WO2010110170A1 - 放電灯点灯装置、灯具、及び車両 - Google Patents

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discharge lamp
lighting device
lamp lighting
pwm
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PCT/JP2010/054674
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French (fr)
Inventor
中村　俊朗
Original Assignee
パナソニック電工株式会社
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    • H05B41/386—Controlling the intensity of light during the transitional start-up phase for speeding-up the lighting-up

Definitions

  • the present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp, a lamp lit by the discharge lamp lighting device, and a vehicle equipped with the lamp.
  • the DC-DC conversion circuit 91 is a flyback converter system, and the DC power supplied to the discharge lamp La as a load is a PWM signal (Pulse) that drives the switching element Q0 connected in series to the primary winding of the transformer T. It is controlled by adjusting (Width Modulation).
  • the inverter circuit 92 has a full bridge configuration composed of switching elements Q1 to Q4. By alternately turning on / off the switching elements Q1 and Q4 and Q2 and Q3 that are paired with each other, the DC-DC conversion circuit 91 is provided. DC power sent from is converted into alternating power of a rectangular wave.
  • the starting circuit 93 supplies a starting pulse current from a pulse driving circuit 931 provided on the primary side of the pulse transformer PT, so that a high voltage generated on the secondary side according to the turns ratio of the coil is supplied to the discharge lamp La. Apply and start discharge.
  • the discharge lamp lighting device 90 configured as described above, supplying low-frequency alternating power of a rectangular wave from the inverter circuit 92 to the discharge lamp La avoids acoustic resonance and suppresses electrode wear and cataphoresis. Because. However, when alternating power is supplied, since the lamp current passes through the zero point when the polarity of the alternating power is reversed, the discharge stops for a moment when the polarity of the lamp current is reversed.
  • a re-ignition voltage In order for the lamp current to reverse from zero and start to flow in the opposite direction, it is necessary to apply a predetermined high voltage, generally called a re-ignition voltage, to the discharge lamp La.
  • the lamp current Ila starts to be inverted accordingly.
  • This lamp current Ila cannot change as steeply as the output voltage Vo because there is an inductance component (series inductance) Lp on the secondary side of the pulse transformer PT of the starting circuit 93, and a predetermined slope dIla / dt is set. Have and flip.
  • the re-ignition voltage increases as the slope dIla / dt of the lamp current Ila during polarity reversal decreases.
  • the time during which the lamp current Ila is maintained at zero or lower than normal (hereinafter referred to as “zero current period”) Tzw May occur, and noise may be generated or the life of the discharge lamp La may be adversely affected. Further, when the zero current period Tzw is further increased, flickering or disappearance is caused.
  • the slope dIla / dt at the time of polarity reversal can be increased by reducing the inductance component Lp of the starting circuit 93. Good. However, there is a limit to reducing the inductance component Lp from the viewpoint of starting performance.
  • the output of the DC-DC conversion circuit 91 at the time of inversion is increased and the output voltage Vo of the inverter circuit 92 is increased by the method described below.
  • the necessary re-ignition voltage is secured.
  • a dead time Td for turning off all the switching elements Q1 to Q4 is set so that the circuit does not short-circuit.
  • a dead time adding circuit 941 is provided in the inverter drive signal generating circuit 94.
  • the PWM signal generation circuit 96 is not supplied with a PWM command signal output from the error amplifier 953 of the output feedback control circuit 95, but with a predetermined command signal 981 that provides an output larger than a normal output. Supply.
  • the command signal 981 increases the output voltage V2 of the DC-DC conversion circuit 91 as shown in FIG.
  • the time Tt until the lamp current Ila reaches zero from the polarity before the inversion is shortened.
  • the DC-DC conversion circuit 91 performs power conversion by a switching action, the output does not increase immediately even if the PWM operation condition (switching condition) is changed.
  • a DC-DC conversion circuit 91 such as a flyback converter or a buck-boost chopper that accumulates energy in a circuit element when the switching element Q0 is on and releases the energy accumulated when the switching element is off to the load side
  • the output voltage increases stepwise. For this reason, the time Tt until the lamp current Ila reaches zero is shortened and becomes close to the switching cycle Tsw of the DC-DC conversion circuit 91 (for example, Tt ⁇ 3 ⁇ Tsw).
  • the output voltage Vo is at the time Tt until the lamp current Ila reaches zero.
  • the number of off timings which is the rising timing, changes.
  • the output voltage Vo of the inverter circuit 92 in the zero current period Tzw in which the lamp current Ila maintains zero may be low, and it may be difficult to ensure a necessary re-ignition voltage.
  • an object of the present invention is to increase the output voltage of the inverter circuit and secure a necessary re-ignition voltage.
  • a discharge lamp lighting device includes a DC power supply, a DC-DC conversion circuit that converts the voltage of the DC power supply by a switching operation based on a PWM signal of a switching element, and outputs DC power, and DC power is converted into a DC-DC conversion circuit.
  • a discharge lamp lighting device comprising an inverter circuit for converting into alternating power having a lower frequency than the switching frequency of the inverter, and lighting the discharge lamp with the alternating power of the inverter circuit, wherein the alternating power is increased in order to increase DC power for a predetermined period.
  • a PWM on-width control circuit is provided for controlling the switching condition of the switching element of the DC-DC conversion circuit immediately before the polarity of the power is inverted to increase the on-width of the PWM signal from the start of polarity inversion.
  • the power is switched by the switching element of the switching element immediately after the PWM ON width control circuit controls the ON width to be increased. In synchronism with the timing, in which the polarity is reversed.
  • the inverter circuit includes a switch timing of the switching element of the DC-DC conversion circuit immediately after the PWM on-width control circuit is controlled to increase the on-width of the PWM signal. Synchronously with this, the dead time when the switching element of the inverter circuit is turned off is entered.
  • the inverter circuit is controlled so as to increase the ON width by the PWM ON width control circuit, and the dead circuit immediately before the increased DC power is output from the DC-DC conversion circuit. It's time to enter.
  • the inverter circuit is delayed by a predetermined time from the switch timing of the switching element immediately after the PWM on-width control circuit is controlled to increase the on-width of the PWM signal. The dead time is entered.
  • the present invention provides an inductance component connected between the output end of the inverter circuit and the discharge lamp, and a capacitor connected to the input end, the output end, or both ends of the inverter circuit in the above discharge lamp lighting device.
  • the predetermined period during which the DC power is increased is equal to or less than 1 ⁇ 2 of the resonance period of the resonance circuit including the inductance component and the capacitor.
  • the inductance component is the switching time of the switching element in a predetermined period in which the time from the start of the inversion of the alternating power until the current of the discharge lamp reaches zero increases the DC power. It has a value that is greater than the period.
  • the switching operation of the switching element in a predetermined period in which the DC power is increased is performed by open loop control for the DC-DC conversion circuit.
  • switching is performed in a predetermined period in which the DC power is increased based on a value obtained by detecting an input voltage, an output voltage, or both of the DC-DC conversion circuit.
  • An arithmetic circuit for calculating the condition is provided.
  • the lamp of the present invention is provided with the discharge lamp lighting device described above.
  • the vehicle of the present invention is equipped with the above-mentioned lamp.
  • the output voltage of the inverter circuit is reduced.
  • the required re-ignition voltage can be ensured.
  • a discharge lamp lighting device lights a HID lamp or the like that is a high-intensity discharge lamp.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a discharge lamp lighting device 10 includes a DC-DC conversion circuit 11, an inverter circuit 12, a starting circuit 13, an inverter drive signal generation circuit 14, an output feedback control circuit 15, and a PWM.
  • the signal generation circuit 16 and the PWM ON signal control circuit 17 are provided.
  • the DC-DC conversion circuit 11 is a flyback converter system, and has a configuration in which a series circuit including a primary winding of the transformer T and a switching element Q0 is connected between both terminals of the DC power supply PS.
