JP5264713B2

JP5264713B2 - ランプの駆動回路

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Publication number: JP5264713B2
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Inventors: エンヒベルトビージーネイホフ; クレイヒェルヨゼフピーイーデ; マルセルジェイエムブックス
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Description

本発明はランプの駆動回路に関し、特に順方向転流のランプ駆動回路に関する。

（限定されるものではないが、高輝度の放電（HID）ランプなどの）ガス放電ランプ用のランプ駆動回路は、必要な量の電流を当該ガス放電ランプに供給し、AC電圧源などの主電圧源からパワーを受領する。従来から、斯様なランプ駆動回路は三つのステージ：AC入力電圧をより高いDC出力電圧へと変換するための転流器及びアップコンバータと、前記DC電圧をより低い電圧でしかしより高い電流へと変換するためのダウンコンバータ（順方向コンバータ）と、最後に、比較的低い周波数でランプ用のDC電流を切替える転流器とを有する。より最近の設計においては、最後の二つのステージ（即ち、ダウンコンバータ及び転流器）は1個のステージへと一体化され、順方向転流ステージと呼ばれる。

順方向転流のランプ駆動回路は、ハーフブリッジ順方向転流（HBCF）トポロジ、又はフルブリッジ順方向転流（FBCF）トポロジで具現化される。従って、斯様な順方向転流ステージは、MOSFETスイッチなどの直列に接続された二つのパワー切替え素子の少なくとも一つの対を常に持っていて、駆動されねばならないガス放電ランプは二つの切替え素子の間のノードに結合されている。

ガス放電ランプ、特に低出力のメタルハライドガス放電ランプでは、ランプ電流の転流速度が高くなくてはならない。もしも転流が遅いと、電極の低い熱時定数により、ランプ電極の温度が転流の間に降下し過ぎてしまい、瞬間的な陰極相内の熱放射が妨げられる。これは転流後のランプの高い電圧ピークとなり、電極の劣化、及びランプの消灯につながる。

米国特許公開公報US 2005/0062432 A1は、高圧放電ランプへ供給されるパワー又は電流を制御するために、少なくとも1個のパワー切替え素子をスイッチ-オン及びスイッチ-オフの状態に制御するための制御手段を有する、高圧放電ランプを動作させる装置を開示している。当該制御手段は、少なくとも1個のパワー切替え素子のスイッチ-オン状態のオン時間（Ton）を制御することにより、ランプによって消費されるパワーを制御する。

米国特許公開公報US 2005/0269969 A1は、ランプの回路電流がゼロを横切る（クロスする）とき駆動装置（ドライバ）のパワー切替え素子を切替えるためにランプ回路電流が感知される、ガス放電ランプ用のドライバを開示している。ゼロクロスセンサは、ランプ電流に直列に接続された１次巻線をもつ小さなトランスで構成されている。当該小さなトランスは比較的小さな１次電流で既に飽和されており、パワー切替え素子を制御するために、トランスの2次巻線に信号を供するよう、電流がゼロクロスする近傍で飽和から抜け出す。

ランプ電流の転流が大変速く出来る順方向転流のランプ駆動回路と、ガス放電ランプを動作させるための対応する方法とを持つことが所望される。

一つの態様で、本発明は請求項1又は請求項3によるランプの駆動回路を供する。

更なる態様で、本発明は請求項6又は請求項8によるガス放電ランプの動作方法を供する。

本発明によるランプの駆動回路及びガス放電ランプを動作させる方法は、ランプ電流の非常に速い転流を可能にする。斯様な速い転流は、陰極相にある電極の瞬間的な熱放射を停止させるかも知れない、小さな熱時定数をもつランプの電極の温度が低下し過ぎることを回避する。

転流周期の第1の期間（例えば周期の半分）及び第2の期間のそれぞれ始めに、第1の切替え装置が導通になる時間、及び第2の切替え装置が導通になる時間の各々が延長されるようにMOSFETなどの切替え装置を制御することは、ランプ電流の転流速度の増大を実現する。代替的には、ランプ電流の転流速度の増大を実現するために、転流周期の第1の期間（例えば周期の半分）及び第2の期間のそれぞれ終わりに、第1の切替え装置が非導通になる時間、及び第2の切替え装置が非導通になる時間の各々が延長されるよう切替え装置が制御される。

