JP4098563B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チョッパ回路に接続された負荷を制御する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電源として交流電圧を平滑した電源を使用し、この電源の出力電圧をチョッパ回路により所定の電圧に変換して負荷に供給し、例えばＨＩＤランプ点灯回路等を定電力制御、定電圧制御、あるいは、定電流制御する場合がある。図６はチョッパ回路として降圧チョッパ回路を用いた電源装置の一例を示す回路図である。
【０００３】
図６に示すように、電源Ｅ１に降圧チョッパ回路ＣＨが接続され、この降圧チョッパ回路ＣＨにランプドライブ回路ＬＤ、定電力演算回路Ｍが接続されている。降圧チョッパ回路ＣＨは、スイッチング素子Ｑ１、リアクトルＬ１、ダイオ−ドＤ１、コンデンサＣ１により構成され、スイッチング素子Ｑ１は定電力演算回路Ｍの出力パルスによりドライブ回路ＴＤを介してオン、オフされる。ランプドライブ回路ＬＤはＨＩＤランプＬＡを駆動し、ランプドライブ回路ＬＤの入力電圧Ｖｌａ、抵抗Ｒｉ１により検出されるランプドライブ回路ＬＤの入力電流Ｉｌａが定電力演算回路Ｍに入力される。
【０００４】
図６に示す電源装置の動作を図７の波形図により説明する。図７（ａ）に示すように、定電力演算回路Ｍから駆動パルスが出力されると、ドライブ回路ＴＤによりスイッチング素子Ｑ１がオンされ、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は図７（ｂ）に示すように時間ｔの経過とともに次第に上昇する。そして、ランプドライブ回路ＬＤの入力電圧Ｖｌａと抵抗Ｒｉ１により検出されたランプドライブ回路Ｄの入力電流Ｉｌａとの演算結果が所定値になると、図７（ａ）に示すように、定電力演算回路Ｍからのパルスがなくなって、演算結果出力端子の出力がローとなるので、スイッチング素子Ｑ１がオフし、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、図７（ｂ）に示すように、ピ−ク値から時間ｔの経過とともに降下する。このようにして、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が適宜設定されることにより、スイッチング素子Ｑ１のデューティ制御が行われ、ランプＬＡには所定の電力が供給される。
【０００５】
図６に示す電源装置において、検出抵抗Ｒｉ１により検出される電流は図７（ｂ）に示すような波形となり、このようにランプドライブ回路ＬＤに流れる電流を検出すると、ランプ電流が大きいＨＩＤランプ等では、検出抵抗Ｒｉ１での電力損失が大きくなるため、抵抗ロスを低減する目的と、定電力制御を従来よりも更に電流ピーク型で行う目的で、図８に示すような電源装置も使用されている。この電源装置では、ダイオードＤ１と接地間に電流検出抵抗Ｒｉ２が設けられており、この検出抵抗Ｒｉ２による検出電流は図７（ｃ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のオン時のみの波形となるので、抵抗Ｒｉ２による電力損失が少なくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このようなチョッパ回路を用いた電源装置には、従来上記のような回路が用いられているが、上記で説明したように、図６に示す電源装置では、電流検出抵抗による電力損失が大きいという問題がある。一方、高圧水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ等の高輝度放電ランプ（ＨＩＤランプ）は、始動直後のアーク放電に移行した初期には水銀等の蒸気圧が低いので、ランプ電圧が低い値になり、図９に示すように、水銀蒸気圧の上昇に伴ってランプ電圧が上昇する。したがって、チョッパ回路を用いた電源装置をＨＩＤランプ点灯回路に使用した場合、少なくともランプ始動時、すなわち、ランプの始動から時間ｔ１の間はリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１は図７（ｄ）に示すように、電流が連続する状態となる。このように、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が連続した状態になると、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時にダイオードＤ１が導通しており、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流ＩＱ１には、図７（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に大きな貫通電流が流れる。このため、図８に示す電源装置をＨＩＤランプ点灯回路に使用した場合、電流検出抵抗による電力損失は小さいが、電流検出抵抗Ｒｉ２が上記の貫通電流を検出して定電力演算回路Ｍがスイッチング素子Ｑ１をオフするので、ランプＬＡのチラツキが生じたり、始動失敗が起こって電力を供給できない状況が起こるという問題があった。
