JP2010231996A - 放電灯点灯装置、灯具、及び車両 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ回路の反転時に発生する電圧の過大な上昇を防ぎ、回路に過剰なストレスを与えることなく、必要な再点弧電圧を確保する。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力両端子間に接続されたインダクタＬｒ２及びダイオードＤｃからなる直列回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の正側出力端子とインバータ回路１３の正側入力端子間に直列に接続され、インダクタＬｒ２と磁気結合されたインダクタＬ１と、インバータ回路１３の入力両端子間に接続されたコンデンサＣｒからなるインバータ電圧増大回路１２を備える。インバータ回路１３の極性反転時に、始動回路１４のインダクタンス成分ＬｐとインダクタＬｒ１から回生されるエネルギーは、コンデンサＣｒに流れ込んで共振し、インバータ回路１３の入力電圧Ｖｒを上昇させるが、インダクタＬｒ１と、インダクタＬｒ２及びダイオードＤｃからなる直列回路によって電圧が制限され、過剰なエネルギーはＤＣ−ＤＣ変換回路１１の平滑コンデンサＣ１や電源側に放出される。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯を点灯させるための放電灯点灯装置、放電灯点灯装置によって点灯する灯具、及び灯具を搭載した車両に関する。

従来から、直流電力を入力して交流電力に変換し、ＨＩＤランプ（High-intensity discharge lamp：高輝度放電灯）等の高輝度放電灯を点灯させる放電灯点灯装置があった。図９に示す従来の放電灯点灯装置９０では、電源ＰＳの直流電圧を直流電力変換回路であるＤＣ−ＤＣ変換回路９１により直流電力に変換し、インバータ回路９３で低周波の交番電力に変換して、その出力を始動回路９４を介して放電灯Ｌａに供給する。

ＤＣ−ＤＣ変換回路９１は、フライバックコンバータ方式であり、負荷である放電灯Ｌａへ供給する直流電力は、トランスＴの一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子Ｑ０を駆動するＰＷＭ信号(Pulse Width Modulation：パルス幅変調信号)を調整することで制御している。

インバータ回路９３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４から構成されるフルブリッジ構成であり、それぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフさせることで、ＤＣ−ＤＣ変換回路９１から送られる直流電力を矩形波の交番電力に変換する。

始動回路９４は、パルストランスＰＴの一次側に設けられたパルス駆動回路９４１から始動時パルス電流を供給することで、コイルの巻数比に応じて二次側に生じた高電圧を放電灯Ｌａに印加し、放電を開始させる。

このように構成された放電灯点灯装置９０において、インバータ回路９３から放電灯Ｌａに矩形波の低周波交番電力を供給するのは、音響共鳴現象を回避すると共に、電極磨耗やカタホレシス現象を抑制するためであるが、交番電力の極性反転時にランプ電流がゼロ点を通過するので、ランプ電流の極性が反転する一瞬、放電が止まることになる。

ランプ電流がゼロから反転して逆方向に電流が流れ始めるには、一般に再点弧電圧と呼ばれる所定の高電圧を放電灯Ｌａに印加することが必要となる。

図１１に示すように、インバータ回路９３の出力電圧Ｖｏが反転すると、それに応じてランプ電流Ｉｌａも反転を開始する。このランプ電流Ｉｌａは、始動回路９４のパルストランスＰＴに二次側インダクタンスＬｐがあるため、電圧Ｖｏほど急峻には変化することができず、所定の傾きｄＩｌａ／ｄｔを有して反転する。

再点弧電圧は、極性反転時におけるランプ電流Ｉｌａの傾きｄＩｌａ／ｄｔが小さいほど大きくなり、必要な再点弧電圧がインバータ回路９３から供給されないと、図１０に示すように、ランプ電流Ｉｌａがゼロ、或いは通常より低い電流を維持する時間Ｔｚｗが生じ、ノイズが発生したり、放電灯Ｌａの寿命に悪影響を及ぼすことがある。また、時間Ｔｚｗがもっと長くなると、ちらつきや立ちち消えを惹起する。

再点弧電圧を低減し、ランプ電流Ｉｌａの極性反転時におけるゼロ電流期間Ｔｚｗを抑制するには、始動回路９４の直列インダクタンスＬｐを低減することで極性反転時における傾きｄＩｌａ／ｄｔを大きくすればよいが、始動性能の点から直列インダクタンスＬｐの低減には限界がある。

このため、図９に示す従来の放電灯点灯装置９０では、ＤＣ−ＤＣ変換回路９１とインバータ回路９３の間にインバータ電圧増大回路９２を設け、インバータ回路９３の出力電圧Ｖｏを上昇させることで、必要とする再点弧電圧を確保している。

放電灯点灯装置９０は、インバータ回路９３のそれぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフする際に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、及びＱ３、Ｑ４がそれぞれ同時にオン状態となって回路が短絡状態にならないよう、全てのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオフにするデッドタイムＴｄを設定しているが、このデッドタイムＴｄに入ると、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、それまでオンしていたスイッチング素子に接続された不図示の逆導通ダイオード（ＭＯＳＦＥＴの場合は、寄生ダイオードを使用する）を介し、ランプ電流Ｉｌａによって始動回路９４のパルストランスＰＴのインダクタンスＬｐに蓄積されたエネルギーが、インバータ回路９３の入力側に回生される。

