JP5732614B2 - 放電灯点灯装置及びそれを用いた灯具並びに車両 - Google Patents

Description

本発明は、放電灯点灯装置及びそれを用いた灯具並びに車両に関するものである。

従来より、放電灯を点灯させるために用いられる放電灯点灯装置が提供されている（例えば特許文献１参照）。この放電灯点灯装置は、直流電源から供給される電力を放電灯が必要とする直流電力に変換するＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力を低周波の交番電力に変換して放電灯に供給するインバータ回路と、放電灯の点灯開始時にインバータ回路の出力電圧を受けて放電灯を起動するための高電圧パルスを発生させる始動回路とを備える。ＤＣ−ＤＣ変換回路はフライバック方式のコンバータからなり、ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成するトランスの１次巻線に直列接続されたスイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を調整することで放電灯に供給する電力を調整する。

具体的に説明すると、この放電灯点灯装置では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電圧を検出することによって等価的にランプ電圧を検出し、検出した出力電圧と供給すべき電力指令値から指令電流値を算出する。またこの放電灯点灯装置では、ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電流を検出することによって等価的にランプ電流を検出し、検出した出力電流を上記指令電流値と比較、演算して得られた信号を、ＰＷＭ信号としてスイッチング素子に出力する。そして、上記ＰＷＭ信号によりスイッチング素子のオン時間や周波数を調整することで、放電灯に供給する電力を調整する。

ところで、フライバック方式のコンバータやチョッパ回路などで構成されたＤＣ−ＤＣ変換回路では、インダクタ素子に蓄積させたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に電流として２次側に放出し終わった時点でスイッチング素子を再度オンにしてインダクタ素子に再びエネルギーを蓄積させる、所謂電流境界モードで動作させるのが回路効率の面で有効である。しかしながら、電流境界モードではスイッチング周波数が変動してしまうため、例えばＨＩＤランプのようにランプ電圧が大きく変動する負荷が接続されている場合や電源電圧が幅広く変動する場合には、スイッチング周波数の変動範囲が広くなる。また、スイッチング動作に伴うノイズの周波数の変動範囲も広くなるため、ノイズ抑制用のフィルタも広範囲のノイズ抑制特性が必要となり、その結果、フィルタ回路の大型化やコストアップにつながるものであった。

またこの放電灯点灯装置では、スイッチング素子のスイッチング動作におけるオフ時間に対して最小オフ時間を設定しており、特に出力電圧が高く、スイッチング素子のオフ時に２次側へと電流が流れ出す時間が短くなった場合には、２次側への電流がゼロになってもオフ時間が最小オフ時間を経過するまではスイッチング素子を再度オンにしないことでインダクタ素子に流れる電流がゼロの期間を設け、所謂電流不連続モードで動作させる。本動作によって、スイッチング周波数が過度に上昇するのを抑制することができる。

また、スイッチング素子のオン信号として、インダクタ要素の２次巻線に発生する電圧信号を利用した放電灯点灯装置も提供されている（例えば特許文献２参照）。この放電灯点灯装置では、上述の特許文献１に示した放電灯点灯装置と同様に、スイッチング動作におけるオフ時間に対して最小オフ時間を設定しており、この最小オフ時間が経過するまではスイッチング素子のオフ状態が継続される。

特開２０００−３４０３８５号公報 特表平１０−５１１２２０号公報

ところで、上述の特許文献１に示した放電灯点灯装置では、バッテリなどのように電源電圧が大幅に変動する場合、想定される最小出力電圧、最大出力電圧において電源電圧が高い条件で所定のスイッチング周波数を超えないように最小オフ時間を設定すると、電源電圧が低い場合には元々オン時間が長く、スイッチング周波数が低い状態で電流不連続モードを行うことになるため、スイッチング周波数がさらに低くなる。また電流不連続モードでは、インダクタ素子やスイッチング素子、電源の利用率が低く、スイッチング素子の１回のオン期間においてインダクタ素子に流す電流ピークを大きくする必要があるため、スイッチング素子のオン抵抗による損失や、インダクタ素子及びスイッチング素子の大型化を招くものであった。

また、上述の特許文献２に示した放電灯点灯装置では、最小オフ時間があまりに長くなると、インダクタ要素の２次巻線に発生する電圧信号をオン信号として検出できない場合があった。

本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、スイッチング周波数の過度な上昇を抑えつつ、大型化やコストアップを抑えた放電灯点灯装置及びそれを用いた灯具並びに車両を提供することにある。

本発明の放電灯点灯装置は、少なくともスイッチング素子、インダクタ素子及び整流素子を有し、スイッチング素子がオンのときに電源から供給されるエネルギーをインダクタ素子に蓄積し、インダクタ素子に蓄積させたエネルギーをスイッチング素子がオフのときに放電灯を含む負荷側に出力する電力変換回路と、スイッチング素子のオフ期間においてインダクタ素子に流れる電流がゼロになったことを直接的又は間接的に検出するゼロ電流検出回路と、ゼロ電流検出回路の検出信号が入力されてから所定の遅延時間が経過すると、スイッチング素子をオンにするためのオン信号を出力するタイマ回路とを備え、タイマ回路は、ゼロ電流検出回路の検出信号が入力されてから遅延時間が経過するまでは次の検出信号の入力を無効とするマスク機能を有し、遅延時間は、少なくともスイッチング素子のスイッチング状態又は電力変換回路の入出力状態の何れか一方に応じて変更されることを特徴とする。

