CN100592613C - Dc-dc变换器及使用其的高压放电灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

本发明的DC-DC变换器包括：直流电源(Vin)；控制导通截止的主开关元件(Qx)；主线圈(Lx)，与主开关元件串联连接；续流二极管(Dx)，配置成在主开关元件处于截止状态时流过上述主线圈的感应电流；平滑电容器(Cx)，用于使上述主线圈的输出平滑，还包括辅助线圈(Lw)和谐振电容器(Cw)及可控制导通截止的辅助开关元件(Qw)；上述辅助线圈和上述谐振电容器串联连接形成串联电路；该LC串联电路和上述主开关元件及上述续流二极管串联连接；上述辅助开关元件和上述串联电路并联连接；上述主开关元件和上述辅助开关元件被控制成：交替地成为导通状态，上述辅助开关元件成为截止状态后，在规定时间τzz内，上述主开关元件成为导通状态。

Description

DC-DC变换器及使用其的高压放电灯点灯装置

技术领域

本发明涉及改善了效率的PWM方式降压Buck型(降压型)DC-DC变换器，以及使用它的、对金属卤化物灯和水银灯等高压放电灯进行点灯的点灯装置。

背景技术

在将直流电源的电压变换成其它值后输出并供给负载的变换器，即DC-DC变换器中，特别是作为降压变换的变换器，以前多使用图15所示的降压Buck型DC-DC变换器。

在该电路中，利用FET(field effect transistor)等主开关元件Qx′使来自直流电源Vin的电流重复交替导通状态和截止状态，并通过主线圈Lx′对平滑电容Cx′进行充电，使该电压可施加到负载Zx上。

而且，在上述主开关元件Qx′成为导通状态的期间，利用通过上述主开关元件Qx′的电流，直接进行对上述平滑电容Cx′的充电和对上述负载Zx的电流供给，并以磁通的形式在上述主线圈Lx′中储存能量；在上述主开关元件Qx′成为截止状态的期间，利用以磁通形式储存在上述主线圈Lx′中的能量，通过续流二极管Dx′进行对上述平滑电容Cx′的充电和对上述负载Zx的电流供给。

该变换器基于上述主开关元件Qx′的PWM控制而动作。具体地说，通过对上述主开关元件Qx′的导通状态时间长度相对于导通状态与截止状态周期的比率、即导通比进行反馈控制，在上述直流电源Vin的电压变动时，也将供给上述负载Zx的电压控制成期望的(例如一定的)值，或者将供给电流控制成期望的值，或者将供给功率控制成期望的值。

当然，作为如上所述的所期望的供给能力(电压或电流、功率)值，可以是一定值，也可以使其随时间变化。而且，为了对如上所述的期望的供给能力进行反馈控制，需要用于检测输出电压和输出电流的检测器和反馈控制电路，但在图示中省略该部分。

图16示出该变换器的电压及电流波形的一个例子。当上述主开关元件Qx′处于导通状态时，施加在上述主开关元件Qx′上的电压VxD′从上述直流电源Vin的电压转换到大致0V，但这种转换不是瞬间完成的，需要一定的时间。

此时，当上述主开关元件Qx′的电压VxD′缓慢降低的过程中，上述主开关元件Qx′的电流IQx′也缓慢地开始变化，所以存在电压VxD′和电流IQx′都不为零的期间，每当上述主开关元件Qx′转换到导通状态时，上述主开关元件Qx′上产生开关损耗SwL，损耗量为对此时的电压和电流之积进行时间积分的值。

在通过与上述向导通状态转换时的情况相同的过程，向截止状态转换时，也产生这样的开关损耗，但是，通常来说，向导通状态转换时的损耗较大。其理由是，例如当上述主开关元件Qx′为FET的时候，基极与漏极之间存在寄生静电电容，在上述主开关元件Qx′的截止状态期间，用上述直流电源Vin的电压向该静电电容充电的电荷，在向导通状态转换时被强制短路而放电，此时消耗的能量加在上述开关损耗SwL上。

如果存在这样的开关损耗，不仅有变换器效率低下的问题，还大量产生上述主开关元件Qx′的发热，需要使用损耗容量大的开关元件，或附加散热效率高的大散热器，所以有变换器成大型化、成本高的问题。而且，提供用于冷却散热器的冷却风的风扇也需要具有高性能的类型，进一步加大了效率低下、成大型化、成本高的问题。

为了解决该问题，曾经提出过很多方案。主要是使上述电压VxD′和电流IQx′都为零的期间不存在的技术，通常使用较多的是，将在开关元件的电压为零时进行切换的技术称为零电压切换，将在开关元件的电流为零时进行切换的技术称为零电流切换，使用所谓的LC谐振，将开关元件上的电压和流过的电流暂时替换成由L成份(线圈)感应产生的电压和流过C成份(电容器)的电流，从而使其实质上成为零或降低，在该期间内使开关元件转换到导通状态或关状态。

例如日本专利厅专利公开公报平1-218352号中提出了电流谐振型的降压Buck型DC-DC变换器。但是，该方案同以前的降压Buck型DC-DC变换器相比，流过主开关元件Qx′的电流具有比谐振大的峰值，所以需要使用额定电流大的开关元件。而且，如果开关频率比谐振频率高，则在电流大时开关元件成为截止状态，所以有进一步增加损耗的可能性。

此外，上述的电路结构中，假设DC-DC变换器的输出电压一定，在采用开关频率一定的PWM方式时，需要匹配其导通比和谐振频率，因此，导通比的范围有限，只能在额定功率电压附近实现高效率化，完全没考虑与负载的变动相应的方针和条件。

另外，在例如日本专利厅专利公开公报平11-127575号中，提出了向上述的主线圈Lx′追加2级绕组而具有变压器结构的降压Buck型DC-DC变换器。

在该方案中，记载了在上述变压器中连接辅助开关元件而作为正向变换器工作的内容，但完全没考虑因该工作而增加输出电流的波动。而且，追加的辅助开关元件不能实现零电压切换，需要再追加线圈进行零电流切换。

顺便说一下，在该零电流切换的情况下，与零电压切换不同，是充电在上述主开关元件的寄生静电电容中的电荷，在向导通状态转换时被强制短路而放电，因此，存在能量消耗损失问题没有解决的缺点，不是理想的方案。

另一方面，如果考虑降压Buck型DC-DC变换器的应用，例如用作固定电压电源时，输出电压比较稳定，因此能够容易且稳定地满足如上所述的LC谐振电路的谐振条件。

但是，作为对金属卤化物灯或水银灯等高压放电灯进行点灯的电灯装置使用的情况下，根据作为负载的灯的状态，作为输出电压的灯电压变化大，有时会表现出急剧的变动，因此，在设计中需要特别注意，变换器也必须适于这种设计。