切替え装置を導通にする時間を決定するために、何時インバータのインダクタンスを流れるインバータインダクタンス電流がゼロを横切るかを検知する目的で、制御回路は電流感知回路からの出力信号を受信する。しかしながら、ハードウエア若しくは又はソフトウエアの何れか、又は両方で実行される他の制御方式もまた、本発明を実行するためのガス放電ランプの制御で使われることが出来る。

これ以降、限定されない実施例を例示している添付の図面を参照し、本発明が、より詳細に説明されている。

図において、同じ引用番号は同じ部品を参照している。

図1は、本発明によるランプ駆動回路10の実施例を示している。この実施例では、順方向転流ステージはハーフブリッジのタイプである。しかしながら当業者は、本発明はまた、変更すべきは変更して、フルブリッジタイプの順方向転流装置にも適用され得ることを認識しよう。当該ランプ駆動回路10は、インバータ回路20と出力回路30とを有する。

インバータ回路20は、第1の切替え装置Q1と第2の切替え装置Q2とを有する。切替え装置Q1、Q2の各々は、図に示されるボディダイオードをもつMOSFETである。当該切替え装置Q1、Q2は、各切替え装置Q1、Q2のゲートG_Q1、G_Q2と結合された制御回路40によって制御されている。当該切替え装置Q1、Q2は転流回路を形成している。インバータ回路20は、インバータインダクタンスL1と、キャパシタC1A、C1Bで形成されるインバータキャパシタンスC1とを有するインバータ共振回路を更にもっている。当該インバータ共振回路は転流回路のノードP1と接続されている。第1のクランプダイオードD1と第2のクランプダイオードD2とを有するクランプ回路は、ダイオードの両方がインバータ共振回路のノードP2と接続されている。

出力回路30は、インダクタL2A、L2Bで形成される出力インダクタンスL2と、出力キャパシタC2A、C2B、C2Cを有する出力キャパシタンスC2とをもつ出力共振回路を有する。出力インダクタンスL2は、1個のインダクタとして具現化されることもある。これ以降、出力インダクタL2について説明されるときは、インダクタL2A及びL2Bの両方を含むことが意図されている。出力キャパシタC2A及びC2Bは、供給電圧Vsを分割する電圧分割器を形成している。出力キャパシタC2Cは、ランプの容量及び寄生容量によって形成され、更に点火キャパシタを有する。出力キャパシタンスC2と呼ぶときは、これは全て三つの出力キャパシタC2A、C2B、C2Cを含むことが意図されている。出力回路30は二つの出力端子O1、O2を更に有する。ガス放電ランプLは、前記出力端子O1、O2の間に接続される。

供給電圧Vsが、ランプ駆動回路10の適切な端子に供される。別の端子で、当該ランプ駆動回路10は接地される。斯様にして、供給電圧Vsがランプ駆動回路10の入力端子に印加される。

電流感知回路100はインバータインダクタンスL1を流れる電流I_LCを感知し、実線60で示されているように、当該電流I_LCのゼロクロスを示す信号を制御回路40へと供する。

図2はUS 2005/0269969 A1で開示された、電流感知回路100の実施例を示している。当該電流感知回路100は、1次巻き線111と2次巻き線112とをもつ小さなトランスを有する。1次巻き線111は前記インバータインダクタンスL1と直列に接続され、この結果、電流I_LCが当該1次巻き線111を流れる。第1のダイオード113は前記2次巻き線112の第1の端部と接続されたアノードをもち、第2のダイオード114は前記2次巻き線112の他方の端部と接続されたアノードをもつ。第1及び第2のダイオード113、114のカソードは一緒に、抵抗115の第1の端部に接続され、当該抵抗115の他端は、電流感知回路100の第1の出力端子120aと接続されている。当該電流感知回路100の第2の出力端子120bは、2次巻き線112の中央端子と接続されている。