【０００７】
本発明は、上記の問題に鑑みてなされたもので、電流検出抵抗での電力損失を低減するとともに、スイッチング素子の貫通電流の影響を除去することができる電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る本発明は、スイッチング素子を備えたチョッパ回路と、前記スイッチング素子のオン時のみの電流を検出して前記チョッパ回路のスイッチング素子をオン、オフ制御する演算回路とを備えた電源装置において、前記スイッチング素子の各スイッチング周期の内、スイッチング素子のオン直後の所定期間、前記演算回路がスイッチング素子がオフするのを阻止する回路を設けたことを特徴とする。
【０００９】
請求項２に係る本発明は、スイッチング素子を備えたチョッパ回路と、前記スイッチング素子のオン時のみの電流を検出して前記チョッパ回路のスイッチング素子をオン、オフ制御する演算回路とを備えた電源装置において、発振回路と、前記発振回路の出力と前記演算回路の出力によりセット、リセットされ、前記スイッチング素子をオン、オフ制御するフリップフロップ回路と、前記スイッチング素子の各スイッチング周期の内、スイッチング素子のオン直後の所定期間、前記フリップフロップ回路のリセットを阻止する回路とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
本発明では、スイッチング素子のオン時の電流を検出しており、電流検出抵抗の電力損失が小さいので、熱損失が少なく、また、スイッチング素子がオンしてから所定の期間スイッチング素子がオフするのを阻止するので、スイッチング素子に流れる貫通電流の影響を受けることを防止することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。図１は実施の形態に係る電源装置を示す回路構成図であり、図２は図１の電源装置の駆動信号および出力電流波形を示す図である。
【００１２】
図１において、Ｅ１は交流電圧を平滑した電源、ＣＨはチョッパ回路、Ｑ１はスイッチング素子、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、Ｌ１はリアクトル、Ｃ１はコンデンサ、Ｒ１は電流検出抵抗、ＬＤはランプドライブ回路、ＬＡはランプ、Ｍは定電力演算回路、ＯＳＣは発振回路、ＦＦはフリップフロップ回路、ＩＮはインバータ、ＴＤはスイッチング素子Ｑ１を駆動するドライブ回路である。スイッチング素子Ｑ１にはＭＯＳＦＥＴ等を使用することができる。
【００１３】
電源Ｅ１に降圧チョッパ回路ＣＨが接続され、この降圧チョッパ回路ＣＨにランプドライブ回路ＬＤ、定電力演算回路Ｍが接続されている。降圧チョッパ回路ＣＨは、スイッチング素子Ｑ１、リアクトルＬ１、ダイオ−ドＤ１、コンデンサＣ１により構成され、スイッチング素子Ｑ１はフリップフロップ回路ＦＦの出力パルスによりドライブ回路ＴＤを介してオン、オフされる。ランプドライブ回路ＬＤはＨＩＤランプＬＡを駆動し、ランプドライブ回路ＬＤの入力電圧及び抵抗Ｒ１により検出されるスイッチング素子Ｑ１のオン時の電流が定電力演算回路Ｍに入力される。フリップフロップ回路ＦＦは発振回路ＯＳＣの出力パルスによりセットされるとともに、定電力演算回路Ｍの出力パルスによりリセットされる。インバータＩＮには発振回路ＯＳＣの出力パルスが入力され、発振回路ＯＳＣからパルスが出力されている間、インバータＩＮの出力がローになり、定電力演算回路ＭからのリセットパルスがダイオードＤ２を介して引き抜かれる。
【００１４】
次に、図１の電源装置の作用を図２の波形図を用いて説明する。発振回路ＯＳＣから図２（ａ）に示すようなパルスが出力されると、フリップフロップ回路ＦＦがセットされ、ドライブ回路ＴＤを介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに図２（ｂ）に示すようなゲート電圧が供給され、スイッチング素子Ｑ１がオンする。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は時間ｔの経過とともに次第に上昇し、検出抵抗Ｒ１に流れる電流が図２（ｃ）に示すように次第に上昇する。そして、この電流値とランプドライブ回路ＬＤの入力電圧から演算された電力値が設定値になると、定電力演算回路Ｍの演算結果出力端子から図２（ｄ）に示すような、リセットパルスが出力され、フリップフロップ回路ＦＦがリセットされる。したがって、図２（ｂ）に示すようにゲート電圧もローになり、スイッチング素子Ｑ１がオフし、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、ピ−ク値から時間の経過と共に降下する。