在此，说明了作为变换器的负载的上述高压放电灯的特征。通常，高压放电灯Ld具有在放电空间内封入含有水银的放电介质、一对用于主要放电的电极E1、E2对置的结构，在上述电极E1、E2之间产生电弧放电，将此时从电弧等离子区发出的放射用作光源。

高压放电灯Ld同通常的负载不同，相对于阻抗元件，表现出更接近齐纳二极管的特性。即，即使流过的电流变化，灯电压也不怎么变化。但是，同齐纳电压相当的灯电压，根据放电状态的不同而发生大的变化。

具体地说，在放电开始前的状态下，电流完全不流过，因此适应于齐纳电压非常大的状态。当通过使高电压脉冲发生器等的起动器工作而开始放电时，产生辉光放电，但例如在每1立方毫米的放电空间Sd中含有不少于0.15mg的水银的放电灯的情况下，表现出180-250V的辉光放电电压。因此，在上述的放电开始前的状态下，事先向放电灯施加不小于辉光放电电压、通常是270-350V左右的称为无负载开放电压的电压，在该状态下如上所述地使起动器工作。

当上述电极E1、E2被辉光放电充分加热时，突然转移到电弧放电，但在刚转移之后表现较低的8-15V的电弧放电电压，这是过渡性的电弧放电。通过电弧放电水银被蒸发，随着水银蒸汽的加热，电弧放电电压逐步上升，最终到达50-150V的稳态电弧放电。而且，稳态电弧放电的电压，即灯电压依赖于被封入放电空间Sd中的水银密度和上述电极E1、E2之间的间隙距离。

而且，刚转移到电弧放电之后，依赖于水银的蒸发状态，有时会突然返回到辉光放电，或在电弧放电和辉光放电之间快速重复交替。

基于一定的直流电源Vin的电压，降压Buck型DC-DC变换器的输出电压近似地成为在直流电源Vin的电压上乘以导通比的值，因此，降压Buck型DC-DC变换器可近似看作直流恒压电源。

另一方面，在理想化的电路理论中，在直流恒压电源上作为负载连接齐纳二极管、即另一个直流恒压电源的情况下，与理论不符，不能很好地分析。若再强调叙述，在恒压电源上作为负载连接齐纳二极管的情况下，当恒压电源的输出电压比齐纳电压低的时候，齐纳二极管中完全不流过电流，相反，恒压电源的输出电压比齐纳二极管的电压高的时候，流过无限大的电流。

当把近似地看作是齐纳二极管的放电灯作为负载连接到实际存在的降压Buck型DC-DC变换器上的情况下，当变换器的输出电压比齐纳二极管低的时候，产生放电的中断，相反地，当变换器的输出电压比齐纳二极管高的时候，由直流电源Vin或变换器的电流供给能力决定的过大电流流入灯中。

因此，在用于对高压放点灯进行点灯的点灯装置中，要求向高压放电灯供电的变换器具有如下的特性：在PWM控制中，使导通比与高压放电灯的放电电压相对应地、在幅度较宽的可变范围内快速变化，以便即使在按照如上所述的放电状态即施加无负载开放电压的状态(放电开始前的状态)、辉光放电状态、过度性的电弧放电状态、稳态电弧放电等状态下较大或急剧变化的、相当于齐纳电压的放电电压时，也不会产生放电中断、或流过过大电流而破坏灯或变压器自身的现象。还要求具有可维持由谐振动作引起的开关损耗降低的运转的特性。

此外，包含在流过放电灯中的波动大的情况下，会发生声共鸣引起的放电不稳定、闪变、中断，因此，要求变换器的输出电流波动小。所以，为降低开关损耗而设置的谐振电路的动作不应该助长多余的波动成分的发生。

例如，前面引用的日本专利厅专利公开公报平11-127575号中记载的降压Buck型DC-DC变换器的情况下，主线圈兼用作谐振动作用变压器，但是，原来在降压Buck型DC-DC变换器的基本动作中，在主开关元件处于导通状态的期间，在其两端接受输入的直流电源电压与输出电压的差电压，使输入的直流电源电压不直接施加在负载上。

因此，输出电压较大变动的情况下，兼作主线圈的谐振动作用变压器的1级侧电压较大地变动，并传送给谐振动作用变压器的2级侧电路的能量也发生较大变动，其结果，谐振动作也较大地变动。因此，日本专利厅专利公开公报平11-127575号中记载的降压Buck型DC-DC变换器也不适合用作对高压放电灯供电的变换器。

如上所述，在降压Buck型DC-DC变换器中，为了避免变换器的、大型化、高成本化，需要降低开关损耗，但在现有技术中，输出电压具有幅度较宽的可变范围，很难将追加谐振电路而引起的成本增加抑制成较低。从而，上述变换器不适合作为对高压放电灯进行点灯的点灯装置而使用。

专利文献1：日本专利特开平1-218352号；专利文献2：日本专利特开平1-127575号。

发明内容

本发明的目的在于提供一种DC-DC变换器，解决了现有的DC-DC变换器中存在的问题，即难以用低成本的方法实现在主开关元件的较大的导通比可变范围内降低开关损耗的问题。

此外，本发明的另一个目的在于提供一种高压放电灯点灯装置，解决了现有的高压放电灯点灯装置中存在的问题，即难以用低成本的方法实现降低开关损耗的问题。

为了解决上述课题，本发明的第一项发明内容的DC-DC变换器，包括：直流电源Vin；可控制导通截止的主开关元件Qx；主线圈Lx，与主开关元件Qx串联连接；续流二极管Dx，配置成在主开关元件Qx处于截止状态时流过上述主线圈Lx的感应电流；平滑电容器Cx，用于使上述主线圈Lx的输出平滑，此外，还包括辅助线圈Lw和谐振电容器Cw、以及可控制导通截止的辅助开关元件Qw；上述辅助线圈Lw和上述谐振电容器Cw串联连接形成LC串联电路；该LC串联电路和上述主开关元件Qx、以及上述续流二极管Dx串联连接；上述辅助开关元件Qw和上述LC串联电路并联连接；上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw被控制成：交替地成为导通状态，并且，上述辅助开关元件Qw成为截止状态后，在规定时间τzz内，上述主开关元件Qx成为导通状态。

本发明第二项发明内容的DC-DC变换器是，在第一项方案中，在谐振禁止信号被激活的状态下，上述的上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw被控制成：在上述主开关元件Qx成为导通状态时，上述辅助开关元件Qw也成为导通状态；以此来代替如下的控制动作：上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw交替地成为导通状态，并且，上述辅助开关元件Qw成为截止状态后，在规定时间τzz内，上述主开关元件Qx成为导通状态。

