JP2010231995A - 放電灯点灯装置、灯具、及び車両 - Google Patents

Abstract

【課題】始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、必要な再点弧電圧を確保することができる放電灯点灯装置を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ信号発生回路１６を開ループで制御するＰＷＭオン信号制御回路１７を備え、インバータ回路１２の極性反転時に、オン幅が増大したＰＷＭ信号でＤＣ−ＤＣ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ０を駆動し、最初のＰＷＭ信号のオフ時に同期してインバータ回路１２の極性を反転させ、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐからエネルギーを回生して、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電力を増大させる。これに伴って、インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏが一時的に上昇する。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯を点灯させるための放電灯点灯装置、放電灯点灯装置によって点灯する灯具、及び灯具を搭載した車両に関する。

従来から、直流電力を入力して交流電力に変換し、ＨＩＤランプ（High-intensity discharge lamp：高輝度放電灯）等の高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置があった。図８に示す従来の放電灯点灯装置９０では、電源ＰＳの直流電圧を直流電力変換回路であるＤＣ−ＤＣ変換回路９１により直流電力に変換し、インバータ回路９２で低周波の交番電力に変換して、その出力を、始動回路９３を介して放電灯Ｌａに供給する。

ＤＣ−ＤＣ変換回路９１は、フライバックコンバータ方式であり、負荷である放電灯Ｌａへ供給する直流電力は、トランスＴの一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ０を駆動するＰＷＭ信号(Pulse Width Modulation：パルス幅変調信号)を調整することで制御している。

インバータ回路９２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４から構成されるフルブリッジ構成であり、それぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフさせることで、ＤＣ−ＤＣ変換回路９１から送られる直流電力を矩形波の交番電力に変換する。

始動回路９３は、パルストランスＰＴの一次側に設けられたパルス駆動回路９３１から始動時パルス電流を供給することで、コイルの巻数比に応じて二次側に生じた高電圧を放電灯Ｌａに印加し、放電を開始させる。

このように構成された放電灯点灯装置９０において、インバータ回路９２から放電灯Ｌａに矩形波の低周波交番電力を供給するのは、音響共鳴現象を回避すると共に、電極磨耗やカタホレシス現象を抑制するためであるが、交番電力の極性反転時にランプ電流がゼロ点を通過するので、ランプ電流の極性が反転する一瞬、放電が止まることになる。

ランプ電流がゼロから反転して逆方向に電流が流れ始めるには、一般に再点弧電圧と呼ばれる所定の高電圧を放電灯Ｌａに印加することが必要となる。

図９に示すように、インバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが反転すると、それに応じてランプ電流Ｉｌａも反転を開始する。このランプ電流Ｉｌａは、始動回路８３のパルストランスＰＴに二次側インダクタンスＬｐがあるため、電圧Ｖｏほど急峻には変化することができず、所定の傾きｄＩｌａ／ｄｔを有して反転する。

再点弧電圧は、極性反転時におけるランプ電流Ｉｌａの傾きｄＩｌａ／ｄｔが小さいほど大きくなり、必要な再点弧電圧がインバータ回路９２から供給されないと、図１０に示すように、ランプ電流Ｉｌａがゼロ、或いは通常より低い電流を維持する時間Ｔｚｗが生じ、ノイズが発生したり、放電灯Ｌａの寿命に悪影響を及ぼすことがある。また、時間Ｔｚｗがもっと長くなると、ちらつきや立ちち消えを惹起する。

再点弧電圧を低減し、ランプ電流Ｉｌａの極性反転時におけるゼロ電流期間Ｔｚｗを抑制するには、始動回路９３の直列インダクタンスＬｐを低減することで極性反転時における傾きｄＩｌａ／ｄｔを大きくすればよいが、始動性能の点から直列インダクタンスＬｐの低減には限界がある。

このため、図８に示す従来の放電灯点灯装置９０では、以下に述べる方法で、反転時におけるＤＣ−ＤＣ変換回路９１の出力を増大させ、インバータ回路９２の出力電圧Ｖｏを上昇させることで、必要とする再点弧電圧を確保している。

放電灯点灯装置９０は、インバータ回路９２のそれぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフする際に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及びＱ３、Ｑ４が同時にオン状態となって回路が短絡状態にならないよう、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにするデッドタイムＴｄを設定し、このためにインバータ駆動信号発生回路９４の中にデッドタイム付加回路９４１を備えている。