これによって、インバータ回路９３の入力電流Ｉｄは、図１１に示すように、負極性で逆流した波形となる。そして、この負極性の間にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の反転後の出力極性に対応したスイッチング素子がオンする。

インバータ回路９３の入力端において負極性で逆流した回生電流Ｉｄは、インバータ電圧増大回路９２のダイオードＤｒで阻止され、コンデンサＣｒに充電される。コンデンサＣｒの容量が小さければ、インダクタンスＬｐの回生エネルギーによりコンデンサＣｒには共振電圧が発生し、コンデンサＣｒの電圧Ｖｒは、図１１に示すように、反転時ピーク電圧ＶｒｐをＤＣ−ＤＣ変換回路９１の出力電圧Ｖ２より大きく上昇させる。

コンデンサＣｒの電圧Ｖｒは、そのままインバータ回路９３の入力電圧となり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４でスイッチングされて出力され、図１１に示すように、ランプ電流Ｉｌａの反転時の傾きｄＩｌａ／ｄｔを大きくさせる。このようにして、必要な再点弧電圧を確保することができる（例えば、特許文献１参照）。

ところで、始動回路９４のインダクタンスＬｐに蓄えられるエネルギーは、ランプ電流Ｉｌａの２乗に比例する。高輝度放電灯は、冷えている時にはランプ電圧が低く、ランプ電流Ｉｌａが大きくなる。また、温度が低いときには光出力が小さいため、素早く光出力を上げるようにランプ電力を意図的に上昇させる場合があり、ランプ電流Ｉｌａが定常点灯時の数倍になることがある。

ランプ電流Ｉｌａが比較的小さい定常点灯時において、必要十分な再点弧電圧を得るためには、反転時のインバータ回路９３に入力する電圧Ｖｒのピーク電圧Ｖｒｐが所定値以上になるように、コンデンサＣｒの容量を小さく設定する必要があるが、定常点灯時のランプ電流を超えると、その電流に応じてピーク電圧Ｖｒｐも大きくなる。

前述したように、放電管Ｌａの温度が低いときなどにおいて、光出力を急速に立ち上げるためにランプ電流を非常に大きくすると、図１２に示すように、発生するピーク電圧Ｖｒｐも非常に大きくなり、最悪の場合は、インバータ回路９３を構成する回路素子の耐圧を超えてしまい、破壊に至る可能性すらある。あるいは、これを回避しようとして耐圧の高い回路素子を使用すれば、装置の大型化を招くことになる。

また、インバータ回路９３の入力端にサージアブソーバを接続することによって、入力電圧Ｖｒが所定値以上に上昇しないようにした例がある。しかし、サージアブソーバは、電圧上昇を抑制するためにエネルギーを自身で熱的に消費させるので、サージアブソーバを構成する回路にストレスを与え、過大な温度上昇によって回路が破壊してしまう虞がある（例えば、特許文献２〜４参照）。

特開平０５−２５８８７９号公報 特開平０５−２５８８８０号公報 特開平０７−２１１４７５号公報 特開平１１−３７８９号公報

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたもので、インバータ回路の極性反転時における回生エネルギーによって発生するインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことのできる放電灯点灯装置、放電灯点灯装置によって点灯する灯具、及び灯具を搭載した車両を提供することを目的とする。

本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路と、放電灯に対して直列に接続された第１のインダクタを備え、前記交番電力により前記放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端と前記インバータ回路の入力端との間に接続された第２のインダクタと、
前記インバータ回路の入力端間に接続された第１のコンデンサと、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端間に接続され、前記第２のインダクタと磁気的に結合された第３のインダクタ、及び前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から流れる電流を阻止する方向に接続された第１のダイオードからなる直列回路と、を備え、前記インバータ回路の交番電力が極性を反転した際に生じる一時的なピーク電圧を、前記極性が反転する前の電圧より高い所定の電圧に制限することを特徴とするものである。

この構成により、放電灯に対して直列に接続された第１のインダクタに定常時のランプ電流により蓄えられたエネルギーを、回路の交番電力が極性を反転した際に、インバータ回路の入力端に設けられた容量の比較的小さな第１のコンデンサに回生させ、その時発生する一時的なピーク電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、更に、前記インバータ回路の出力端間に接続された第２のコンデンサと、前記第２のインダクタと並列に、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端から前記インバータ回路の入力端に向かう順方向に接続された第２のダイオードと、を備えることを特徴とするものである。

この構成により、インバータ回路の極性反転時における回生エネルギーによって発生するインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができると共に、インバータ回路の極性が反転動作を終了した後、第２のダイオードにより、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力からインバータ回路を介して放電灯へ供給する電流を必要な所定値まで素早く上昇させることができる。これにより、供給電力の不足による放電灯の消灯を防ぐことが可能となる。

更に、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記第１のコンデンサに替えて、前記第２のインダクタと並列に接続された第３のコンデンサを備えることを特徴とするものである。

この構成により、インバータ回路の極性反転時における回生エネルギーによって発生するインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができると共に、第３のコンデンサに印加される電圧をＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧の分低くすることが可能となり、耐圧の低いコンデンサを使用して装置を小型化できる。