このように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が定電力演算回路Ｍによって適宜設定されることにより、スイッチング素子Ｑ１のデューティ制御が行われ、ランプＬＡには所定の電力が供給される。
【００１５】
一方、ランプ始動時等に、図７（ｄ）に示すようにリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が連続する状態となった場合、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が連続しているため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ１が導通しており、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流ＩＱ１には、図２（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン時に大きな貫通電流が流れる。この貫通電流によって、定電力演算回路Ｍは図２（ｆ）の破線で示すパルスＰ´を発生するが、このとき、発振回路ＯＳＣの出力がハイであり、インバータＩＮの出力がローであるので、ダイオードＤ２を介してこのパルスＰ´が引き込まれ、フリップフロップ回路ＦＦはリセットされない。
したがって、スイッチング素子の貫通電流の影響を受けずに、負荷の定電力制御を行うことができる。
【００１６】
上記の実施の形態では、定電力演算回路により検出抵抗に流れる電流の電流値とランプドライブ回路の入力電圧から電力値を演算し、この演算値が設定値になったとき、スイッチング素子をオフして定電力制御を行ったが、検出抵抗に流れる電流の電流値と設定電圧とを直接電圧比較器で比較し、検出電流が設定値になったとき、スイッチング素子をオフすることにより、定電流制御を行うこともでき、図３はこのような定電流制御を行う場合の実施の形態を示す図である。
【００１７】
図３において、ＣＯは電圧比較器であり、検出抵抗Ｒ１によって検出された電流値を設定電圧Ｅ２と比較し、電流値が設定値Ｅ２より大きくなったとき、信号を出力する。また、貫通電流区間停止回路ＳＴは発信回路ＯＳＣからパルスが出力されてから設定された所定の期間ゲート回路Ｇに信号を送り、ゲート回路Ｇは貫通電流区間停止回路ＳＴからの信号を受けている間、電圧比較器ＣＯの出力がフリップフロップ回路ＦＦのリセット端子ＲＳＴに入力されるのを阻止する。その他の回路は、図１の電源装置と同様であるので、詳細な説明を省略する。
【００１８】
図３に示す電源装置においては、検出抵抗Ｒ１に流れる電流の電流値と設定電圧Ｅ２とを直接電圧比較器ＣＯで比較し、検出電流値が設定値になったとき、スイッチング素子Ｑ１をオフすることにより負荷ＬＯの定電流制御を行うが、検出抵抗Ｒ１に貫通電流が流れる期間は、貫通電流区間停止回路ＳＴ及びゲート回路Ｇが、電圧比較器ＣＯの出力がフリップフロップ回路ＦＦのリセット端子ＲＳＴに入力されるのを阻止するので、スイッチング素子Ｑ１に流れる貫通電流の影響を受けることなく、負荷ＬＯの定電流制御を行うことができる。
【００１９】
以上のように、本発明によれば、スイッチング素子のオン、オフを制御するために、電力演算回路や電流値比較器に入力する電流値を検出する抵抗を、スイッチング素子がオンするときの電流のみが流れる位置に配置したので、電流検出抵抗の電力損失を少なくすることができ、また、スイッチング素子がオンしてから所定の期間、電力演算回路や電流値比較器の出力がスイッチング素子をオフするのを阻止するようにしたので、スイッチング素子の貫通電流の影響を除去して制御を行うことができる。
【００２０】
以上の実施の形態では、フリップフロップ回路及び阻止回路を用いて貫通電流によりスイッチング素子がオフされるのを阻止したが、定電力演算回路において、スイッチング素子がオンしてから所定時間電流を検出しないようにしたり、あるいは電力を演算しないようにして、貫通電流によりスイッチング素子がオフされるのを阻止することもできる。さらに、以上の実施の形態では、チョッパ回路として、降圧チョッパ回路を使用しているが、チョッパ回路として図４に示すような昇圧チョッパ回路、あるいは図５に示すような昇降圧チョッパ回路を使用することもできる。また、本発明の電源回路はＨＩＤランプ点灯回路に限らず、種々の用途に使用することができる。