  • the DC-DC conversion circuit 11 turns on / off the switching element Q0 with the PWM signal from the PWM signal generation circuit 16 so that the voltage induced in the secondary winding of the transformer T is generated by the diode D and the smoothing capacitor C. Rectification and smoothing are performed to output DC power having a desired output voltage V2.
  • the DC-DC conversion circuit 11 is not limited to the above configuration, and may be configured using a step-up chopper, a step-down chopper, and a step-up / step-down chopper.
  • the inverter circuit 12 is an inverter circuit having a full bridge configuration including switching elements Q1 to Q4, and the connection point of the switching elements Q1, Q2 and Q3, Q4 is used as an output terminal to the starting circuit 13.
  • the inverter circuit 12 alternately turns on / off switching elements Q1, Q4 and Q2, Q3 that are paired by the drive circuit 121.
  • the DC power of the output voltage V2 output from the DC-DC conversion circuit 11 is converted into a rectangular wave alternating power of the output voltage Vo and output.
  • the inverter circuit 12 is not limited to the above-described configuration, and may have a half-bridge configuration or a configuration having a chopper function.
  • the starting circuit 13 includes a pulse transformer PT in which a secondary winding is connected between the output terminals of the inverter circuit 12 via a discharge lamp La, and a pulse driving circuit 131 connected to the primary winding.
  • the starting circuit 13 generates a high voltage pulse between both terminals of the secondary winding by supplying a pulse current to the primary winding of the pulse transformer PT at a predetermined repetition period by the pulse driving circuit 131.
  • the discharge lamp La is turned on using the pulse as a kick voltage.
  • the starting circuit 13 is not limited to the above configuration, and may be configured to use an LC resonance voltage.
  • the inverter drive signal generation circuit 14 includes a low-frequency oscillation circuit LF-OSC that oscillates at a frequency that does not cause acoustic resonance (for example, 400 Hz), a flip-flop FF, and a dead time addition circuit 141.
  • This inverter drive signal generation circuit 14 inputs the inversion of the PWM signal from the PWM signal generation circuit 16 to the clock input of the flip-flop FF, inputs the output of the low frequency oscillation circuit LF-OSC to the D input, and outputs the PWM signal.
  • a signal synchronized with the off timing is output from the Q output. Then, this signal is sent to the drive circuit 121 of the inverter circuit 12 through the dead time addition circuit 141.
  • a two-phase clock signal to which a dead time for turning off all the switching elements Q1 to Q4 is added by the dead time adding circuit 141 is supplied to the drive circuit 121.
  • the output feedback control circuit 15 includes a command current generation circuit 151, a subtracter 152, and an error amplifier 153.
  • the output feedback control circuit 15 detects the output voltage V2 of the DC-DC conversion circuit 11 to detect the voltage of the discharge lamp La equivalently, and calculates the command current value from the power command amount to be supplied to the discharge lamp La. Calculate. Further, the output feedback control circuit 15 detects the current of the discharge lamp La equivalently by detecting the output current of the DC-DC conversion circuit 11. Then, the difference between the command current value and the current of the discharge lamp La is calculated, and a PWM command signal is generated via the error amplifier 153 and output to the PWM signal generation circuit 16.
  • the PWM signal generation circuit 16 receives the PWM command signal output from the output feedback control circuit 15, and generates a PWM signal having a duty that can adjust the output voltage V2 of the DC-DC conversion circuit 11 to a desired value. Is supplied to the switching element Q0.
  • the PWM ON signal control circuit 17 functions as a PWM ON width control circuit, and includes an edge detection / one-shot pulse circuit 171 and an ON signal width increase circuit 172.
  • This PWM on signal control circuit 17 detects the rise or fall of the signal sent from the low frequency oscillation circuit LF-OSC and generates a pulse signal of a predetermined width, and the DC-DC conversion circuit during the period of the pulse width. 11 is supplied to the PWM signal generation circuit 16 so as to increase the ON period of the switching element Q0.
  • FIG. 2 is an operation waveform diagram for explaining the operation of the discharge lamp lighting device 10.
  • the polarity inversion of the output voltage Vo is determined based on the signal of the low frequency oscillation circuit LF-OSC.
  • the edge detection / one-shot pulse circuit 171 of the PWM ON signal control circuit 17 detects a rising or falling edge where the signal of the low-frequency oscillation circuit LF-OSC is inverted, and forms a one-shot pulse as shown in FIG. A pulse signal having a pulse width Te that becomes a high level in the period Te is generated.
  • the pulse width Te of the pulse signal is referred to as “output increase period Te”.
  • the ON signal width increasing circuit 172 outputs an ON width increasing signal to the PWM signal generating circuit 16 during the output increasing period Te, and the switching is performed regardless of the PWM command signal output from the output feedback control circuit 15. The operation is switched so as to increase the ON time of the element Q0 to a predetermined value.
  • the PWM signal generation circuit 16 performs open loop control without receiving feedback control by the output feedback control circuit 15, and generates a PWM signal in which the ON time of the switching element Q0 is increased to a predetermined value.
  • the on-time and period of the PWM signal generated by the PWM signal generation circuit 16 is determined from the input voltage Vin of the DC-DC conversion circuit 11, the output voltage V2, or both voltage detection signals of the inverter circuit 12. It is adjusted by calculating a PWM operation condition (switching condition) that secures power necessary for inversion and does not exceed the limit of the circuit element.
  • the PWM signal generation circuit 16 includes an arithmetic circuit that calculates the PWM operation condition. Alternatively, a method of obtaining a PWM operation condition corresponding to the level of the detection signal by referring to a PWM constant table prepared in advance may be used.
  • the switching mode of the DC-DC conversion circuit 11 that is a flyback converter is set such that the switching element Q0 is turned off when the switching element Q0 is turned off and the secondary winding current I2 of the transformer T reaches substantially zero. Is operated in a continuous current critical mode (CCCM). As a result, as shown in FIG. 2, the switching period in the output increase period Te is longer than in other periods.
  • CCCM continuous current critical mode
  • the switching operation of the DC-DC conversion circuit 11 is not limited to the CCCM.
  • the switching conditions may be any, such as operating with a fixed switching frequency.
  • the PWM signal generation circuit 16 receives the ON width increase signal from the PWM ON signal control circuit 17 to generate a PWM signal having a wide ON signal width, and sends it to the switching element Q0. Then, the OFF timing Ti time point in the switching cycle in which the ON period of the switching element Q0 is first increased is detected, and the output voltage of the inverter circuit 12 starts the polarity inversion operation.
  • the dead time Td when all the switching elements Q1 to Q4 of the inverter circuit 12 are turned off is entered.
  • the switching elements Q2 and Q3 that have been turned on until then are turned off.
  • a diode (not shown) is connected in antiparallel to the switching elements Q2 and Q3 (when the switching element is a MOSFET, a parasitic diode is used).
  • the energy stored in the inductance component Lp of the pulse transformer PT of the starting circuit 13 is regenerated on the output side of the DC-DC conversion circuit 11 via the antiparallel diodes of the switching elements Q1 and Q4, thereby switching.
  • Elements Q1 and Q4 are equivalently turned on.
  • the polarity of the output voltage Vo of the inverter circuit 12 is instantaneously reversed and the absolute value of the lamp current starts to decrease.
  • the switching element Q0 is turned off, and the output voltage V2 of the DC-DC conversion circuit 11 begins to increase. Since the DC-DC conversion circuit 11 is driven by the CCCM operation, when the secondary winding current I2 of the transformer T reaches approximately zero, the switching element Q0 is turned on again and shifts to the next switching cycle.
  • the dead time Td needs to be set to a value smaller than the time Tt when the lamp current Ila reaches zero.
  • the switching cycle of the switching element Q0 in the output increase period Te is set to be shorter than at least the time from when the inversion operation is started until the lamp current Ila reaches zero from the time of the off timing Ti. Then, before the lamp current Ila crosses zero, the switching element Q0 shifts from on to off, and an operation for releasing the energy accumulated in the transformer T to the secondary side is provided at least twice. . Thereby, the output voltage Vo of the DC-DC conversion circuit 11 when the lamp current Ila is zero can be made as high as possible.
