回路６からの駆動信号に
よってスイッチング制御される。
【０００５】次にこの従来例装置の具体的動作について
説明する。まず、電圧変換部２の動作について説明する
と、制御回路６からの駆動信号によってスイッチング素
子Ｑ0 がオンすると、直流電源１によりトランスＴの１
次巻線ｎ1 に電流が流れてトランスＴにエネルギが蓄積
される。このトランスＴに蓄積されたエネルギは、スイ
ッチング素子Ｑ0 がオフするとトランスＴの２次巻線ｎ
2 よりダイオードＤ1 を介してコンデンサＣ0 に放出さ
れ、スイッチング素子Ｑ0 のオン・オフによってコンデ
ンサＣ0 に直流電源１から供給されるエネルギを伝達し
ている。そして、制御回路６によってスイッチング素子
Ｑ0 のデューティ比又はスイッチング周波数を調整する
ことにより、図２７（ａ）に示すようにコンデンサＣ0
の両端になるべくフラットな所望の電圧Ｖｃが得られる
のである。
【０００６】一方、上記のようにしてコンデンサＣ0 の
両端に得られた直流電圧Ｖｃは次段のインバータ部３に
よってその極性が交番される。すなわち、インバータ部
３はＭＯＳＦＥＴから成る４つのスイッチング素子Ｑ1
〜Ｑ4 のブリッジ回路を具備した所謂フルブリッジ型と
なっており、これら４つのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ 4
を基本的にブリッジの対角にあるスイッチング素子Ｑ1
とＱ4 及びＱ2 とＱ3の各組について交互にオン・オフ
する期間を設け、これら各期間を図示しない発振器と駆
動回路とで構成されるドライブ回路７にて低周波数で切
り換えることによりコンデンサＣ0 の両端電圧の極性を
交番している。なお、通常はブリッジの短絡を防止する
ために極性反転時には全てのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
4 をオフとする休止期間（以下、「デッドタイム」と呼
ぶ。）が設けてある。
【０００７】さらに、インバータ部３によって極性が交
番された低周波の矩形波電圧（電流）を負荷回路部４に
供給することにより、始動用のイグナイタ回路５を介し
て負荷である放電灯ＬＰを矩形波点灯している。イグナ
イタ回路５は例えば放電灯ＬＰに高圧パルストランス
（図示せず）の２次側を接続し、インバータ部３より供
給される低周波の矩形波電圧に高圧パルスを重畳するこ
とで放電灯ＬＰの始動に必要な高い電圧を得て放電灯Ｌ
Ｐを始動させるものである。
【０００８】また、コンデンサＣ0 とインバータ部３と
の間にはコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃ及び電流（放電
灯ＬＰに流れる放電灯電流）を検出するための抵抗Ｒ1
〜Ｒ 3 が接続してあり、それぞれの検出出力が制御回路
６に与えられ、これら検出出力に基づいて放電灯ＬＰを
所望の特性で点灯させるべく制御回路６が電圧変換部２
のスイッチング素子Ｑ0 のスイッチング制御を行なって
いる。各検出出力はそれぞれフィルタ機能と増幅機能と
を有する電圧検出回路８及び電流検出回路９に入力され
る。電圧検出回路８の出力は電流目標値設定回路１０に
与えられ、現在の放電灯電圧に応じて放電灯ＬＰに必要
な目標電流値を出力する。そして、この目標電流値と電
流検出回路９からの出力値とがエラーアンプ１１に入力
され、両者の誤差信号がエラーアンプ１１よりパルス幅
変調器１２に与えられる。このパルス幅変調器１２にお
いては、エラーアンプ１１より与えられた誤差信号に基
づいて駆動信号を調整し、電圧変換部２のスイッチング
素子Ｑ0 のデューティ比を可変している。なお、電流目
標値設定回路１０はマイクロコンピュータにより構成し
てもよく、その場合には電圧検出回路８の出力により目
標電力値を設定し、その設定した目標電力値を電圧検出
回路８の出力にて除することにより目標電流値を得る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来例
装置において放電灯ＬＰに高輝度放電灯（ＨＩＤラン
プ）を用いた場合に、高輝度放電灯の性質から放電灯電
流が極性反転する際にひとたびゼロとなると消えようと
するため、高輝度放電灯を矩形波点灯する場合には極性
反転時における立ち消えが生じるという問題があった。
このような立ち消えが生じる主な原因には２つあって、
１つは極性反転時に放電灯ＬＰを再点弧するのに充分な
電圧（再点弧電圧）が得られないことである。つまり、
上記従来例ではコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃと放電灯
電圧とがほぼ等しいために、極性反転時に点灯時の放電
灯電圧よりも充分に高い再点弧電圧を直ちに供給するこ
とができないからである。
【００１０】また、２つめの原因は放電灯ＬＰを始動す
るためのイグナイタ回路５が具備する高圧パルストラン
スの２次側が放電灯ＬＰに直列に挿入接続されているた
め、この高圧パルストランスの２次側のインダクタンス
成分によって極性反転時の放電灯電流の反転時間が長く
なることである。特に寿命末期の放電灯などについては
安定点灯させることが困難であった。図２７は上記従来
例におけるコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃ及び放電灯電
流の動作波形を示すものであり、（ａ）は極性反転がス
ムーズに行なわれた場合、（ｂ）は極性反転時に立ち消
えが生じた場合である。すなわち、同図（ｂ）に示すよ
うに極性反転時に再点弧電圧が不足すると放電灯電流に
休止期間ができて立ち消えが生じてしまい安定に点灯さ
せることができない。
【００１１】本発明は上記問題点の解決を目的とするも
のであり、寿命末期の放電灯などにおいても立ち消えを
生じることなく放電灯を矩形波点灯することができる放
電灯点灯装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、直流電源と、スイッチング素子
のスイッチング動作を利用して直流電源の電圧を所定の
電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端
間に接続されたコンデンサと、スイッチング素子のオフ
時にコンデンサを充電する方向に電圧変換部の出力端と
コンデンサとの間に接続された整流素子と、コンデンサ
から供給される電圧の極性を交番させるインバータ部
と、少なくとも放電灯を負荷として有しインバータ部の
出力端間に接続される負荷回路部とを備えてインバータ
部の交番出力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置
であって、交番出力の極性反転時にインバータ部の交番
出力電圧を少なくとも定常点灯時における放電灯電圧よ
りも大きくする電圧増大手段を設けたことを特徴とす
る。
【００１３】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、極性反転時におけるインバータ部の交番出力電圧を
放電灯の再点弧に必要な再点弧電圧よりも大きくする電
圧増大手段を設けたことを特徴とする。請求項３の発明
は、請求項１又は２の発明において、極性反転時以外の
時よりも大きな電力を極性反転時に電圧変換部からコン
デンサに供給する電圧増大手段を設けたことを特徴とす
る。
【００１４】請求項４の発明は、請求項１又は２の発明
において、極性反転時に負荷回路部からインバータ部に
流れる回生電流により少なくとも電圧変換部の出力端間
に接続されたコンデンサを充電する電圧増大手段を設け
たことを特徴とする。請求項５の発明は、請求項３又は
４の発明において、極性反転時に放電灯電流が一方の極
性の所定値から反対極性の所定値まで変化する間電圧変
換部からコンデンサに電力を供給する電圧増大手段を設
けたことを特徴とする。
【００１５】請求項６の発明は、請求項３の発明におい
て、極性反転時における電圧変換部のスイッチング素子
のデューティ比を極性反転時以外の時のデューティ比よ
りも大きくする電圧増大手段を設けたことを特徴とす
る。請求項７の発明は、請求項６の発明において、電圧
変換部の出力電圧を検出するとともにこの検出電圧に基
づいてコンデンサの両端電圧が所定値となるように電圧
変換部のスイッチング素子のデューティ比を調節する電
圧増大手段を設けたことを特徴とする。
【００１６】請求項８の発明は、請求項３の発明におい
て、極性反転時に直流電源の直流電圧に応じて電圧変換
部からコンデンサに供給する電力を調節する電圧増大手
段を設けたことを特徴とする。請求項９の発明は、請求
項３の発明において、１次側にスイッチング素子を介し
て直流電源が接続されるとともに２次側に整流素子を介
してコンデンサが接続されるトランスを電圧変換部に具
備し、極性反転時にトランスの２次側の巻数比を大きく
する電圧増大手段を設けたことを特徴とする。
【００１７】請求項１０の発明は、請求項４の発明にお
いて、コンデンサとインバータ部との間に電圧変換部か
らインバータ部に出力を供給する方向に挿入接続された
補助整流素子と、この補助整流素子に並列接続されて極
性反転時の回生電流により充電される補助コンデンサと
を電圧増大手段に具備し、この補助コンデンサの容量値
をコンデンサの容量値よりも小さくしたことを特徴とす
る。
【００１８】請求項１１の発明は、請求項４の発明にお
いて、電圧変換部の出力端間にコンデンサと並列接続さ
れる補助コンデンサと開閉部との直列回路を具備し、放
電灯の起動時にこの開閉部を閉じて補助コンデンサをコ
ンデンサに並列に挿入する電圧増大手段を設けたことを
特徴とする。請求項１２の発明は、請求項１１の発明に
おいて、コンデンサの両端電圧に応じて開閉部を開閉す
る電圧増大手段を設けたことを特徴とする。
【００１９】請求項１３の発明は、請求項２の発明にお
いて、電圧変換部の出力電圧よりも大きな出力電圧を得
る補助電源部を具備するとともに、この補助電源部をス
イッチを介してコンデンサと並列に接続して成り、極性
反転時にスイッチをオンする電圧増大手段を設けたこと