本発明の放電灯点灯装置は、少なくともスイッチング素子、インダクタ素子及び整流素子を有し、スイッチング素子がオンのときに電源から供給されるエネルギーをインダクタ素子に蓄積し、インダクタ素子に蓄積させたエネルギーをスイッチング素子がオフのときに放電灯を含む負荷側に出力する電力変換回路と、スイッチング素子のオフ期間においてインダクタ素子に流れる電流がゼロになったことを直接的又は間接的に検出するゼロ電流検出回路と、ゼロ電流検出回路の検出信号を一時的に保持し、検出信号を保持している間は検出信号を出力し続ける信号保持回路と、信号保持回路の出力信号を受けてスイッチング素子をオンにするＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、スイッチング素子がオンからオフに切り替わったときに所定の最小オフ時間が経過するまでは信号保持回路の出力信号がＰＷＭ信号発生回路に入力されないように動作するマスク回路とを備え、最小オフ時間は、少なくともスイッチング素子のスイッチング状態又は電力変換回路の入出力状態の何れか一方に応じて変更されることを特徴とする。

この放電灯点灯装置において、スイッチング素子のスイッチング状態に応じたインダクタ素子の電圧と、電力変換回路の出力電力又は電力指令値に基づいて、遅延時間又は最小オフ時間を調整する調整回路を備えるのが好ましい。

また、この放電灯点灯装置において、インダクタ素子は巻数比ｎのトランス構造であり、スイッチング素子がオンのときに形成される閉回路においてインダクタ素子に印加される電圧をＶ１、このときのインダクタ素子のインダクタンス値をＬ１とし、スイッチング素子がオフのときに形成される閉回路に電流が流れているときにインダクタ素子に生じる電圧をＶ２、電力変換回路の出力電力又は電力指令値をＰ、所定の係数をα、遅延時間をＴ１、スイッチング素子のスイッチング周期の下限値をＴ２とすると、

で示す式に従って、スイッチング素子のスイッチング周期の下限値が調整されるのも好ましい。

さらに、この放電灯点灯装置において、インダクタ素子は巻数比ｎのトランス構造であり、スイッチング素子がオンのときに形成される閉回路においてインダクタ素子に印加される電圧をＶ１、このときのインダクタ素子のインダクタンス値をＬ１とし、スイッチング素子がオフのときに形成される閉回路に電流が流れているときにインダクタ素子に生じる電圧をＶ２、電力変換回路の出力電力又は電力指令値をＰ、所定の係数をα、最小オフ時間をＴ３、スイッチング素子のスイッチング周期の下限値をＴ４とすると、

で示す式に従って、スイッチング素子のスイッチング周期の下限値が調整されるのも好ましい。

また、この放電灯点灯装置において、電力変換回路はフライバックコンバータ又は昇降圧チョッパ回路からなり、係数α＝１であるのも好ましい。

さらに、この放電灯点灯装置において、電力変換回路は昇圧チョッパ回路からなり、係数α＝Ｖ２／（Ｖ１＋Ｖ２）で調整されるのも好ましい。

また、この放電灯点灯装置において、電力変換回路は降圧チョッパ回路からなり、係数α＝Ｖ１／（Ｖ１＋Ｖ２）で調整されるのも好ましい。

さらに、この放電灯点灯装置において、電力変換回路の入力電圧及び出力電圧を用いて演算することによって、スイッチング素子がオンのときにインダクタ素子に印加される電圧及びスイッチング素子がオフのときにインダクタ素子に生じる電圧を等価的に求めるのも好ましい。

また、この放電灯点灯装置において、スイッチング素子のスイッチング周期を計測する計測手段を備え、計測手段の計測結果が所定の最小周期以下とならないように遅延時間又は最小オフ時間が調整されるのも好ましい。

本発明の灯具は、上記の放電灯点灯装置が搭載されていることを特徴とする。

本発明の車両は、上記の放電灯点灯装置が搭載されていることを特徴とする。

スイッチング周波数の過度な上昇を抑えつつ、大型化やコストアップを抑えた放電灯点灯装置、灯具及び車両を提供することができるという効果がある。

実施形態１の放電灯点灯装置を示す概略回路図である。 （ａ）〜（ｃ）は同上に用いられる電力変換回路の他の例を示す概略回路図である。 実施形態２の放電灯点灯装置を示す概略回路図である。 実施形態３の灯具の断面図である。 実施形態４の車両の外観斜視図である。

以下に、放電灯点灯装置、灯具及び車両の実施形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
図１は実施形態１の放電灯点灯装置Ａを示す概略回路図であり、この放電灯点灯装置Ａは、電力変換回路２と、インバータ回路３と、信号発生回路４と、始動回路５と、フィードバック制御回路６と、調整回路７とを主要な構成として備える。