本发明的第三项发明内容的高压放电灯点灯装置，对在放电空间

(Sd)中封入放电介质、并对置配置着一对用于主放电的电极(E1，E2)的高压放电灯Ld进行点灯，而且，向上述高压放电灯Ld供电的DC-DC变换器是如权利要求1和权利要求2所述的DC-DC变换器。

发明效果

首先说明本发明第一项发明内容的作用。虽然在后面详细说明，但是，本发明通过构成发明目的中记载的DC-DC变换器，在主开关元件Qx成为导通状态之前使辅助开关元件Qw成为截止状态，在辅助线圈Lw中，在使主开关元件Qx反向偏置的方向上感应产生电压，经续流二极管Dx释放主开关元件Qx的寄生静电电容的电荷，由此，在主开关元件Qx成为导通状态时进行零电压切换。

再者，如后所述，控制成：在主开关元件Qx成为截止状态后的规定时间τxx以内，使辅助开关元件Qw成为导通状态。由此，在辅助开关元件Qw成为导通状态之前，使主开关元件Qx成为截止状态，并在辅助线圈Lw中，在使辅助开关元件Qw反向偏置的方向上感应产生电压，释放辅助开关元件Qw的寄生静电电容的电荷，由此，在辅助开关元件Qw成为导通状态时进行零电压转换。

附图说明

图1是表示本发明第一方案的DC-DC变换器的电路结构的图。

图2是表示与本发明第一方案的DC-DC变换器的电路结构对应的电压及电流波形的图。

图3是概念性地表示本发明第二方案的DC-DC变换器的主开关元件和辅助开关元件的驱动时序的图。

图4是概念性地表示本发明第二方案的DC-DC变换器的主开关元件和辅助开关元件的驱动时序的图。

图5是表示本发明第三方案的高压放电灯点灯装置的电路结构的图。

图6是本发明第一方案的一实施例的示意图。

图7是本发明第一方案的一实施例的示意图。

图8是表示本发明的DC-DC变换器的驱动控制部Gw和反馈控制部Fb的结构的图。

图9是表示本发明的DC-DC变换器的驱动控制部Gw和反馈控制部Fb的局部电路结构的一实施例的图。

图10是表示本发明第三方案的一实施例的图。

图11是表示本发明第三方案的一实施例的图。

图12是概念性地表示本发明第三方案的一实施例中的控制顺序的图。

图13是表示本发明第三方案的一实施例的图。

图14是表示本发明第三方案的DC-DC变换器的实测的电压及电流波形的图。

图15是表示现有的降压Buck型DC-DC变换器的电路结构的图。

图16是表示现有的降压Buck型DC-DC变换器的电路结构的电压及电流波性的图。

具体实施方式

图1简化示出本发明的DC-DC变换器的电路结构，图2概念性地示出图1的电路中的各部分波形。

在该电路结构中，由FET等构成的主开关元件Qx处于导通状态的期间，经与上述主开关元件串联的主线圈Lx流过以直流电源Vin为源的电流，向在上述主线圈Lx的、与上述主开关元件Qx的相反一端上连接的平滑电容Cx充电，并向与上述平滑电容Cx并联的负载Zx提供电流，并且，在上述主线圈Lx中以磁通的形式储存能量；在上述主开关元件Qx处于截止状态的期间，利用以磁通的形式储存在上述主线圈Lx中的能量，经在上述主开关元件Qx与上述主线圈Lx之间的节点上连接阴极的续流二极管Dx，向上述平滑电容Cx充电，并向上述负载Zx提供电流，由此可知，其基本结构与上述的现有降压Buck型DC-DC变换器的结构相同。

再者，在该电路结构中，在与上述的现有降压Buck型DC-DC变换器相同的结构基础上，将辅助线圈Lw和谐振电容Cw串联而形成LC串联电路，将该LC串联电路连接成使上述直流电源Vin和上述主开关元件Qx及上述续流二极管Dx串联的状态，并且，在上述LC串联电路上并联辅助开关元件Qw。

在此，上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw的基本动作是当一方处于导通状态时，另一方处于截止状态，但是，控制成在上述主开关元件Qx成为导通状态之前，上述辅助开关元件Qw提前后述的开关导通禁止期间τy而成为截止状态。

在上述图2中记载的时刻t1至时刻t2的期间，上述主开关元件Qx处于导通状态，但上述辅助开关元件Qw处于截止状态，因此，从上述直流电源Vin向负载侧的电流供给是经上述辅助线圈Lw和谐振电容Cw进行的。即，作为上述LC串联电路的谐振电流提供电流。该谐振现象是由上述辅助线圈Lw、电感和上述谐振电容Cw引起的LC谐振。

在从上述时刻t1至时刻t2的期间，上述谐振电容Cw被充电而产生电压，施加在上述主线圈Lx的输入侧端子上的电压逐渐降低，最好使上述谐振电容Cw根据该电路的开关频率具有充足的静电电容，以便避免在直到上述期间Ton结束期间该电压降低量过大，而使向上述主线圈Lx以后的电路部分供给电流的能力有意降低。

在该期间，上述谐振电容Cw被充电而储存电能，另外，上述辅助线圈Lw中流过电流而储存磁能，即在上述LC串联电路中储存谐振能量。该能量在后面用于谐振动作。

接着，在时刻t2，当上述主开关元件Qx处于截止状态时，则如下所述，通过上述辅助开关元件Qw的端子间电压转移到低的状态，上述主开关元件Qx上施加上述直流电源Vin的电压，因此，在上述主开关元件Qx的寄生电容上经充电积蓄电荷，直至达到该电压。

在上述时刻t2，同时在上述LC串联电路中储存能量，所以在由辅助线圈Lw和上述谐振电容Cw及上述辅助开关元件Qw构成的闭环中持续流过谐振电流。但是，关于上述辅助开关元件Qw，是经与其并联的反并联二极管Dqw开始流通电流。

在此，例如当上述辅助开关元件Qw是MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect-transistor，即，金属氧化物半导体场效应晶体管)的情况下，上述反并联二极管Dqw作为寄生元件存在，也可以直接利用。

并且，关于使上述辅助开关元件Qw成为导通状态的时间，最好是在确保充裕时间的基础上，只要上述主开关元件Qx成为截止状态，则尽可能快速地使上述辅助开关元件Qw成为导通状态，以便与上述主开关元件Qx的导通期间不重合。因为，在上述反并联二极管Dqw中流过电流的期间，发生上述反并联二极管Dqw的顺向电压，但是，只要此时上述辅助开关元件Qw处于导通状态，则可以降低上述反并联二极管Dqw的顺向电压，根据与所谓同步整流的情况相同的原理，可降低上述反并联二极管Dqw和上述辅助开关元件Qw中的损耗，这是本发明的优点之一。