一方、デッドタイムＴｄの期間、ＰＷＭ信号発生回路９６には、出力フィードバック制御回路９５の誤差増幅器９５３から出力されるＰＷＭ指令信号ではなく、通常の出力より大きな出力が得られる所定の指令信号９８１を供給することで、図１１に示すように、ＤＣ−ＤＣ変換回路９１の出力電圧Ｖ２を増大させている。

これにより、反転開始直後におけるインバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが増大し、必要な再点弧電圧を確保するとともに、出力電圧Ｖｏの上昇によってランプ電流Ｉｌａの反転時における傾きｄＩｌａ／ｄｔを大きくすることができる（例えば、特許文献１参照）。

この方法では、極性が反転する場合、ランプ電流Ｉｌａが反転前の極性からゼロに達するまでの時間Ｔｔが短くなる。しかしながら、ＤＣ−ＤＣ変換回路９１はスイッチング作用で電力変換するため、ＰＷＭ条件を変えても直ちに出力が増加することはない。特に、フライバックコンバータや昇降圧チョッパ等、スイッチング素子Ｑ０のオン条件で回路素子にエネルギーを蓄積し、オフ時に蓄積されたエネルギーを負荷側に放出するようなＤＣ−ＤＣ変換回路９１の場合は、スイッチングする度に出力電圧が階段状に増大するため、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間Ｔｔが短くなり、ＤＣ−ＤＣ変換回路９１のスイッチング周期Ｔｓｗに近くなる（例えば、Ｔｔ≦３×Ｔｓｗ）。

すると、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間Ｔｔの間におけるスイッチング回数が減少し、必要な再点弧電圧を確保するためのインバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが得られにくくなる可能性があった。

これは、ＤＣ−ＤＣ変換回路９１のスイッチング素子Ｑ０がオンした時に反転動作が始まった場合と、オフした時に反転動作が始まった場合とでは、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間Ｔｔに出力電圧Ｖｏが上昇するタイミングであるオフタイミングの回数が変わり、前者の場合は、ランプ電流Ｉｌａがゼロを維持する時間Ｔｚｗにおけるインバータ回路９２の出力電圧Ｖｏが低くなって必要な再点弧電圧を確保することが困難になる虞があった。

特開平０８−２２２３９０号公報

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、インバータ回路の出力電圧を増大して、必要な再点弧電圧を確保することのできる放電灯点灯装置、放電灯点灯装置によって点灯する灯具、及び灯具を搭載した車両を提供することを目的とする。

本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路を備え、前記インバータ回路の交番電力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、所定の期間、前記直流電力を増大させるために、前記交番電力の極性が反転する直前のスイッチング条件に対し、前記極性の反転開始から前記ＰＷＭ信号のオン幅を拡大するよう制御するＰＷＭオン幅制御回路を備え、前記交番電力は、前記ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御された直後の前記スイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、極性が反転することを特徴とするものである。

この構成により、始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、インバータ回路の出力電圧を増大して、必要な再点弧電圧を確保することができる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記交番電力は、前記ＰＷＭオン幅制御回路により、オン幅が拡大するよう制御された直後の前記スイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、オフとなるデッドタイムに入ることを特徴とするものである。

この構成により、デッドタイムの期間、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を増大させることができ、必要な再点弧電圧を確保することが可能となる。

更に、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記交番電力は、前記ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御され、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から増大した前記直流電力が出力する直前に、前記デッドタイムに入ることを特徴とするものである。

この構成により、デッドタイムの期間、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を増大させることができ、必要な再点弧電圧を確保することが可能となる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記交番電力は、前記ＰＷＭオン幅制御回路により、オン幅が拡大するよう制御された直後のスイッチング素子のスイッチタイミングから所定の時間遅延して、前記デッドタイムに入ることを特徴とするものである。

この構成により、デッドタイムの期間、インバータ回路の反転開始からランプ電流がゼロに達する期間におけるスイッチング素子のオフ動作回数を多くすることができ、デッドタイムの期間、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を増大させることができ、必要な再点弧電圧を十分に確保することが可能となる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記インバータ回路の出力端と前記放電灯との間に接続されたインダクタンス成分と、前記インバータ回路の入力端、又は出力端、あるいは両端に接続されたコンデンサを備え、前記直流電力を増大させる所定の期間は、前記インダクタンス成分と前記コンデンサからなる共振周波数の１／２以下であることを特徴とするものである。