また、本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路と、放電灯に対して直列に接続された第１のインダクタを備え、前記交番電力により前記放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端と前記インバータ回路の入力端との間に接続された第２のインダクタと、前記インバータ回路の入力端間に接続された第１のコンデンサと、前記直流電源に並列に接続され、前記第２のインダクタと磁気的に結合された第３のインダクタ、及び前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から流れる電流を阻止する方向に接続された第１のダイオードからなる直列回路と、を備え、前記インバータ回路の交番電力が極性を反転した際に生じる一時的なピーク電圧を、前記極性が反転する前の電圧より高い所定の電圧に制限することを特徴とするものである。

この構成により、インバータ回路の極性反転時における回生エネルギーを直流電源側に回生させることで、インバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができる。

更に、本発明の放電灯点灯装置は、直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路と、放電灯に対して直列に接続された第１のインダクタを備え、前記交番電力により前記放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、前記インバータ回路の出力端間に接続された第２のコンデンサと、前記インバータ回路の出力端間に接続され、第３のインダクタと前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から流れる電流を阻止する方向に接続された第１のダイオードからなる直列回路と、前記直列回路の第３のインダクタ及び第１のダイオードの接続点と、前記インバータ回路の入力端との間に接続され、前記第３のインダクタと磁気的に結合された第４のインダクタと、を備え、前記インバータ回路の交番電力が極性を反転した際に生じる一時的なピーク電圧を、前記極性が反転する前の電圧より高い所定の電圧に制限することを特徴とするものである。

この構成により、インバータ回路の極性反転時におけるインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記第１のインダクのインダクタンスをＬｐ、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧をＶ２、前記所定の電圧をＶｒｃ、とした場合に、前記第２のインダクタのインダクタンスは、算式、（１−Ｖ２／Ｖｒｃ）×Ｌｐ
によって求められることを特徴とするものである。

この構成により、放電灯の再点弧電圧を確保するとともに、インバータ回路の極性反転時におけるインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、磁気飽和していないときの前記第２のインダクタのインダクタンスは、算式、（１−Ｖ２／Ｖｒｃ）×Ｌｐによって求められる値以上であることを特徴とするものである。

この構成により、放電灯の再点弧電圧を確保するとともに、インバータ回路の極性反転時におけるインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができる。

また、本発明は、上記の放電灯点灯装置において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端間のインピーダンスは、前記第１のコンデンサのインピーダンスの１／１０以下であることを特徴とするものである。

この構成により、放電灯の再点弧電圧を確保するとともに、インバータ回路の極性反転時におけるインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができる。

本発明の灯具は、上記の放電灯点灯装置を備えたことを特徴とするものである。

この構成により、ノイズを抑制するとともに、ちらつきや立ち消えがなく、寿命の長い灯具を提供できる。

本発明の車両は、上記の灯具を搭載したことを特徴とするものである。

この構成により、ノイズを抑制するとともに、ちらつきや立ち消えがなく、寿命の長い灯具を搭載した車両を提供できる。

本発明によれば、インバータ回路の極性反転時における回生エネルギーによって発生するインバータ回路入力電圧の過大な上昇を、回路に過剰なストレスを与えることなく防ぐことができる放電灯点灯装置、放電灯点灯装置によって点灯する灯具、及び灯具を搭載した車両を提供できる。

本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置において、インバータ回路の動作を説明するための動作波形図 本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態３に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態４に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態５に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図 本発明の実施の形態６に係る灯具の概略構成を示す断面図 本発明の実施の形態６に係る車両を示す外観斜視図 従来の放電灯点灯装置の概略構成を示す図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図 従来の放電灯点灯装置の動作を説明するための動作波形図

以下、本発明の実施の形態に係る放電灯点灯装置、灯具、及び車両について、図面を用いて説明する。本発明の実施の形態に係る放電灯点灯装置は、高輝度放電灯であるＨＩＤランプ等を点灯させるものである。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。

図１において、本実施の形態の放電灯点灯装置１０は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１と、インバータ電圧増大回路１２と、インバータ回路１３と、始動回路１４を備える構成である。

ＤＣ−ＤＣ変換回路１１は、フライバックコンバータ方式であり、直流電源ＰＳの両端子間にトランスＴ１の一次巻線とスイッチング素子Ｑ０からなる直列回路を接続し、不図示のＰＷＭ信号発生回路から送られるＰＷＭ信号でスイッチング素子Ｑ０をオン／オフすることで、トランスＴ１の二次巻線に誘起される電圧をダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１によって整流および平滑化し、所望の電圧Ｖ２の直流電力を出力する。

インバータ電圧増大回路１２は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の両出力端子間に接続されたインダクタＬｒ２及びダイオードＤｃからなる直列回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の正側出力端子とインバータ回路１３の正側入力端子間に直列に接続され、インダクタＬｒ２と磁気結合されたインダクタＬ１と、インバータ回路１３の入力両端子間に接続されたコンデンサＣｒを備える構成である。

インダクタＬ１は、インバータ回路１３の入力電圧ＶｒとＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２との差電圧が印加され、インダクタＬｒ２はインダクタＬｒ１に印加された電圧の巻数比倍、且つ、Ｖ２＜Ｖｒの条件では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２と同一極性の電圧が発生するように接続される。また、ダイオードＤｃは、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１からインダクタＬｒ２へ流れ込む電流を阻止する極性で接続される。このような接続により、通常はインダクタＬｒ２に電流が流れない。