を特徴とする。請求項１４の発明は、請求項２の発明に
おいて、整流素子とコンデンサとの間に直列接続される
補助コンデンサを具備し、コンデンサとインバータ部と
の間にインバータ部へコンデンサから電力供給する向き
に整流素子を接続するとともにこの整流素子と補助コン
デンサとに並列に限流素子を備えて成る電圧増大手段を
設けたことを特徴とする。
【００２０】請求項１５の発明は、上記目的を達成する
ために、直流電源と、スイッチング素子のスイッチング
動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に変換する
電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に接続された
第１のコンデンサと、スイッチング素子のオフ時に第１
のコンデンサを充電する方向に電圧変換部の出力端と第
１のコンデンサとの間に接続された整流素子と、第１の
コンデンサから供給される電圧の極性を交番させるイン
バータ部と、負荷である放電灯と、２次側を放電灯に直
列接続した高圧パルストランス及び放電灯と高圧パルス
トランスとに並列接続した第２のコンデンサを有し放電
灯始動時にインバータ部の交番出力に高圧パルスを重畳
するイグナイタ部と、インバータ部の交番出力の極性反
転時に高圧パルストランスの１次側を短絡する短絡手段
とを備えて成ることを特徴とする。
【００２１】請求項１６の発明は、上記目的を達成する
ために、直流電源と、スイッチング素子のスイッチング
動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に変換する
電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に接続された
コンデンサと、スイッチング素子のオフ時にコンデンサ
を充電する方向に電圧変換部の出力端とコンデンサとの
間に接続された整流素子と、複数のスイッチング素子を
オン・オフすることによりコンデンサから供給される電
圧の極性を交番させるインバータ部と、少なくとも放電
灯を負荷として有しインバータ部の出力端間に接続され
る負荷回路部と、電圧変換部の出力により無負荷状態か
定格点灯状態かを検出する検出手段と、インバータ部の
全てのスイッチング素子を同時にオフする休止期間を無
負荷時に対して定格点灯時に短くする休止期間短縮手段
とを備えたことを特徴とする。
【００２２】請求項１７の発明は、請求項１〜１６の発
明において、インバータ部は４つのスイッチング素子を
ブリッジ接続して成るフルブリッジ型インバータ回路と
したことを特徴とする。
【００２３】
【作用】請求項１の発明の構成では、直流電源と、スイ
ッチング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の
電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変
換部の出力端間に接続されたコンデンサと、スイッチン
グ素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に電圧変換
部の出力端とコンデンサとの間に接続された整流素子
と、コンデンサから供給される電圧の極性を交番させる
インバータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有しイ
ンバータ部の出力端間に接続される負荷回路部とを備え
てインバータ部の交番出力により放電灯を点灯させる放
電灯点灯装置であって、交番出力の極性反転時にインバ
ータ部の交番出力電圧を少なくとも定常点灯時における
放電灯電圧よりも大きくする電圧増大手段を設けたの
で、極性反転時における放電灯の再点弧電圧の不足を補
うことができ、放電灯の立ち消えを防止して安定した矩
形波点灯を可能とする。
【００２４】請求項２の発明の構成では、極性反転時に
おけるインバータ部の交番出力電圧を放電灯の再点弧に
必要な再点弧電圧よりも大きくする電圧増大手段を設け
たので、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させること
ができる。請求項３の発明の構成では、極性反転時以外
の時よりも大きな電力を極性反転時に電圧変換部からコ
ンデンサに供給する電圧増大手段を設けたので、極性反
転時にインバータ部から放電灯に対して大きな電力を供
給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させること
ができる。
【００２５】請求項４の発明の構成では、極性反転時に
負荷回路部からインバータ部に流れる回生電流により少
なくとも電圧変換部の出力端間に接続されたコンデンサ
を充電する電圧増大手段を設けたので、回生電流を利用
することで回路構成の簡素化と消費電力の低減を図るこ
とができる。請求項５の発明の構成では、極性反転時に
放電灯電流が一方の極性の所定値から反対極性の所定値
まで変化する間電圧変換部からコンデンサに電力を供給
する電圧増大手段を設けたので、極性反転時にインバー
タ部から放電灯に対して大きな電力を供給でき、極性反
転時に放電灯を確実に再点弧させることができる。
【００２６】請求項６の発明の構成では、極性反転時に
おける電圧変換部のスイッチング素子のデューティ比を
極性反転時以外の時のデューティ比よりも大きくする電
圧増大手段を設けたので、デューティ比を変えるだけの
簡単な構成により極性反転時に放電灯を確実に再点弧さ
せることができる。請求項７の発明の構成では、電圧変
換部の出力電圧を検出するとともにこの検出電圧に基づ
いてコンデンサの両端電圧が所定値となるように電圧変
換部のスイッチング素子のデューティ比を調節する電圧
増大手段を設けたので、極性反転時に放電灯を確実に再
点弧させることができるとともにコンデンサの両端電圧
が過大に上昇するのを抑制することができる。
【００２７】請求項８の発明の構成では、極性反転時に
直流電源の直流電圧に応じて電圧変換部からコンデンサ
に供給する電力を調節する電圧増大手段を設けたので、
極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることができる
とともにコンデンサの両端電圧が過大に上昇するのを抑
制することができる。請求項９の発明の構成では、１次
側にスイッチング素子を介して直流電源が接続されると
ともに２次側に整流素子を介してコンデンサが接続され
るトランスを電圧変換部に具備し、極性反転時にトラン
スの２次側の巻数比を大きくする電圧増大手段を設けた
ので、極性反転時には電圧変換部よりコンデンサに大き
な電力を供給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点弧
させることができる。
【００２８】請求項１０の発明の構成では、コンデンサ
とインバータ部との間に電圧変換部からインバータ部に
出力を供給する方向に挿入接続された補助整流素子と、
この補助整流素子に並列接続されて極性反転時の回生電
流により充電される補助コンデンサとを電圧増大手段に
具備し、この補助コンデンサの容量値をコンデンサの容
量値よりも小さくしたので、回生電流を利用することで
回路構成の簡素化と消費電力の低減を図ることができ
る。
【００２９】請求項１１の発明の構成では、電圧変換部
の出力端間にコンデンサと並列接続される補助コンデン
サと開閉部との直列回路を具備し、放電灯の起動時にこ
の開閉部を閉じて補助コンデンサをコンデンサに並列に
挿入する電圧増大手段を設けたので、放電灯の起動時に
は補助コンデンサによって起動に必要な電力を得るとと
もに、定格点灯時にはコンデンサにより極性反転時の再
点弧電圧を得て放電灯を確実に再点弧させることができ
る。
【００３０】請求項１２の発明の構成では、コンデンサ
の両端電圧に応じて開閉部を開閉する電圧増大手段を設
けたので、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させるこ
とができるとともにコンデンサの両端電圧が過大に上昇
するのを抑制することができる。請求項１３の発明の構
成では、電圧変換部の出力電圧よりも大きな出力電圧を
得る補助電源部を具備するとともに、この補助電源部を
スイッチを介してコンデンサと並列に接続して成り、極
性反転時にスイッチをオンする電圧増大手段を設けたの
で、極性反転時にインバータ部から放電灯に対して大き
な電力を供給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点弧
させることができる。
【００３１】請求項１４の発明の構成では、整流素子と
コンデンサとの間に直列接続される補助コンデンサを具
備し、コンデンサとインバータ部との間にインバータ部
へコンデンサから電力供給する向きに整流素子を接続す
るとともにこの整流素子と補助コンデンサとに並列に限
流素子を備えて成る電圧増大手段を設けたので、極性反
転時にインバータ部から放電灯に対して大きな電力を供
給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させること
ができる。
【００３２】請求項１５の発明の構成では、直流電源
と、スイッチング素子のスイッチング動作を利用して直
流電源の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、こ
の電圧変換部の出力端間に接続された第１のコンデンサ
と、スイッチング素子のオフ時に第１のコンデンサを充
電する方向に電圧変換部の出力端と第１のコンデンサと
の間に接続された整流素子と、第１のコンデンサから供
給される電圧の極性を交番させるインバータ部と、負荷
である放電灯と、２次側を放電灯に直列接続した高圧パ
ルストランス及び放電灯と高圧パルストランスとに並列
接続した第２のコンデンサを有し放電灯始動時にインバ
ータ部の交番出力に高圧パルスを重畳するイグナイタ部
と、インバータ部の交番出力の極性反転時に高圧パルス
トランスの１次側を短絡する短絡手段とを備えて成るの