施加在上述谐振电容Cw上的谐振电压的峰值，随构成电路的元件的各常数而变化，因此，可以根据所使用元件的容量和成本采用有利的各常数组合即可。

施加在上述谐振电容Cw上的电压的峰值与降压Buck型DC-DC变换器的输出功率大致成正比。例如，如果是恒定功率控制，则施加在谐振电容Cw上的电压的峰值，也大致一定。当输出功率小的情况下，施加在上述谐振电容Cw上的电压峰值低，有无法进行充分的谐振动作的可能性，但是，此时的输出功率小，所以开关损耗原来就小，所以不成为本发明的缺点。因此，为了进行谐振动作，利用使用的最大输出功率附近的条件来设定构成电路的元件的各常数即可。

在本发明的电路结构中，设置与作为基本部分的(现有的)降压Buck型DC-DC变换器部分相独立的上述辅助线圈Lw和谐振电容Cw而进行谐振动作，由此，可期望降低开关损耗。因此，构成谐振电路的电路元件的各常数、即谐振电路的参数可大致独立设定。

因此，例如有意地将上述辅助线圈Lw的电感设定成比上述主线圈Lx的电感小，也可设计成能够实现良好的谐振动作。由此，在本发明中，即使在将上述的高压放电灯作为负载的情况那样、输出电压的变化较大的条件下，只要谐振电感具有充分大的容量，则降压Buck型DC-DC变换器部的基本动作实际上只依据上述主线圈Lx的电感来规定。

另一方面，由于上述辅助线圈Lw设置在向成为基本部分的降压Buck型DC-DC变换器部分供给能量的路径上，所以，在上述主开关元件Qx处于导通状态的期间内，储存在上述辅助线圈Lw中的磁能，与开关动作的每个周期提供给负载的能量大致成正比，该关系几乎不依赖于施加在负载上的电压。

因此，即使在输出电压的变化大的条件下，只要提供给负载的功率不大幅变化，则向谐振电容Cw充电的电压几乎不变化。由此，只具有有意小于上述主线圈Lx的电感的上述辅助线圈Lw中的谐振现象，不易受负载的条件变动的影响，该特征是本发明的一个大的优点。

在上述图2中记载的时刻t3，上述谐振电容Cw的谐振电压达到峰值，流过上述辅助线圈Lw的谐振电流成为零，接着，开始向与此前相反的方向流动。如上所述，上述辅助开关元件Qw向导通状态的转换是从该时刻以前的、上述主开关元件Qx成为截止状态的上述时刻t2开始的，上述反并联二极管Dqw中流过电流，只要使上述辅助开关元件Qw的电压在只产生上述反并联二极管Dqw的顺向电压的期间τy内完成，则实现零电压切换。

即，上述辅助开关元件Qw成为导通状态的定时，为了不与上述主开关元件Qx的导通期间重合，要在确保时间余量的基础上设定成比上述期间τy的时间长度τxx短，由此，可在上述辅助开关元件Qw的开关动作中也可将开关损耗抑制成较低，这是本发明的一个大的优点。

如上所述，进行控制，以便在上述主开关元件Qx成为导通状态之前，提前开关导通禁止期间τy，而在上述图2记载的时刻t4使上述辅助开关元件Qw成为截止状态。

如上所述，在上述主开关元件Qx中流过顺向电流的期间内的上述时刻t2，通过使上述主开关元件Qx成为截止状态，在由辅助线圈Lw和上述谐振电容Cw及上述辅助开关元件Qw的上述反并联二极管Dqw构成的闭回路中流过电流，以使上述辅助线圈Lw的电流继续流动，但是，与上述相同，通过在上述时刻t4使上述辅助开关元件Qw成为截止状态，这次是在该闭路之外的、通过上述辅助线圈Lw存在的部分的路径中开始流过电流，以使上述辅助线圈Lw的电流继续流动。

但是，这种情况下，要继续流动的上述辅助线圈Lw的电流方向是与上述时刻t2时的方向相反，所以，在通过上述辅助线圈Qx存在的部分的路径中电流开始流过时的方向也是反方向，朝着在上述主开关元件Qx中流过反向电流的方向开始流动。即，经过由上述辅助线圈Lw和上述续流二极管Dx、以及与上述主开关元件Qx并联的反并联二极管Dqx构成的路径，电流开始从上述直流电源Vin的接地端子向正极端子流动。

此时，充电到上述的上述主开关元件Qx的寄生静电电容中的电荷被释放，其后，在上述反并联二极管Dqx中流过电流的期间，维持在上述主开关元件Qx的两端只产生上述反并联二极管Dqx的顺向电压的状态。

在此，例如当上述主开关元件Qx是MOSFET的情况下，上述反并联二极管Dqx作为寄生元件存在，可以直接利用。

并且，如上所述地根据上述时刻t4的动作，电流从上述直流电源Vin的接地端子向正极端子流动的现象，意味着被储存在上述辅助线圈Lw中的谐振动作的能量再生到上述直流电源Vin中，不浪费能量是本发明的一个大的优点。

如上所述，上述辅助开关元件Qw成为截止状态之后，在经过开关导通禁止期间τy的、图2中所示的时刻t5，使上述主开关元件Qx成为导通状态，但是，这是使电流流过上述反并联二极管Dqx，在上述主开关元件Qx的两端上只产生上述反并联二极管Dqx的顺向电压的状态期间内完成的。

通过如上所述的动作，流过上述反并联二极管Dqx的电流终于在图2所示的时刻t6成为零，接着，反转后向上述主开关元件Qx的顺向流动时，可实现零电压转换。即，在上述主开关元件Qx向导通状态转换的转换动作中，可将开关损耗抑制成较低，可享受本发明的优点。

并且，在图2中，从上述主开关元件Qw成为截止状态的上述时刻t4开始、到流过上述反并联二极管Dqx的电流成为零的上述时刻t6的期间τz，为了制图上的方便而描绘成较长期间，但在实际的电路动作中，由于上述主开关元件Qx的寄生电容量通常为数pF至数十pF左右的较小值，因此上述期间τz是短期间。

为了使上述主开关元件Qx成为导通状态的定时不与上述辅助开关元件Qw的导通期间重合，上述开管道通禁止期间τy要在确保时间余量的基础上，设定成比上述期间τz的时间长度τzz短。只要满足该条件，则上述开管道通禁止期间τy就可以被设定成一定，也可以是随条件变化的值。