限定されるわけではないが、好ましくはトロイダルタイプのトランス110は大変小さく、この結果、1次巻き線111を通る比較的小さな電流I_LCにてさえ、当該トランスのコアが飽和される。斯様に飽和された状況では、1次巻き線111を通るランプ電流の増減は、2次巻き線112に何ら顕著な出力信号を生じさせないであろう。しかし、1次巻き線111を通る電流がゼロに近づくや否や、トランス110は飽和から脱し、2次巻き線112の両端間に電圧のピークを生成することが可能になる。中央端子を基準とする、これ故、第2の出力端子120bを基準とするこの電圧ピークの極性に依存して、第1のダイオード113又は第2のダイオード114が、この電圧ピークを抵抗115を介して第1の出力端子120aへと導く。出力パルスの電圧レベルを所望の論理値へとクランプし、よって第1の出力端子120aでの電圧が高過ぎるほど上昇し得るのを防いでいる、好ましくはツェナーダイオード116が、二つの出力端子120aと120bとの間に接続されている。

ランプ電流のゼロクロス近傍で、電流感知回路100は2次巻き線112に出力パルスを供し、これは1次巻き線111内の電流I_LCの実際のゼロクロスと実質的に一致する。この電圧パルスの立ち上がりエッジは、実際のゼロクロスより前の時刻に位置している。従って、制御回路40（図1）が前記出力パルスの立ち上がりエッジに応答するように設計されている場合、即ち、制御回路40は出力パルスの立ち上がりエッジによってトリガされる場合、切替え装置Q1、Q2を切り替える実際のタイミングは、ランプ電流の実際のゼロクロスに正確に一致することができる。

図1によるランプ駆動回路10の動作が、図3を参照して説明されている。図3のタイミング図では、安定動作時にインバータインダクタンスL1を流れるインバータインダクタンス電流I_LCが示されている。

図1及び図3を参照すると、インバータインダクタンス電流I_LCはインバータ回路20によって生成された供給電流を表している。転流期間では、切替え装置Q1はマスタ切替え装置として動作され、一方、切替え装置Q2はスレーブ切替え装置として動作される。後続する転流期間では、このマスタ/スレーブの関係は逆転する。

図3に示されているように、時刻t₀において、制御回路40はマスタ切替え装置Q1を導通に切り替えるよう制御する。図3に関連して、以下に更に説明されるように、この制御タイミングは電流感知回路100の出力パルスから決定される。従って、インバータインダクタンスL1を通じて電流が発生し始める。当該電流はI_A,maxのレベルまで増大する。時刻t₁で、マスタ切替え装置Q1が非導通へと切り替えられる。インバータインダクタンスL1は、発生した電流を維持するよう試み、結果として、スレーブの切替え装置Q2のボディダイオードを流れるフリーホイール電流を生じる。

二段のMOSFETの動作モードでは、スレーブの切り替え装置Q2は、その後導通に切り替えられ、MOSFETを流れるフリーホイール電流を生じ、スレーブ切替え装置Q2のボディダイオードを流れる当該フリーホイール電流を減じる。当該フリーホイール電流は徐々に減少し、ゼロに到達し、その後は方向が逆転される。スレーブの切替え装置Q2は非導通に切り替えられ、逆方向に流れるフリーホイール電流は、反対方向のレール電圧に対する電圧の共振のスイング（振れ）をノードP1に生成する。斯様に、二段のMOSFETモードでは、比較的大きな順方向損失及び比較的大きなターンオフ（遮断）損失などのボディダイオードの使用による欠点が回避されることができる。

時刻t₂で、電流がI_A,minのレベルのとき、制御回路40によりマスタの切替え装置Q1が、再び導通に切り替えられる。図3を参照して以下に更に説明されるように、この制御のタイミングは電流感知回路100の更なる出力パルスから決定される。t₀からt₂へのサイクルは、時刻t₂以降繰り返される。

このように、転流周期の前半である第1の転流期間Aでは、インバータインダクタンス電流I_LCは最小レベルI_A,minと最大レベルI_A,maxとの間を、マスタの切替え装置Q1 の切り替え周波数と等しい周波数で交番する。マスタの切替え装置Q1の切り替えは、時刻t₃まで繰り返され、t₃は第1の転流期間Aの終わりを表している。