で、極性反転時における放電灯電流の極性反転に要する
時間を短縮することができ、放電灯を確実に再点弧させ
ることができる。
【００３３】請求項１６の発明の構成では、直流電源
と、スイッチング素子のスイッチング動作を利用して直
流電源の電圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、こ
の電圧変換部の出力端間に接続されたコンデンサと、ス
イッチング素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に
電圧変換部の出力端とコンデンサとの間に接続された整
流素子と、複数のスイッチング素子をオン・オフするこ
とによりコンデンサから供給される電圧の極性を交番さ
せるインバータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有
しインバータ部の出力端間に接続される負荷回路部と、
電圧変換部の出力により無負荷状態か定格点灯状態かを
検出する検出手段と、インバータ部の全てのスイッチン
グ素子を同時にオフする休止期間を無負荷時に対して定
格点灯時に短くする休止期間短縮手段とを備えたので、
極性反転時における放電灯電流の極性反転に要する時間
を短縮することができ、放電灯を確実に再点弧させるこ
とができる。
【００３４】請求項１７の発明の構成では、インバータ
部は４つのスイッチング素子をブリッジ接続して成るフ
ルブリッジ型インバータ回路としたので、極性反転時に
インバータ部から放電灯に対して大きな電力を供給でき
る。
【００３５】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （実施例１）図１は本実施例の回路構成を示しており、
基本的な構成については図２６に示す従来例と共通であ
り、共通する部分には同一の符号を付して説明は省略
し、本実施例の特徴となる部分についてのみ説明する。
すなわち、本実施例では、インバータ部３の交番出力の
極性反転時放電灯ＬＰに供給される交番出力電圧を放電
灯ＬＰの再点弧電圧に充分なレベルにまで増大させる電
圧増大手段を設けた点に特徴がある。
【００３６】つまり、従来例においては放電灯ＬＰの定
常点灯状態にてコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃがなるべ
くフラットになるように制御回路６により電圧変換部２
のスイッチング素子Ｑ0 のデューティ比が調整されてい
るが、本実施例では上記極性反転時、すなわちインバー
タ部３の全てのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオフとな
るデッドタイムにおいて一時的にスイッチング素子Ｑ0
のデューティ比を強制的に大きくすることにより、コン
デンサＣ0 の両端電圧Ｖｃを増大させているのである。
【００３７】具体的には、インバータ部３のスイッチン
グ素子Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッチング動作を制御しているド
ライブ回路７からの信号に基づいて、制御回路６の電流
目標値設定回路１０とエラーアンプ１１との間に設けた
スイッチＳＷ1 を切換制御することにより、極性反転時
以外のときにはスイッチＳＷ1 を電流目標値設定回路１
０側に切り換えるとともに、極性反転時にはスイッチＳ
Ｗ1 を基準電源１３側に切り換えるのである。これによ
り、極性反転時には通常の電流目標値設定回路１０から
の出力よりも大きな出力が基準電源１３よりエラーアン
プ１１に与えられるため、エラーアンプ１１から出力さ
れる誤差信号も大きくなり、スイッチング素子Ｑ0 のデ
ューティ比が放電灯電圧に関係なく強制的に大きくされ
る。
【００３８】ここで、ドライブ回路７は低周波発振回路
１４、フリップフロップ１５及び２つのアンド回路１６
1 ，１６2 より構成されており、各アンド回路１６1 ，
１６ 2 の出力を駆動信号としてそれぞれスイッチング素
子Ｑ1 とＱ4 及びＱ2 とＱ3に与えている。そして、低
周波発振回路１４の出力がＬレベルとなる期間によって
全てのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をオフとするデッド
タイムの長さが決定される。本実施例では、上記低周波
発振回路１４の出力によりスイッチＳＷ1 を切り換える
ようにしており、低周波発振回路１４の出力がＨレベル
のときにスイッチＳＷ1 を電流目標値設定回路１０側に
切り換え、Ｌレベルのときに基準電源１３側に切り換え
る。
【００３９】次に、図２の波形図により本実施例の動作
を説明する。同図（ｃ）に示すように低周波発振回路１
４の出力がＨレベルであってインバータ部３のスイッチ
ング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のうち一方の組（Ｑ1 とＱ4 あるい
はＱ2 とＱ3 ）がオンで他方の組がオフしているとき、
すなわちデッドタイム以外のときには、同図（ａ）に示
すようにコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃがほぼフラット
となるように制御回路６が電圧変換部２を制御してい
る。そして、低周波発振回路１４の出力がＬレベルに変
わるとインバータ部３のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 が
全てオフとなるデッドタイムを経てスイッチング素子Ｑ
1 〜Ｑ4 のオン・オフ状態が切り換わり、インバータ部
３の出力の極性が反転する。
【００４０】一方、放電灯ＬＰに流れる放電灯電流は同
図（ｂ）に示すように、デッドタイムの開始時点から徐
々にレベルが低下し始め、やがて極性が反転して反対方
向に流れはじめる。ここで、ドライブ回路７の低周波発
振回路１４の出力がＬレベルのときには、上述のように
制御回路６のスイッチＳＷ1 が基準電源１３側に切り換
えられて電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0 のデュー
ティ比が大きくなるため、コンデンサＣ0 には極性反転
時以外のときよりも大きなエネルギが電圧変換部２を介
して直流電源１より供給される。これにより、同図
（ａ）に示すようにコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃがデ
ッドタイム中に増大し、放電灯ＬＰの再点弧に必要な再
点弧電圧を上回るようになっている。そして、デッドタ
イム後にスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオンするとイン
バータ部３からは放電灯ＬＰの再点弧に充分な大きさの
電圧が印加されることになり、仮にデッドタイム中に放
電灯電流に休止状態が生じた場合でも、放電灯ＬＰを速
やかに再点弧させることができる。
【００４１】したがって、放電灯電流が流れなくなる休
止状態を経ることなく放電灯ＬＰの点灯が維持され、放
電灯ＬＰを安定に点灯させることができる。すなわち、
本実施例においてはドライブ回路７の低周波発振回路１
４、制御回路６のスイッチＳＷ1 及び基準電源１３によ
り電圧増大手段を構成し、極性反転時にスイッチＳＷ 1
を切り換えて電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0 のデ
ューティ比を大きくしてコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃ
を増大させることにより、インバータ部３の交番出力を
増大させて放電灯ＬＰの再点弧を可能としているのであ
る。
【００４２】（実施例２）本実施例は図３に示すよう
に、図１に示す実施例１におけるスイッチＳＷ1 と基準
電源１３との代わりに、低周波発振回路１４の出力で制
御回路６が具備する電流目標値設定回路１０を制御し、
低周波発振回路１４の出力がＬレベルとなるときに電流
目標値設定回路１０の出力を強制的に大きくするように
したものであり、実施例１と同様の効果が得られる。ま
た、電流目標値設定回路１０をマイクロコンピュータで
構成する場合には、実施例１と比較してスイッチＳＷ1
や基準電源１３などを設けることなく安価に同様の効果
が得られるという利点がある。
【００４３】（実施例３）本実施例は図４に示すよう
に、図１に示す実施例１におけるスイッチＳＷ1 をパル
ス幅変調器１２とエラーアンプ１１との間に設け、低周
波発振回路１４の出力により極性反転時以外のとき（低
周波発振回路１４の出力がＨレベルのとき）にはスイッ
チＳＷ1 をエラーアンプ１１側に切り換えるとともに、
極性反転時（低周波発振回路１４の出力がＬレベルのと
き）にはスイッチＳＷ1 を基準電源１３側に切り換える
ようにしたものであり、極性反転時におけるスイッチン
グ素子Ｑ0 のデューティ比を基準電源１３の基準電圧に
より規定される値に増大させることで実施例１と同様の
効果が得られる。
【００４４】また、本実施例の構成では、スイッチＳＷ
1 によってエラーアンプ１１と出力と基準電源１３の基
準電圧とを切り換えてパルス幅変調器１２に入力するよ
うにしているため、エラーアンプ１１の周波数応答性が
悪い場合でも極性反転時に速やかに且つ確実にスイッチ
ング素子Ｑ0 のデューティ比を大きくすることができる
という利点がある。
【００４５】（実施例４）本実施例は図５に示すよう
に、図４に示す実施例３におけるスイッチＳＷ1 と基準
電源１３の代わりに、エラーアンプ１１の出力端と制御
電源との間に低周波発振回路１４の出力によりオン・オ
フされるトランジスタＱ6 と抵抗Ｒ4 との直列回路を接
続し、低周波発振回路１４の出力がＬレベルのときに上
記トランジスタＱ6 をオンして制御電源からの制御電源
電圧ＶDDをパルス幅変調器１２に入力するようにしたも
のであり、極性反転時におけるスイッチング素子Ｑ0 の
デューティ比を制御電源電圧ＶDDにより規定される値に
増大させることで簡単に実施例１及び実施例３と同様の