インバータ回路１３は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４からなるフルブリッジ構成のインバータ回路であり、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２およびＱ３、Ｑ４の接続点を始動回路１４への出力端とし、ドライブ回路１３１によりそれぞれ対になるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４と、Ｑ２、Ｑ３を交互にオン／オフさせることで、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１から出力される電圧Ｖ２の直流電力を電圧Ｖｏの矩形波交番電力に変換して出力する。なお、インバータ回路１３は上記の構成に限定されるものではなく、ハーフブリッジ構成やチョッパ機能を兼用させた構成としてもよい。

始動回路１４は、インバータ回路１３の出力端子間に放電灯Ｌａを介して二次巻線が接続されたパルストランスＰＴと、その一次巻線に接続されたパルス駆動回路１４１から構成される。そして、パルス駆動回路１４１によってパルストランスＰＴの一次巻線に所定の繰り返し周期でパルス電流を供給することで、二次巻線の両端子間に高電圧パルスを発生させ、この高電圧パルスをキック電圧として放電ランプＬａを始動点灯させる。なお、始動回路１４は上記の構成に限定されるものではなく、ＬＣ共振電圧を利用した構成としてもよい。

次に、以上のように構成された放電灯点灯装置１０において、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが極性反転する際の動作を説明する。図２は、極性反転時におけるインバータ回路１３の動作を説明するための動作波形図である。

インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが極性を反転する前は、その入力電圧Ｖｒと、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２の電圧差は略ゼロである。

インバータ回路１３において、出力電圧Ｖｏの極性が反転を開始すると、パルストランスＰＴのインダクタンス成分Ｌｐに蓄積されたエネルギーの多くがインバータ回路１３の入力側に回生され、インダクタＬｒ１で阻止されてコンデンサＣｒに流れ込む。同様に、出力電圧Ｖｏの極性が反転する前に、インダクタＬｒ１に流れていた電流によってＬｒ１自身に蓄えられていたエネルギーも、コンデンサＣｒに流れ込む。そして、エネルギーがコンデンサＣｒに流れ込むことによる共振作用で、コンデンサＣｒの電圧Ｖｒが上昇する。

コンデンサＣｒの電圧Ｖｒが上昇すると、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２との間に電圧差が生じ、差分となるＶｒ−Ｖ２がインダクタＬｒ１に印加される。このとき、インダクタＬｒ１とＬｒ２の巻数比が１：１であると、インダクタＬｒ２にも同じ電圧が生じる。なお、Ｖｒ−Ｖ２＜Ｖ２である場合は、ダイオードＤｃにＶｒ−２×Ｖ２なる逆電圧が印加されるため、ダイオードＤｃはオフ状態を維持し、インダクタＬｒ２に電流が流れることはない。

しかし、コンデンサＣｒの電圧Ｖｒが更に上昇して２×Ｖ２を超えると、ダイオードＤｃには順方向電圧が印加されるようになって導通する。ダイオードＤｃの導通によってインダクタＬｒ２には電流が流れるが、ダイオードＤｃがオン状態であるためインダクタＬｒ２の電圧はＶ２に保たれる。

これにより、磁気結合されたインダクタＬｒ１の電圧もＶ２に保たれ、インバータ回路１３の入力電圧ＶｒはＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２の２倍以上には上昇しないことになる。これを図で示すと図２のようになり、インバータ回路１３の入力電圧Ｖｒは、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力電圧Ｖ２の２倍である所定値Ｖｒｃをピークとする制限された値となる（以下、所定値Ｖｒｃを「制限電圧」という）。なお、インダクタＬｒ１、Ｌｒ２の巻数比がｎ：１の場合における制限電圧Ｖｒｃは、Ｖｒｃ＝（１＋ｎ）×Ｖ２となる。

このように、インバータ回路１３の入力電圧Ｖｒの電圧が制限されているときは、ダイオードＤｃが導通してインダクタＬｒ２に電流が流れ始めた時点で、始動回路１４のインダクタンス成分Ｌｐによる回生エネルギーはインダクタＬｒ１を介し、また、極性反転前にインダクタＬｒ１に蓄えられていたエネルギーはインダクタＬｒ２に流れる電流として、それぞれＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力側に回生される。

すなわち、インバータ回路１３の入力電圧Ｖｒを制限するエネルギーは、インバータ電圧増大回路１２で消費されることはなく、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力側に接続された平滑コンデンサＣ１に回生され、インバータ回路１３の極性が反転した後で、放電灯Ｌａを点灯するための電力として再利用される。

従って、インバータ回路の入力端にサージアブソーバ回路を接続することで電圧を制限する従来の方法に比較し、インバータ電圧増大回路１２において、発熱やストレスを生ずることがない。

なお、本実施の形態では、上記のようにインバータ電圧増大回路１２を構成することで、始動回路１４のインダクタンス成分ＬｐやインダクタＬｒ１のエネルギーをＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力側に回生していたが、インダクタＬｒ２とダイオードＤｃからなる直列回路をＤＣ−ＤＣ変換回路１１の入力端に接続することにより、回生エネルギーの一部を電源側に回生するようにしてもよい。