  • part of the output voltage Vo of the inverter circuit 12 is divided into the inductance component Lp of the starting circuit 13 during a predetermined period from the start of inversion, and during this period, the output voltage Vo is compared with the voltage applied to the discharge lamp La. Can be high.
  • the output increase period Te in which the output voltage Vo of the DC-DC conversion circuit 11 can be increased efficiently is the inductance component Lp of the starting circuit 13 connected to the output terminal of the inverter circuit 12, and the DC-DC. It is desirable that the upper limit is 1/2 of the resonance period of the resonance circuit including the smoothing capacitor C connected between the output terminals of the conversion circuit 11.
  • the output increase period Te is the combined capacity of the capacitor and the smoothing capacitor C, It is desirable to set the upper limit to 1 ⁇ 2 of the resonance period of the resonance circuit with the inductance component Lp of the starting circuit 13.
  • the feedback control is not performed as described above, and the open loop control of the PWM signal generation circuit 16 is performed so that the DC-DC conversion circuit 11 is driven under a predetermined PWM operation condition. Make the output larger than the hour.
  • the output feedback control circuit 15 always detects an excessive output, so that the PWM command signal acts to suppress the output.
  • the PWM command signal from the output feedback control circuit 15 is ignored during the output increase period Te, the PWM command signal acts to suppress the output more and more.
  • each detection value for performing feedback control may be held by a sample and hold circuit so that the calculation for feedback control is substantially stopped.
  • the PWM on signal control circuit 17 that controls the PWM signal generation circuit 16 in an open loop is provided, and the inverter circuit 12
  • the switching element Q0 of the DC-DC conversion circuit 11 is driven by the PWM signal whose ON width is increased, and the polarity of the inverter circuit 12 is inverted synchronously when the first PWM signal is turned OFF.
  • Energy is regenerated from the inductance component Lp, and the output power of the DC-DC conversion circuit 11 is increased.
  • the output voltage of the inverter circuit 12 rises, and a necessary re-ignition voltage can be secured and the discharge lamp La can be lit stably.
  • the inverter circuit Even if the inductance value of the starting circuit is small and the time until the lamp current reaches zero from the polarity before inversion is close to the switching cycle of the DC-DC conversion circuit, the inverter circuit The required re-ignition voltage can be ensured. Further, the output voltage of the DC-DC conversion circuit can be increased during the dead time, and a necessary re-ignition voltage can be ensured. Further, the predetermined period during which the DC power is increased is set to 1 ⁇ 2 or less of the resonance cycle of the resonance circuit including the inductance component of the starting circuit and the smoothing capacitor connected between the output terminals of the DC-DC conversion circuit.
  • the output voltage of the DC-DC conversion circuit can be increased efficiently during a predetermined period, and the necessary re-ignition voltage can be quickly secured.
  • the inductance component has a value such that the time from the start of reversal of alternating power until the discharge lamp current reaches zero becomes longer than the switching cycle of the switching element in a predetermined period in which the DC power is increased.
  • the switching period of the switching element is set as an upper limit so that the time from the start of the inversion of the alternating power until the current of the discharge lamp reaches zero is shorter than the switching period of the switching element in a predetermined period in which the DC power is increased. Shall be.
  • the switching operation of the switching element during a predetermined period in which the DC power is increased is performed by open loop control.
  • the PWM on signal control circuit 17 controls the PWM signal generation circuit 16 to increase the on time of the switching element Q0 to a predetermined value, but the present invention is not limited to this.
  • the on-time of the switching element Q0 may be increased to a predetermined value by switching the level of the PWM command signal output from the output feedback control circuit 15.
  • any method of instantaneously switching the switching condition of the DC-DC conversion circuit 11 such as a method of switching a command current generated in the output feedback control circuit 15 may be used.
  • the circuit configuration of the discharge lamp lighting device 10 in the present embodiment is not limited to the above-described one, and other circuit configurations may be used as long as they perform an equivalent operation. Further, the same operation may be realized on software using a microcomputer or the like. For example, the synchronization of the polarity inversion timing in the inverter circuit is shifted to the interrupt processing by the PWM signal, and the inversion processing is started. It may be something like this.
  • FIG. 3 is a diagram showing a schematic configuration of a discharge lamp lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • symbol is attached
  • a discharge lamp lighting device 20 includes a DC-DC conversion circuit 21, an inverter circuit 22, a starting circuit 13, an inverter drive signal generation circuit 24, and an output feedback control circuit. 15, a PWM signal generation circuit 16, and a PWM on signal control circuit 17.
  • a diode D is connected in the opposite direction to the DC-DC conversion circuit 11 of the discharge lamp lighting device 10 shown in FIG. In this configuration, the potential is negative with respect to the GND level.
  • the inverter circuit 22 includes switching elements Q1 to Q4 having a connection polarity opposite to that of the DC-DC conversion circuit 11 of FIG. 1 in accordance with the output polarity of the DC-DC conversion circuit 21.
  • the inverter drive signal generation circuit 24 includes a flip-flop FF1 and a delay circuit 242 for generating a delay time Ty described later in addition to the inverter drive signal generation circuit 14 of FIG.
  • the output polarity inversion operation is started at the timing when the switching element Q0 of the DC-DC conversion circuit 11 is turned off. The operation was such that the stored energy was released to the secondary side.
  • a part of the energy released to the secondary side before the inversion operation contributes to the voltage rise of the smoothing capacitor C, and the other is consumed by the discharge lamp La as a load, and the DC-DC conversion circuit 11 Contributes to the output voltage V2.
  • the winding currents I1 and I2 of the transformer T have a sawtooth waveform as shown in FIG. 4, and are largest immediately after the switching element Q0 is turned off, and thereafter Gradually decreases. That is, the energy sent to the output side is greatest immediately after the switching element Q0 is turned off, and decreases in proportion to the square of time. Therefore, if the inversion operation of the inverter circuit 12 is not started when the switching element Q0 is turned off, the effect of increasing the output voltage V2 of the DC-DC conversion circuit 11 is reduced.
  • switching to the PWM operation condition (switching condition) for increasing the output voltage of the DC-DC conversion circuit 21 at the time Ts shown in FIG. the ON signal of the switching element Q0 immediately after is detected, and the inversion operation of the inverter circuit 22 is started at the time of the off timing Ti after the elapse of a predetermined delay time Ty from the on timing Tg.
  • the dead time Td for turning off is started.
  • the inversion operation can be started before the switching element Q0 is turned OFF. it can.
  • the switching element Q0 when the switching element Q0 is already turned on at the time Ts when the output is switched, the PWM operation condition is not switched, the switching condition is the same as before, and the PWM operation is started from the timing Tg when the output is next turned on. It is desirable to switch the conditions. This is because if the measurement start time of the delay time starts from the point Ts, the delay time from the on time becomes longer than Ty, and the switching element Q0 may be turned off before the inversion operation is started. It is.
  • the output of the low frequency oscillation circuit LF-OSC that indicates the output polarity of the inverter circuit 22 is output to the D of the flip-flop FF1.
  • the PWM signal from the PWM signal generation circuit 16 is input to the clock input.
  • a signal synchronized with the on timing of the PWM signal is output from the Q output of the flip-flop FF1.
  • the operation switching timing for increasing the output voltage of the DC-DC conversion circuit 21 and the measurement of the delay time for determining the starting point of the inversion operation of the inverter circuit 22 are started. I try to match the points.
  • the PWM signal from the PWM signal generation circuit 16 is delayed by the delay circuit Ty by the delay circuit 242 and input to the clock input of the flip-flop FF, the Q output of the flip-flop FF1 is input to the D input, and the flip-flop FF The Q output signal is sent to the drive circuit 121 of the inverter circuit 22 via the dead time adding circuit 141. Thereby, the switching elements Q1 to Q4 are started to invert with a delay time Ty from the ON timing of the switching element Q0.