効果が得られる。
【００４６】なお、上記実施例１〜４においては、ドラ
イブ回路７の低周波発振回路１４の出力がＬレベルのと
きに電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0 のデューティ
比を大きくするようにしているが、これ以外のタイミン
グ及び期間でデューティ比を大きくするようにしてもよ
い。例えば、ドライブ回路７からの信号にて極性反転の
タイミングを得て、デッドタイムの開始前もしくは開始
後よりスイッチング素子Ｑ0 のデューティ比を大きくす
るようにしてもよい。また、このようにスイッチング素
子Ｑ0 のデューティ比を大きくする期間はインバータ部
３のデッドタイムと同一にする必要はない。
【００４７】（実施例５）本実施例は図６に示すよう
に、図５に示す実施例４における制御回路６にコンパレ
ータ１７及び基準電源１８から成る電圧判別回路１９
と、ドライブ回路７から与えられる反転のタイミング信
号（例えば、低周波発振回路１４の出力）の立ち上がり
（或いは立ち下がり）でトリガされるワンショットマル
チバイブレータ２０と、このワンショットマルチバイブ
レータ２０の出力を反転するインバータ２１と、インバ
ータ２１出力と電圧判別回路１９出力との論理和をとる
オア回路２２とを追加して設けてある。
【００４８】電圧判別回路１９は、コンデンサＣ0 の両
端電圧Ｖｃに応じた検出電圧と基準電源１９の基準電圧
とをコンパレータ１７において比較し、上記検出電圧が
基準電圧よりも低いとき、すなわちコンデンサＣ0 の両
端電圧Ｖｃが所定電圧よりも低いときにコンパレータ１
７からＬレベルの信号を出力するものである。また、ワ
ンショットマルチバイブレータ２０はデッドタイムの開
始タイミングを示す信号（低周波発振回路１４の出力の
立ち下がり）を受けて所定の期間だけＨレベルの信号を
出力するから、ワンショットマルチバイブレータ２０の
出力端に接続されたインバータ２１からはＬレベルの信
号が出力される。
【００４９】したがって、デッドタイムの開始から所定
の期間においてはオア回路２２の入力がいずれもＬレベ
ルとなるから、オア回路２２の出力がＬレベルとなって
トランジスタＱ6 がオンし、パルス幅変調器１２には制
御電源電圧ＶDDが入力され、スイッチング素子Ｑ0 のデ
ューティ比が強制的に大きくされ、ワンショットマルチ
バイブレータ２０の出力がＬレベルになるか、或いは電
圧判別回路１９の出力がＨレベルになるまで継続する。
【００５０】上記本実施例の構成によれば、実施例４と
同様の効果が得られるだけでなく、電圧判別回路１９に
よってコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃが所定値以上に上
昇するのを防止しているため、直流電源１の電源電圧等
によらずコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃを過大に増大さ
せることなく所望の電圧にまで増大させることができ、
その結果、放電灯ＬＰをより安定して矩形波点灯させる
ことができる。また、ワンショットマルチバイブレータ
２０の出力をＨレベルとする期間は任意に設定すること
ができるから、例えば、放電灯ＬＰの定常点灯時におい
て放電灯電流が反転を開始してから零クロスするまでに
要する期間と同じにしておけば、反転動作の開始時点か
らコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃを増大させるとともに
放電灯電流が零クロスする時点で増大させた両端電圧Ｖ
ｃをインバータ部３を介して放電灯ＬＰに印加すること
ができ、より効果的に放電灯ＬＰの立ち消えを防止する
ことができる。
【００５１】（実施例６）本実施例は図７に示すよう
に、図５に示す実施例４の構成において直流電源１の電
源電圧と基準電源２３の基準電圧とをオペアンプ２４に
入力し、このオペアンプ２４の出力をパルス幅変調器１
２の最大デューティ比設定端子に入力するようにしてい
る。ここで、パルス幅変調器１２は最大デューティ比設
定端子の入力に応じてスイッチング素子Ｑ0 のデューテ
ィ比の最大値が規制されるようになっている。
【００５２】本実施例の構成では、直流電源１の電源電
圧が基準電源２３の基準電圧よりも高いときにはパルス
幅変調器１２の最大デューティ比が小さくなり、反対に
電源電圧が基準電圧よりも低いときには最大デューティ
比が大きくなるため、直流電源１の電源電圧に応じて生
じるコンデンサＣ0 への供給エネルギの変動を抑制し、
上記電源電圧によらずにより安定して放電灯ＬＰを矩形
波点灯させることができる。なお、制御回路６の構成は
本実施例の構成以外にも実施例１〜３の何れの構成であ
ってもよいことは言うまでもない。
【００５３】ところで、上記実施例１〜６においては制
御回路６における制御には電流制御方式を採用している
が、放電灯ＬＰに供給される電力を所望の値とする電力
制御方式など他の制御方式にも本発明の技術思想は適用
可能である。また、電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ
0 に流れる電流のピーク値を制御量とするピーク値制御
への適用も可能であり、何れの制御方式においても上記
実施例１〜６と同様の効果が得られる。
【００５４】（実施例７）本実施例は図８に示すよう
に、図２６に示す従来例におけるトランスＴに３次巻線
ｎ3 を設けるとともに、ダイオードＤ1 のアノードを２
次巻線ｎ2 と３次巻線ｎ3 とに切換接続するためのスイ
ッチＳＷ2 を設け、ドライブ回路７の低周波発振回路１
４出力により上記スイッチＳＷ2 を切換制御するように
している。なお、他の構成及び動作については従来例と
共通であるので説明は省略する。
【００５５】上記スイッチＳＷ2 は低周波発振回路１４
の出力がＨレベルのとき、すなわちインバータ部３のデ
ッドタイム以外の期間では２次巻線ｎ2 側に切り換えら
れ、低周波発振回路１４の出力がＬレベルのとき、すな
わちデッドタイムでは３次巻線ｎ3 側に切り換えられ
る。次に、図９の波形図を参照して本実施例における極
性反転時の動作について説明する。なお、同図（ａ）は
従来例における極性反転時のスイッチング素子Ｑ0及び
ダイオードＤ1 に流れる電流波形を示すものであり、同
図（ｂ）は本実施例におけるそれぞれの電流波形を示す
ものである。
【００５６】従来例においては、同図（ａ）に示すよう
にスイッチング素子Ｑ0 のオン期間にトランスＴの１次
巻線ｎ1 を流れる電流（スイッチング素子Ｑ0 を流れる
電流）によって蓄積されたエネルギをスイッチング素子
Ｑ0 がオフの期間に全てコンデンサＣ0 に放出するよう
になっている。一方、本実施例では、極性反転時には低
周波発振回路１４の出力の立ち下がりでスイッチＳＷ2
が２次巻線ｎ2 側から３次巻線ｎ3 側に切り換えられる
ため、同図（ｂ）に示すように、トランスＴの２次側の
見かけ上のインダクタンス値が大きくなってコンデンサ
Ｃ0 への蓄積エネルギのはきだし時間が長く（はきだし
のスピードが遅く）なり、スイッチング素子Ｑ0 のオフ
期間では蓄積エネルギを放出しきれず、トランスＴには
放出しきれなかったエネルギが残ることになる。
【００５７】その結果、スイッチング素子Ｑ0 のオン期
間に蓄積されるエネルギ、すなわち直流電源１から電圧
変換部２を介してコンデンサＣ0 に供給されるエネルギ
を、デッドタイム以外のときよりも増大させることがで
きるので、極性反転時におけるコンデンサＣ0 の両端電
圧Ｖｃを放電灯ＬＰの再点弧に必要な充分に高い電圧に
まで上昇させることができ、極性反転時の放電灯ＬＰの
立ち消えを防止して安定した矩形波点灯が可能となる。
つまり、本実施例では、トランスＴの３次巻線ｎ3 と、
ドライブ回路７からの信号によって切換制御されるスイ
ッチＳＷ2 とで電圧増大手段を構成している。
【００５８】（実施例８）本実施例は図１０に示すよう
に、図２６に示す従来例に対して、コンデンサＣ 0 の両
端電圧Ｖｃを検出するための抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 の直列回路
とインバータ部３との間にカソードをインバータ部３側
としてダイオードＤ2 を挿入接続するとともに、コンデ
ンサＣ0 に比較して小容量のコンデンサＣ1 を上記ダイ
オードＤ2と並列に接続している。なお、他の構成及び
動作については従来例と共通であるので説明は省略す
る。また、イグナイタ回路５については説明を簡単にす
るため、高圧パルストランスＰＴの２次巻線Ｌ2 のみを
表記している。
【００５９】図２６に示す従来例においては、極性反転
時以外に流れていた放電灯電流により高圧パルストラン
スの２次巻線Ｌ2 に蓄積されたエネルギが、極性反転時
に放電灯ＬＰに放出されて放電灯ＬＰを点灯させるので
あるが、その一部はフルブリッジ型のインバータ部３を
介して回生電流としてコンデンサＣ0 に流れる。しかし
ながら、この回生電流はコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃ
を再点弧電圧にまで増大させる程の大きさではない。
【００６０】そこで、本実施例においては、上記回生電
流でコンデンサＣ0 （例えば、容量１μＦ）よりも小容
量のコンデンサＣ1 （例えば、容量０．１μＦ）を充電
することにより、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｃ1 を再
点弧に必要な電圧にまで上昇させており、これによって
極性反転時の放電灯ＬＰの立ち消えを防止している。つ
まり、本実施例においてはダイオードＤ2 とコンデンサ
Ｃ1 とで電圧増大手段を構成している。
【００６１】次に、図１１を参照して本実施例の電圧増
大手段の動作について説明する。まず、同図（ａ）に示
すように極性反転前、すなわちデッドタイム以外の期間
では、例えば、インバータ部３のスイッチング素子Ｑ1
とＱ4 がオフ、スイッチング素子Ｑ2 とＱ3 がオンであ