電力変換回路２は、トランス（インダクタ素子）２１、スイッチング素子２２、整流ダイオード（整流素子）２３及びコンデンサ２４で構成されたフライバック方式のコンバータからなり、直流電源１からの入力電圧Ｖｉを、放電灯１０が安定点灯するために必要な出力電圧Ｖｏに変換し、後段のインバータ回路３に出力する。

インバータ回路３は、４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されたフルブリッジ型のインバータ回路であり、低周波駆動信号発生回路８及びドライブ回路９を介して出力される駆動信号により各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオン／オフすることで、数百Ｈｚの矩形波交番電圧を出力する。

始動回路５は、パルス駆動回路５１及びパルストランス５２で構成され、放電灯１０の点灯開始時にインバータ回路３の出力電圧を受けて放電灯１０を起動するための高電圧パルスを発生させる。

フィードバック制御回路６は、指令電流発生回路６１、誤差演算器６２及び誤差増幅器６３で構成される。指令電流発生回路６１には、電力変換回路２の出力電圧Ｖｏが入力されるとともに外部から電力指令値が入力され、これらの値から指令電流値を算出する。誤差演算器６２には、指令電流発生回路６１から指令電流値が入力されるとともに、電力変換回路２の出力電流が入力され、これらの値から誤差を算出する。誤差演算器６２で算出された誤差は誤差増幅器６３で増幅され、ＰＷＭ指令信号として信号発生回路４に入力される。なお、フィードバック値としては放電灯１０のランプ電圧、ランプ電流を検出するのが好ましいが、本実施形態では電力変換回路２の出力電圧、出力電流を、放電灯１０のランプ電圧、ランプ電流に略等しいものとして検出している。

信号発生回路４は、微分回路４８、コンパレータ４１，４２、単安定マルチバイブレータ４４，４５、ＲＳフリップフロップ４３及び遅延回路４６，４７を主要な構成として備える。微分回路４８及びコンパレータ４２はトランス２１の２次巻線に流れる電流がゼロになったことを検出するためのゼロ電流検出回路を構成し、微分回路４８にはスイッチング素子２２の素子電圧が入力され、この素子電圧の低下を検出することで上記２次巻線の電流がゼロになったことを検出できるようになっている。そして、上記２次巻線の電流がゼロになったことを検出すると、コンパレータ４２からはＨｉ信号が出力され、ＡＮＤ回路を介して単安定マルチバイブレータ４４に入力される。つまり本実施形態では、トランス２１の２次巻線に流れる電流を間接的に検出している。

単安定マルチバイブレータ４４は、コンパレータ４２からＨｉ信号が入力されると所定の遅延時間Ｔ１の間Ｈｉ信号を出力した後、Ｌｏ信号を出力する。この単安定マルチバイブレータ４４の出力信号は、ＮＯＴ回路を介して単安定マルチバイブレータ４５に入力されるとともに、上記ＡＮＤ回路に入力される。単安定マルチバイブレータ４５では、単安定マルチバイブレータ４４からの出力信号がＨｉからＬｏに変化すると所定の最小オン時間Ｔ５の間Ｈｉ信号を出力した後、Ｌｏ信号を出力する。ここに本実施形態では、単安定マルチバイブレータ４４，４５、ＡＮＤ回路及びＮＯＴ回路によりタイマ回路が構成されており、単安定マルチバイブレータ４４，４５の何れかがＨｉ信号を出力している間はコンパレータ４２の信号入力を無効とするマスク機能を有している。

単安定マルチバイブレータ４５の出力信号はＯＲ回路を介してＲＳフリップフロップ４３のセット端子Ｓに入力され、ＲＳフリップフロップ４３のトリガ信号として作用し、このトリガ信号がＬｏからＨｉに立ち上がるとＲＳフリップフロップ４３の出力信号はＨｉになる。また、単安定マルチバイブレータ４５の出力信号と、ＲＳフリップフロップ４３の出力信号とがＯＲ回路を介して合成され、遅延回路４６，４７に入力されるとともに、スイッチング素子２２をオン／オフさせる駆動信号として作用する。ここにおいて、単安定マルチバイブレータ４５の出力信号がＨｉである間、つまり上記最小オン時間Ｔ５の間はスイッチング素子２２のオン状態が継続するため、スイッチング素子２２のオン直後のノイズなどによってスイッチング素子２２がオフしてしまうのを防止することができる。

遅延回路４７には単安定マルチバイブレータ４５とＲＳフリップフロップ４３の合成信号が入力されるが、この合成出力がＬｏからＨｉに変化したときには出力信号が即座にＬｏからＨｉに変化するように構成され、このときコンパレータ４２の検出信号が単安定マルチバイブレータ４４に入力されないようにマスクする。また遅延回路４７は、上記ＯＲ回路を介して入力される信号がＨｉからＬｏに変化すると、所定の最小オフ時間Ｔ３が経過するまではＨｉ信号を出力し、最小オフ時間Ｔ３が経過するとＬｏ信号を出力してＡＮＤ回路をアクティブにする。つまり、最小オフ時間Ｔ３が経過するまではコンパレータ４２の出力信号は単安定マルチバイブレータ４４には入力されず、最小オフ時間Ｔ３が経過すると上記出力信号が単安定マルチバイブレータ４４に入力される。これは、スイッチング素子２２のオフ直後にスイッチング素子２２の両端に生じるサージ電圧による電圧変化をコンパレータ４２が誤検出し、オフ直後にオン信号が出力されるのを防止するためである。そのため、最小オフ時間Ｔ３は、少なくともスイッチング素子２２に生じるサージ電圧によるリンギング期間よりも長く設定する必要がある。