  • the delay time Ty may be fixed to a predetermined condition, but if the on-time of the PWM signal varies greatly, it may be adjusted according to the on-time condition.
  • the number of OFF operations of the switching element Q0 of the DC-DC conversion circuit 21 during the period when the lamp current Ila reaches zero from the start of inversion can be increased, and the output voltage Vo of the inverter circuit 22 when the lamp current Ila is zero. Can be made higher, and a sufficient re-ignition voltage can be secured.
  • the circuit configuration of the discharge lamp lighting device 20 in the present embodiment is not limited to the above-described one, and may be another circuit configuration as long as it performs an equivalent operation. Further, the same operation may be realized on software using a microcomputer or the like.
  • the inversion process is started by shifting the inversion timing synchronization of the inverter circuit 22 to the interrupt process by the PWM signal. It may be something like that.
  • the switching point is changed to the PWM operation condition for increasing the output voltage of the DC-DC conversion circuit 21.
  • the ON signal of the switching element Q0 is detected, the inversion operation of the inverter circuit 22 is started after a predetermined time has elapsed from the ON timing, and the inversion operation is started from the dead time for turning off all the switching elements Q1 to Q4. .
  • the number of OFF operations of the switching element Q0 of the DC-DC conversion circuit 21 during the period when the lamp current Ila reaches zero from the start of inversion can be increased, and the output voltage Vo of the inverter circuit 22 when the lamp current Ila is zero. Can be made higher, and a sufficient re-ignition voltage can be secured.
  • the number of times that the switching element is turned off can be increased in the dead time period, in which the lamp current reaches zero from the start of inversion of the inverter circuit.
  • the output voltage of the circuit can be increased, and the necessary re-ignition voltage can be sufficiently ensured.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view illustrating a schematic configuration of a lamp according to Embodiment 3 of the present invention
  • FIG. 7 is an external perspective view of a vehicle including the lamp according to Embodiment 3 of the present invention.
  • a lamp 100 includes a discharge lamp La mounted on a socket 102, a reflector 103 that reflects light from the discharge lamp La forward, a glare, inside a substantially box-shaped housing 101 whose front surface is open. It is the structure which accommodates the light-shielding plate 104 which prevents this.
  • the emitted light of the discharge lamp La is irradiated to the outside through a translucent cover 105 attached to the opening on the front surface of the housing 101.
  • the discharge lamp lighting device 10 or 20 according to the first embodiment or the second embodiment is housed and attached to the outer side of the lower portion of the housing 101 and connected to the socket 102 via the cable 106.
  • the discharge lamp lighting device 10 (20) is connected to a DC power source PS composed of a battery via a switch SW and a fuse F.
  • the lamp 100 configured in this way is disposed as a headlamp on each of the left and right sides of the front part of the vehicle body of the vehicle 200 shown in FIG.
  • Embodiment 3 of the present invention it is possible to provide a lamp and a vehicle having a long life while suppressing noise and without flickering or disappearing.

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

　始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、必要な再点弧電圧を確保することができるようにする。　ＰＷＭ信号発生回路１６を開ループで制御するＰＷＭオン信号制御回路１７を備え、インバータ回路１２の極性反転時に、オン幅が増大したＰＷＭ信号でＤＣ－ＤＣ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ０を駆動し、最初のＰＷＭ信号のオフ時に同期してインバータ回路１２の極性を反転させ、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐからエネルギーを回生して、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電力を増大させる。これに伴って、インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏが一時的に上昇する。

Description

放電灯点灯装置、灯具、及び車両
　本発明は、放電灯を点灯させるための放電灯点灯装置、放電灯点灯装置によって点灯する灯具、及び灯具を搭載した車両に関する。
　従来から、直流電力を入力して交流電力に変換し、ＨＩＤランプ（High-intensity discharge lamp：高輝度放電灯）等の高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置があった。図８に示す従来の放電灯点灯装置９０では、直流電源ＰＳの直流電圧を直流電力変換回路であるＤＣ－ＤＣ変換回路９１により直流電力に変換し、インバータ回路９２で低周波の交番電力に変換して、その出力を、始動回路９３を介して放電灯Ｌａに供給する。
　ＤＣ－ＤＣ変換回路９１は、フライバックコンバータ方式であり、負荷である放電灯Ｌａへ供給する直流電力は、トランスＴの一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ０を駆動するＰＷＭ信号（Pulse Width Modulation：パルス幅変調信号）を調整することで制御している。
　インバータ回路９２は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４から構成されるフルブリッジ構成であり、それぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフさせることで、ＤＣ－ＤＣ変換回路９１から送られる直流電力を矩形波の交番電力に変換する。
　始動回路９３は、パルストランスＰＴの一次側に設けられたパルス駆動回路９３１から始動時パルス電流を供給することで、コイルの巻数比に応じて二次側に生じた高電圧を放電灯Ｌａに印加し、放電を開始させる。
　このように構成された放電灯点灯装置９０において、インバータ回路９２から放電灯Ｌａに矩形波の低周波交番電力を供給するのは、音響共鳴現象を回避すると共に、電極磨耗やカタホレシス現象を抑制するためである。しかし、交番電力を供給する場合、交番電力の極性反転時にランプ電流がゼロ点を通過するので、ランプ電流の極性が反転する一瞬、放電が止まることになる。