【００２１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、電流検出抵抗での電力損失を低減して熱損失を少なくすることができるとともに、スイッチング素子の貫通電流の影響を除去することができる。したがって、本発明の電源回路をＨＩＤランプ点灯回路に使用した場合、ランプ始動時に、スイッチング素子に大きな貫通電流が流れても、貫通電流によってスイッチング素子がオフされることがなく、ランプのチラツキや始動失敗を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置を示す図である。
【図２】図１に示す電源装置の駆動信号、電流波形を示す図である。
【図３】本発明の他の実施の形態に係る電源装置を示す図である。
【図４】降圧チョッパ回路を示す図である。
【図５】昇降圧チョッパ回路を示す図である。
【図６】従来の電源装置を示す図である。
【図７】図６に示す電源装置の駆動信号、電流波形を示す図である。
【図８】従来の他の電源装置を示す図である。
【図９】ＨＩＤランプの電圧特性を示す図である。
【符号の説明】
Ｅ１ 電源
Ｑ１ スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｌ１ リアクトル
Ｃ１ コンデンサ
Ｒ１、Ｒｉ１、Ｒｉ２、 電流検出抵抗
Ｍ 定電力演算回路
ＬＤ ランプドライブ回路
ＬＡ ランプ
ＴＤ ドライブ回路
ＯＳＣ 発振回路
ＦＦ フリップフロップ回路
ＩＮ インバータ
ＣＯ 電圧比較器
ＳＴ 貫通電流区間停止回路
Ｇ ゲート回路
ＬＯ 負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は、チョッパ回路に接続された負荷を制御する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電源として交流電圧を平滑した電源を使用し、この電源の出力電圧をチョッパ回路により所定の電圧に変換して負荷に供給し、例えばＨＩＤランプ点灯回路等を定電力制御、定電圧制御、あるいは、定電流制御する場合がある。図６はチョッパ回路として降圧チョッパ回路を用いた電源装置の一例を示す回路図である。
【０００３】
図６に示すように、電源Ｅ１に降圧チョッパ回路ＣＨが接続され、この降圧チョッパ回路ＣＨにランプドライブ回路ＬＤ、定電力演算回路Ｍが接続されている。降圧チョッパ回路ＣＨは、スイッチング素子Ｑ１、リアクトルＬ１、ダイオ−ドＤ１、コンデンサＣ１により構成され、スイッチング素子Ｑ１は定電力演算回路Ｍの出力パルスによりドライブ回路ＴＤを介してオン、オフされる。ランプドライブ回路ＬＤはＨＩＤランプＬＡを駆動し、ランプドライブ回路ＬＤの入力電圧Ｖｌａ、抵抗Ｒｉ１により検出されるランプドライブ回路ＬＤの入力電流Ｉｌａが定電力演算回路Ｍに入力される。
【０００４】
図６に示す電源装置の動作を図７の波形図により説明する。図７（ａ）に示すように、定電力演算回路Ｍから駆動パルスが出力されると、ドライブ回路ＴＤによりスイッチング素子Ｑ１がオンされ、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は図７（ｂ）に示すように時間ｔの経過とともに次第に上昇する。そして、ランプドライブ回路ＬＤの入力電圧Ｖｌａと抵抗Ｒｉ１により検出されたランプドライブ回路Ｄの入力電流Ｉｌａとの演算結果が所定値になると、図７（ａ）に示すように、定電力演算回路Ｍからのパルスがなくなって、演算結果出力端子の出力がローとなるので、スイッチング素子Ｑ１がオフし、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、図７（ｂ）に示すように、ピ−ク値から時間ｔの経過とともに降下する。このようにして、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が適宜設定されることにより、スイッチング素子Ｑ１のデューティ制御が行われ、ランプＬＡには所定の電力が供給される。
【０００５】