この構成により、所定の期間に効率よくＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を上昇させることができ、必要な再点弧電圧を速やかに確保することが可能となる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記インダクタンス成分は、前記交番電力の反転開始から前記放電灯の電流がゼロに達するまでの時間が、前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング周期より大きくなるような値を有するものであることを特徴とするものである。

この構成により、所定の期間に効率よくＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を上昇させることができ、必要な再点弧電圧を速やかに確保することが可能となる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記交番電力の反転開始から前記放電灯の電流がゼロに達するまでの時間は、前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング周期より小さくなるように、前記スイッチング素子のスイッチング周期を上限として定めたものであることを特徴とするものである。

この構成により、所定の期間に効率よくＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を上昇させることができ、必要な再点弧電圧を速やかに確保することが可能となる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング動作は、開ループ制御されることを特徴とするものである。

この構成により、所定の期間に効率よくＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を上昇させることができ、必要な再点弧電圧を速やかに確保することが可能となる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧、又は出力電圧、あるいはその双方を検出した値に基づいて、前記直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング条件を演算する演算回路を備えることを特徴とするものである。

この構成により、所定の期間に効率よくＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を上昇させることができ、必要な再点弧電圧を速やかに確保することが可能となる。

本発明の灯具は、上記の放電灯点灯装置を備えたことを特徴とするものである。

この構成により、ノイズを抑制するとともに、ちらつきや立ち消えがなく、寿命の長い灯具を提供できる。

本発明の車両は、上記の灯具を搭載したことを特徴とするものである。

この構成により、ノイズを抑制するとともに、ちらつきや立ち消えがなく、寿命の長い灯具を搭載した車両を提供できる。

本発明によれば、始動回路のインダクタンス値が小さく、且つ、ランプ電流が反転前の極性からゼロに達するまでの時間がＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周期に近くても、インバータ回路の出力電圧を増大して、必要な再点弧電圧を確保することのできる放電灯点灯装置、放電灯点灯装置によって点灯する灯具、及び灯具を搭載した車両を提供できる。

本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態３に係る灯具の概略構成を示す断面図 本発明の実施の形態３に係る灯具を備える車両の外観斜視図 従来の放電灯点灯装置の概略構成を示す図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図

以下、本発明の実施の形態に係る放電灯点灯装置、灯具、及び車両について、図面を用いて説明する。本発明の実施の形態に係る放電灯点灯装置は、高輝度放電灯であるＨＩＤランプ等を点灯させるものである。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。

図１において、本実施の形態の放電灯点灯装置１０は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１と、インバータ回路１２と、始動回路１３と、インバータ駆動信号発生回路１４と、出力フィードバック制御回路１５と、ＰＷＭ信号発生回路１６と、ＰＷＭオン信号制御回路１７を備える構成である。

ＤＣ−ＤＣ変換回路１１は、フライバックコンバータ方式であり、直流電源ＰＳの両端子間にトランスＴの一次巻線とスイッチング素子Ｑ０からなる直列回路を接続し、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号でスイッチング素子Ｑ０をオン／オフすることで、トランスＴの二次巻線に誘起される電圧をダイオードＤおよび平滑コンデンサＣによって整流、平滑化して所望の電圧Ｖ２の直流電力を出力する。なお、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１は上記の構成に限定されるものではなく、昇圧チョッパ、降圧チョッパ、及び昇降圧チョッパを用いて構成してもよい。

インバータ回路１２は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４から構成されるフルブリッジ構成のインバータ回路であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２およびＱ３、Ｑ４の接続点を始動回路１３への出力端とし、インバータ駆動信号発生回路１４で発生した駆動信号に応答して、ドライブ回路１２１によりそれぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフさせることで、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１から出力される電圧Ｖ２の直流電力を電圧Ｖｏの矩形波交番電力に変換して出力する。なお、インバータ回路１２は上記の構成に限定されるものではなく、ハーフブリッジ構成やチョッパ機能を兼用させた構成としてもよい。

始動回路１３は、インバータ回路１２の出力端子間に放電灯Ｌａを介して二次巻線を接続したパルストランスＰＴと、その一次巻線に接続されたパルス駆動回路１３１から構成され、パルス駆動回路１３１によってパルストランスＰＴの一次巻線に所定の繰り返し周期でパルス電流を供給することにより二次巻線の両端子間に高電圧パルスを発生させ、この高電圧パルスをキック電圧として放電ランプＬａを点灯させる。なお、始動回路１３は上記の構成に限定されるものではなくＬＣ共振電圧を利用する構成としてもよい。