　ランプ電流がゼロから反転して逆方向に電流が流れ始めるには、一般に再点弧電圧と呼ばれる所定の高電圧を放電灯Ｌａに印加することが必要となる。
　図９に示すように、インバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが反転すると、それに応じてランプ電流Ｉｌａも反転を開始する。このランプ電流Ｉｌａは、始動回路９３のパルストランスＰＴの二次側にインダクタンス成分（直列インダクタンス）Ｌｐがあるため、出力電圧Ｖｏほど急峻には変化することができず、所定の傾きｄＩｌａ／ｄｔを有して反転する。
　再点弧電圧は、極性反転時におけるランプ電流Ｉｌａの傾きｄＩｌａ／ｄｔが小さいほど大きくなる。必要な再点弧電圧がインバータ回路９２から供給されない場合、図１０に示すように、ランプ電流Ｉｌａがゼロ、或いは通常より低い電流を維持する時間（以下、「ゼロ電流期間」と記載する）Ｔｚｗが生じ、ノイズが発生したり、放電灯Ｌａの寿命に悪影響を及ぼすことがある。また、ゼロ電流期間Ｔｚｗがもっと長くなると、ちらつきや立ち消えを惹起する。
　再点弧電圧を低減し、ランプ電流Ｉｌａの極性反転時におけるゼロ電流期間Ｔｚｗを抑制するには、始動回路９３のインダクタンス成分Ｌｐを低減することで極性反転時における傾きｄＩｌａ／ｄｔを大きくすればよい。しかし、始動性能の点からインダクタンス成分Ｌｐの低減には限界がある。
　このため、図８に示す従来の放電灯点灯装置９０では、以下に述べる方法で、反転時におけるＤＣ－ＤＣ変換回路９１の出力を増大させ、インバータ回路９２の出力電圧Ｖｏを上昇させることで、必要とする再点弧電圧を確保している。
　放電灯点灯装置９０は、インバータ回路９２のそれぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフする際に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及びＱ３、Ｑ４が同時にオン状態となって回路が短絡状態にならないよう、全てのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフにするデッドタイムＴｄを設定している。このためにインバータ駆動信号発生回路９４の中にデッドタイム付加回路９４１を備えている。
　一方、デッドタイムＴｄの期間、ＰＷＭ信号発生回路９６には、出力フィードバック制御回路９５の誤差増幅器９５３から出力されるＰＷＭ指令信号ではなく、通常の出力より大きな出力が得られる所定の指令信号９８１を供給する。この指令信号９８１によって、図１１に示すように、ＤＣ－ＤＣ変換回路９１の出力電圧Ｖ２を増大させている。
　これにより、反転開始直後におけるインバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが増大し、必要な再点弧電圧を確保するとともに、出力電圧Ｖｏの上昇によってランプ電流Ｉｌａの反転時における傾きｄＩｌａ／ｄｔを大きくすることができる（例えば、特許文献１参照）。
　この方法では、極性が反転する場合、ランプ電流Ｉｌａが反転前の極性からゼロに達するまでの時間Ｔｔが短くなる。しかしながら、ＤＣ－ＤＣ変換回路９１はスイッチング作用で電力変換するため、ＰＷＭ動作条件（スイッチング条件）を変えても直ちに出力が増加することはない。特に、フライバックコンバータや昇降圧チョッパ等、スイッチング素子Ｑ０のオン条件で回路素子にエネルギーを蓄積し、オフ時に蓄積されたエネルギーを負荷側に放出するようなＤＣ－ＤＣ変換回路９１の場合は、スイッチングする度に出力電圧が階段状に増大する。このため、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間Ｔｔが短くなり、ＤＣ－ＤＣ変換回路９１のスイッチング周期Ｔｓｗに近くなる（例えば、Ｔｔ≦３×Ｔｓｗ）。
　すると、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間Ｔｔの間におけるスイッチング回数が減少し、必要な再点弧電圧を確保するためのインバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが得られにくくなる可能性があった。
　ＤＣ－ＤＣ変換回路９１のスイッチング素子Ｑ０がオンした時に反転動作が始まった場合と、オフした時に反転動作が始まった場合とでは、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間Ｔｔに出力電圧Ｖｏが上昇するタイミングであるオフタイミングの回数が変わる。前者の場合は、ランプ電流Ｉｌａがゼロを維持するゼロ電流期間Ｔｚｗにおけるインバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが低くなって必要な再点弧電圧を確保することが困難になる虞があった。
日本国特開平０８－２２２３９０号公報
　本発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、インバータ回路の出力電圧を増大して、必要な再点弧電圧を確保できるようにすることを目的とする。
　本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、直流電力をＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路を備え、インバータ回路の交番電力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、所定の期間、直流電力を増大させるために、交番電力の極性が反転する直前のＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング素子のスイッチング条件に対し、極性の反転開始からＰＷＭ信号のオン幅を拡大するよう制御するＰＷＭオン幅制御回路を備え、インバータ回路の交番電力は、ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御された直後のスイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、極性が反転するものである。
　また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、インバータ回路は、ＰＷＭオン幅制御回路により、ＰＷＭ信号のオン幅が拡大するよう制御された直後のＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、インバータ回路のスイッチング素子がオフとなるデッドタイムに入るものである。
　更に、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、インバータ回路は、ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御され、ＤＣ－ＤＣ変換回路から増大した直流電力が出力する直前に、デッドタイムに入るものである。
　また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、インバータ回路は、ＰＷＭオン幅制御回路により、ＰＷＭ信号のオン幅が拡大するよう制御された直後のスイッチング素子のスイッチタイミングから所定の時間遅延して、デッドタイムに入るものである。
　また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、インバータ回路の出力端と放電灯との間に接続されたインダクタンス成分と、インバータ回路の入力端、又は出力端、あるいは両端に接続されたコンデンサとを備え、直流電力を増大させる所定の期間は、インダクタンス成分と前記コンデンサとからなる共振回路の共振周期の１／２以下であるものである。
　また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、インダクタンス成分は、交番電力の反転開始から放電灯の電流がゼロに達するまでの時間が、直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング素子のスイッチング周期より大きくなるような値を有するものである。
　また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング素子のスイッチング動作は、ＤＣ－ＤＣ変換回路に対する開ループ制御によってなされるものである。
　また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の入力電圧、又は出力電圧、あるいはその双方を検出した値に基づいて、前記直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング条件を演算する演算回路を備えるものである。
　本発明の灯具は、上記の放電灯点灯装置を備えたものである。
　本発明の車両は、上記の灯具を搭載したものである。
　本発明によれば、始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、インバータ回路の出力電圧を増大して、必要な再点弧電圧を確保することができる。
本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態３に係る灯具の概略構成を示す断面図 本発明の実施の形態３に係る灯具を備える車両の外観斜視図 従来の放電灯点灯装置の概略構成を示す図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図
　以下、本発明の実施の形態に係る放電灯点灯装置、灯具、及び車両について、図面を用いて説明する。本発明の実施の形態に係る放電灯点灯装置は、高輝度放電灯であるＨＩＤランプ等を点灯させるものである。
（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。
　図１において、本実施の形態の放電灯点灯装置１０は、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１と、インバータ回路１２と、始動回路１３と、インバータ駆動信号発生回路１４と、出力フィードバック制御回路１５と、ＰＷＭ信号発生回路１６と、ＰＷＭオン信号制御回路１７を備える構成である。
　ＤＣ－ＤＣ変換回路１１は、フライバックコンバータ方式であり、直流電源ＰＳの両端子間にトランスＴの一次巻線とスイッチング素子Ｑ０からなる直列回路を接続した構成を有する。このＤＣ－ＤＣ変換回路１１は、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号でスイッチング素子Ｑ０をオン／オフすることで、トランスＴの二次巻線に誘起される電圧をダイオードＤおよび平滑コンデンサＣによって整流、平滑化して所望の出力電圧Ｖ２の直流電力を出力する。なお、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１は上記の構成に限定されるものではなく、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、及び昇降圧チョッパを用いて構成してもよい。