図６に示す電源装置において、検出抵抗Ｒｉ１により検出される電流は図７（ｂ）に示すような波形となり、このようにランプドライブ回路ＬＤに流れる電流を検出すると、ランプ電流が大きいＨＩＤランプ等では、検出抵抗Ｒｉ１での電力損失が大きくなるため、抵抗ロスを低減する目的と、定電力制御を従来よりも更に電流ピーク型で行う目的で、図８に示すような電源装置も使用されている。この電源装置では、ダイオードＤ１と接地間に電流検出抵抗Ｒｉ２が設けられており、この検出抵抗Ｒｉ２による検出電流は図７（ｃ）に示すようにスイッチング素子Ｑ１のオン時のみの波形となるので、抵抗Ｒｉ２による電力損失が少なくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このようなチョッパ回路を用いた電源装置には、従来上記のような回路が用いられているが、上記で説明したように、図６に示す電源装置では、電流検出抵抗による電力損失が大きいという問題がある。一方、高圧水銀ランプ、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ等の高輝度放電ランプ（ＨＩＤランプ）は、始動直後のアーク放電に移行した初期には水銀等の蒸気圧が低いので、ランプ電圧が低い値になり、図９に示すように、水銀蒸気圧の上昇に伴ってランプ電圧が上昇する。したがって、チョッパ回路を用いた電源装置をＨＩＤランプ点灯回路に使用した場合、少なくともランプ始動時、すなわち、ランプの始動から時間ｔ１の間はリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１は図７（ｄ）に示すように、電流が連続する状態となる。このように、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が連続した状態になると、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時にダイオードＤ１が導通しており、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流ＩＱ１には、図７（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に大きな貫通電流が流れる。このため、図８に示す電源装置をＨＩＤランプ点灯回路に使用した場合、電流検出抵抗による電力損失は小さいが、電流検出抵抗Ｒｉ２が上記の貫通電流を検出して定電力演算回路Ｍがスイッチング素子Ｑ１をオフするので、ランプＬＡのチラツキが生じたり、始動失敗が起こって電力を供給できない状況が起こるという問題があった。
【０００７】
本発明は、上記の問題に鑑みてなされたもので、電流検出抵抗での電力損失を低減するとともに、スイッチング素子の貫通電流の影響を除去することができる電源装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る本発明は、スイッチング素子を備えたチョッパ回路と、前記スイッチング素子のオン時のみの電流を検出して前記チョッパ回路のスイッチング素子をオン、オフ制御する演算回路とを備えた電源装置において、前記スイッチング素子の各スイッチング周期の内、スイッチング素子のオン直後の所定期間、前記演算回路がスイッチング素子がオフするのを阻止する回路を設けたことを特徴とする。
【０００９】
請求項２に係る本発明は、スイッチング素子を備えたチョッパ回路と、前記スイッチング素子のオン時のみの電流を検出して前記チョッパ回路のスイッチング素子をオン、オフ制御する演算回路とを備えた電源装置において、発振回路と、前記発振回路の出力と前記演算回路の出力によりセット、リセットされ、前記スイッチング素子をオン、オフ制御するフリップフロップ回路と、前記スイッチング素子の各スイッチング周期の内、スイッチング素子のオン直後の所定期間、前記フリップフロップ回路のリセットを阻止する回路とを備えたことを特徴とする。
【００１０】
本発明では、スイッチング素子のオン時の電流を検出しており、電流検出抵抗の電力損失が小さいので、熱損失が少なく、また、スイッチング素子がオンしてから所定の期間スイッチング素子がオフするのを阻止するので、スイッチング素子に流れる貫通電流の影響を受けることを防止することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。図１は実施の形態に係る電源装置を示す回路構成図であり、図２は図１の電源装置の駆動信号および出力電流波形を示す図である。
【００１２】
図１において、Ｅ１は交流電圧を平滑した電源、ＣＨはチョッパ回路、Ｑ１はスイッチング素子、Ｄ１、Ｄ２はダイオード、Ｌ１はリアクトル、Ｃ１はコンデンサ、Ｒ１は電流検出抵抗、ＬＤはランプドライブ回路、ＬＡはランプ、Ｍは定電力演算回路、ＯＳＣは発振回路、ＦＦはフリップフロップ回路、ＩＮはインバータ、ＴＤはスイッチング素子Ｑ１を駆動するドライブ回路である。スイッチング素子Ｑ１にはＭＯＳＦＥＴ等を使用することができる。