時刻t₃で、第2の切替え装置Q2がマスタになり、第1の切替え装置Q1はスレーブになる。このように、時刻t₃から、電流が転流され、転流周期の後半である第2の転流期間Bが開始される。転流期間Bの間、インバータインダクタンス電流I_LCは最小レベルI_B,minと最大レベルI_B,maxとの間を交番する。インバータキャパシタンスC1A、C1Bのバッファリングと、アーク放電のガス放電ランプのインピーダンスと組み合わされた出力インダクタンスL2による低域通過フィルタリングとによって、インバータインダクタンス電流I_LCの切り替え周波数信号が低くなり、I_A,maxのレベルとI_B,minのレベルとの間で交番する実質的に矩形波状の電流が、出力端子O1、O２及びその間に接続されたランプLへ供給されるランプ電流I_Lとして生じる。例えば基本的に矩形波の、低い周波数で交番するランプ電流I_Lの周波数は、マスタ及びスレーブであるべき第1及び第2の切替え装置Q1、Q2を切り替えるために使われる周波数に等しい。この周波数は転流周波数と呼ばれる。

ここで、低周波のランプ電流もまた、他の切替え装置駆動方式における矩形波形状からは逸脱していることが観察されるべきである。

ランプ電流I_Lの転流において、ノードP2とノードP3（図1）との間で測定された電圧から抽出され、インバータインダクタンス電流I_LCのピーク電流合成と組み合わされた、電流感知回路100からの出力パルスは、制御回路40によって電流I_LCを制御する。

図3は、電流感知回路100からの電流感知信号U_CSを示す。当該電流感知信号U_CSは（この例示的な実施例においては）、インバータインダクタンス電流I_LCがゼロの周辺ではパルスを示す。切替え装置Q1、Q2が動作し、導通すべき時を制御するために、これらのパルスが制御回路40へ出力される。

ランプ駆動回路の制御では、電流感知信号U_CSに含まれる出力パルスは、転流の直前に制御回路40によって阻止される。例えばt₃に後続する出力パルスは阻止されている。これは、切替え装置Q2が、（二段のMOSFETの動作モードでは、第1の転流期間の終わりで）、所謂最大オフ時間と丁度同じくらいの長さで、オンのまま留まることになる。最大オフ時間は、転流の間で選択されることができる設計パラメータである。従って、インバータインダクタンス電流I_LCは強いマイナスになる。最大オフ時間の後、制御回路40内のロジックはマイナスのランプ電流モードで動作するよう設定され、電流感知信号U_CS内に含まれる出力パルスは、もはや制御回路40によって阻止されることはない。ランプ電流のリップルを許容範囲に保つために、ノードP2とノードP3との間で測定された（インバータインダクタンス電流I_LCを表している）電圧の正しいフィルタリングが、その後、行われる。

（図3で、時刻t₃から例示されているように）新たな転流フェイズの始まりでの、より大きなインバータインダクタンス電流I_LCは、ノードP2の電圧を従来技術よりも早く変化させ、これはランプ電流I_Lのより高速な転流につながる。10μ秒より下の立ち上がり/立ち下がり時間と、1.2より下の波高ファクタとをもつランプ電流I_Lが容易に実現されることができる。ノードP2での速い電圧変化の結果、出力インダクタンスL2とガス放電ランプLとの直列構成部間の電圧は急速に高い値に達し、この結果、当該ランプ電圧が比較的高い時でさえ、大きな電流I_LがランプLへ供給される。これらの効果は、転流時のガス放電ランプ、特に低パワーのメタルハライドガス放電ランプの消灯を効果的に回避する。複数のインダクタL2A、L2Bとして具現化される代わりに、出力インダクタL2がランプLに直列につながれた1個のインダクタとして具現化されるときも、高速転流が実現され得ることが留意される。

ランプ駆動回路10の動作についての上の説明が、適切なインピーダンス、キャパシタンス、インダクタンス、抵抗等々をもつ部品を選択するために、当業者に十分な情報を供することが考えられる。適切な転流周波数は、100Hz〜500Hz、好ましくは400Hzのオーダであり、切替え装置Q1、Q2に対する適切な切替え周波数は100kHzのオーダであることが留意される。