遅延回路４６には単安定マルチバイブレータ４５とＲＳフリップフロップ４３の合成信号が入力されるが、この合成信号がＨｉからＬｏに変化すると、所定の最大オフ時間Ｔ６が経過するまではＨｉ信号を出力し、最大オフ時間Ｔ６が経過するとＬｏ信号を出力し、ＲＳフリップフロップ４３のセット端子ＳにＨｉ信号を出力する。これは、トランス２１の２次巻線に流れる電流がゼロにならなくても強制的にオン信号を出力して、スイッチング周波数が過度に低下するのを防止するためである。

ＲＳフリップフロップ４３のリセット端子Ｒにはコンパレータ４１が接続されており、スイッチング素子２２がオンしたことにより増加するトランス２１の１次巻線に流れる電流が、フィードバック制御回路６からのＰＷＭ指令信号レベルに達したときにコンパレータ４１からリセット信号が出力され、ＲＳフリップフロップがリセットされる。その結果、スイッチング素子２２へのＨｉ信号がＬｏ信号に変化し、スイッチング素子２２がオフになる。つまり、スイッチング素子２２のオン時間は、フィードバック制御回路６のＰＷＭ指令信号のオン幅を変更することで調整される。

調整回路７は、単安定マルチバイブレータ４４における遅延時間Ｔ１を調整するための回路であり、電力変換回路２の入力電圧Ｖｉ、出力電圧Ｖｏ及び外部からの電力指令値に基づいて遅延時間Ｔ１を決定する。なお、詳細については後述する。

次に、電力変換回路２の動作について簡単に説明する。スイッチング素子２２がオンになると、直流電源１から供給される電力エネルギーがトランス２１の１次巻線に蓄積される。その後スイッチング素子２２がオフになると、トランス２１の１次巻線に蓄積された電力エネルギーが２次巻線を介してインバータ回路３側に出力され、すべての電力エネルギーが出力された時点では２次巻線に流れる電流がゼロになる。

ところで、電力変換回路２のスイッチング素子２２をオフからオンに切り替えるタイミングは、通常回路効率のよい電流境界モードで行われる。つまり、スイッチング素子２２がオフした後はトランス２１の２次巻線からインバータ回路３側に電流が流れるが、この電流がゼロになったことを直接的又は間接的に検出して、スイッチング素子２２をオンに切り替えるのである。例えば本実施形態では、微分回路４８及びコンパレータ４２で構成されたゼロ電流検出回路によりスイッチング素子２２の両端電圧を検出しており、スイッチング素子２２がオフになるとスイッチング素子２２にはＶｉ＋Ｖｏ／Ｎ（Ｎはトランス２１の巻数比）なる電圧が印加される。そして、トランス２１に蓄積されたエネルギーがすべて放出され、トランス２１の２次巻線に流れる電流がゼロになると、スイッチング素子２２の両端電圧はＶｉ＋Ｖｏ／Ｎより低下する。したがって、スイッチング素子２２の両端電圧が低下したことを微分回路４８及びコンパレータ４２により検出することで、トランス２１の２次巻線に流れる電流がゼロになったことを間接的に検出することができる。

ここで、例えば電源電圧Ｖｉが高い場合、負荷電圧が高い場合、出力電力が小さい場合、或いはこれらが複合的に生じた場合には、電流境界モードで動作させるとスイッチング周波数が高くなる条件では、スイッチング損失が増加したり、ノイズ抑制能力が低下したり、通信系に影響を及ぼすなどの悪影響が考えられるため、スイッチング周波数の上限を制限するのが好ましく、したがって本実施形態では、単安定マルチバイブレータ４４における遅延時間Ｔ１を調整することで電流不連続モードへの切り替えを行っている。

例えば、回路効率のよい電流境界モードで動作させたい場合には、単安定マルチバイブレータ４５のトリガ信号として有効な最小信号幅まで遅延時間Ｔ１を小さくする。この場合、トランス２１の２次側に設けられた整流ダイオード２３の逆回復時間があるため、わずかな遅延時間Ｔ１では電流境界モードでの動作が実現できる。このように、単安定マルチバイブレータ４４における遅延時間Ｔ１を調整すれば、電流境界モードから電流不連続モードへの切り替えを連続的に行うことができる。

なお、上述のようにスイッチング素子２２の両端電圧の変化からトランス２１の２次電流がゼロになったことを検出する場合、遅延時間Ｔ１をあまり長くすると電圧変化が小さくなって２次電流がゼロになったことを検出できなくなる可能性があるが、本実施形態ではコンパレータ４２の検出信号を単安定マルチバイブレータ４４において遅延させる構成であるため、遅延時間Ｔ１を大きくしてもスイッチング素子２２をオンするためのオントリガ信号を確実に出力することができる。