また、直流電源ＰＳの他に、制御電源など放電灯Ｌａの点灯状態で比較的安定な電圧源があれば、正負両端子間にインダクタンスＬｒ２とダイオードＤｃからなる直列回路を接続する構成であってもよい。

インバータ回路１３の入力電圧Ｖｒを制限するために、始動回路１４のインダクタンス成分ＬｐやインダクタＬｒ１のエネルギーを回生する先の電圧源のインピーダンスが高いと、回生先の電圧が上昇し、制限電圧Ｖｒｃが理想条件から乖離してしまう。そのため、インダクタＬｒ１や始動回路１４のインダクタンス成分Ｌｐのエネルギーが回生されても、コンデンサＣｒほど電圧が上昇しないように、少なくとも回生先の電圧源のインピーダンスを、コンデンサＣｒのインピーダンスの１／１０以下に制限することが望ましい。本実施の形態では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の平滑コンデンサＣ１の容量を、インバータ電圧増大回路１２のコンデンサＣｒの容量より１０倍以上に定めることで、これを実現している。

一方、インダクタＬｒ１のインダクタンス値があまり小さいと、インバータ回路１３の出力側に接続された始動回路１４のインダクタンス成分Ｌｐから回生されるエネルギーによってコンデンサＣｒの電圧Ｖｒが上昇する前に、インダクタＬｒ１に蓄積されたエネルギーがコンデンサＣｒに放出されてしまい、インバータ回路１３の出力極性の反転時に必要な入力電圧Ｖｒが得られなくなる可能性がある。

再点弧電圧を確保するという観点からは、ランプ電流Ｉｌａがゼロ点に達するまで入力電圧Ｖｒが制限電圧Ｖｒｃを維持していることが望ましい。そのため、インダクタＬｒ１のインダクタンス値は、少なくともインバータ回路１３の出力端に接続されたインダクタンス成分Ｌｐに対し、Ｌｒ１≧（１−Ｖ２／Ｖｒｃ）×Ｌｐであることが望ましい。

また、インバータ回路１３の出力が反転する前の定常状態の期間においては、インダクタＬｒ１は飽和していてもよく、反転を開始すると、インダクタンス成分Ｌｐからの回生電流がコンデンサＣｒに流れ込む。このとき、放電灯Ｌａへの電流供給が一瞬の間停まるため、インダクタＬｒ１からは反転直前までに流れていた電流が励磁電流としてコンデンサＣｒに放出され始め、飽和状態が解除される。

反転動作によってインバータ回路１３の入力電圧Ｖｒが制限電圧Ｖｒｃに達すると、インダクタＬｒ１にはＶｒｃ−Ｖ２なる電圧が印加され、励磁電流の放出はインダクタＬｒ１の電圧とインダクタンス値に従って低下し、やがてゼロに達する。すると電流は、コンデンサＣｒからＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力側へと流れ始める。

従って、インダクタＬｒ１のインダクタンス値は、少なくともランプ電流Ｉｌａが反転動作を開始してからゼロに達するまでに、インダクタＬｒ１の励磁電流が飽和しないような所定値に設計する必要がある。飽和前のインダクタンス値は、前述したように、（１−Ｖ２／Ｖｒｃ）×Ｌｐとすることで、飽和型のインダクタで必要な再点弧電圧を確保できる。このように、飽和型のインダクタを用いることで、インダクタＬｒ１を小型にすることができる。

以上説明したように、このような本発明の実施の形態１に係る放電灯点灯装置１０によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の両出力端子間に接続されたインダクタＬｒ２及びダイオードＤｃからなる直列回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の正側出力端子とインバータ回路１３の正側入力端子間に直列に接続され、インダクタＬｒ２と磁気結合されたインダクタＬ１と、インバータ回路１３の入力両端子間に接続されたコンデンサＣｒからなるインバータ電圧増大回路１２を備えることで、インバータ回路１３の極性反転時に発生する電圧の過大な上昇を防ぎ、回路に過剰なストレスを与えることなく、必要な再点弧電圧を確保でき、放電灯Ｌａを安定に点灯させることが可能となる。

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。なお、図１と同じ構成要素については、同一符号を付して説明を簡略に、若しくは省略する。

図３において、本実施の形態の放電灯点灯装置２０は、直流電源ＰＳに対して並列に接続され、後述するインバータ電圧増大回路２２のインダクタＬｒ１と磁気結合されたインダクタＬｒ２及びダイオードＤｃからなる直列回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１と、インバータ電圧増大回路２２と、インバータ回路１３と、始動回路１４を備える構成である。

ＤＣ−ＤＣ変換回路２１は、図１に示した放電灯点灯装置１０のＤＣ−ＤＣ変換回路１１において、トランスＴ１に替えてトランスＴ２を、平滑コンデンサＣ１に替えてダイオードＤ２をそれぞれ備えるフォワードコンバータ方式の構成である。

インバータ電圧増大回路２２は、図１のインバータ電圧増大回路１２において、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の両出力端子間に接続されたインダクタＬｒ２及びダイオードＤｃからなる直列回路を直流電源ＰＳ側に移した構成である。