【００１３】
電源Ｅ１に降圧チョッパ回路ＣＨが接続され、この降圧チョッパ回路ＣＨにランプドライブ回路ＬＤ、定電力演算回路Ｍが接続されている。降圧チョッパ回路ＣＨは、スイッチング素子Ｑ１、リアクトルＬ１、ダイオ−ドＤ１、コンデンサＣ１により構成され、スイッチング素子Ｑ１はフリップフロップ回路ＦＦの出力パルスによりドライブ回路ＴＤを介してオン、オフされる。ランプドライブ回路ＬＤはＨＩＤランプＬＡを駆動し、ランプドライブ回路ＬＤの入力電圧及び抵抗Ｒ１により検出されるスイッチング素子Ｑ１のオン時の電流が定電力演算回路Ｍに入力される。フリップフロップ回路ＦＦは発振回路ＯＳＣの出力パルスによりセットされるとともに、定電力演算回路Ｍの出力パルスによりリセットされる。インバータＩＮには発振回路ＯＳＣの出力パルスが入力され、発振回路ＯＳＣからパルスが出力されている間、インバータＩＮの出力がローになり、定電力演算回路ＭからのリセットパルスがダイオードＤ２を介して引き抜かれる。
【００１４】
次に、図１の電源装置の作用を図２の波形図を用いて説明する。発振回路ＯＳＣから図２（ａ）に示すようなパルスが出力されると、フリップフロップ回路ＦＦがセットされ、ドライブ回路ＴＤを介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに図２（ｂ）に示すようなゲート電圧が供給され、スイッチング素子Ｑ１がオンする。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は時間ｔの経過とともに次第に上昇し、検出抵抗Ｒ１に流れる電流が図２（ｃ）に示すように次第に上昇する。そして、この電流値とランプドライブ回路ＬＤの入力電圧から演算された電力値が設定値になると、定電力演算回路Ｍの演算結果出力端子から図２（ｄ）に示すような、リセットパルスが出力され、フリップフロップ回路ＦＦがリセットされる。したがって、図２（ｂ）に示すようにゲート電圧もローになり、スイッチング素子Ｑ１がオフし、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、ピ−ク値から時間の経過と共に降下する。
このように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が定電力演算回路Ｍによって適宜設定されることにより、スイッチング素子Ｑ１のデューティ制御が行われ、ランプＬＡには所定の電力が供給される。
【００１５】
一方、ランプ始動時等に、図７（ｄ）に示すようにリアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が連続する状態となった場合、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ１が連続しているため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にダイオードＤ１が導通しており、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流ＩＱ１には、図２（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン時に大きな貫通電流が流れる。この貫通電流によって、定電力演算回路Ｍは図２（ｆ）の破線で示すパルスＰ´を発生するが、このとき、発振回路ＯＳＣの出力がハイであり、インバータＩＮの出力がローであるので、ダイオードＤ２を介してこのパルスＰ´が引き込まれ、フリップフロップ回路ＦＦはリセットされない。
したがって、スイッチング素子の貫通電流の影響を受けずに、負荷の定電力制御を行うことができる。
【００１６】
上記の実施の形態では、定電力演算回路により検出抵抗に流れる電流の電流値とランプドライブ回路の入力電圧から電力値を演算し、この演算値が設定値になったとき、スイッチング素子をオフして定電力制御を行ったが、検出抵抗に流れる電流の電流値と設定電圧とを直接電圧比較器で比較し、検出電流が設定値になったとき、スイッチング素子をオフすることにより、定電流制御を行うこともでき、図３はこのような定電流制御を行う場合の実施の形態を示す図である。
【００１７】
図３において、ＣＯは電圧比較器であり、検出抵抗Ｒ１によって検出された電流値を設定電圧Ｅ２と比較し、電流値が設定値Ｅ２より大きくなったとき、信号を出力する。また、貫通電流区間停止回路ＳＴは発信回路ＯＳＣからパルスが出力されてから設定された所定の期間ゲート回路Ｇに信号を送り、ゲート回路Ｇは貫通電流区間停止回路ＳＴからの信号を受けている間、電圧比較器ＣＯの出力がフリップフロップ回路ＦＦのリセット端子ＲＳＴに入力されるのを阻止する。その他の回路は、図１の電源装置と同様であるので、詳細な説明を省略する。