インバータ駆動信号発生回路１４は、音響的共鳴を生じない程度の周波数（例えば、４００ヘルツ）で発振動作する低周波発振回路ＬＦ−ＯＳＣと、フリップフロップＦＦ及びデッドタイム付加回路１４１から構成され、デッドタイム付加回路１４１によって全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフとするデッドタイムが付加された２相のクロック信号をドライブ回路１２１に供給する。

出力フィードバック制御回路１５は、指令電流発生回路１５１と、減算器１５２及び誤差増幅器１５３から構成され、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２を検出することで等価的に放電灯Ｌａの電圧を検出し、放電灯Ｌａに供給すべき電力指令量から指令電流値を演算すると共に、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電流を検出することで等価的に放電灯Ｌａの電流を検出する。そして、指令電流値と放電灯Ｌａの電流との差分を演算し、誤差増幅器１５３を介することでＰＷＭ指令信号を生成してＰＷＭ信号発生回路１６に出力する。

ＰＷＭ信号発生回路１６は、出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号を受けて、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２を所望の値に調整することができるデューティのＰＷＭ信号を生成してスイッチング素子Ｑ０に供給する。

ＰＷＭオン信号制御回路１７は、エッジ検出／ワンショットパルス回路１７１と、オン信号幅増加回路１７２から構成され、低周波発振回路ＬＦ−ＯＳＣから送られる信号の立ち上り、或いは立ち下りを検出して所定幅のパルス信号を発生し、そのパルス幅の期間中ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力を増大させるように、スイッチング素子Ｑ０のオン期間を増大させる信号をＰＷＭ信号発生回路１６に与える。

次に、以上のように構成された放電灯点灯装置１０において、インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏの極性反転時における動作を説明する。図２は、放電灯点灯装置１０の動作を説明するための動作波形図である。

本実施の形態の放電灯点灯装置１０では、出力電圧Ｖｏの極性反転は低周波発振回路ＬＦ−ＯＳＣの信号を基準にして決められる。

ＰＷＭオン信号制御回路１７のエッジ検出／ワンショットパルス回路１７１は、低周波発振回路ＬＦ−ＯＳＣの信号が反転する立ち上り、あるいは立ち下りエッジを検出し、図２に示すようなパルス幅Ｔｅのパルス信号を発生する。以下、このパルス信号のパルス幅Ｔｅを「出力増大期間Ｔｅ」と呼ぶこととする。

オン信号幅増加回路１７２は、ＰＷＭ信号発生回路１６に対して、出力増大期間Ｔｅの間中、出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号によらず、スイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させるように切り換える。これにより、ＰＷＭ信号発生回路１６は、出力フィードバック制御回路１５によるフィードバック制御を受けることのない開ループ制御を行って、スイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させたＰＷＭ信号を発生する。

出力増大期間Ｔｅにおいて、ＰＷＭ信号発生回路１６で発生するＰＷＭ信号のオン時間や周期は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の入力電圧Ｖｉｎや出力電圧Ｖ２、あるいはその両方の電圧検出信号からインバータ回路１２の反転時に必要な電力を確保し、且つ、回路素子の限界を超えないＰＷＭ信号条件を演算して調整される。または、予め用意したＰＷＭ定数テーブルを参照し、検出信号のレベルに対応するＰＷＭ信号条件を求める方法であってもよい。

本実施の形態では、フライバックコンバータであるＤＣ−ＤＣ変換回路１１のスイッチングモードを、スイッチング素子Ｑ０がオフしてトランスＴの二次巻線電流Ｉ２が略ゼロに達したときに、スイッチング素子Ｑ０を再びオンさせる電流連続臨界モード（ＣＣＣＭ）で動作させているので、図２に示すように、出力増大期間Ｔｅにおけるスイッチング周期が、他の期間に比べて大きくなっている。

なお、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１のスイッチング動作は、ＣＣＣＭに限定するものではなく、二次巻線電流Ｉ２がゼロの期間中のいずれかでスイッチング素子Ｑ０を再びオンさせる電流不連続モード、又は二次巻線電流Ｉ２が流れている最中にオンさせる電流連続モード、あるいは、スイッチング周波数を固定して動作させる等、スイッチング動作条件はいずれであってもよい。