ると、コンデンサＣ0 →ダイオードＤ2 →スイッチング
素子Ｑ2 →高圧パルストランスＰＴの２次巻線Ｌ2 →放
電灯ＬＰ→スイッチング素子Ｑ3 →コンデンサＣ0 の経
路で電流が流れる。この状態から全てのスイッチング素
子Ｑ1 〜Ｑ4 がオフするデッドタイムを経てインバータ
部３の出力の極性が反転されるのであるが、デッドタイ
ムにおいては同図（ｂ）に示すような経路で電流が流れ
る。
【００６２】すなわち、同図（ａ）に示す経路で流れる
電流によって２次巻線Ｌ2 に蓄積されたエネルギが放出
されることにより、２次巻線Ｌ2 →放電灯ＬＰ→スイッ
チング素子Ｑ1 の寄生ダイオード→コンデンサＣ1 →コ
ンデンサＣ0 →スイッチング素子Ｑ4 の寄生ダイオード
→２次巻線Ｌ2 の経路で回生電流が流れ、コンデンサＣ
1 が充電されて両端電圧Ｖｃ1 が上昇する。ここで、コ
ンデンサＣ1 の容量はコンデンサＣ0 の容量よりも小さ
く設定してあるため、コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｃ1
を放電灯ＬＰの再点弧に必要な電圧まで上昇させること
ができ、極性反転時における放電灯ＬＰの立ち消えを防
止することができる。
【００６３】（実施例９）本実施例は図１２に示すよう
に、図１０に示す実施例８の構成においてコンデンサＣ
1 と並列接続されたダイオードＤ2 をＭＯＳＦＥＴから
成るスイッチング素子Ｑ7 で置き換えたものであり、他
の構成については実施例８と共通であるので説明は省略
する。
【００６４】スイッチング素子Ｑ7 は、ソースをコンデ
ンサＣ0 側に、ドレインをインバータ部３側にしてコン
デンサＣ1 と並列に接続してあり、ソース側の電位とド
レイン側の電位とを比較するコンパレータＣＰ1 の出力
がゲートに印加されるようになっている。すなわち、ソ
ース側の電位がドレイン側の電位よりも高いときにコン
パレータＣＰ1 の出力がＨレベルとなってスイッチング
素子Ｑ7 がオンするのであって、実施例８におけるダイ
オードＤ2 と同様の整流動作を行なわせている。
【００６５】（実施例１０）本実施例は図１３に示すよ
うに、図２６に示す従来例に対してコンデンサＣ2及び
スイッチＳＷ3 の直列回路をコンデンサＣ0 と並列に接
続するとともに、直流電源１からの電源立ち上げから所
定の時間を限時して限時期間中上記スイッチＳＷ3 をオ
ンとする信号を出力するタイマ回路２５が設けてある。
なお、他の構成については従来例と共通であるので説明
は省略する。
【００６６】図２６に示す従来例において、コンデンサ
Ｃ0 として小容量のものを用いることにより、実施例８
あるいは実施例９のようにデッドタイムにおける回生電
流によってコンデンサＣ0 の電圧を再点弧に必要な電圧
まで増大させ、極性反転時の放電灯ＬＰの立ち消えを防
止することができる。しかしながら、コンデンサＣ0に
小容量のものを用いた場合には、放電灯ＬＰの始動時に
インバータ部３に充分なエネルギを供給することができ
ず、放電灯ＬＰの始動の失敗が生じやすくなる。
【００６７】そこで、本実施例においては小容量のコン
デンサＣ0 と並列にコンデンサＣ2とスイッチＳＷ3 と
の直列回路を並列接続し、放電灯点灯装置の始動時（直
流電源１からの電源立ち上げ時）から所定期間において
タイマ回路２５はＨレベルの信号を出力してスイッチＳ
Ｗ3 をオンとし、タイマ回路２５が所定時間を限時する
限時動作中は出力をＨレベルに維持するようにしてい
る。したがって、タイマ回路２５の限時動作中にはコン
デンサＣ2 がコンデンサＣ0 と並列接続されて合成容量
がコンデンサＣ0 の容量よりも大きくなるため、放電灯
ＬＰの始動に必要な高い電圧をコンデンサＣ0 ，Ｃ2 の
両端に得ることができる。
【００６８】本実施例の構成によれば、コンデンサＣ0
に小容量のものを用いて極性反転時の放電灯ＬＰの立ち
消えを防止するとともに、放電灯ＬＰの始動時には始動
に必要な高い電圧を得ることができ、始動性を犠牲にす
ることなく極性反転時の放電灯ＬＰの立ち消えを防止し
て安定した矩形波点灯を行なうことができる。 （実施例１１）本実施例は図１４に示すように、図１３
に示す実施例１０におけるスイッチＳＷ3 の代わりにＭ
ＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ8 を用いるとと
もに、抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 で分圧して得られるコンデンサＣ
0 の両端電圧Ｖｃに応じた検出電圧を基準電圧Ｖref4と
比較してスイッチング素子Ｑ8 をオン・オフする信号を
出力するコンパレータＣＰ2 が設けてある。なお、他の
構成については実施例１０と共通であるので説明は省略
する。
【００６９】すなわち、本実施例においては、無負荷時
（放電灯ＬＰの始動前）にはコンデンサＣ0 の両端電圧
Ｖｃが放電灯ＬＰの定常点灯時よりも高くなるとことを
利用し、コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃに応じた検出電
圧が基準電圧Ｖref4よりも高いときには無負荷であると
判断してコンパレータＣＰ2 からのＨレベルの出力信号
でスイッチング素子Ｑ8 をオンするようにしている。こ
れにより、実施例１０と同じく放電灯ＬＰの始動時には
始動に必要な高い電圧を得ることができるとともに、極
性反転時の放電灯ＬＰの立ち消えを防止することができ
る。
【００７０】また、本実施例の構成によれば、コンパレ
ータＣＰ2 においてコンデンサＣ0の両端電圧Ｖｃを監
視しているため、極性反転時にコンデンサＣ0 の両端電
圧Ｖｃが必要以上に増大して無負荷時と同じような状態
になった場合にも、コンパレータＣＰ2 の出力がＨレベ
ルになってスイッチング素子Ｑ8 がオンする。その結
果、コンデンサＣ0 に供給されるエネルギがコンデンサ
Ｃ2 の方にも供給されるため、コンデンサＣ0 の両端電
圧Ｖｃが必要以上に増大するのを防止することができ
る。
【００７１】（実施例１２）本実施例は図１５に示すよ
うに、図２６に示す従来例に対して極性反転時にコンデ
ンサＣ0 の両端電圧Ｖｃよりも高い電圧をインバータ部
３へ供給する補助電源部２６が設けてある。なお、他の
構成についてはほぼ従来例と共通するので説明は省略す
る。
【００７２】上記補助電源部２６は、トランスＴに設け
た３次巻線ｎ3 と、コンデンサＣ0に並列接続したスイ
ッチＳＷ2 及びコンデンサＣ2 の直列回路と、３次巻線
ｎ3とコンデンサＣ2 との間にスイッチング素子Ｑ0 が
オフのときにコンデンサＣ2を充電する方向に挿入接続
したダイオードＤ3 とを備え、インバータ部３のスイッ
チング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を駆動するドライブ回路７からの
信号で上記スイッチＳＷ2 がオン・オフされるものであ
る。
【００７３】次に、補助電源部２６の動作について説明
する。まず、スイッチＳＷ2 は極性反転時以外ではドラ
イブ回路７からの信号によってオフとなっている。この
とき、電圧変換部２のスイッチング素子Ｑ0 のスイッチ
ング動作によって、コンデンサＣ0 にはダイオードＤ1
を介してトランスＴに蓄積されたエネルギ（放電灯ＬＰ
の点灯状態に応じたエネルギ）が供給され、同時に補助
電源部２６のコンデンサＣ2 にもダイオードＤ3 を介し
てトランスＴの蓄積エネルギが供給される。ここで、コ
ンデンサＣ2 にはコンデンサＣ0 よりも多くのエネルギ
が供給されるため、コンデンサＣ2 の両端電圧Ｖｃ2 は
コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃよりも高くなる。
【００７４】一方、スイッチＳＷ2 はドライブ回路７か
らの信号により放電灯電流の極性が一定している間はオ
フであり、このときにはコンデンサＣ0 に充電されたエ
ネルギのみがインバータ部３に供給されている。しかし
ながら、極性反転時にはドライブ回路７からの信号によ
ってスイッチＳＷ2 がオンし、インバータ部３へはコン
デンサＣ2 に充電されたエネルギが供給される。
【００７５】つまり、図１６に示すように、放電灯電流
の極性が一定している期間はスイッチＳＷ2 がオフであ
って、インバータ部３にはコンデンサＣ0 の両端電圧Ｖ
ｃが印加され、極性反転時（少なくとも放電灯電流の極
性が反転して電流レベルが安定するまでの間）にスイッ
チＳＷ2 がオンされると補助電源部２６からコンデンサ
Ｃ2 の両端電圧Ｖｃ2 がインバータ部３に印加されるた
め、両端電圧Ｖｃ2 が放電灯ＬＰの再点弧電圧より高く
なるように設定すれば、極性反転時の放電灯ＬＰの立ち
消えを防止して安定な矩形波点灯を行なうことができ
る。
【００７６】（実施例１３）本実施例は図１７に示すよ
うに、図２６に示す従来例に対してダイオードＤ1とコ
ンデンサＣ0 との間に補助コンデンサＣ3 を挿入接続
し、コンデンサＣ0 とインバータ部３との間にインバー
タ部３側をカソードとしてダイオードＤ4 を接続すると
ともに、補助コンデンサＣ3 とダイオードＤ4 とに並列
に限流素子たる抵抗Ｒ5 を接続してあり、上記補助コン
デンサＣ3 ，ダイオードＤ4 及び抵抗Ｒ 5 により電圧増
大手段を構成している。なお、他の構成については従来
例と共通であるから説明は省略し、ドライブ回路７等に
ついては図示も省略する。
【００７７】次に、本実施例の動作について説明する。
コンデンサＣ0 と補助コンデンサＣ 3 とはダイオードＤ
1 を介して電圧変換部２の出力端間に直列接続されてい
るため、スイッチング素子Ｑ0 のスイッチング動作によ
ってトランスＴの２次側より放出されたエネルギがコン
デンサＣ0 と補助コンデンサＣ3 とに蓄積される。ここ
で、補助コンデンサＣ3 の両端電圧Ｖｃ3 が放電灯ＬＰ
の再点弧を補助できるだけの電圧、例えば、コンデンサ
Ｃ0 の両端電圧Ｖｃの半分の電圧（Ｖｃ3 ＝１／２Ｖ
ｃ）となるように補助コンデンサＣ3 の容量を設定して
ある。
【００７８】図１８（ａ）に示すように、放電灯電流の