ここで、スイッチング周波数が高くなる条件で遅延時間Ｔ１を調整して電流不連続モードに移行させる場合、例えばスイッチング素子２２のスイッチング周波数を計測手段（図示せず）により計測し、このスイッチング周期と、予め設定された最小周期との誤差量から遅延時間Ｔ１の調整量を決定するのが好ましい。この場合、スイッチング素子２２のスイッチング周波数を直接計測することで遅延時間Ｔ１を正確に設定することができ、その結果、スイッチング素子２２のスイッチング周波数が過度に上昇するのを確実に抑えることができる。またより好ましくは、電力変換回路２への入力電圧や入力電流、或いは電力変換回路２からの出力電圧や出力電流などの入出力条件により遅延時間Ｔ１を調整すればよく、この場合、フィードバックループを多重化しなくてもよく、出力安定性を確保する上でも好ましい。

次に、電流不連続モードで動作させる際の単安定マルチバイブレータ４４における遅延時間Ｔ１を求める。トランス２１の１次巻線のインダクタンス値をＬ１、スイッチング素子２２がオンのときに１次巻線に印加される電圧をＶ１、スイッチング素子２２のオン時間をＴｏｎとすると、１次巻線に流れる電流Ｉ１のピーク値は、

となる。また、スイッチング素子２２のスイッチング周期をＴｓｗ、このときのスイッチング周波数をｆｓｗとすると、このときの出力電力Ｐは、

となり、スイッチング周期Ｔｓｗが下限値（最小周期）Ｔ２のときのオン時間Ｔｏｎは、

となる。

一方、スイッチング素子２２がオフのときにトランス２１の２次巻線に電流が流れる時間をＴ７、トランス２１の巻数比をｎ、２次巻線に電流が流れているときに２次巻線に生じる電圧をＶ２とすると、１次巻線に流れる電流Ｉ１のピーク値は、

となる。そして、（１）式、（３）式及び（４）式より、２次巻線に電流が流れる時間Ｔ７は、

となる。

以上の結果から、遅延時間Ｔ１は、

で求められ、（６）式に従って調整回路７により遅延時間Ｔ１を調整することで、スイッチング周波数ｆｓｗを１／Ｔ２以下に制限することができる。

ところで、上記（６）式は電力変換回路２がフライバック方式のコンバータの場合の式であり、一般式は、

となる。ここに（７）式中のαは所定の係数であり、電力変換回路２がフライバック方式のコンバータの場合にはα＝１となる。また、電力変換回路２がフライバック方式のコンバータの場合には、Ｖ１＝Ｖｉ、Ｖ２＝Ｖｏとなる。したがってこの場合には、トランス２１の１次巻線及び２次巻線に印加される電圧Ｖ１，Ｖ２を直接測定しなくてもよく、電力変換回路２の入力電圧Ｖｉ及び出力電圧Ｖｏを測定して、上記（６）式により演算すればよい。

なお、上記の（６）式から遅延時間Ｔ１を求めた際に、この遅延時間Ｔ１が負の値であったり、単安定マルチバイブレータ４５のトリガ信号として有効な最小信号幅よりも小さい場合には、電流境界モード或いは電流連続モードでの動作を行う領域として、遅延時間Ｔ１は上記最小信号幅に設定される。

図２（ａ）は電力変換回路２を昇降圧チョッパ回路で構成した場合の概略回路図であり、この場合、フライバック方式のコンバータと同様に（６）式より遅延時間Ｔ１が求められる。なお図２（ａ）では、インダクタ要素２１が中間タップを有し、直流電源１側から見た巻数比が１：ｎであるオートトランス構成を示しているが、単純な１巻線構成のインダクタ要素でも同様であり、このときｎ＝１となる。

図２（ｂ）は電力変換回路２を昇圧チョッパ回路で構成した場合の概略構成図であり、この場合、係数α＝Ｖ２／（Ｖ１＋Ｖ２）を（７）式に代入することで、遅延時間Ｔ１は、

となる。この場合も、（８）式に従って調整回路７により遅延時間Ｔ１を調整することで、スイッチング周波数ｆｓｗを１／Ｔ２以下に制限することができる。なおこのとき、Ｖ１＝Ｖｉ、Ｖ２＝Ｖｏ−Ｖｉとなる。

ここで図２（ｂ）では、インダクタ要素２１が中間タップを有し、直流電源１側から見た巻数比が１：ｎであるオートトランス構成を示しているが、単純な１巻線構成のインダクタ要素でも同様であり、このときｎ＝１となる。

図２（ｃ）は電力変換回路２を降圧チョッパ回路で構成した場合の概略回路図であり、この場合、係数α＝Ｖ１／（Ｖ１＋Ｖ２）を（７）式に代入することで、遅延時間Ｔ１は、

となる。この場合も、（９）式に従って調整回路７により遅延時間Ｔ１を調整することで、スイッチング周波数ｆｓｗを１／Ｔ２以下に制限することができる。なおこのとき、Ｖ１＝Ｖｉ−Ｖｏ、Ｖ２＝Ｖｏとなる。