如上所述，根据本发明的第一方案，在上述主开关元件Qx向导通状态的转换的动作中，可降低开关损耗。

此外，上述辅助线圈Lw在作为基本部分的降压Buck型DC-DC变换器的电路结构之外独立设置，通过将上述辅助线圈Lw的电感有意设定成比上述辅助线圈Lw的电感小，且将谐振电容设定成很大，上述辅助线圈Lw中的谐振现象难以受到负载中的条件变动的影响，因此，可在主开关元件的幅度较大的导通比的可变范围内降低开关损耗。

此外，如果适当设定上述辅助线圈Lw和谐振电容Cw的参数，即使在上述辅助开关元件Qw向导通状态转换的动作中，也可以降低开关损耗。再者，能够将上述辅助线圈Lw的谐振动作的能量再生到上述直流电源Vin，因此，作为整体可实现高效率的DC-DC变换器。

并且，作为参考，图14中示出上述图1中所记载的电路中的主要波形的实测波形。该电路的电路元件和参数如下。

·辅助线圈Lw：35μH

·谐振电容Cw：1μF

·主开关元件Qx：2SK2843(东芝)

·辅助开关元件Qw：2SK2843(东芝)

·主线圈Lx：2.2mH

·续流二极管Dx：YG1921S6(富士电机)

·平滑电容Cx：0.47μF

·开关频率：100kHz

·负载Zx：30Ω

·输入电压：370V

·输出功率：150W

·输出电压：67V

·输出电流：2.24A

下面，说明第二方案的作用。

如前所述，上述图1中记载的电路结构是，驱动上述主开关元件Qx的主开关元件门驱动信号VxG和驱动上述辅助开关元件Qw的辅助开关元件门驱动信号VwG交替地、即反转地被激活，由此进行上述谐振动作。

如上所述，从上述直流电源Vin向负载侧的电流供给是通过谐振电容Cw进行的，所以，当上述直流电源Vin的电压和降压Buck型DC-DC变换器的输出电压之差小的时候，输出电流的供给能力降低。例如，在这样的条件下，当增强DC-DC变换器的输出电流供给能力为有利的时候，需要转换电路结构，以便使向负载侧的电流供给不经谐振电容Cw而进行。

在本发明的电路结构中，对串联了上述辅助线圈Lw和上述谐振电容Cw的上述LC串联电路，并联了上述辅助开关元件Qw，所以，当上述主开关元件Qx成为导通状态时，通过控制上述辅助开关元件Qw使其也成为导通状态，并停止谐振动作，由此，可简单地实现该功能。

图3是表示图1所示的电路中通过同步驱动上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw来实现该功能的状况示意图。在该图中的上述主开关元件门驱动信号VxG和上述辅助开关元件门驱动信号VwG的动作中，虽然使上述主开关元件Qx成导通状态的期间Ton，被描绘成包含在使上述辅助开关元件Qw成为导通状态的期间Tw1内，但是，也可以是在相同时间内进行转换的结构。

图4是表示通过使上述辅助开关元件Qw恒定地成为导通状态，而同样地实现谐振动作的停止的状况示意图。

进行该图所示的控制时动作简单，但是，例如不能像利用脉冲变压器进行上述辅助开关元件Qw的驱动的情况那样，使上述辅助开关元件门驱动信号VwG成为直流，因此，在不能使上述辅助开关元件Qw恒定地成为导通状态的情况下，可以像上述图3所示那样控制。

但是，如上所述，关于切换进行谐振动作的状态即谐振模式和停止谐振动作的状态即谐振停止模式的条件，例如，如上所述地上述直流电源Vin的电压和DC-DC变换器的输出电压之差小的时候，控制成进入谐振停止模式，其它时候控制成谐振模式，此时，例如设置监视上述主开关元件Qx的导通比或导通比的相关量的电路，当检测到该导通比大于等于预定值时控制成进入谐振停止模式即可。或者也可以设置只监视DC-DC变换器的输出电压的电路，当检测到该电压大于等于预定值时，控制成进入谐振停止模式。

再者，如应用于后述的放电灯点灯装置的情况那样，根据所应用的装置的特性，例如事先知道起动初期的某期间内谐振停止模式有利的情况下，也可以通过只依据动作时序的时间控制来进行谐振模式和谐振停止模式的切换。

接着，说明第三发明的作用。如背景技术部分中所述的那样，高压放电灯的放电电压按放电状态即无负载开放电压施加状态(放电开始前的状态)、辉光放电状态、过渡性的电弧放电状态、稳态电弧放电，而变大、或者激烈地变化，所以，要求向高压放电灯供电的变换器按照高压放电灯的放电电压可在PWM控制中以宽的可变范围尽快改变导通比的特性，进而要求具有通过谐振动作维持降低了开关损耗的运转的特性。

如上所述，本发明的降压Buck型DC-DC变换器中，上述辅助线圈Lw独立于作为基本部分的降压Buck型DC-DC变换器的电路结构而设置，通过将上述辅助线圈Lw的电感有意设定成比上述主线圈Lx的电感小，上述辅助线圈Lw中的谐振现象难以受到负载的条件变动的影响，所以，在主开关元件的较大幅度的导通比的可变范围内可降低开关损耗。因此，适合作为向高压放电灯供电的变换器，对利用它来构成的高压放电灯进行点灯，因此点灯装置良好地起作用。

图5是用于对高压放电灯Ld进行点灯的点灯装置电路结构的简化示意图，其中用于向高压放电灯供电的DC-DC变换器是作为本发明的图1所示的降压Buck型DC-DC变换器。

为了成为用于对上述高压放电灯Ld进行点灯的点灯装置，向上述图1追加了起动器Ui、用作输出电流检测器的分流电阻R1、用作输出电压检测器的分压电阻R2、R3、反馈控制部Fb。

在上述起动器Ui中，由灯电压VL经电阻Ri对电容Ci充电。当激活栅极驱动电路Gi时，通过使由晶体闸流管等构成的开关元件Qi导通，由此上述电容Ci通过变压器Ti的1级侧线圈Pi放电，在2级侧线圈Hi上产生高电压脉冲。产生的高电压脉冲施加在上述高压放电灯Ld的两极的电极E1、E2之间，在放电空间内产生绝缘破坏而开始上述高压放电灯Ld的放电。

根据上述分流电阻R1的灯电流检测信号Sxi和根据上述分压电阻R2、R3的灯电压检测信号Sxv输入到上述反馈控制部Fb，从上述反馈控制部Fb向驱动控制部Gw供给PWM信号Sa，上述驱动控制部Gw按上述方式进行主开关元件Qx和辅助开关元件Qw的驱动控制。