次に、以上のように構成された放電灯点灯装置２０において、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが極性反転する際の動作を説明する。

インバータ回路１３が極性反転を開始すると、始動回路１のインダクタンス成分Ｌｐによる回生電流がインバータ電圧増大回路２２のコンデンサＣｒに流れて、電圧Ｖｒが上昇する。

インバータ回路１３が極性反転を開始したとき、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１のスイッチング素子Ｑ０をオフすると、ダイオードＤ２が導通してインバータ電圧増大回路２２のインダクタＬｒ１に回生電流が流れ始め、同時にインダクタＬｒ１に蓄積されたエネルギーもコンデンサＣｒに放出される。

ダイオードＤ２が導通している間におけるＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力電圧Ｖ２は、インダクタＬｒ１側から見てゼロとなるので、インダクタＬｒ１には電圧Ｖｒが印加され、これがＤＣ−ＤＣ変換回路２１の入力電圧Ｖｉｎのｎ倍を超えると、インダクタＬｒ２を介して直流電源ＰＳへ、インダクタＬｒ１及びインダクタンス成分Ｌｐのエネルギーが回生される。

なお、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１のスイッチング素子Ｑ０をオフにするのは、ダイオードＤ２をオンさせることによってインバータ回路１３の入力電圧ＶｒをインダクタＬｒ１に印加し、始動回路１４のインダクタンス成分Ｌｐによる回生電流を流すことを可能にするためである。このとき、インダクタＬｒ１にはＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力端からインバータ回路１３へ向かう極性で流れる励磁電流と、それとは逆極性のインダクタンス成分Ｌｐによる回生電流の合成電流が流れる。この合成電流がダイオードＤ２の順方向となるように、インダクタＬｒ１のインダクタンス値をインダクタンス成分Ｌｐの値より小さくする必要がある。

以上説明したように、このような本発明の実施の形態２に係る放電灯点灯装置２０によれば、インダクタＬｒ１及びインダクタンス成分Ｌｐによるエネルギーが回生される際に、インバータ回路１３の入力電圧ＶｒがＤＣ−ＤＣ変換回路２１の入力電圧Ｖｉｎのｎ倍を超えると、ＤＣ−ＤＣ変換回路２１の出力端に接続されたダイオードＤ２が導通し、回生エネルギーがインダクタＬｒ２を介して直流電源ＰＳへ還流する。これにより、インバータ回路１３の入力電圧Ｖｒを、回路に過剰なストレスを与えることなく、所定の制限電圧Ｖｒｃに制限することができる。

（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。なお、図１と同じ構成要素については、同一符号を付して説明を簡略にし、若しくは省略する。

図４において、本実施の形態の放電灯点灯装置３０は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１と、インバータ電圧増大回路３２と、インバータ回路１３と、始動回路３４を備える構成である。

インバータ電圧増大回路３２は、図１のインバータ電圧増大回路１２におけるインダクタＬｒ１に対して、ダイオードＤｐを並列に、且つインバータ回路１３の入力電流Ｉｄの方向を順方向に接続した構成である。

始動回路３４は、図１の始動回路１４における入力端間に、コンデンサＣｒ２を接続した構成である。

次に、以上のように構成された放電灯点灯装置３０において、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが極性反転する際の動作を説明する。なお、出力電圧Ｖｏの極性反転時に、インバータ電圧増大回路３２によって入力電圧Ｖｒの電圧を制限する動作は、図１に示した実施の形態１と同様であり、説明を省略する。

インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが極性を反転してインダクタＬｒ１の励磁電流が放出され、その後電流が小さくなると、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１から出力される直流電力は、ダイオードＤｃを介してインバータ回路１３に供給される。

これにより、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが極性反転を終了した後、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１から負荷である放電管Ｌａへ供給する電力を必要な所定値まで素早く上昇させることができ、放電管Ｌａの消灯を防ぐことが可能となる。

なお、コンデンサＣｒ２は、始動回路１４の入力端に設けられた不図示のフィルタ用コンデンサで代替することも可能である。

以上説明したように、このような本発明の実施の形態３に係る放電灯点灯装置３０によれば、回路に過剰なストレスを与えることなく、インバータ回路１３の反転時に発生する電圧の過大な上昇を防ぐことができるとともに、インダクタＬｒ１に並列にダイオードＤｐを接続することで、インバータ回路１３の出力電圧Ｖｏが極性の反転を終了した後に、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１から放電管Ｌａへ供給する電力を必要な所定値まで素早く上昇させて、放電管Ｌａの消灯を防ぐことができる。

（実施の形態４）
図５は、本発明の実施の形態４に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。なお、図１と同じ構成要素については、同一符号を付して説明を簡略にし、若しくは省略する。

図５において、本実施の形態の放電灯点灯装置４０は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４１と、インバータ電圧増大回路４２と、インバータ回路４３と、始動回路１４を備える構成である。

ＤＣ−ＤＣ変換回路４１は、図１の放電灯点灯装置１０におけるＤＣ−ＤＣ変換回路１１に対し、ダイオードＤ１が逆方向に接続され、これに伴って出力電圧Ｖ２がＧＮＤレベルに対して負電位となる構成である。