ここで図２（ｃ）では、インダクタ要素２１が中間タップを有し、負荷側（インバータ回路３側）から見た巻数比が１：ｎであるオートトランス構成を示しているが、単純な１巻線構成のインダクタ要素でも同様であり、このときｎ＝１となる。

而して本実施形態によれば、スイッチング素子２２をオフからオンに切り替える際の遅延時間Ｔ１を設定して電流不連続モードで動作させることで、スイッチング周波数を低く抑えることができる。また、電源電圧が高い場合や負荷電圧が高い場合、出力電力が小さい場合には、電力変換回路２を電流境界モードで動作させると、スイッチング周波数の上昇に伴ってスイッチング損失が上昇したり、ノイズ抑制能力が低下したり、通信系に影響を及ぼしたりするが、遅延時間Ｔ１を設定してスイッチング周波数を低く抑えることで上記の悪影響を抑えることができ、結果的にフィルタ回路の大型化が抑えられるとともに、それに伴うコストアップを抑えることができる。

なお本実施形態では、スイッチング素子２２の両端電圧の変化からトランス２１の２次巻線に流れる電流がゼロになったことを間接的に検出しているが、直接検出する構成でもよい。また、スイッチング素子２２の両端電圧の代わりに、整流ダイオード２３の両端電圧やトランス２１の巻線電圧の変化から上記２次巻線に流れる電流がゼロになったことを検出する構成でもよい。さらに、上記（６）〜（９）式において、電力値Ｐに効率を掛けたものを、電力値Ｐとしてもよい。

（実施形態２）
放電灯点灯装置Ａの実施形態２を図３に基づいて説明する。実施形態１では、スイッチング素子２２の両端電圧の変化からトランス２１の２次巻線に流れる電流がゼロになったことを間接的に検出しているが、本実施形態では、トランス２１の２次巻線に流れる電流を直接検出している。なお実施形態１と同様に、スイッチング素子２２の両端電圧の変化から上記２次巻線に流れる電流がゼロになったことを間接的に検出する構成でもよい。また、スイッチング素子２２の両端電圧の代わりに、整流ダイオード２３の両端電圧やトランス２１の巻線電圧の変化から上記２次巻線に流れる電流がゼロになったことを検出する構成でもよい。

本実施形態の放電灯点灯装置Ａは、電力変換回路２と、インバータ回路３と、信号発生回路４と、始動回路５と、フィードバック制御回路６と、調整回路１１とを主要な構成として備える。なお、信号発生回路４及び調整回路１１以外の構成については実施形態１と同様であり、ここでは説明を省略する。

信号発生回路４は、コンパレータ４１，４２、ＲＳフリップフロップ４３，５０及び遅延回路４６，４９を主要な構成として備える。コンパレータ４２は、トランス２１の２次巻線に流れる電流が入力され、この電流がゼロになったことを検出するためのゼロ電流検出回路として機能する。この場合、上記２次巻線に流れる電流がゼロになると、整流ダイオード２３の逆回復時間などによってごく短時間の間電流が逆流するため、これをコンパレータ４２で検出することでゼロ電流を検出することができる。

ここで、スイッチング素子２２のスイッチング周波数が過度に上昇しないように電流不連続モードで動作させる場合、整流ダイオード２３の逆回復時間が経過してしまうと上記２次巻線に流れる電流がゼロになったことをコンパレータ４２により検出できなくなる可能性がある。このため本実施形態では、スイッチング素子２２に対して出力されるＰＷＭ信号がオフレベルの状態で、上記２次巻線に流れる電流がゼロになったことをコンパレータ４２により検出した場合には、コンパレータ４２のゼロ検出信号がＲＳフリップフロップ５０のセット端子Ｓに入力され、ＲＳフリップフロップ５０では、このゼロ検出信号を一時的に保持するとともに、保持している間はゼロ検出信号を出力し続ける。ここに本実施形態では、ＲＳフリップフロップ５０により信号保持回路が構成されている。

ＲＳフリップフロップ５０から出力されたゼロ検出信号は、ＡＮＤ回路及びＯＲ回路を介してＲＳフリップフロップ４３のセット端子Ｓに入力され、このときＲＳフリップフロップからはスイッチング素子２２及び遅延回路４６，４９に対してＨｉ信号が出力される。ここに本実施形態では、ＲＳフリップフロップ４３によりＰＷＭ信号が構成されている。

遅延回路４９は、ＲＳフリップフロップ４３の出力信号がＨｉからＬｏに変化すると、所定の最小オフ時間Ｔ３が経過した時点で出力信号をＨｉからＬｏに変化させる。つまり、最小オフ時間Ｔ３が経過するまではＲＳフリップフロップ５０から出力されるゼロ検出信号をマスクし、ＲＳフリップフロップ４３のセット端子Ｓに入力されないようにしている。そして、最小オフ時間Ｔ３が経過した時点でＡＮＤ回路がアクティブになり、ＲＳフリップフロップ５０のゼロ検出信号がＲＳフリップフロップ４３に入力される。ここに本実施形態では、遅延回路４９によりマスク回路が構成されている。