　インバータ回路１２は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４から構成されるフルブリッジ構成のインバータ回路であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２およびＱ３、Ｑ４の接続点を始動回路１３への出力端としている。このインバータ回路１２は、インバータ駆動信号発生回路１４で発生した駆動信号に応答して、ドライブ回路１２１によりそれぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフさせる。これにより、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１から出力される出力電圧Ｖ２の直流電力を出力電圧Ｖｏの矩形波の交番電力に変換して出力する。なお、インバータ回路１２は上記の構成に限定されるものではなく、ハーフブリッジ構成やチョッパ機能を兼用させた構成としてもよい。
　始動回路１３は、インバータ回路１２の出力端子間に放電灯Ｌａを介して二次巻線を接続したパルストランスＰＴと、その一次巻線に接続されたパルス駆動回路１３１から構成される。この始動回路１３は、パルス駆動回路１３１によってパルストランスＰＴの一次巻線に所定の繰り返し周期でパルス電流を供給することにより二次巻線の両端子間に高電圧パルスを発生させ、この高電圧パルスをキック電圧として放電灯Ｌａを点灯させる。なお、始動回路１３は上記の構成に限定されるものではなくＬＣ共振電圧を利用する構成としてもよい。
　インバータ駆動信号発生回路１４は、音響的共鳴を生じない程度の周波数（例えば、４００ヘルツ）で発振動作する低周波発振回路ＬＦ－ＯＳＣと、フリップフロップＦＦ及びデッドタイム付加回路１４１から構成される。このインバータ駆動信号発生回路１４は、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号の反転をフリップフロップＦＦのクロック入力に入力し、低周波発振回路ＬＦ－ＯＳＣの出力をＤ入力に入力し、ＰＷＭ信号のオフタイミングで同期させた信号をＱ出力から出力する。そして、この信号をデッドタイム付加回路１４１を介してインバータ回路１２のドライブ回路１２１に送る。これにより、デッドタイム付加回路１４１によって全てのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオフとするデッドタイムが付加された２相のクロック信号をドライブ回路１２１に供給する。
　出力フィードバック制御回路１５は、指令電流発生回路１５１と、減算器１５２及び誤差増幅器１５３から構成される。この出力フィードバック制御回路１５は、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２を検出することで等価的に放電灯Ｌａの電圧を検出し、放電灯Ｌａに供給すべき電力指令量から指令電流値を演算する。また、出力フィードバック制御回路１５は、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電流を検出することで等価的に放電灯Ｌａの電流を検出する。そして、指令電流値と放電灯Ｌａの電流との差分を演算し、誤差増幅器１５３を介することでＰＷＭ指令信号を生成してＰＷＭ信号発生回路１６に出力する。
　ＰＷＭ信号発生回路１６は、出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号を受けて、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２を所望の値に調整することができるデューティのＰＷＭ信号を生成してスイッチング素子Ｑ０に供給する。
　ＰＷＭオン信号制御回路１７は、ＰＷＭオン幅制御回路として機能するもので、エッジ検出／ワンショットパルス回路１７１と、オン信号幅増加回路１７２から構成される。このＰＷＭオン信号制御回路１７は、低周波発振回路ＬＦ－ＯＳＣから送られる信号の立ち上り、或いは立ち下りを検出して所定幅のパルス信号を発生し、そのパルス幅の期間中ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力を増大させるように、スイッチング素子Ｑ０のオン期間を増大させるオン幅増大信号をＰＷＭ信号発生回路１６に与える。
　次に、以上のように構成された放電灯点灯装置１０において、インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏの極性反転時における動作を説明する。図２は、放電灯点灯装置１０の動作を説明するための動作波形図である。
　本実施の形態の放電灯点灯装置１０では、出力電圧Ｖｏの極性反転は低周波発振回路ＬＦ－ＯＳＣの信号を基準にして決められる。
　ＰＷＭオン信号制御回路１７のエッジ検出／ワンショットパルス回路１７１は、低周波発振回路ＬＦ－ＯＳＣの信号が反転する立ち上り、あるいは立ち下りエッジを検出し、ワンショットパルスとして、図２に示すような期間Ｔｅにおいてハイレベルとなるパルス幅Ｔｅのパルス信号を発生する。以下、このパルス信号のパルス幅Ｔｅを「出力増大期間Ｔｅ」と呼ぶこととする。
　オン信号幅増加回路１７２は、ＰＷＭ信号発生回路１６に対して、出力増大期間Ｔｅの間中、オン幅増大信号を出力し、出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号によらず、スイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させるように動作を切り換える。これにより、ＰＷＭ信号発生回路１６は、出力フィードバック制御回路１５によるフィードバック制御を受けることのない開ループ制御を行って、スイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させたＰＷＭ信号を発生する。
　出力増大期間Ｔｅにおいて、ＰＷＭ信号発生回路１６で発生するＰＷＭ信号のオン時間や周期は、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖ２、あるいはその両方の電圧検出信号からインバータ回路１２の反転時に必要な電力を確保し、且つ、回路素子の限界を超えないＰＷＭ動作条件（スイッチング条件）を演算して調整される。ＰＷＭ信号発生回路１６は、上記のＰＷＭ動作条件を演算する演算回路を備えている。または、予め用意したＰＷＭ定数テーブルを参照し、検出信号のレベルに対応するＰＷＭ動作条件を求める方法であってもよい。
　本実施の形態では、フライバックコンバータであるＤＣ－ＤＣ変換回路１１のスイッチングモードを、スイッチング素子Ｑ０がオフしてトランスＴの二次巻線電流Ｉ２が略ゼロに達したときに、スイッチング素子Ｑ０を再びオンさせる電流連続臨界モード（ＣＣＣＭ）で動作させている。これにより、図２に示すように、出力増大期間Ｔｅにおけるスイッチング周期が、他の期間に比べて大きくなっている。
　なお、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１のスイッチング動作は、ＣＣＣＭに限定するものではない。例えば、二次巻線電流Ｉ２がゼロの期間中のいずれかでスイッチング素子Ｑ０を再びオンさせる電流不連続モード、又は二次巻線電流Ｉ２が流れている最中にオンさせる電流連続モード、あるいは、スイッチング周波数を固定して動作させる等、スイッチング条件はいずれであってもよい。
　図１に戻り、ＰＷＭ信号発生回路１６は、ＰＷＭオン信号制御回路１７からオン幅増大信号が入力されてオン信号幅が広がったＰＷＭ信号を発生し、スイッチング素子Ｑ０に送る。すると、スイッチング素子Ｑ０のオン期間が最初に増大されたスイッチング周期におけるオフタイミングＴｉ時点を検出し、インバータ回路１２の出力電圧が極性反転動作を開始する。
　まず、インバータ回路１２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４全てがオフするデッドタイムＴｄに入る。図２では、それまでオンしていたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３はオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３には、逆並列に不図示のダイオードが接続されている（スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合は、寄生ダイオードを使用する）。このため、始動回路１３のパルストランスＰＴのインダクタンス成分Ｌｐに蓄えられていたエネルギーが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の逆並列ダイオードを介してＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力側で回生し、これによってスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は等価的にオン状態となる。これにより、インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏが瞬時に極性反転するとともに、ランプ電流の絶対値が低下し始める。
　また、同時にスイッチング素子Ｑ０がオフに切り換り、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２が増大し始める。ＤＣ－ＤＣ変換回路１１はＣＣＣＭ動作で駆動させているので、トランスＴの二次巻線電流Ｉ２が略ゼロに達すると、スイッチング素子Ｑ０は再びオンし、次のスイッチング周期に移行する。
　所定のデッドタイムＴｄが経過すると、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンする。なお、デッドタイムＴｄは、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達する時間Ｔｔより小さい値に設定する必要がある。
　このようにしてＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２が徐々に上昇し、やがて出力増大期間Ｔｅが経過すると、オン信号幅増加回路１７２からのオン幅増大信号を停止させる。そして、出力フィードバック制御回路１５のフィードバック制御に戻って、ＰＷＭ信号発生回路１６におけるＰＷＭ動作条件がＰＷＭ指令信号によって決定されるように動作が切り換えられる。
　また、出力増大期間Ｔｅにおけるスイッチング素子Ｑ０のスイッチング周期は、少なくとも反転動作を開始したオフタイミングＴｉ時点から、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間より短くする。そして、ランプ電流Ｉｌａがゼロクロスするまでの間に、スイッチング素子Ｑ０がオンからオフに移行して、トランスＴに蓄積されたエネルギーが二次側に放出される動作を少なくとも２回以上設けるようにする。これによって、ランプ電流Ｉｌａがゼロの時点におけるＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖｏをなるべく高くすることができる。
　インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏの極性反転時には、前述したように、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐに蓄えられたエネルギーがＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力端に回生する。このため、極性の反転開始後はＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力が負荷である放電灯Ｌａには送られず、電圧を効率的に上昇させることができる。このことから、始動回路１３からＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力端に回生されるエネルギーも、出力電圧の上昇に寄与することになる。
　ランプ電流Ｉｌａがゼロ点を通過すると、エネルギーの回生は終了する。ここで、反転開始から所定期間の間は始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐにインバータ回路１２の出力電圧Ｖｏの一部が分圧され、この間は放電灯Ｌａに印加される電圧に対し、出力電圧Ｖｏを高くすることができる。
　しかし、あまり長い時間ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖｏを増大させても、放電灯Ｌａで消費されるだけで、放電灯Ｌａの電圧は上昇しない。このため、効率よくＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖｏを上昇させることが可能な出力増大期間Ｔｅは、インバータ回路１２の出力端に接続された始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐと、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力端間に接続された平滑コンデンサＣとからなる共振回路の共振周期の１／２を上限とすることが望ましい。
　また、インバータ回路１２の出力端にフィルタ用コンデンサを設けている場合、及び始動回路１３の入力端にコンデンサを設けている場合の出力増大期間Ｔｅは、それらコンデンサと平滑コンデンサＣの合成容量と、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐとの共振回路の共振周期の１／２を上限とするのが望ましい。
　出力増大期間Ｔｅでは、前述したようにフィードバック制御を行わず、所定のＰＷＭ動作条件でＤＣ－ＤＣ変換回路１１を駆動させるように、ＰＷＭ信号発生回路１６の開ループ制御を行って、フィードバック制御の時よりも出力を大きくする。この期間、出力フィードバック制御回路１５は、常に過大出力を検出するため、ＰＷＭ指令信号は出力を抑える方向に作用する。しかし、出力増大期間Ｔｅの間は出力フィードバック制御回路１５からのＰＷＭ指令信号は無視するので、ますますＰＷＭ指令信号は出力を抑える方向に作用する。この指令状態のままで出力増大期間Ｔｅが終了し、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号が、出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号に基づいたＰＷＭ信号に切り換わると、その直後にＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力を大幅に低下させてしまい、最悪の場合は放電灯Ｌａが消灯してしまう。
　これを回避するには、出力増大期間Ｔｅの間、出力フィードバック制御回路１５等におけるフィードバック制御のための演算を停止させておくことが望ましい。あるいは、フィードバック制御を行うための各検出値をサンプルアンドホールド回路によってホールド状態にすることで、実質的にフィードバック制御のための演算が停止するようにすればよい。
　以上説明したように、このような本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置１０によれば、ＰＷＭ信号発生回路１６を開ループで制御するＰＷＭオン信号制御回路１７を設け、インバータ回路１２の極性反転時に、オン幅が増大したＰＷＭ信号でＤＣ－ＤＣ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ０を駆動し、最初のＰＷＭ信号のオフ時に同期してインバータ回路１２の極性を反転させ、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐからエネルギーを回生して、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電力を増大させる。これにより、インバータ回路１２の出力電圧が上昇し、必要な再点弧電圧を確保して放電灯Ｌａを安定に点灯させることができる。
　すなわち、本実施の形態によれば、始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、インバータ回路の出力電圧を増大して、必要な再点弧電圧を確保することができる。また、デッドタイムの期間、ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧を増大させることができ、必要な再点弧電圧を確保することが可能となる。また、直流電力を増大させる所定の期間を、始動回路のインダクタンス成分と、ＤＣ－ＤＣ変換回路の出力端間に接続された平滑コンデンサとからなる共振回路の共振周期の１／２以下とする。これにより、所定の期間に効率よくＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧を上昇させることができ、必要な再点弧電圧を速やかに確保することが可能となる。また、インダクタンス成分は、交番電力の反転開始から放電灯の電流がゼロに達するまでの時間が、直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング素子のスイッチング周期より大きくなるような値を有するものとする。また、交番電力の反転開始から放電灯の電流がゼロに達するまでの時間は、直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング素子のスイッチング周期より小さくなるように、スイッチング素子のスイッチング周期を上限として定めたものとする。また、直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング素子のスイッチング動作は、開ループ制御によってなされるものとする。これらの構成により、所定の期間に効率よくＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧を上昇させることができ、必要な再点弧電圧を速やかに確保することが可能となる。
　なお、本実施の形態は、ＰＷＭオン信号制御回路１７がＰＷＭ信号発生回路１６に対してスイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させるように制御するものであるが、これに限るものではない。例えば、出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号のレベルを切り換えることによって、スイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させる方式としてもよい。又は、出力フィードバック制御回路１５で発生する指令電流を切り換える方式など、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１のスイッチング条件を瞬時に切り換える何れの方法であってもよい。
　また、本実施の形態における放電灯点灯装置１０の回路構成は、上記したものに限ることはなく、同等の動作をするものであれば他の回路構成でもよい。更に、マイコン等を利用してソフトウェア上で同様の動作を実現するものであってもよく、例えば、インバータ回路における極性反転タイミングの同期を、ＰＷＭ信号による割込み処理へ移行させ、反転処理を開始するようなものであってもよい。
（実施の形態２）
　図３は、本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。なお、図１と同じ機能を有する構成要素については、同一符号を付して説明を簡略にし、若しくは省略する。
　図３において、本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置２０は、ＤＣ－ＤＣ変換回路２１と、インバータ回路２２と、始動回路１３と、インバータ駆動信号発生回路２４と、出力フィードバック制御回路１５と、ＰＷＭ信号発生回路１６と、ＰＷＭオン信号制御回路１７を備える構成である。
　ＤＣ－ＤＣ変換回路２１は、実施の形態１において示した図１の放電灯点灯装置１０のＤＣ－ＤＣ変換回路１１に対し、ダイオードＤが逆方向に接続され、これに伴って出力電圧Ｖ２がＧＮＤレベルに対して負電位となる構成である。
　インバータ回路２２は、ＤＣ－ＤＣ変換回路２１の出力極性に伴って、図１のＤＣ－ＤＣ変換回路１１とは接続極性が逆のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を備える。
　インバータ駆動信号発生回路２４は、図１のインバータ駆動信号発生回路１４に加え、フリップフロップＦＦ１と、後述する遅延時間Ｔｙを生成するための遅延回路２４２を有する構成である。
　以上のように構成された放電灯点灯装置２０の通常の動作及び機能は、図１に示した実施の形態１と同じである。
　実施の形態１における放電灯点灯装置１０では、出力極性の反転動作を開始するのはＤＣ－ＤＣ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ０がオフに移行するタイミングであり、反転を開始した直後からトランスＴに蓄積されたエネルギーが二次側に放出されるように動作するものであった。
　しかし、スイッチング素子Ｑ０がオフに移行したタイミングを検出してから反転動作を開始するまでには、回路における信号の伝搬遅延やスイッチング動作の遅延などが存在する。この遅延により、反転動作を開始する以前に、トランスＴに蓄積されたエネルギーが二次側に放出され始めてしまうことが考えられる。
　そして、反転動作の前に二次側に放出されたエネルギーの一部は、平滑コンデンサＣの電圧上昇に寄与し、その他は負荷である放電灯Ｌａで消費されてしまい、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２への寄与率が低くなってしまう。
　特に、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１がフライバックコンバータ方式の場合、トランスＴの巻線電流Ｉ１，Ｉ２は、図４に示すようにのこぎり波状になり、スイッチング素子Ｑ０がオフした直後に最も大きく、その後は徐々に低下する。すなわち、出力側に送られるエネルギーは、スイッチング素子Ｑ０のオフ直後がもっとも大きく、時間の２乗に比例して小さくなる。従って、スイッチング素子Ｑ０がオフした時点でインバータ回路１２の反転動作を開始していないと、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２の増大効果が小さくなってしまう。
　これは、ＤＣ－ＤＣ変換回路１１がフライバックコンバータ方式の場合だけでなく、昇降圧チョッパなど、スイッチング素子Ｑ０のオン条件で回路素子にエネルギーを蓄積し、オフで蓄積されたエネルギーを負荷側に放出するような方式でも同様である。