図１に戻り、ＰＷＭ信号発生回路１６は、ＰＷＭオン信号制御回路１７からオン幅増大信号が入力されてオン信号幅が広がったＰＷＭ信号を発生し、スイッチング素子Ｑ０に送る。すると、スイッチング素子Ｑ０のオン期間が最初に増大されたスイッチング周期におけるオフタイミングＴｉ時点を検出し、インバータ回路１２の出力電圧が極性反転動作を開始する。

まず、インバータ回路１２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４全てがオフするデッドタイムＴｄに入る。図２では、それまでオンしていたスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３はオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３には、逆並列に不図示のダイオードが接続されている（スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合は、寄生ダイオードを使用する）ので、始動回路１３のパルストランスＰＴのインダクタンス成分Ｌｐに蓄えられていたエネルギーが、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の逆並列ダイオードを介してＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力側で回生し、これによってスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４は等価的にオン状態となり、インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏが瞬時に極性反転するとともに、ランプ電流の絶対値が低下し始める。

また、同時にスイッチング素子Ｑ０がオフに切り換り、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２が増大し始める。ＤＣ−ＤＣ変換回路１１はＣＣＣＭ動作で駆動させているので、トランスＴの二次巻線電流Ｉ２が略ゼロに達すると、スイッチング素子Ｑ０は再びオンし、次のスイッチング周期に移行する。

所定のデッドタイムＴｄが経過すると、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンする。なお、デッドタイムＴｄは、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達する時間Ｔｔより小さい値に設定する必要がある。

このようにしてＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２が徐々に上昇し、やがて出力増大期間Ｔｅが経過すると、オン信号幅増加回路１７２からのオン幅増大信号を停止させ、出力フィードバック制御回路１５のフィードバック制御に戻って、ＰＷＭ信号発生回路１６におけるＰＷＭ信号条件がＰＷＭ指令信号によって決定されるように切り換えられる。

また、出力増大期間Ｔｅにおけるスイッチング素子Ｑ０のスイッチング周期は、少なくとも反転動作を開始したＴｉ時点から、ランプ電流Ｉｌａがゼロに達するまでの時間より短くし、ランプ電流Ｉｌａがゼロクロスするまでの間に、スイッチング素子Ｑ０がオンからオフに移行して、トランスＴに蓄積されたエネルギーが二次側に放出される動作を少なくとも２回以上設けることで、ランプ電流Ｉｌａがゼロの時点におけるＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖｏをなるべく高くすることができる。

インバータ回路１２の出力電圧Ｖｏの極性反転時には、前述したように、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐに蓄えられたエネルギーがＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力端に回生するので、極性の反転開始後はＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力が負荷である放電管Ｌａには送られず、電圧を効率的に上昇させることができる。このことから、始動回路１３からＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力端に回生されるエネルギーも、出力電圧の上昇に寄与することになる。

ランプ電流Ｉｌａがゼロ点を通過すると、エネルギーの回生は終了するが、反転開始から所定期間の間は始動回路のインダクタンス成分Ｌｐにインバータ回路１２の出力電圧Ｖｏの一部が分圧され、この間は放電管Ｌａに印加される電圧に対し、出力電圧Ｖｏを高くすることができる。

しかし、あまり長い時間ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖｏを増大させても、放電灯Ｌａで消費されるだけで、放電灯Ｌａの電圧は上昇しない。このため、効率よくＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖｏを上昇させることが可能な出力増大期間Ｔｅは、インバータ回路１２の出力端に接続された始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐと、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力端間に接続された平滑コンデンサＣとからなる共振周期の１／２を上限とすることが望ましい。

また、インバータ回路出力２の出力端にフィルタ用コンデンサを設けている場合、及び始動回路１３の入力端にコンデンサを設けている場合の出力増大期間Ｔｅは、それらコンデンサと平滑コンデンサＣの合成容量と、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐとの共振周期の１／２を上限とするのが望ましい。

出力増大期間Ｔｅでは、前述したようにフィードバック制御を行わず、所定のＰＷＭ条件でＤＣ−ＤＣ変換回路１１を駆動させる開ループ制御を行って、フィードバック制御の時よりも出力を大きくする。この期間、出力フィードバック制御回路１５は、常に過大出力を検出するため、ＰＷＭ指令値は出力を抑える方向に作用するが、出力増大期間Ｔｅの間は出力フィードバック制御回路１５からのＰＷＭ指令信号は無視するので、ますますＰＷＭ指令値は出力を抑える方向に作用する。この指令状態のままで出力増大期間Ｔｅが終了し、ＰＷＭ信号が出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号に基づいたＰＷＭ信号に切り換わると、その直後にＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力を大幅に低下させてしまい、最悪の場合は放電灯Ｌａが消灯してしまう。