なお、最小オフ時間Ｔ３が上記２次巻線に電流が流れている時間よりも長く設定されると、電流不連続モードが実行される。一方、最小オフ時間Ｔ３を略ゼロにすれば、電流境界モードが実行される。つまり、遅延回路４９における最小オフ時間Ｔ３を調整することで、電流境界モードから電流不連続モードへの切り替えを連続的に行うことができる。

調整回路１１は、遅延回路４９における最小オフ時間Ｔ３を調整するための回路であり、電力変換回路２の入力電圧Ｖｉ及び外部からの電力指令値に基づいて最小オフ時間Ｔ３を決定する。なお、詳細については後述する。

ここで、ランプ電圧が高い場合や放電灯１０を調光して出力を低下させた場合には、スイッチング素子２２のオフ時間が短くなり、そのため電流境界モードではスイッチング周波数が高くなってしまう。したがってこの場合には、遅延回路４９の最小オフ時間Ｔ３を調整して電流不連続モードで動作させることで、スイッチング周波数の過度な上昇を抑える。その際、スイッチング素子２２のスイッチング周波数を計測手段（図示せず）により実際に計測し、この計測結果と予め設定された最小周期の誤差量から最小オフ時間Ｔ３を調整するのが好ましく、スイッチング素子２２のスイッチング周波数を直接計測することで最小オフ時間Ｔ３を正確に設定することができ、その結果、スイッチング素子２２のスイッチング周波数が過度に上昇するのを確実に抑えることができる。

より好ましいのは出力条件により最小オフ時間Ｔ３を調整するのがよく、以下具体的に説明する。なお、以下に示す（１０）〜（１２）式中のＴ４は、スイッチング素子２２のスイッチング周期の下限値（最小周期）である。

スイッチング周波数ｆｓｗを最大周波数１／Ｔ４で動作させた場合の最小オフ時間Ｔ３は、上述の実施形態１で説明した（３）式を用いて、

となり、（１０）式に従って調整回路１１により最小オフ時間Ｔ３を調整することで、スイッチング周波数が高い領域は電流不連続モードで動作させて、スイッチング周波数ｆｓｗを１／Ｔ４以下に制限することができる。なお、本構成ではＶ１＝Ｖｉとなるため、トランス２１の１次巻線に印加される電圧Ｖ１を測定する代わりに、電力変換回路２の入力電圧Ｖｉを検出し、この入力電圧Ｖｉを用いて演算してもよい。また、電力変換回路２を昇降圧チョッパ回路で構成した場合も、（１０）式に従って最小オフ時間Ｔ３を演算すればよい。

また、実施形態１と同様に、電力変換回路２を昇圧チョッパ回路で構成した場合には、最小オフ時間Ｔ３は、

となり、（１１）式に従って調整回路１１により最小オフ時間Ｔ３を調整することで、スイッチング周波数ｆｓｗを１／Ｔ４以下に制限することができる。なお、本構成ではＶ１＝Ｖｉ、Ｖ２＝Ｖｏ−Ｖｉとなる。

さらに、実施形態１と同様に、電力変換回路２を降圧チョッパ回路で構成した場合には、最小オフ時間Ｔ３は、

となり、（１２）式に従って調整回路１１により最小オフ時間Ｔ３を調整することで、スイッチング周波数ｆｓｗを１／Ｔ４以下に制限することができる。なお、本構成ではＶ１＝Ｖｉ−Ｖｏ、Ｖ２＝Ｖｏとなる。

而して本実施形態によれば、スイッチング素子２２をオフからオンに切り替える際の最小オフ時間Ｔ３を設定して電流不連続モードで動作させることで、スイッチング周波数を低く抑えることができる。また、電源電圧が高い場合や負荷電圧が高い場合、出力電力が小さい場合には、電力変換回路２を電流境界モードで動作させると、スイッチング周波数の上昇に伴ってスイッチング損失が上昇したり、ノイズ抑制能力が低下したり、通信系に影響を及ぼしたりするが、最小オフ時間Ｔ３を設定してスイッチング周波数を低く抑えることで上記の悪影響を抑えることができ、結果的にフィルタ回路の大型化が抑えられるとともに、それに伴うコストアップを抑えることができる。

なお、上記（１０）〜（１２）式において、電力値Ｐに効率を掛けたものを、電力値Ｐとしてもよい。

なお、上述の実施形態１，２は一例であり、スイッチング周波数が高い領域ではスイッチング素子２２のオフ時間を調整して電流不連続モードで動作させ、スイッチング周波数の過度な上昇を抑制する構成のものであればよい。また、マイコンなどを利用してソフトウェア上で同様の動作を実現してもよい。

（実施形態３）
上述の実施形態１，２で説明した放電灯点灯装置Ａを搭載した灯具の実施形態を図４に基づいて説明する。

図４は本実施形態の車両用のヘッドライト（灯具）Ｂの断面図であり、このヘッドライトＢは、放電灯１０と、放電灯１０を機械的に保持するとともに放電灯１０に電気的に接続されたソケット１２と、放電灯１０に点灯電力を供給する放電灯点灯装置Ａとを主要な構成として備える。

放電灯点灯装置Ａとバッテリ（直流電源）１の間には、スイッチ１３とヒューズ１４が接続されており、スイッチ１３をオンにすることでバッテリ１から放電灯点灯装置Ａに電源が供給される。