　本実施の形態では、図４に示すＴｓ時点において、ＤＣ－ＤＣ変換回路２１の出力電圧を増大させるＰＷＭ動作条件（スイッチング条件）に切り換える。そして、直後のスイッチング素子Ｑ０のオン信号を検出して、オンタイミングのＴｇから所定の遅延時間Ｔｙ経過後のオフタイミングＴｉ時点でインバータ回路２２の反転動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４全てをオフするデッドタイムＴｄを開始するものである。
　遅延時間Ｔｙは、ＤＣ－ＤＣ変換回路２１の出力電圧を増加させるＰＷＭ動作条件におけるスイッチング素子Ｑ０のオン時間よりも短く設定することで、スイッチング素子Ｑ０がオフする前に反転動作を開始させることができる。
　図５に示すように、出力切り換えを行う時点Ｔｓで既にスイッチング素子Ｑ０がオンしている場合はＰＷＭ動作条件を切り換えず、それまでと同様のスイッチング条件とし、次にオンするタイミングＴｇからＰＷＭ動作条件を切り換えるようにすることが望ましい。これは、遅延時間の計測開始時間がＴｓ点から始まると、オン時点からの遅延時間がＴｙより長くなり、反転動作が開始される前に、スイッチング素子Ｑ０がオフしてしまう可能性があるからである。
　そのため、図３に示す本実施の形態の放電灯点灯装置２０では、インバータ駆動信号発生回路２４において、インバータ回路２２の出力極性を指示する低周波発振回路ＬＦ－ＯＳＣの出力をフリップフロップＦＦ１のＤ入力に入力し、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号をクロック入力に入力している。これにより、フリップフロップＦＦ１のＱ出力からＰＷＭ信号のオンタイミングで同期させた信号を出力する。この信号をＰＷＭオン信号制御回路１７に入力することで、ＤＣ－ＤＣ変換回路２１の出力電圧を増加させる動作切り換えタイミングと、インバータ回路２２の反転動作の開始点を決めるための遅延時間の計測開始点を合わせるようにしている。
　また、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号を遅延回路２４２で遅延時間Ｔｙだけ遅延させてフリップフロップＦＦのクロック入力に入力し、フリップフロップＦＦ１のＱ出力をＤ入力に入力し、フリップフロップＦＦのＱ出力の信号をデッドタイム付加回路１４１を介してインバータ回路２２のドライブ回路１２１に送る。これにより、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をスイッチング素子Ｑ０のオンタイミングから遅延時間Ｔｙだけ遅れて反転動作を開始させている。
　なお、遅延時間Ｔｙは所定条件に固定してもよいが、ＰＷＭ信号のオン時間が大きく変動する場合は、オン時間の条件に合わせて調整してもよい。
　これによって、反転開始からランプ電流Ｉｌａがゼロに達する期間におけるＤＣ－ＤＣ変換回路２１のスイッチング素子Ｑ０のオフ動作回数を多くすることができ、ランプ電流Ｉｌａがゼロ時点におけるインバータ回路２２の出力電圧Ｖｏをより高くすることが可能となって、再点弧電圧を十分に確保できるようになる。
　なお、本実施の形態における放電灯点灯装置２０の回路構成は、上記したものに限定することはなく、同等の動作をするものであれば他の回路構成であってもよい。更に、マイコン等を利用してソフトウェア上で同様の動作を実現したものであってもよく、例えば、インバータ回路２２の反転タイミングの同期を、ＰＷＭ信号による割込み処理へ移行させることによって反転処理を開始するようなものであってもよい。
　以上説明したように、このような本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置２０によれば、Ｔｓ時点において、ＤＣ－ＤＣ変換回路２１の出力電圧を増大させるＰＷＭ動作条件に切り換える時点の直後にスイッチング素子Ｑ０のオン信号を検出して、オンタイミングから所定時間経過後の時点でインバータ回路２２の反転動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４全てをオフするデッドタイムから反転動作を開始する。これにより、反転開始からランプ電流Ｉｌａがゼロに達する期間におけるＤＣ－ＤＣ変換回路２１のスイッチング素子Ｑ０のオフ動作回数を多くすることができ、ランプ電流Ｉｌａがゼロ時点におけるインバータ回路２２の出力電圧Ｖｏをより高くすることが可能となって、再点弧電圧を十分に確保できるようになる。
　すなわち、本実施の形態によれば、デッドタイムの期間、インバータ回路の反転開始からランプ電流がゼロに達する期間におけるスイッチング素子のオフ動作回数を多くすることができるので、この期間のＤＣ－ＤＣ変換回路の出力電圧を増大させることができ、必要な再点弧電圧を十分に確保することが可能となる。
（実施の形態３）
　図６は、本発明の実施の形態３に係る灯具の概略構成を示す断面図、図７は、本発明の実施の形態３に係る灯具を備える車両の外観斜視図である。
　図６において、灯具１００は、前面が開口した略箱状の筐体１０１の内部に、ソケット１０２に装着された放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａの光を前方に反射する反射板１０３と、グレアを防止する遮光板１０４を収納する構成である。放電灯Ｌａの発光光は、筐体１０１の前面の開口部に装着された透光カバー１０５を介して外部に照射される。
　また、筐体１０１の下部外側には、実施の形態１又は実施の形態２に係る放電灯点灯装置１０又は２０がケースに収納されて取付けられ、ケーブル１０６を介してソケット１０２に接続されている。この放電灯点灯装置１０（２０）には、スイッチＳＷ及びヒューズＦを介してバッテリからなる直流電源ＰＳが接続されている。
　このように構成された灯具１００は、例えば、図７に示す車両２００の車体における前部の左右両側にそれぞれ前照灯として配設される、
　このような本発明の実施の形態３によれば、ノイズを抑制するとともに、ちらつきや立ち消えがなく、寿命の長い灯具並びに車両を提供できる。
　なお、本発明は上記の実施形態において示されたものに限定されるものではなく、明細書の記載、並びに周知の技術に基づいて、当業者が変更、応用することも本発明の予定するところであり、保護を求める範囲に含まれる。また、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。
　本出願は、２００９年３月２６日出願の日本特許出願（特願２００９－０７７７３３）に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
　１０、２０　放電灯点灯装置
　１１、２１　ＤＣ－ＤＣ変換回路
　１２、２２　インバータ回路
　１３　始動回路
　１４、２４　インバータ駆動信号発生回路
　１５　出力フィードバック制御回路
　１６　ＰＷＭ信号発生回路
　１７　ＰＷＭオン信号制御回路
　１００　灯具
　２００　車両
　Ｌａ　放電灯
　ＰＳ　直流電源
　Ｑ０～Ｑ４　スイッチング素子

Claims (10)

  1. 　直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ－ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路を備え、前記インバータ回路の交番電力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、
    　所定の期間、前記直流電力を増大させるために、前記交番電力の極性が反転する直前の前記ＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング素子のスイッチング条件に対し、前記極性の反転開始から前記ＰＷＭ信号のオン幅を拡大するよう制御するＰＷＭオン幅制御回路を備え、
    　前記インバータ回路の交番電力は、
    　前記ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御された直後の前記スイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、極性が反転する放電灯点灯装置。
  2. 　請求項１に記載の放電灯点灯装置であって、
    　前記インバータ回路は、
    　前記ＰＷＭオン幅制御回路により、前記ＰＷＭ信号のオン幅が拡大するよう制御された直後の前記ＤＣ－ＤＣ変換回路のスイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、インバータ回路のスイッチング素子がオフとなるデッドタイムに入る放電灯点灯装置。
  3. 　請求項２に記載の放電灯点灯装置であって、
    　前記インバータ回路は、
    　前記ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御され、前記ＤＣ－ＤＣ変換回路から増大した前記直流電力が出力する直前に、前記デッドタイムに入る放電灯点灯装置。
  4. 　請求項１に記載の放電灯点灯装置であって、
    　前記インバータ回路は、
    　前記ＰＷＭオン幅制御回路により、前記ＰＷＭ信号のオン幅が拡大するよう制御された直後のスイッチング素子のスイッチタイミングから所定の時間遅延して、前記デッドタイムに入る放電灯点灯装置。
  5. 　請求項１乃至４のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置であって、
    　前記インバータ回路の出力端と前記放電灯との間に接続されたインダクタンス成分と、
    　前記インバータ回路の入力端、又は出力端、あるいは両端に接続されたコンデンサとを備え、
    　前記直流電力を増大させる所定の期間は、
    　前記インダクタンス成分と前記コンデンサとからなる共振回路の共振周期の１／２以下である放電灯点灯装置。
  6. 　請求項５に記載の放電灯点灯装置であって、
    　前記インダクタンス成分は、
    　前記交番電力の反転開始から前記放電灯の電流がゼロに達するまでの時間が、前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング周期より大きくなるような値を有するものである放電灯点灯装置。
  7. 　請求項１乃至６のいずれかに記載の放電灯点灯装置であって、
    　前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング動作は、
    　前記ＤＣ－ＤＣ変換回路に対する開ループ制御によってなされる放電灯点灯装置。
  8. 　請求項１乃至７のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置であって、
    　前記ＤＣ－ＤＣ変換回路の入力電圧、又は出力電圧、あるいはその双方を検出した値に基づいて、
    　前記直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング条件を演算する演算回路を備える放電灯点灯装置。
  9. 　請求項１乃至８のいずれか一項に記載の放電灯点灯装置を備えた灯具。
  10. 　請求項９の灯具を搭載した車両。
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