極性が一定している期間においては、コンデンサＣ0 の
両端電圧Ｖｃの方が放電灯電圧よりも高くなるため、ダ
イオードＤ4 が導通してコンデンサＣ0 に蓄積されたエ
ネルギがダイオードＤ4 及びインバータ部３を介して放
電灯ＬＰに供給される。一方、放電灯電流が極性反転す
る期間においては、コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃより
も放電灯電圧の方が高くなるため、ダイオードＤ4 が不
導通となる。その結果、放電灯ＬＰにはインバータ部３
及び抵抗Ｒ5 を介してコンデンサＣ0 及び補助コンデン
サＣ3 に蓄積されたエネルギが供給されることになる。
補助コンデンサＣ3 の両端電圧Ｖｃ3 は上記のようにＶ
ｃ3 ＝１／２Ｖｃであるから、放電灯ＬＰには３／２Ｖ
ｃだけの電圧が印加され、しかも、３／２Ｖｃの印加電
圧は放電灯ＬＰの再点弧に必要な電圧よりも大きいの
で、極性反転時の放電灯ＬＰの立ち消えを防止すること
ができる。
【００７９】ここで、抵抗Ｒ5 の抵抗値と、定常点灯時
における放電灯ＬＰの等価抵抗ＲLの抵抗値との比を、
コンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃと補助コンデンサＣ3 の
両端電圧Ｖｃ3 との比に等しくしておけば（Ｒ5 ＝１／
２ＲL ）、図１８に示すように、極性が一定していると
きの放電灯電流Ｉ1 （＝Ｖｃ／ＲL ）と、極性反転時の
放電灯電流Ｉ2 （＝（３／２Ｖｃ）／（３／２ＲL ）＝
Ｖｃ／ＲL ）とが等しくなるから、極性反転時に過大な
放電灯電流が流れるのを防止できる。
【００８０】（実施例１４）本実施例は図１９に示すよ
うに、図２６に示す従来例とほぼ共通の構成を有するも
のであり、直流電源１の電源電圧を電圧変換部２にて所
望の電圧に変換し、さらにインバータ部３において極性
を交番させ、得られた交番出力をイグナイタ回路５を介
して放電灯ＬＰに供給して放電灯ＬＰを矩形波点灯させ
る点は従来例と共通である。
【００８１】ここで、イグナイタ回路５は、２次巻線Ｌ
2 が放電灯ＬＰと直列に接続されて放電灯ＬＰに始動用
の高圧パルスを印加する高圧パルストランスＰＴと、こ
の高圧パルストランスＰＴの１次巻線Ｌ1 にコンデンサ
Ｃ4 を介して並列接続されたスイッチＳＷ3 と、２次巻
線Ｌ2 と並列にインバータ部３の出力端間に接続された
コンデンサＣ5 とを備え、スイッチＳＷ3 をスイッチン
グさせることでコンデンサＣ4 の充電電荷を放電して高
圧パルストランスＰＴの２次巻線Ｌ2 に高圧パルスを発
生させ、この高圧パルスを放電灯ＬＰに印加することで
放電灯ＬＰを始動するのである。
【００８２】以上は、従来例と共通する放電灯ＬＰ始動
時の動作説明であるが、本実施例においては、放電灯Ｌ
Ｐの定常点灯状態における極性反転時に、ドライブ回路
７からの信号によってイグナイタ回路５のスイッチＳＷ
3 をオンすることにより、極性反転時に高圧パルストラ
ンスＰＴの１次側を短絡させるようにしている。次に、
図２０を参照して本実施例の動作を具体的に説明する。
まず、放電灯電流の極性が一定している状態では、同図
（ａ）に示すようにインバータ部３からの出力によって
放電灯ＬＰに電流Ｉａが流れるとともにコンデンサ
Ｃ4 ，Ｃ5 も充電されている。そして、同図（ｂ）に示
すように放電灯電流の極性反転開始時点（デッドタイム
の開始時点）においてドライブ回路５からの信号でスイ
ッチＳＷ3 をオンすると、コンデンサＣ4 が放電するこ
とで高圧パルストランスＰＴの２次巻線Ｌ2 に起電力が
生じる。この起電力は、それまで放電灯ＬＰに流れてい
る放電灯電流Ｉａと同じ向きの電流を流すような向きに
生じる。これにより、コンデンサＣ5 に蓄積されたエネ
ルギの放出に要する時間が短くなる。そして、少なくと
も放電灯電流の極性が反転するまでスイッチＳＷ3 をオ
ンに維持し、極性反転が完了したらスイッチＳＷ3 をオ
フすれば、同図（ｃ）に示すようにコンデンサＣ4 ，Ｃ
5 の両端電圧の極性も反転し、以後このような動作を繰
り返す。
【００８３】上記構成では、放電灯電流の極性反転時に
高圧パルストランスＰＴの１次側をスイッチＳＷ3 にて
短絡することで、高圧パルストランスＰＴの２次側にお
ける見かけ上のインダクタンス値を減少させ、コンデン
サＣ5 に蓄積されたエネルギの放出に要する時間を短く
することができ、これによって放電灯電流の極性反転に
要する時間を短縮することができる。このように、極性
反転に要する時間を短くすれば、極性反転時の放電灯Ｌ
Ｐの立ち消えを生じにくくすることができる。
【００８４】なお、本実施例では極性反転の開始時点か
らスイッチＳＷ3 をオンするようにしているが、例え
ば、放電灯電流が零クロスする時点からスイッチＳＷ3
をオンするようにしてもよい。 （実施例１５）本実施例は図２１に示すように、直流電
源１の電源電圧を電圧変換部２にて所望の電圧に変換
し、さらにインバータ部３において極性を交番させて得
られた交番出力をイグナイタ回路５を介して放電灯ＬＰ
に供給して放電灯ＬＰを矩形波点灯させる点は図２６に
示す従来例と共通であるが、コンデンサＣ0 とインバー
タ部３との間に設けた電圧検出用の抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 でコ
ンデンサＣ0 の両端電圧Ｖｃに応じた電圧を検出する検
出回路２７を備え、検出回路２７からの信号により電圧
変換部２のスイッチング素子Ｑ0 をスイッチング制御す
る駆動回路２８と、インバータ部３のスイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ4 をスイッチング制御するドライブ回路７とを
動作させている。
【００８５】図２２は本実施例における検出回路２７及
びドライブ回路７の具体回路構成を示すものであり、検
出回路２７は検出電圧（両端電圧Ｖｃを抵抗Ｒ2 ，Ｒ3
で分圧した電圧）を基準電圧Ｖref と比較しその差分を
増幅して出力するコンパレータＣＰ3 から成る。また、
ドライブ回路７は、図２３に示すような同一周期でデュ
ーティ比が異なる２つのクロック信号Ａ，Ｂを発生する
発振器２９と、デューティ比が小さい方のクロック信号
Ａと検出回路２７からの出力との論理和をとるオア回路
３０と、デューティ比が大きい方のクロック信号Ｂとオ
ア回路３０の出力との論理積をとるアンド回路３１と、
アンド回路３１の出力をトリガパルスとするフリップフ
ロップ３２と、フリップフロップ３２の各出力とアンド
回路３１との論理積をとる２つのアンド回路３３1 ，３
３2 とを備え、これらのアンド回路３３1 ，３３2の出
力にてインバータ部３のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を
オン・オフさせている。
【００８６】検出回路２７においては検出電圧を基準電
圧Ｖref と比較することで無負荷状態か否かを判別して
おり、検出電圧＞基準電圧Ｖref となる無負荷時（期間
Ｔ1）では図２４に示すように、放電灯ＬＰの始動に必
要な大きなエネルギを電圧変換部２から出力するように
駆動回路２８がスイッチング素子Ｑ0 をスイッチング制
御し、放電灯ＬＰが定格点灯しているとき（検出電圧＜
基準電圧Ｖref ）には出力を下げるものである（期間Ｔ
2 ）。
【００８７】一方、イグナイタ回路５は高圧パルストラ
ンスＰＴの２次巻線Ｌ2 を直列に、且つコンデンサＣ5
を並列にそれぞれ放電灯ＬＰと接続し、高圧パルストラ
ンスＰＴの１次側に設けた高圧パルス発生回路５ａにて
２次巻線Ｌ2 に発生させた高圧パルスをインバータ部３
の交番出力に重畳することで放電灯ＬＰを始動させてい
る。
【００８８】ところで、上記コンデンサＣ5 に蓄積され
るエネルギがインバータ部３のデッドタイムにおいて２
次巻線Ｌ2 を介して放電灯ＬＰに供給された後、コンデ
ンサＣ5 には反対極性にエネルギが蓄積される。しかし
ながら、無負荷時と定格点灯時とを比較すれば、放電灯
ＬＰにおいてエネルギが消費される分だけ定格点灯時の
方がコンデンサＣ5 に蓄積されるエネルギは低くなる。
よって、蓄積されたエネルギを放出するのに要する時間
も定格点灯時の方が無負荷時よりも短くてよいことにな
る。そこで、本実施例では、図２５に示すようにインバ
ータ部３のデッドタイムを無負荷時に対して定格点灯時
のときに短くすることにより、定格点灯時の放電灯電流
の極性反転に要する時間を短くしている。すなわち、本
実施例ではドライブ回路７により休止期間短縮手段を構
成している。
【００８９】次に、具体的な動作について説明すると、
無負荷時には検出回路２７の出力がＬレベルとなり、ア
ンド回路３１からデューティ比の小さい方のクロック信
号Ａが出力される。この場合には、図２５（ａ）に示す
ようにインバータ部３のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は
上記クロック信号Ａに対応した比較的に長いデッドタイ
ムでドライブ回路７によりスイッチング制御される。一
方、定格点灯時には検出回路２７の出力はＨレベルとな
り、アンド回路３１からデューティ比の大きい方のクロ
ック信号Ｂが出力される。この場合には、同図（ｂ）に
示すようにインバータ部３のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
4 は上記クロック信号Ｂに対応した比較的に短いデット
タイムでスイッチング制御される。
【００９０】本実施例の構成では、上述のように、定格
点灯時におけるインバータ部３のデッドタイムを無負荷
時に対して短くすることにより、定格点灯時における放
電灯電流の極性反転に要する時間を短くしており、これ
により、極性反転時の放電灯ＬＰの立ち消えを防止して
安定した矩形波点灯を可能としている。なお、上記実施
例１〜１５においてはスイッチング素子としてＭＯＳＦ
ＥＴを用いたがバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ等他
のスイッチング素子でも良い。また、各実施例に用いる