本発明の詳細な実施例がここで開示されたものの、開示された実施例は、様々な形態で具現化されることが可能な、本発明の単なる例示であることが理解されるべきである。これゆえ、ここで開示された具体的な構造の詳細、及び具体的な機能の詳細は、限定するものとして解釈されるのではなく、単に請求項のベースとして、及び実際に、何なかの適切な詳細構造において本発明を様々に使うことを当業者に教示する表現のベースとして解釈されたい。

更に、ここで使われた用語及び慣用句は、限定することを意図しているのではなく、むしろ、本発明の理解可能な説明を供するために意図されている。ここで使われた用語「a」又は「an」は、一つ又は一つ以上として規定されている。ここで使われた用語「別の」は、少なくとも第2の、又はそれ以上として規定されている。ここで使われた用語「含む」及び/又は「もっている」は、有している（即ち開かれた言語）として規定されている。ここで使われた用語「結合された」は、直接必要とはしないものの、及びワイヤを用いて必要とされることはないものの、接続されたとして規定されている。

本発明のよるランプ駆動回路の例示的な実施例の回路図を示す。電流がゼロクロスするのを感知する回路の、例示的な実施例の回路図を示す。インバータのインダクタンス電流、電流がゼロクロスするのを感知する信号、及びランプ電流のタイミング図を示す。