上述反馈控制部Fb根据上述灯电压检测信号Sxv，在上述高压放电灯Ld的放电开始前进行无负载开放电压的反馈控制。例如可通过上述灯电流检测信号Sxi，上述反馈控制部Fb能够检测到上述启动器Ui产生高电压脉冲，从而开始上述高压放电灯Ld的放电。

此外，上述反馈控制部Fb通过用根据上述灯电压检测信号Sxv算出的灯电压值除目标灯功率值，来算出该时刻的目标灯电流值，并在内部生成与该目标灯电流值对应的目标灯电流信号，进行灯电流的反馈控制，以使该目标灯电流信号与上述灯电流检测信号Sxi的差异变小。

但是，如上所述地经辉光放电后转移到过渡性电弧放电之后，灯电压低，对应于该灯电压值算出的目标灯电流值成为过大值，因此，灯电压终于上升，可以控制成在算出适当的目标灯电流值之前，使灯电流值保持某一上限值。

实施例

图6中，作为本发明第一个发明的一实施例，示出了在主开关元件Qx的后级配置辅助线圈Lw和谐振电容Cw的本发明的DC-DC变换器的形态，可获得与上述图1所示的结构相同的效果。

并且，在该图的电路结构中，在上述辅助线圈Lw与上述主开关元件Qx的串联连接上并联连接的二极管Dw的目的是，为了防止在上述主开关元件Qx向导通状态转移时，上述主开关元件Qx与上述主线圈Lx的接点的节点电位产生较大的振铃(ringing)。因此，由于该振铃的存在而使例如超过电路元件的额定值等不良情况不存在的时候，也可以省略上述二极管Dw。

图7表示作为本发明第一个发明的一实施例，在与主开关元件Qx和主线圈Lx排列的线相反侧的线(直流电源Vin的地线)上配置辅助线圈Lw的本发明的DC-DC变换器的方式，可获得上述图1所示的结构相同的效果。

图8是本发明的DC-DC变换器的上述驱动控制部Gw与上述反馈控制部Fb的结构简化示意图。

反馈控制部Fb包括：运算电路Uj，用由上述灯电压检测信号Sxv算出的灯电压值除目标灯功率值而算出目标灯电流信号值；驱动能力控制电路Ud，利用反馈进行脉宽调制，以使由该运算电路Uj算出的目标灯电流信号Sxv和该时刻的灯电流检测信号Sxi之差变小；谐振控制电路Uc，用于切换上述谐振模式和谐振停止模式，生成禁止谐振动作的谐振禁止信号Sc。从上述驱动能力控制电路Ud输出上述PWM信号Sa。

这里，上述谐振禁止信号Sc被未激活时，上述主开关元件Qx和辅助开关元件Qw必须交替地成为导通状态，因此，生成应该成为上述主开关元件Qx的驱动信号的主开关PWM信号Sax，和其反相信号、即应该成为上述辅助开关元件Qw的驱动信号的辅助开关PWM信号Saw。相反，上述谐振禁止信号Sc被激活时，上述辅助开关PWM信号Saw作为相对主开关PWM信号Sax同相的信号、或者恒定地使上述辅助开关元件Qw成导通状态的信号而生成。

这样，对上述主开关PWM信号Sax反相、或同相、或恒定的上述辅助开关PWM信号Saw的生成，是接受上述谐振禁止信号Sc而在信号变换部Uf中进行的，所生成的上述主开关PWM信号Sax和上述辅助开关PWM信号Saw，在上述驱动控制部Gw中被变换成用于驱动开关元件的信号。

上述辅助开关元件Qw成为截止状态之后，为了控制成在规定时间τzz以内使上述主开关元件Qx成为导通状态，通过追加使驱动上述主开关元件Qx的定时延迟的延迟电路Un，可调整该时间。

接着，设置驱动主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw的电路、例如由脉冲变压器或高侧驱动器(ハイサイドドライバ)等构成的驱动电路Uqx、Uqw，由此，对各开关元件生成驱动信号Sqx、Sqw，进行各开关元件的导通截止控制。

并且，虽然省略了图示，但关于上述反馈控制部Fb，是通过装载微处理器来识别高压放电灯的放电状态，可处理正常进行点灯控制的较复杂顺序。此时，上述灯电压检测信号Sxv经AD变换而变换成灯电压值，利用微处理器进行满足目标灯功率值的目标灯电流值的计算，由AD变换器生成目标灯电流信号。

图9是表示本发明的上述反馈控制部Fb的局部和DC-DC变换器的上述驱动控制部Gw的电路结构的一实施例的示意图。

在驱动能力控制电路Ud中，利用由电容Cp和运算放大器Ade构成的误差积分器，对于目标灯电流信号Sbv，积分该时刻的灯电流检测信号Sxi。通过利用比较器Cmg将积分而得的积分信号Sd1和在锯齿波发生器Osc中生成的锯齿波进行比较，生成导通比大小随上述积分信号Sd1的大小变化的信号，即用于上述主开关元件Qx的被PWM控制的栅极信号，最好声称PWM信号Sa。

在该图中，通过在谐振控制电路Uc中利用比较器比较上述积分信号Sd1的大小和基准电压信号发生器Vtc的信号，判别是否处于上述积分信号Sd1生成大于规定值的导通比的状态，当处于上述积分信号Sd1生成大于规定值的导通比的状态时，生成谐振禁止模式，否则如显示谐振模式那样，生成上述谐振禁止信号Sc。

另外，在该图中记载了上述辅助开关元件Qw的栅极信号是利用脉冲变压器Tw生成的情况，因此，当上述谐振禁止信号Sc选择了谐振禁止模式的时候，上述辅助开关元件Qw并不是恒定地成为导通状态，而是与上述主开关元件Qx同相地驱动。

在谐振模式中的上述辅助开关元件Qw的栅极信号中，上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw交替地成为导通状态，所以，需要上述PWM信号Sa和其反相信号。相反，在谐振禁止模式中，不需要将上述PWM信号Sa的反相信号。

因此，对上述PWM信号Sa，设置生成与其同相的上述主开关PWM信号Sax的(根据需要设置的非反相的)缓冲器Bx、和生成与其反相的信号的反相器Bw，利用数据选择器Se1并根据上述谐振禁止信号Sc来选择任一信号，并作为用于生成上述辅助开关元件Qw的栅极信号的上述辅助开关PWM信号Saw，发送到后级。

这里，在上述主开关PWM信号Sax中插入由电阻Rx2和电容Cx1的CR电路的时间常数决定的延迟电路，经缓冲器Bfx向下一级输出。在该延迟电路中，在成为高电平时可取得充分的延迟，相反，上述缓冲器Bfx的电压从高电平变为低电平的情况下，在上述电阻Rx2上并列地追加二极管Dx1，调整成快速地从电容Cx1释放电荷而缩短延迟时间，只延迟上述主开关元件Qx成为导通状态时的信号。