直流電源１としては交流電源を整流若しくは整流平滑し
たものや、自動車の搭載バッテリーなどを用いてもよ
い。さらに、各実施例においては、フルブリッジ型のイ
ンバータ部３のスイッチング動作は、２組のスイッチン
グ素子（Ｑ1 とＱ4 及びＱ2 とＱ3 ）がそれぞれ交互に
オンする期間と、全てのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 が
オフする期間（デッドタイム）との３つの状態から成る
ように制御しているが、これに限定するものではなく、
例えば、デッドタイムの次に１組のスイッチング素子の
うちの一方のスイッチング素子だけをオンにして他の３
つのスイッチング素子をオフするような変則的な動作を
させるなど、種々のスイッチング動作をさせる場合にも
本発明の技術思想を適用可能であることは言うまでもな
い。
【００９１】
【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源と、スイッ
チング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の電
圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換
部の出力端間に接続されたコンデンサと、スイッチング
素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に電圧変換部
の出力端とコンデンサとの間に接続された整流素子と、
コンデンサから供給される電圧の極性を交番させるイン
バータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有しインバ
ータ部の出力端間に接続される負荷回路部とを備えてイ
ンバータ部の交番出力により放電灯を点灯させる放電灯
点灯装置であって、交番出力の極性反転時にインバータ
部の交番出力電圧を少なくとも定常点灯時における放電
灯電圧よりも大きくする電圧増大手段を設けたので、極
性反転時における放電灯の再点弧電圧の不足を補うこと
ができ、放電灯の立ち消えを防止して安定した矩形波点
灯を行なうことができるという効果がある。
【００９２】請求項２の発明は、極性反転時におけるイ
ンバータ部の交番出力電圧を放電灯の再点弧に必要な再
点弧電圧よりも大きくする電圧増大手段を設けたので、
極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることができ、
特に寿命末期の放電灯において立ち消えのない安定した
矩形波点灯を行なうことができるという効果がある。請
求項３の発明は、極性反転時以外の時よりも大きな電力
を極性反転時に電圧変換部からコンデンサに供給する電
圧増大手段を設けたので、極性反転時にインバータ部か
ら放電灯に対して大きな電力を供給でき、極性反転時に
放電灯を確実に再点弧させることができるという効果が
ある。
【００９３】請求項４の発明は、極性反転時に負荷回路
部からインバータ部に流れる回生電流により少なくとも
電圧変換部の出力端間に接続されたコンデンサを充電す
る電圧増大手段を設けたので、回生電流を利用すること
で回路構成の簡素化と消費電力の低減を図ることができ
るという効果がある。請求項５の発明は、極性反転時に
放電灯電流が一方の極性の所定値から反対極性の所定値
まで変化する間電圧変換部からコンデンサに電力を供給
する電圧増大手段を設けたので、極性反転時にインバー
タ部から放電灯に対して大きな電力を供給でき、極性反
転時に放電灯を確実に再点弧させることができるという
効果がある。
【００９４】請求項６の発明は、極性反転時における電
圧変換部のスイッチング素子のデューティ比を極性反転
時以外の時のデューティ比よりも大きくする電圧増大手
段を設けたので、デューティ比を変えるだけの簡単な構
成により極性反転時に放電灯を確実に再点弧させること
ができるという効果がある。請求項７の発明は、電圧変
換部の出力電圧を検出するとともにこの検出電圧に基づ
いてコンデンサの両端電圧が所定値となるように電圧変
換部のスイッチング素子のデューティ比を調節する電圧
増大手段を設けたので、極性反転時に放電灯を確実に再
点弧させることができるとともにコンデンサの両端電圧
が過大に上昇するのを抑制することができるという効果
がある。
【００９５】請求項８の発明は、極性反転時に直流電源
の直流電圧に応じて電圧変換部からコンデンサに供給す
る電力を調節する電圧増大手段を設けたので、極性反転
時に放電灯を確実に再点弧させることができるとともに
コンデンサの両端電圧が過大に上昇するのを抑制するこ
とができるという効果がある。請求項９の発明は、１次
側にスイッチング素子を介して直流電源が接続されると
ともに２次側に整流素子を介してコンデンサが接続され
るトランスを電圧変換部に具備し、極性反転時にトラン
スの２次側の巻数比を大きくする電圧増大手段を設けた
ので、極性反転時には電圧変換部よりコンデンサに大き
な電力を供給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点弧
させることができるという効果がある。
【００９６】請求項１０の発明は、コンデンサとインバ
ータ部との間に電圧変換部からインバータ部に出力を供
給する方向に挿入接続された補助整流素子と、この補助
整流素子に並列接続されて極性反転時の回生電流により
充電される補助コンデンサとを電圧増大手段に具備し、
この補助コンデンサの容量値をコンデンサの容量値より
も小さくしたので、回生電流を利用することで回路構成
の簡素化と消費電力の低減を図ることができるという効
果がある。
【００９７】請求項１１の発明は、電圧変換部の出力端
間にコンデンサと並列接続される補助コンデンサと開閉
部との直列回路を具備し、放電灯の起動時にこの開閉部
を閉じて補助コンデンサをコンデンサに並列に挿入する
電圧増大手段を設けたので、放電灯の起動時には補助コ
ンデンサによって起動に必要な電力を得るとともに、定
格点灯時にはコンデンサにより極性反転時の再点弧電圧
を得て放電灯を確実に再点弧させることができるという
効果がある。
【００９８】請求項１２の発明は、コンデンサの両端電
圧に応じて開閉部を開閉する電圧増大手段を設けたの
で、極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることがで
きるとともにコンデンサの両端電圧が過大に上昇するの
を抑制することができるという効果がある。請求項１３
の発明は、電圧変換部の出力電圧よりも大きな出力電圧
を得る補助電源部を具備するとともに、この補助電源部
をスイッチを介してコンデンサと並列に接続して成り、
極性反転時にスイッチをオンする電圧増大手段を設けた
ので、極性反転時にインバータ部から放電灯に対して大
きな電力を供給でき、極性反転時に放電灯を確実に再点
弧させることができるという効果がある。
【００９９】請求項１４の発明は、整流素子とコンデン
サとの間に直列接続される補助コンデンサを具備し、コ
ンデンサとインバータ部との間にインバータ部へコンデ
ンサから電力供給する向きに整流素子を接続するととも
にこの整流素子と補助コンデンサとに並列に限流素子を
備えて成る電圧増大手段を設けたので、極性反転時にイ
ンバータ部から放電灯に対して大きな電力を供給でき、
極性反転時に放電灯を確実に再点弧させることができる
という効果がある。
【０１００】請求項１５の発明は、直流電源と、スイッ
チング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の電
圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換
部の出力端間に接続された第１のコンデンサと、スイッ
チング素子のオフ時に第１のコンデンサを充電する方向
に電圧変換部の出力端と第１のコンデンサとの間に接続
された整流素子と、第１のコンデンサから供給される電
圧の極性を交番させるインバータ部と、負荷である放電
灯と、２次側を放電灯に直列接続した高圧パルストラン
ス及び放電灯と高圧パルストランスとに並列接続した第
２のコンデンサを有し放電灯始動時にインバータ部の交
番出力に高圧パルスを重畳するイグナイタ部と、インバ
ータ部の交番出力の極性反転時に高圧パルストランスの
１次側を短絡する短絡手段とを備えて成るので、極性反
転時における放電灯電流の極性反転に要する時間を短縮
することができ、放電灯を確実に再点弧させることがで
きるという効果がある。
【０１０１】請求項１６の発明は、直流電源と、スイッ
チング素子のスイッチング動作を利用して直流電源の電
圧を所定の電圧に変換する電圧変換部と、この電圧変換
部の出力端間に接続されたコンデンサと、スイッチング
素子のオフ時にコンデンサを充電する方向に電圧変換部
の出力端とコンデンサとの間に接続された整流素子と、
複数のスイッチング素子をオン・オフすることによりコ
ンデンサから供給される電圧の極性を交番させるインバ
ータ部と、少なくとも放電灯を負荷として有しインバー
タ部の出力端間に接続される負荷回路部と、電圧変換部
の出力により無負荷状態か定格点灯状態かを検出する検
出手段と、インバータ部の全てのスイッチング素子を同
時にオフする休止期間を無負荷時に対して定格点灯時に
短くする休止期間短縮手段とを備えたので、極性反転時
における放電灯電流の極性反転に要する時間を短縮する
ことができ、放電灯を確実に再点弧させることができる
という効果がある。
【０１０２】請求項１７の発明は、インバータ部は４つ
のスイッチング素子をブリッジ接続して成るフルブリッ
ジ型インバータ回路としたので、極性反転時にインバー
タ部から放電灯に対して大きな電力を供給できるという
効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１を示す概略回路図である。
【図２】同上の動作を説明するための波形図である。
【図３】実施例２の要部を示す概略回路図である。
【図４】実施例３の要部を示す概略回路図である。