Claims

供給電圧源への接続のための入力端子と、
前記入力端子と接続する、第1の切替え装置及び第2の切替え装置を有する直列構成部と、
インバータインダクタンス、インバータキャパシタンス、及びランプ接続端子を有する、前記切替え装置の一つを分路するインバータ共振回路と、
転流周波数で転流しているランプ電流を生成するために、前記切替え装置の各制御電極と結合された制御回路とを有する、放電ランプを動作させるためのランプ駆動回路であって、前記制御回路は、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号に基づいて、
転流周期の第1の期間の間、前記第1の切替え装置を交互に、前記転流周波数よりも高い周波数で第1の時間の間は導通させ、第2の時間の間は導通させないようにし、
前記転流周期の第2の期間の間、前記第2の切替え装置を交互に、前記転流周波数よりも高い周波数で第3の時間の間は導通させ、第4の時間の間は導通させないようにし、
前記ゼロクロスを示す信号を阻止することにより、
ランプ電流の転流速度の増大を実現するために、前記転流周期の前記第1の期間の初めに、前記第1の時間を延長し、前記転流周期の前記第2の期間の初めに、前記第3の時間を延長する、
ランプ駆動回路。
前記インバータインダクタンスを流れる電流を感知し、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号を生成する電流感知回路を更に含む、請求項1に記載のランプ駆動回路であって、前記制御回路は、
前記転流周期の第1の期間内で、及び前記転流周期の第1の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第1の切り替え装置を導通状態にし、
前記転流周期の第2の期間内で、及び前記転流周期の第2の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第2の切り替え装置を導通状態にし、
前記転流周期の前記第1の期間の始まりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第2の切り替え装置を導通状態にすることはなく、
前記転流周期の前記第2の期間の始まりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第1の切り替え装置を導通状態にすることはない、
ランプ駆動回路。
供給電圧源への接続のための入力端子と、
前記入力端子と接続する、第1の切替え装置と第2の切替え装置とを有する直列構成部と、
インバータインダクタンス、インバータキャパシタンス、及びランプ接続端子を有する、前記切替え装置の一つを分路するインバータ共振回路と、
転流周波数で転流しているランプ電流を生成するために、前記切替え装置の各制御電極と結合された制御回路とを有する、放電ランプを動作させるためのランプ駆動回路であって、前記制御回路は、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号に基づいて、
転流周期の第1の期間の間、前記第1の切替え装置を交互に、前記転流周波数よりも高い周波数で第1の時間の間は導通させ、第2の時間の間は導通させないようにし、
前記転流周期の第2の期間の間、前記第2の切替え装置を交互に、前記転流周波数よりも高い周波数で第3の時間の間は導通させ、第4の時間の間は導通させないようにし、
前記ゼロクロスを示す信号を阻止することにより、
ランプ電流の転流速度の増大を実現するために、前記転流周期の前記第1の期間の終わりに、前記第2の時間を延長し、前記転流周期の前記第2の期間の終わりに、前記第4の時間を延長する、
ランプ駆動回路。
前記インバータインダクタンスを流れる電流を感知し、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号を生成する電流感知回路を更に含む、請求項1に記載のランプ駆動回路であって、前記制御回路は、
前記転流周期の第1の期間内で、及び前記転流周期の第1の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第1の切り替え装置を導通状態にし、
前記転流周期の第2の期間内で、及び前記転流周期の第2の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第2の切り替え装置を導通状態にし、
前記転流周期の前記第1の期間の終わりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第1の切り替え装置を導通状態にすることはなく、
前記転流周期の前記第2の期間の終わりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第2の切り替え装置を導通状態にすることはない、
ランプ駆動回路。
前記切替え装置が２つのMOSFETトランジスタを有する、請求項1ないし4のいずれか一項に記載のランプ駆動回路。
第1の切替え装置及び第2の切替え装置の直列構成部を供するステップと、
インバータインダクタンス、インバータキャパシタンス、及びランプ接続端子を有する、前記切替え装置の一つを分路するインバータ共振回路を供するステップと、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号に基づいて、
転流周期の第1の期間の間、前記第1の切替え装置を交互に、転流周波数より高い周波数の第1の時間の間は導通させ、第2の時間の間は非導通とし、
前記転流周期の第2の期間の間、前記第2の切替え装置を交互に、前記転流周波数より高い周波数の第3の時間の間は導通させ。第4の時間の間は非導通とし、
前記ゼロクロスを示す信号を阻止することにより、
前記ランプ電流の転流速度の増大のために、前記転流周期の前記第1の期間の始まりで、前記第1の時間を延長し、前記転流周期の前記第2の期間の始まりで、前記第3の時間を延長することにより、
前記転流周波数で転流しているランプ電流を生成するために、前記切替え装置の切り替えを制御するステップとを有する、
ガス放電ランプを動作させる、方法。
前記インバータインダクタンスを流れる電流を感知するステップと、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号を生成するステップと、
前記転流周期の前記第1の期間内で、及び前記転流周期の前記第1の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して、前記第1の切替え装置を導通状態にするステップと、
前記転流周期の前記第2の期間内で、及び前記転流周期の前記第2の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して、前記第2の切替え装置を導通状態にするステップとを更に有し、
前記転流周期の前記第1の期間の始まりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第2の切替え装置を導通状態にすることはなく、
前記転流周期の前記第2の期間の始まりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第1の切替え装置を導通状態にすることはない、
請求項6に記載の方法。
第1の切替え装置及び第2の切替え装置の直列構成部を供するステップと、
インバータインダクタンス、インバータキャパシタンス、及びランプ接続端子を有する、前記切替え装置の一つを分路するインバータ共振回路を供するステップと、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号に基づいて、
転流周期の第1の期間の間、前記第1の切替え装置を交互に、前記転流周波数より高い周波数の第1の時間の間は導通させ、第2の時間の間は非導通とし、
前記転流周期の第2の期間の間、前記第2の切替え装置を交互に、前記転流周波数より高い周波数の第3の時間の間は導通させ。第4の時間の間は非導通とし、
前記ゼロクロスを示す信号を阻止することにより、
前記ランプ電流の転流速度の増大のために、前記転流周期の前記第1の期間の終わりで、前記第2の時間を延長し、前記転流周期の前記第2の期間の終わりで、前記第4の時間を延長することにより、
前記転流周波数で転流しているランプ電流を生成するために、前記切替え装置の切り替えを制御するステップとを有する、
ガス放電ランプを動作させる方法。
前記インバータインダクタンスを流れる電流を感知するステップと、
前記インバータインダクタンスを流れる電流のゼロクロスを示す信号を生成するステップと、
前記転流周期の前記第1の期間内で、及び前記転流周期の前記第1の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して、前記第1の切替え装置を導通状態にするステップと、
前記転流周期の前記第2の期間内で、及び前記転流周期の前記第2の期間の終了前の前記ゼロクロスを示す信号に応答して、前記第2の切替え装置を導通状態にするステップとを更に有し、
前記転流周期の前記第1の期間の終わりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第1の切替え装置を導通状態にすることはなく、
前記転流周期の前記第2の期間の終わりでの前記ゼロクロスを示す信号に応答して前記第2の切替え装置を導通状態にすることはない、
請求項8に記載の方法。