接着，从上述缓冲器Bfx输出的信号经基极电阻Rx3向驱动上述主开关元件Qx的驱动电路Uqx传输。从上述驱动电路Uqx的开关元件Qx2、Qx3的接点，、经电容Cx2和作为限流电阻的电阻Rx4向脉冲变压器Tx的一级侧线圈Px传输信号。从脉冲变压器Tx的二级侧线圈Sx开始，连接着作为上述主开关元件Qx的栅极电阻的电阻Rx5，为了使上述主开关元件Qx圆滑地成为截止状态，在漏极-源极间连接着电阻Rx6，该驱动信号Sqx1、Sqx2传送到上述主开关元件Qx。

另一方面，对于辅助开关PWM信号Saw，同样地通过由电阻Rw2、电容Cw1和二极管Dw1、以及缓冲器Bfw构成的延迟电路Um而赋予延迟。经缓冲器Bfw输出的信号经基极电阻Rw4向开关元件Qw2、Qw3传送，并从开关元件Qw2、Qw3的接点经电容Cw2和作为限流电阻的电阻Rw7向脉冲变压器Tw的1级侧线圈Pw传送，并且，从二级侧线圈Sw连接着上述辅助开关元件Qw的栅极电阻Rw5、和为了使上述主开关元件Qw圆滑地成为截止状态而连接在漏极-源极间的电阻Rw6，生成的驱动信号Sqw1、Sqw2传送到上述辅助开关元件Qw。

根据上述结构，该图的控制电路可对本发明的高压放电灯装置进行反馈控制，使上述灯电流检测信号Sxi与上述目标灯电流信号Sbv的误差变小。此时，上述主开关元件Qx的导通比小于规定值，即输出电压较低的条件下，成为谐振模式，可按使开关损耗降低的方式对上述主开关元件Qx和上述辅助开关元件Qw进行导通截止控制，相反，上述主开关元件Qx的导通比大于规定值，即输出电压较高的条件下，成为谐振停止模式，确保与现有的降压Buck型DC-DC变换器相同的输出电流供给能力。

在谐振模式下，针对提供给主开关元件Qx和辅助开关元件Qw的双方开关元件的主开关PWM信号Sax和辅助开关PWM信号Saw设置延迟电路Un、Um，使各开关元件不会同时成为导通状态。

而且，在该实施例中，作为与主开关元件Qx的导通比相关的量监视上述积分信号Sd1，当导通比大时控制成为谐振停止模式，但是，这样的控制方法非常适合用作放电灯点灯装置的DC-DC变换器。其原因是，如上所述，在输出电压较高的无负载开放电压施加状态下，不流过输出电流，在相同地输出电压较高的辉光放电中，输出电流同电弧放电时相比很小，因此，在这些输出电压较高的条件下，提供给负载的功率原来就小，所以主开关元件Qx中的损耗小，从而，因设为谐振停止模式而引起的损耗的增加可以几乎不考虑。

而且，作为集成了该图中出现的上述运算放大器Ade或锯齿波发生器Osc、用于同锯齿波比较的比较器Cmg等功能模块的市场上销售的IC，例如可利用德克萨斯instalments公司制造的TL494等。

图10是表示本发明的第三发明的一实施例的图。该实施例是利用称为外部触发方式的启动器的高压放电灯点灯装置，在上述高压放电灯Ld中，将主要用于放电的电极以外的辅助电极Et设置成不与上述放电空间Sd接触，在该辅助电极Et和上述第一及第二电极之间施加高电压，在放电空间Sd产生等离子，以该等离子为源，利用事先施加在第一电极和第二电极之间的电压(即无负载开放电压)，开始主要的放电。

图11是表示作为本发明的第三个发明的一实施例，在高压放电灯Ld上施加交流电压的外部触发方式的高压放电灯点灯装置的示意图。

在DC-DC变换器的直流输出部追加开关元件构成全桥式倒相器(full bridge inverter)，由此，可在高压放电灯Ld上施加交流的放电电压。被追加的开关元件由全桥式驱动用控制电路部Gf驱动，被控制成以全桥式倒相器的对角要素交替地驱动，以使全桥式倒相器的对角要素的开关元件Q1、Q4，开关元件Q2、Q3同时导通。

图12涉及本发明第三发明的一实施例，是概念性地表示灯电压VL和灯电流IL、以及谐振禁止信号Sc的状态的图。

在上面，说明了作为与主开关元件Qx的导通比相关的量监视上述积分信号Sd1，当导通比大时控制成为谐振停止模式的实施例，在这里，进一步简化，说明在从放电灯的工作开始到经过规定时间之前的期间设为谐振停止模式，其后设为谐振模式的实施例。

在该图中，期间τv是输出无负载开放电压Vs的期间，在时刻tig启动器动作，在期间τg产生具有某辉光放电电压Vg的辉光放电，其后描述产生电弧放电的样子。但是，实际上在一旦转移到电弧放电，则返回到辉光放电，再次转移到电弧放电的情况下，有时会在返回辉光放电时放电中断，从无负载开放电压的输出开始再试着进行。经过这样的辉光放电或中断等的过渡现象的生成期间，最终完成向电弧放电的转移。

在刚刚完成向电弧放电的转移后的期间τe，由于灯电压较低，所以，在该期间如果要向灯施加额定功率，则因灯电流过大，将灯电流限制成适当的上限电流值Ic来输出。因此，在该期间，向灯施加比额定功率低的功率。

在上述的过渡现象的产生期间被限定在有限的时间内。再详细地说，从上次的灯点灯结束开始的灭灯期间短且灯温度过高的情况下，大多持续这样的过渡现象，由于重复这样的过渡现象会缩短灯的寿命，所以，当在规定期间内向电弧放电的转移没结束的时候，以保护灯的目的来中止点灯的试行，因此，其结果产生过渡现象的期间被限定在有限的时间内。当然，如果灯温度足够低，实际上在规定期间内完成向电弧放电的转移。

如上所述，虽然在输出辉光放电那样的高电压的条件下，设为谐振停止模式是有利的，但是，如在此说明的那样，应为谐振停止模式的期间被限定在有限的期间内，所以进行如下的控制是十分有用的，即，实际上不需要确认是否为辉光放电，而确定适当的期间，在灯的起始动作开始后，在该期间内设为谐振停止模式，如果过了该期间则设为谐振模式。

在上述图12中记载了如下情况，即从灯的起始动作开始后，在期间τr内，激活上述谐振禁止信号Sc作为谐振停止模式，如果过了该期间则作为谐振模式。但是，在该图中，假定了上述谐振禁止信号Sc为高电平时成为谐振停止模式的极性。