【図５】実施例４の要部を示す概略回路図である。
【図６】実施例５を示す概略回路図である。
【図７】実施例６を示す概略回路図である。
【図８】実施例７を示す概略回路図である。
【図９】同上の動作を説明するための波形図である。
【図１０】実施例８を示す概略回路図である。
【図１１】同上の動作を説明するための説明図である。
【図１２】実施例９を示す概略回路図である。
【図１３】実施例１０を示す概略回路図である。
【図１４】実施例１１を示す概略回路図である。
【図１５】実施例１２を示す概略回路図である。
【図１６】同上の動作を説明するための波形図である。
【図１７】実施例１３を示す概略回路図である。
【図１８】同上の動作を説明するための説明図である。
【図１９】実施例１４を示す概略回路図である。
【図２０】同上の動作を説明するための説明図である。
【図２１】実施例１５を示す概略回路図である。
【図２２】同上の要部を示す回路図である。
【図２３】同上の動作を説明するための波形図である。
【図２４】同上の動作を説明するための波形図である。
【図２５】同上の動作を説明するための波形図である。
【図２６】従来例を示す概略回路図である。
【図２７】同上の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１ 直流電源 ２ 電圧変換部 ３ インバータ部 ５ イグナイタ回路 ６ 制御回路 ７ ドライブ回路 Ｑ0 スイッチング素子 Ｃ0 コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 多賀 義高 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 平田 佳久 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内

Claims (17)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源と、スイッチング素子のスイッ
    チング動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に変
    換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に接続
    されたコンデンサと、スイッチング素子のオフ時にコン
    デンサを充電する方向に電圧変換部の出力端とコンデン
    サとの間に接続された整流素子と、コンデンサから供給
    される電圧の極性を交番させるインバータ部と、少なく
    とも放電灯を負荷として有しインバータ部の出力端間に
    接続される負荷回路部とを備えてインバータ部の交番出
    力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、
    交番出力の極性反転時にインバータ部の交番出力電圧を
    少なくとも定常点灯時における放電灯電圧よりも大きく
    する電圧増大手段を設けたことを特徴とする放電灯点灯
    装置。
  2. 【請求項２】 極性反転時におけるインバータ部の交番
    出力電圧を放電灯の再点弧に必要な再点弧電圧よりも大
    きくする電圧増大手段を設けたことを特徴とする請求項
    １記載の放電灯点灯装置。
  3. 【請求項３】 極性反転時以外の時よりも大きな電力を
    極性反転時に電圧変換部からコンデンサに供給する電圧
    増大手段を設けたことを特徴とする請求項１又は２記載
    の放電灯点灯装置。
  4. 【請求項４】 極性反転時に負荷回路部からインバータ
    部に流れる回生電流により少なくとも電圧変換部の出力
    端間に接続されたコンデンサを充電する電圧増大手段を
    設けたことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点
    灯装置。
  5. 【請求項５】 極性反転時に放電灯電流が一方の極性の
    所定値から反対極性の所定値まで変化する間電圧変換部
    からコンデンサに電力を供給する電圧増大手段を設けた
    ことを特徴とする請求項３又は４記載の放電灯点灯装
    置。
  6. 【請求項６】 極性反転時における電圧変換部のスイッ
    チング素子のデューティ比を極性反転時以外の時のデュ
    ーティ比よりも大きくする電圧増大手段を設けたことを
    特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
  7. 【請求項７】 電圧変換部の出力電圧を検出するととも
    にこの検出電圧に基づいてコンデンサの両端電圧が所定
    値となるように電圧変換部のスイッチング素子のデュー
    ティ比を調節する電圧増大手段を設けたことを特徴とす
    る請求項６記載の放電灯点灯装置。
  8. 【請求項８】 極性反転時に直流電源の直流電圧に応じ
    て電圧変換部からコンデンサに供給する電力を調節する
    電圧増大手段を設けたことを特徴とする請求項３記載の
    放電灯点灯装置。
  9. 【請求項９】 １次側にスイッチング素子を介して直流
    電源が接続されるとともに２次側に整流素子を介してコ
    ンデンサが接続されるトランスを電圧変換部に具備し、
    極性反転時にトランスの２次側の巻数比を大きくする電
    圧増大手段を設けたことを特徴とする請求項３記載の放
    電灯点灯装置。
  10. 【請求項１０】 コンデンサとインバータ部との間に電
    圧変換部からインバータ部に出力を供給する方向に挿入
    接続された補助整流素子と、この補助整流素子に並列接
    続されて極性反転時の回生電流により充電される補助コ
    ンデンサとを電圧増大手段に具備し、この補助コンデン
    サの容量値をコンデンサの容量値よりも小さくしたこと
    を特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
  11. 【請求項１１】 電圧変換部の出力端間にコンデンサと
    並列接続される補助コンデンサと開閉部との直列回路を
    具備し、放電灯の起動時にこの開閉部を閉じて補助コン
    デンサをコンデンサに並列に挿入する電圧増大手段を設
    けたことを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
  12. 【請求項１２】 コンデンサの両端電圧に応じて開閉部
    を開閉する電圧増大手段を設けたことを特徴とする請求
    項１１記載の放電灯点灯装置。
  13. 【請求項１３】 電圧変換部の出力電圧よりも大きな出
    力電圧を得る補助電源部を具備するとともに、この補助
    電源部をスイッチを介してコンデンサと並列に接続して
    成り、極性反転時にスイッチをオンする電圧増大手段を
    設けたことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装
    置。
  14. 【請求項１４】 整流素子とコンデンサとの間に直列接
    続される補助コンデンサを具備し、コンデンサとインバ
    ータ部との間にインバータ部へコンデンサから電力供給
    する向きに整流素子を接続するとともにこの整流素子と
    補助コンデンサとに並列に限流素子を備えて成る電圧増
    大手段を設けたことを特徴とする請求項２記載の放電灯
    点灯装置。
  15. 【請求項１５】 直流電源と、スイッチング素子のスイ
    ッチング動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に
    変換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に接
    続された第１のコンデンサと、スイッチング素子のオフ
    時に第１のコンデンサを充電する方向に電圧変換部の出
    力端と第１のコンデンサとの間に接続された整流素子
    と、第１のコンデンサから供給される電圧の極性を交番
    させるインバータ部と、負荷である放電灯と、２次側を
    放電灯に直列接続した高圧パルストランス及び放電灯と
    高圧パルストランスとに並列接続した第２のコンデンサ
    を有し放電灯始動時にインバータ部の交番出力に高圧パ
    ルスを重畳するイグナイタ部と、インバータ部の交番出
    力の極性反転時に高圧パルストランスの１次側を短絡す
    る短絡手段とを備えて成ることを特徴とする放電灯点灯
    装置。
  16. 【請求項１６】 直流電源と、スイッチング素子のスイ
    ッチング動作を利用して直流電源の電圧を所定の電圧に
    変換する電圧変換部と、この電圧変換部の出力端間に接
    続されたコンデンサと、スイッチング素子のオフ時にコ
    ンデンサを充電する方向に電圧変換部の出力端とコンデ
    ンサとの間に接続された整流素子と、複数のスイッチン
    グ素子をオン・オフすることによりコンデンサから供給
    される電圧の極性を交番させるインバータ部と、少なく
    とも放電灯を負荷として有しインバータ部の出力端間に
    接続される負荷回路部と、電圧変換部の出力により無負
    荷状態か定格点灯状態かを検出する検出手段と、インバ
    ータ部の全てのスイッチング素子を同時にオフする休止
    期間を無負荷時に対して定格点灯時に短くする休止期間
    短縮手段とを備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
  17. 【請求項１７】 インバータ部は４つのスイッチング素
    子をブリッジ接続して成るフルブリッジ型インバータ回
    路としたことを特徴とする請求項１から１６記載の放電
    灯点灯装置。
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