【００１８】
図３に示す電源装置においては、検出抵抗Ｒ１に流れる電流の電流値と設定電圧Ｅ２とを直接電圧比較器ＣＯで比較し、検出電流値が設定値になったとき、スイッチング素子Ｑ１をオフすることにより負荷ＬＯの定電流制御を行うが、検出抵抗Ｒ１に貫通電流が流れる期間は、貫通電流区間停止回路ＳＴ及びゲート回路Ｇが、電圧比較器ＣＯの出力がフリップフロップ回路ＦＦのリセット端子ＲＳＴに入力されるのを阻止するので、スイッチング素子Ｑ１に流れる貫通電流の影響を受けることなく、負荷ＬＯの定電流制御を行うことができる。
【００１９】
以上のように、本発明によれば、スイッチング素子のオン、オフを制御するために、電力演算回路や電流値比較器に入力する電流値を検出する抵抗を、スイッチング素子がオンするときの電流のみが流れる位置に配置したので、電流検出抵抗の電力損失を少なくすることができ、また、スイッチング素子がオンしてから所定の期間、電力演算回路や電流値比較器の出力がスイッチング素子をオフするのを阻止するようにしたので、スイッチング素子の貫通電流の影響を除去して制御を行うことができる。
【００２０】
以上の実施の形態では、フリップフロップ回路及び阻止回路を用いて貫通電流によりスイッチング素子がオフされるのを阻止したが、定電力演算回路において、スイッチング素子がオンしてから所定時間電流を検出しないようにしたり、あるいは電力を演算しないようにして、貫通電流によりスイッチング素子がオフされるのを阻止することもできる。さらに、以上の実施の形態では、チョッパ回路として、降圧チョッパ回路を使用しているが、チョッパ回路として図４に示すような昇圧チョッパ回路、あるいは図５に示すような昇降圧チョッパ回路を使用することもできる。また、本発明の電源回路はＨＩＤランプ点灯回路に限らず、種々の用途に使用することができる。
【００２１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、電流検出抵抗での電力損失を低減して熱損失を少なくすることができるとともに、スイッチング素子の貫通電流の影響を除去することができる。したがって、本発明の電源回路をＨＩＤランプ点灯回路に使用した場合、ランプ始動時に、スイッチング素子に大きな貫通電流が流れても、貫通電流によってスイッチング素子がオフされることがなく、ランプのチラツキや始動失敗を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る電源装置を示す図である。
【図２】図１に示す電源装置の駆動信号、電流波形を示す図である。
【図３】本発明の他の実施の形態に係る電源装置を示す図である。
【図４】降圧チョッパ回路を示す図である。
【図５】昇降圧チョッパ回路を示す図である。
【図６】従来の電源装置を示す図である。
【図７】図６に示す電源装置の駆動信号、電流波形を示す図である。
【図８】従来の他の電源装置を示す図である。
【図９】ＨＩＤランプの電圧特性を示す図である。
【符号の説明】
Ｅ１ 電源
Ｑ１ スイッチング素子
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
Ｌ１ リアクトル
Ｃ１ コンデンサ
Ｒ１、Ｒｉ１、Ｒｉ２、 電流検出抵抗
Ｍ 定電力演算回路
ＬＤ ランプドライブ回路
ＬＡ ランプ
ＴＤ ドライブ回路
ＯＳＣ 発振回路
ＦＦ フリップフロップ回路
ＩＮ インバータ
ＣＯ 電圧比較器
ＳＴ 貫通電流区間停止回路
Ｇ ゲート回路
ＬＯ 負荷
Claims (2)
- スイッチング素子を備えたチョッパ回路と、前記スイッチング素子のオン時のみの電流を検出して前記チョッパ回路のスイッチング素子をオン、オフ制御する演算回路とを備えた電源装置において、前記スイッチング素子の各スイッチング周期の内、スイッチング素子のオン直後の所定期間、前記演算回路がスイッチング素子をオフするのを阻止する回路を設けたことを特徴とする電源装置。
- スイッチング素子を備えたチョッパ回路と、前記スイッチング素子のオン時のみの電流を検出して前記チョッパ回路のスイッチング素子をオン、オフ制御する演算回路とを備えた電源装置において、発振回路と、前記発振回路の出力と前記演算回路の出力によりセット、リセットされ、前記スイッチング素子をオン、オフ制御するフリップフロップ回路と、前記スイッチング素子の各スイッチング周期の内、スイッチング素子のオン直後の所定期間、前記フリップフロップ回路のリセットを阻止する回路とを備えたことを特徴とする電源装置。
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