而且，关于确定上述期间τr的方法，虽然是应该比产生上述的辉光放电或中断等过渡现象的期间长，但是，应缩短为不超过比额定功率低的电能导通到灯的上述期间τe结束的程度。

图13是表示本发明的上述反馈控制部Fb的一部分和DC-DC变换器的上述驱动控制部Gw的电路结构的一实施例的图。该结构中，仅在上述谐振禁止信号Sc为低电平的时候，辅助开关元件Qw成为导通状态。

关于延迟电路Un、Um和驱动电路Uqx，与上述图9中记载的实施例中说明的相同。

在上述辅助开关元件Qw的栅极信号中，由于上述主开关元件Qx和辅助开关元件Qw交替地成为导通状态，所以需要上述PWM信号Sa和其反相信号。因此，对于上述PWM信号Sa，设置2个开关元件Qx1、Qw1，开关元件Qx1是与电阻Rx1有关的射极输出器，生成与PWM信号Sa同相的主开关PWM信号Sax，与此相比，开关元件Qw1与电阻Rw1连接，且射极接地，相对于PWM信号Sa，生成作为反相信号的辅助开关PWM信号Saw。

应成为上述辅助开关元件Qw的驱动信号的辅助开关PWM信号Saw在上述信号变换部Uf生成。如果上述谐振禁止信号Sc是低电平，则开关元件Qc成为导通状态，通过与电阻Rx0串联的电阻Rw0，开关元件Qw1成为截止状态。其结果，辅助开关PWM信号Saw的信号成为高电平，通过上述延迟电路Um后传送到上述驱动电路Uqw。

使用脉冲变压器来使上述辅助开关元件Qw总处于导通状态是困难的，因此，需要使用高端驱动器或光耦合器等绝缘装置，或者当上述辅助开关元件Qw为FET时，需要将其源极端子与驱动控制部Gw的地线连接。

上述图13记载的驱动电路是使用由信号发生器Hsc和可直接驱动上述辅助开关元件Qw的开关元件QH、QL等构成的高端驱动器Hsd的一个例子。此外，成为该高端驱动器(high side driver)Hsd的输出电源的电压，通过电容Ch和二极管Dh的结构、且利用主开关元件Qx的导通截止来充电提升，可在电容Ch上生成上述辅助开关元件Qw的驱动用电源。

上述辅助开关PWM信号Saw的信号通过上述延迟电路Um，并通过高端驱动器Hsd后经电阻Rh输出。此时的输出成为高电平，生成的驱动信号Sqw1、Sqw2通过高电平的电压传到上述辅助开关元件Qw。通过这样的结构，利用上述谐振禁止信号Sc可简单地实现谐振动作的切换。

本发明的DC-DC变换器中，在上述辅助开关元件Qw向导通状态转换时也实现零电压切换，因此，也可以将该切换中的噪声的产生抑制成很小。

在本说明书中记载的电路结构是为了说明本发明的光源装置的动作和功能、及作用而记载的最小限度的内容。因此，在实施例中说明的电路动作的详细事项，例如信号的极性、具体的电路元件的选择或追加、省略、或者基于元件的获取方便性或经济上的理由的变更等的考虑，在实际装置的设计业务中是以顺利执行为前提的。

总而言之，用于从过电压或过电流、过热等破损要因中保护供电装置的FET等的开关元件等电路元件的机构，或者降低伴随供电装置的电路元件的动作而产生的放射噪声或传输噪声的产生，或使发生的噪声不传到外部的机构，例如缓冲电路(snubber circuit)或变阻器、嵌位二极管、(包含逐个脉冲(pulse by pulse)方式的)限流电路、共态或常态噪声滤波扼流圈、噪声滤波电容器等，是以根据需要追加到实施例记载的电路结构的各部分中为前提的。

发明效果

根据本发明的第一或第二方案，可提供一种DC-DC变换器，其解决了现有DC-DC变换器中存在的问题，即难以用低成本在主开关元件的较大幅度的导通比的可变范围内，实现降低切换的损耗的问题。

此外，根据本发明第三方案提供一种高压放电灯点灯装置，解决了现有的高压放电灯电灯装置中存在的问题、即不能以低成本实现降低开关损失的问题。

Claims (2)

1.一种高压放电灯用DC-DC变换器，包括：直流电源(Vin)；可控制导通截止的主开关元件(Qx)；主线圈(Lx)，与上述主开关元件(Qx)串联连接；续流二极管(Dx)，配置成在上述主开关元件(Qx)处于截止状态时，流过上述主线圈(Lx)的感应电流；平滑电容器(Cx)，用于使上述主线圈(Lx)的输出平滑，其特征在于，

还包括辅助线圈(Lw)和谐振电容器(Cw)、以及可控制导通截止的辅助开关元件(Qw)；

上述辅助线圈(Lw)和上述谐振电容器(Cw)串联连接，形成LC串联电路；

该LC串联电路和上述主开关元件(Qx)、以及上述续流二极管(Dx)串联连接；

上述辅助开关元件(Qw)和上述LC串联电路并联连接；

上述主开关元件(Qx)和上述辅助开关元件(Qw)被控制成：交替地成为导通状态，并且，上述辅助开关元件(Qw)成为截止状态后，在规定时间τzz内且主开关元件(Qx)的寄生静电电容的电荷被放电的状态期间，上述主开关元件(Qx)成为导通状态；

为了在从高压放电灯(Ld)的初始动作开始以后的辉光放电或中断的过渡现象能够发生期间，不通过谐振电容器(Cw)进行向放电灯的电流供给，在谐振禁止信号(Sc)被激活的状态下，上述主开关元件(Qx)和上述辅助开关元件(Qw)被控制成：在上述主开关元件(Qx)成为导通状态时，上述辅助开关元件(Qw)也成为导通状态；

以此来代替如下的控制动作：上述主开关元件(Qx)和上述辅助开关元件(Qw)交替地成为导通状态，并且，上述辅助开关元件(Qw)成为截止状态后，在规定时间τzz内且主开关元件(Qx)的寄生静电电容的电荷被放电的状态期间，上述主开关元件(Qx)成为导通状态；

在高压放电灯(Lx)输出电压高或主开关元件(Qx)的导通比大于规定值时，谐振禁止信号被激活。

2.一种高压放电灯点灯装置，对在放电空间(Sd)中封入放电介质、并对置一对用于主放电的电极(E1，E2)的高压放电灯(Ld)进行点灯，其特征在于，向上述高压放电灯(Ld)供电的DC-DC变换器是权利要求1所述的DC-DC变换器。

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