インバータ電圧増大回路４２は、図１のインバータ電圧増大回路１２におけるインダクタＬｒ１に並列に、コンデンサＣｒを接続した構成である。

インバータ回路４３は、ＤＣ−ＤＣ変換回路４１の出力極性に伴って、図１のＤＣ−ＤＣ変換回路１１とは接続極性が逆のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備える構成である。

次に、以上のように構成された放電灯点灯装置４０において、インバータ回路４３の出力電圧Ｖｏが極性反転する際の動作について説明する。

インバータ回路４３の出力電圧Ｖｏが極性反転した際、始動回路１４のインダクタンス成分Ｌｐのエネルギーは、コンデンサＣｒとＤＣ−ＤＣ変換回路４１の平滑コンデンサＣ１からなる直列回路で回生されるが、コンデンサＣｒの容量が平滑コンデンサＣ１の容量に対して十分に小さいと、ほとんどの回生エネルギーはコンデンサＣｒに充電される。

インダクタＬｒ１にはコンデンサＣｒに充電された電圧が印加され、その電圧とインダクタＬｒ２を接続した電圧源の電圧で制限電圧Ｖｒｃの値が決まるが、インバータ回路４３の入力電圧Ｖｒは、コンデンサＣｒに充電された電圧とＤＣ−ＤＣ変換回路４１の出力電圧Ｖ２との和であるため、制限電圧Ｖｒｃは実施の形態１の場合と同様である。

本実施の形態の場合は、実施の形態１の回路構成に対し、コンデンサＣｒの電圧をＤＣ−ＤＣ変換回路４１の出力電圧Ｖ２の分だけ低くすることができるので、コンデンサＣｒに耐圧の低いものを使用することができ、装置の小型化が可能となる。

なお、本実施の形態におけるＤＣ−ＤＣ変換回路４１は、出力電圧Ｖ２がＧＮＤレベルに対して負電位となる構成であるが、他の実施の形態のように正電位となる構成であってもよく、逆に他の実施の形態が負電位となる構成であっても適用が可能である。

以上説明したように、このような本発明の実施の形態４に係る放電灯点灯装置４０によれば、回路に過剰なストレスを与えることなく、インバータ回路４３の反転時に発生する電圧の過大な上昇を防ぐことができるとともに、インダクタＬｒ１に並列にコンデンサＣｒを接続することで、装置の小型化が可能となる。

（実施の形態５）
図６は、本発明の実施の形態５に係る放電灯点灯装置の概略構成を示す図である。なお、図１と同じ構成要素については、同一符号を付して説明を簡略にし、若しくは省略する。

図６において、本実施の形態の放電灯点灯装置５０は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１と、インバータ電圧増大回路５２と、インバータ回路１３と、始動回路３４を備える構成である。

インバータ電圧増大回路５２は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力両端に接続されたインダクタＬｒ２とダイオードＤｃからなる直列回路と、その接続点とインバータ回路１３の入力一端との間に、インダクタＬｒ２と磁気結合されたインダクタＬｒ３を接続する構成である。

以上のように構成された放電灯点灯装置５０において、負荷電流は、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力端からインダクタＬｒ２、Ｌｒ３を介してインバータ回路１３の入力端に流れる。

この負荷電流が流れているとき、インダクタＬｒ２、Ｌｒ３はそれぞれの磁束を打消しあう極性で接続されているが、インダクタＬｒ２のインダクタンスはインダクタＬｒ３のそれより小さく設定し、直列的に合成したインダクタンスがＬｒ１となる。このインダクタＬｒ１により、インバータ回路１３の出力極性が反転した際における入力電圧Ｖｒの電圧制限動作は、実施の形態１と同様になる。

以上説明したように、このような本発明の実施の形態５に係る放電灯点灯装置５０によれば、ＤＣ−ＤＣ変換回路１１の出力両端に接続されたインダクタＬｒ２とダイオードＤｃからなる直列回路と、その接続点とインバータ回路１３の入力一端との間に、インダクタＬｒ２と磁気結合されたインダクタＬｒ３を接続する構成のインバータ電圧増大回路５２を備えることで、インバータ回路１３の極性反転時に発生する電圧の過大な上昇を防ぎ、回路に過剰なストレスを与えることなく、必要な再点弧電圧を確保して放電灯Ｌａを安定に点灯させることができる。

実施の形態１〜５における放電灯点灯装置１０〜５０の回路構成は、前述したものに限定するものではなく、インバータ回路１３又は４３の入力端電圧、あるいはその一部をインダクタＬｒ１で受け、磁気結合されたインダクタＬｒ２に生じた電圧が、インダクタＬｒ２を接続した電圧源の電圧を超えると、インバータ回路１３又は４３の入力電圧Ｖｒを上昇させる要因となるエネルギーを電圧源側に送ることで、インバータ回路１３又は４３の入力電圧Ｖｒを制限するような概念を有するいずれの構成であってもよい。

（実施の形態６）

図７は、本発明の実施の形態６に係る灯具の概略構成を示す断面図、図８は、本発明の実施の形態６に係る灯具を備える車両の外観斜視図である。

図６において、灯具１００は、前面が開口した略箱状の筐体１０１の内部に、ソケット１０２に装着された放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａの光を前方に反射する反射板１０３と、グレアを防止する遮光板１０４を収納する構成であり、放電灯Ｌａの発光光は、筐体１０１の前面の開口部に装着された透光カバー１０５を介して外部に照射される。