これを回避するには、出力増大期間Ｔｅの間、フィードバック制御のための演算を停止させておくことが望ましい。あるいは、フィードバック制御を行うための各検出値をサンプルアンドホールド回路によってホールド状態にすることで、実質的にフィードバック制御のための演算が停止するようにすればよい。

以上説明したように、このような本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置１０によれば、ＰＷＭ信号発生回路１６を開ループで制御するＰＷＭオン信号制御回路１７を設け、インバータ回路１２の極性反転時に、オン幅が増大したＰＷＭ信号でＤＣ−ＤＣ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ０を駆動し、最初のＰＷＭ信号のオフ時に同期してインバータ回路１２の極性を反転させ、始動回路１３のインダクタンス成分Ｌｐからエネルギーを回生して、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電力を増大させる。これにより、インバータ回路１２の出力電圧が上昇し、必要な再点弧電圧を確保して放電灯Ｌａを安定に点灯させることができる。

なお、本実施の形態は、ＰＷＭオン信号制御回路１７がＰＷＭ信号発生回路１６に対してスイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させるように制御するものであるが、これに限るものではなく、出力フィードバック制御回路１５から出力されるＰＷＭ指令信号のレベルを切り換えることによって、スイッチング素子Ｑ０のオン時間を所定値に増大させる方式としてもよい。又は、出力フィードバック制御回路１５で発生する指令電流を切り換える方式など、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１のスイッチング条件を瞬時に切り換える何れの方法であってもよい。

また、本実施の形態における放電灯点灯装置１０の回路構成は、上記したものに限ることはなく、同等の動作をするものであれば他の回路構成でもよい。更に、マイコン等を利用してソフトウェア上で同様の動作を実現するものであってもよく、例えば、インバータ回路における極性反転タイミングの同期を、ＰＷＭ信号による割込み処理へ移行させ、反転処理を開始するようなものであってもよい。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。なお、図１と同じ機能を有する構成要素については、同一符号を付して説明を簡略にし、若しくは省略する。

図３において、本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置２０は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１と、インバータ回路２２と、始動回路１３と、インバータ駆動信号発生回路２４と、出力フィードバック制御回路１５と、ＰＷＭ信号発生回路１６と、ＰＷＭオン信号制御回路１７を備える構成である。

ＤＣ−ＤＣ変換回路２１は、実施の形態１において示した図１の放電灯点灯装置１０のＤＣ−ＤＣ変換回路１１に対し、ダイオードＤが逆方向に接続され、これに伴って出力電圧Ｖ２がＧＮＤレベルに対して負電位となる構成である。

インバータ回路２２は、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力極性に伴って、図１のＤＣ−ＤＣ変換回路１１とは接続極性が逆のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備える。

インバータ駆動信号発生回路２４は、図１のインバータ駆動信号発生回路１４に加え、フリップフロップＦＦ１と、後述する遅延時間Ｔｙを生成するための遅延回路２４２を有する構成である。

以上のように構成された放電灯点灯装置２０の通常の動作及び機能は、図１に示した実施の形態１と同じである。

実施の形態１における放電灯点灯装置１０では、出力極性の反転動作を開始するのはＤＣ−ＤＣ変換回路１１のスイッチング素子Ｑ０がオフに移行するタイミングであり、反転を開始した直後からトランスＴに蓄積されたエネルギーが二次側に放出されるように動作するものであった。

しかし、スイッチング素子Ｑ０がオフに移行したタイミングを検出してから反転動作を開始するまでには、回路における信号の伝搬遅延やスイッチング動作の遅延などが存在するので、反転動作を開始する以前に、トランスＴに蓄積されたエネルギーが二次側に放出され始めてしまうことが考えられる。

そして、反転動作の前に二次側に放出されたエネルギーの一部は、平滑コンデンサＣの電圧上昇に寄与し、その他は負荷である放電灯Ｌａで消費されてしまい、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２への寄与率が低くなってしまう。

特に、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１がフライバックコンバータ方式の場合、トランスＴの巻線電流Ｉ１，Ｉ２は、図４に示すようにのこぎり波状になり、スイッチング素子Ｑ０がオフした直後に最も大きく、その後は徐々に低下する。すなわち、出力側に送られるエネルギーは、スイッチング素子Ｑ０のオフ直後がもっとも大きく、時間の２乗に比例して小さくなる。従って、スイッチング素子Ｑ０がオフした時点でインバータ回路１２の反転動作を開始していないと、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力電圧Ｖ２の増大効果が小さくなってしまう。

これは、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１がフライバックコンバータ方式の場合だけでなく、昇降圧チョッパなど、スイッチング素子Ｑ０のオン条件で回路素子にエネルギーを蓄積し、オフで蓄積されたエネルギーを負荷側に放出するような方式でも同様である。

本実施の形態では、図４に示すＴｓ時点において、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力電圧を増大させるＰＷＭ条件に切り換え、直後のスイッチング素子Ｑ０のオン信号を検出して、オンタイミングのＴｇから所定時間Ｔｙ経過後のＴｉ時点でインバータ回路２２の反転動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４全てをオフするデッドタイムＴｄから反転動作を開始するものである。

遅延時間Ｔｙは、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧を増加させるＰＷＭ条件におけるスイッチング素子Ｑ０のオン時間よりも短く設定することで、スイッチング素子Ｑ０がオフする前に反転動作を開始させることができる。

図５に示すように、出力切り換えを行う時点Ｔｓで既にスイッチング素子Ｑ０がオンしている場合はＰＷＭ条件を切り換えず、それまでと同様のスイッチング条件とし、次にオンするタイミングＴｇからＰＷＭ条件を切り換えるようにすることが望ましい。これは、遅延時間の計測開始時間がＴｓ点から始まると、オン時点からの遅延時間がＴｙより長くなり、反転動作が開始される前に、スイッチング素子Ｑ０がオフしてしまう可能性があるからである。

そのため、図３に示す本実施の形態の放電灯点灯装置２０では、インバータ駆動信号発生回路２４において、インバータ回路２２の出力極性を指示する低周波発振器ＬＦ−ＯＳＣの出力をＤフリップフロップＦＦ１に入力し、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号のオンタイミングで同期させた信号を出力する。この信号をＰＷＭオン信号制御回路１７に入力することで、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力電圧を増加させる切り換えタイミングと、インバータ回路２２の反転動作の開始点を決めるための遅延時間の計測開始点を合わせるようにしている。

また、ＰＷＭ信号発生回路１６からのＰＷＭ信号をフリップフロップＦＦに入力し、遅延回路２４２でＴｙ時間遅延させた信号をデッドタイム付加回路１４１を介してインバータ回路２２のドライバ回路１２１に送ることで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング素子Ｑ０のオンタイミングからＴｙ時間遅れて反転動作を開始させている。

なお、遅延時間Ｔｙは所定条件に固定してもよいが、ＰＷＭ信号のオン時間が大きく変動する場合は、オン時間の条件に合わせて調整してもよい。

これによって、反転開始からランプ電流Ｉｌａがゼロに達する期間におけるＤＣ−ＤＣ変換回路２１のスイッチング素子Ｑ０のオフ動作回数を多くすることができ、ランプ電流Ｉｌａがゼロ時点におけるインバータ回路２２の出力電圧Ｖｏをより高くすることが可能となって、再点弧電圧を十分に確保できるようになる。

なお、本実施の形態における放電灯点灯装置２０の回路構成は、上記したものに限定することはなく、同等の動作をするものであれば他の回路構成であってもよい。更に、マイコン等を利用してソフトウェア上で同様の動作を実現したものであってもよく、例えば、インバータ回路２２の反転タイミングの同期を、ＰＷＭ信号による割込み処理へ移行させることによって反転処理を開始するようなものであってもよい。

以上説明したように、このような本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置２０によれば、Ｔｓ時点において、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力電圧を増大させるＰＷＭ条件に切り換える時点の直後にスイッチング素子Ｑ０のオン信号を検出して、オンタイミングから所定時間経過後の時点でインバータ回路２２の反転動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４全てをオフするデッドタイムから反転動作を開始する。これにより、反転開始からランプ電流Ｉｌａがゼロに達する期間におけるＤＣ−ＤＣ変換回路２１のスイッチング素子Ｑ０のオフ動作回数を多くすることができ、ランプ電流Ｉｌａがゼロ時点におけるインバータ回路１２の出力電圧Ｖｏをより高くすることが可能となって、再点弧電圧を十分に確保できるようになる。