また、筐体１０１の下部外側には、実施の形態１〜５の各実施の形態に係る放電灯点灯装置１０〜５０のいずれかがケースに収納されて取付けられ、ケーブル１０６を介してソケット１０２に接続されている。この放電灯点灯装置１０〜５０のいずれかには、スイッチＳＷ及びヒューズＦを介してバッテリからなる直流電源ＰＳが接続されている。

このように構成された灯具１００は、例えば、図８に示す車両２００の車体における前部の左右両側にそれぞれ前照灯として配設される、

このような本発明の実施の形態６によれば、ノイズを抑制するとともに、ちらつきや立ち消えがなく、寿命の長い灯具並びに車両を提供できる。

１０、２０、３０、４０、５０ 放電灯点灯装置
１１、２１、４１ ＤＣ―ＤＣ変換回路
１２、２２、３２、４２、５２ インバータ電圧増大回路
１３、４３ インバータ回路
１４、３４ 始動回路
１００ 灯具
２００ 車両
Ｃ１、Ｃｒ、Ｃｒ１、Ｃｒ２ コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２、Ｄｃ、Ｄｒ ダイオード
Ｌａ 放電灯
Ｌｒ１〜Ｌｒ３ インダクタ
ＰＳ 直流電源
Ｑ０〜Ｑ４ スイッチング素子

Claims (10)

1. 直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路と、放電灯に対して直列に接続された第１のインダクタを備え、前記交番電力により前記放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端と前記インバータ回路の入力端との間に接続された第２のインダクタと、
   前記インバータ回路の入力端間に接続された第１のコンデンサと、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端間に接続され、前記第２のインダクタと磁気的に結合された第３のインダクタ、及び前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から流れる電流を阻止する方向に接続された第１のダイオードからなる直列回路と、を備え、
   前記インバータ回路の交番電力が極性を反転した際に生じる一時的なピーク電圧を、前記極性が反転する前の電圧より高い所定の電圧に制限するようにした放電灯点灯装置。
2. 請求項１に記載の放電灯点灯装置であって、更に、
   前記インバータ回路の出力端間に接続された第２のコンデンサと、
   前記第２のインダクタと並列に、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端から前記インバータ回路の入力端に向かう順方向に接続された第２のダイオードと、
   を備える放電灯点灯装置。
3. 請求項１に記載の放電灯点灯装置であって、
   前記第１のコンデンサに替えて、
   前記第２のインダクタと並列に接続された第３のコンデンサ
   を備える放電灯点灯装置。
4. 直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路と、放電灯に対して直列に接続された第１のインダクタを備え、前記交番電力により前記放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端と前記インバータ回路の入力端との間に接続された第２のインダクタと、
   前記インバータ回路の入力端間に接続された第１のコンデンサと、
   前記直流電源に並列に接続され、前記第２のインダクタと磁気的に結合された第３のインダクタ、及び前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から流れる電流を阻止する方向に接続された第１のダイオードからなる直列回路と、を備え、
   前記インバータ回路の交番電力が極性を反転した際に生じる一時的なピーク電圧を、前記極性が反転する前の電圧より高い所定の電圧に制限する放電灯点灯装置。
5. 直流電源と、スイッチング素子のＰＷＭ信号によるスイッチング動作で前記直流電源の電圧を変換して直流電力を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、前記直流電力を前記ＤＣ−ＤＣ変換回路のスイッチング周波数に比べ低周波の交番電力に変換するインバータ回路と、放電灯に対して直列に接続された第１のインダクタを備え、前記交番電力により前記放電灯を点灯させる放電灯点灯装置であって、
   前記インバータ回路の出力端間に接続された第２のコンデンサと、
   前記インバータ回路の出力端間に接続され、第３のインダクタと前記ＤＣ−ＤＣ変換回路から流れる電流を阻止する方向に接続された第１のダイオードからなる直列回路と、
   前記直列回路の第３のインダクタ及び第１のダイオードの接続点と、前記インバータ回路の入力端との間に接続され、前記第３のインダクタと磁気的に結合された第４のインダクタと、を備え、
   前記インバータ回路の交番電力が極性を反転した際に生じる一時的なピーク電圧を、前記極性が反転する前の電圧より高い所定の電圧に制限する放電灯点灯装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載の放電灯点灯装置であって、
   前記第１のインダクのインダクタンスをＬｐ、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧をＶ２、前記所定の電圧をＶｒｃ、とした場合に、
   前記第２のインダクタのインダクタンスは、
   算式、（１−Ｖ２／Ｖｒｃ）×Ｌｐ
   によって求められる放電灯点灯装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の放電灯点灯装置であって、
   磁気飽和していないときの前記第２のインダクタのインダクタンスは、
   算式、（１−Ｖ２／Ｖｒｃ）×Ｌｐ
   によって求められる値以上である放電灯点灯装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかに記載の放電灯点灯装置であって、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力端間のインピーダンスは、
   前記第１のコンデンサのインピーダンスの１／１０以下である放電灯点灯装置。
9. 請求項１乃至８のいずれかに記載の放電灯点灯装置を備えた灯具。
10. 請求項９の灯具を搭載した車両。

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