（実施の形態３）

図６は、本発明の実施の形態３に係る灯具の概略構成を示す断面図、図７は、本発明の実施の形態３に係る灯具を備える車両の外観斜視図である。

図６において、灯具１００は、前面が開口した略箱状の筐体１０１の内部に、ソケット１０２に装着された放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａの光を前方に反射する反射板１０３と、グレアを防止する遮光板１０４を収納する構成であり、放電灯Ｌａの発光光は、筐体１０１の前面の開口部に装着された透光カバー１０５を介して外部に照射される。

また、筐体１０１の下部外側には、実施の形態１又は実施の形態２に係る放電灯点灯装置１０又は２０がケースに収納されて取付けられ、ケーブル１０６を介してソケット１０２に接続されている。この放電灯点灯装置１０（２０）には、スイッチＳＷ及びヒューズＦを介してバッテリからなる直流電源ＰＳが接続されている。

このように構成された灯具１００は、例えば、図７に示す車両２００の車体における前部の左右両側にそれぞれ前照灯として配設される、

このような本発明の実施の形態３によれば、ノイズを抑制するとともに、ちらつきや立ち消えがなく、寿命の長い灯具並びに車両を提供できる。

１０、２０ 放電灯点灯装置
１１、２１ ＤＣ―ＤＣ変換回路
１２、２２ インバータ回路
１３ 始動回路
１４、２４ インバータ駆動信号発生回路
１５ 出力フィードバック制御回路
１６ ＰＷＭ信号発生回路
１７ オン信号幅制御回路
１００ 灯具
２００ 車両
Ｌａ 放電灯
ＰＳ 直流電源
Ｑ０〜Ｑ４ スイッチング素子

Claims (11)

1. 直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路を備え、前記インバータ回路の交番電力により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、
   所定の期間、前記直流電力を増大させるために、前記交番電力の極性が反転する直前のスイッチング条件に対し、前記極性の反転開始から前記ＰＷＭ信号のオン幅を拡大するよう制御するＰＷＭオン幅制御回路を備え、
   前記交番電力は、
   前記ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御された直後の前記スイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、極性が反転する放電灯点灯装置。
2. 請求項１に記載の放電灯点灯装置であって、
   前記交番電力は、
   前記ＰＷＭオン幅制御回路により、オン幅が拡大するよう制御された直後の前記スイッチング素子のスイッチタイミングに同期して、オフとなるデッドタイムに入る放電灯点灯装置。
3. 請求項２に記載の放電灯点灯装置であって、
   前記交番電力は、
   前記ＰＷＭオン幅制御回路によりオン幅が拡大するよう制御され、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から増大した前記直流電力が出力する直前に、前記デッドタイムに入る放電灯点灯装置。
4. 請求項２に記載の放電灯点灯装置であって、
   前記交番電力は、
   前記ＰＷＭオン幅制御回路により、オン幅が拡大するよう制御された直後のスイッチング素子のスイッチタイミングから所定の時間遅延して、前記デッドタイムに入る放電灯点灯装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかに記載の放電灯点灯装置であって、
   前記インバータ回路の出力端と前記放電灯との間に接続されたインダクタンス成分と、
   前記インバータ回路の入力端、又は出力端、あるいは両端に接続されたコンデンサを備え、
   前記直流電力を増大させる所定の期間は、
   前記インダクタンス成分と前記コンデンサからなる共振周波数の１／２以下である放電灯点灯装置。
6. 請求項５に記載の放電灯点灯装置であって、
   前記インダクタンス成分は、
   前記交番電力の反転開始から前記放電灯の電流がゼロに達するまでの時間が、前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング周期より大きくなるような値を有するものである放電灯点灯装置。
7. 請求項５に記載の放電灯点灯装置であって、
   前記交番電力の反転開始から前記放電灯の電流がゼロに達するまでの時間は、
   前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング周期より小さくなるように、前記スイッチング素子のスイッチング周期を上限として定めたものである放電灯点灯装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の放電灯点灯装置であって、
   前記直流電力を増大させる所定の期間における前記スイッチング素子のスイッチング動作は、
   開ループ制御される放電灯点灯装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置であって、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の入力電圧、又は出力電圧、あるいはその双方を検出した値に基づいて、
   前記直流電力を増大させる所定の期間におけるスイッチング条件を演算する演算回路を備える放電灯点灯装置。
10. 請求項１乃至９のいずれかに記載の放電灯点灯装置を備えた灯具。
11. 請求項１０の灯具を搭載した車両。

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