而して本実施形態によれば、上述の実施形態１，２で説明した放電灯点灯装置Ａを搭載することによって、スイッチング素子２２のスイッチング周波数が過度に上昇するのを抑えつつ、大型化やコストアップを抑えたヘッドライト（灯具）Ｂを提供することができる。

なお、灯具は本実施形態のヘッドライトＢに限定されるものではなく、後述する車両Ｃの尾灯などであってもいいし、それ以外のものでもよい。

（実施形態４）
ヘッドライトＢを搭載した車両の実施形態を図５に基づいて説明する。

図５は本実施形態の車両Ｃの外観斜視図であり、この車両Ｃには上述の実施形態３で説明した一対のヘッドライトＢ，Ｂが搭載されている。

而して本実施形態によれば、実施形態３で説明したヘッドライトＢ，Ｂを搭載することによって、スイッチング素子２２のスイッチング周波数が過度に上昇するのを抑えつつ、大型化やコストアップを抑えた車両Ｃを提供することができる。

２ 電力変換回路
２２ スイッチング素子
４２ コンパレータ（ゼロ電流検出回路）
４４ 単安定マルチバイブレータ（タイマ回路）
４５ 単安定マルチバイブレータ（タイマ回路）
４８ 微分回路（ゼロ電流検出回路）
Ａ 放電灯点灯装置

Claims (12)

1. 少なくともスイッチング素子、インダクタ素子及び整流素子を有し、前記スイッチング素子がオンのときに電源から供給されるエネルギーを前記インダクタ素子に蓄積し、前記インダクタ素子に蓄積させたエネルギーを前記スイッチング素子がオフのときに放電灯を含む負荷側に出力する電力変換回路と、
   前記スイッチング素子のオフ期間において前記インダクタ素子に流れる電流がゼロになったことを直接的又は間接的に検出するゼロ電流検出回路と、
   前記ゼロ電流検出回路の検出信号が入力されてから所定の遅延時間が経過すると、前記スイッチング素子をオンにするためのオン信号を出力するタイマ回路とを備え、
   前記タイマ回路は、前記ゼロ電流検出回路の検出信号が入力されてから前記遅延時間が経過するまでは次の検出信号の入力を無効とするマスク機能を有し、
   前記遅延時間は、少なくとも前記スイッチング素子のスイッチング状態又は前記電力変換回路の入出力状態の何れか一方に応じて変更されることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 少なくともスイッチング素子、インダクタ素子及び整流素子を有し、前記スイッチング素子がオンのときに電源から供給されるエネルギーを前記インダクタ素子に蓄積し、前記インダクタ素子に蓄積させたエネルギーを前記スイッチング素子がオフのときに放電灯を含む負荷側に出力する電力変換回路と、
   前記スイッチング素子のオフ期間において前記インダクタ素子に流れる電流がゼロになったことを直接的又は間接的に検出するゼロ電流検出回路と、
   前記ゼロ電流検出回路の検出信号を一時的に保持し、前記検出信号を保持している間は前記検出信号を出力し続ける信号保持回路と、
   前記信号保持回路の出力信号を受けて前記スイッチング素子をオンにするＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ信号発生回路と、
   前記スイッチング素子がオンからオフに切り替わったときに所定の最小オフ時間が経過するまでは前記信号保持回路の出力信号が前記ＰＷＭ信号発生回路に入力されないように動作するマスク回路とを備え、
   前記最小オフ時間は、少なくとも前記スイッチング素子のスイッチング状態又は前記電力変換回路の入出力状態の何れか一方に応じて変更されることを特徴とする放電灯点灯装置。
3. 前記スイッチング素子のスイッチング状態に応じた前記インダクタ素子の電圧と、前記電力変換回路の出力電力又は電力指令値に基づいて、前記遅延時間又は前記最小オフ時間を調整する調整回路を備えたことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
4. 前記インダクタ素子は巻数比ｎのトランス構造であり、前記スイッチング素子がオンのときに形成される閉回路において前記インダクタ素子に印加される電圧をＶ１、このときの前記インダクタ素子のインダクタンス値をＬ１とし、前記スイッチング素子がオフのときに形成される閉回路に電流が流れているときに前記インダクタ素子に生じる電圧をＶ２、前記電力変換回路の出力電力又は電力指令値をＰ、所定の係数をα、前記遅延時間をＴ１、前記スイッチング素子のスイッチング周期の下限値をＴ２とすると、
   

   

   で示す式に従って、前記スイッチング素子のスイッチング周期の下限値が調整されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
5. 前記インダクタ素子は巻数比ｎのトランス構造であり、前記スイッチング素子がオンのときに形成される閉回路において前記インダクタ素子に印加される電圧をＶ１、このときの前記インダクタ素子のインダクタンス値をＬ１とし、前記スイッチング素子がオフのときに形成される閉回路に電流が流れているときに前記インダクタ素子に生じる電圧をＶ２、前記電力変換回路の出力電力又は電力指令値をＰ、所定の係数をα、前記最小オフ時間をＴ３、前記スイッチング素子のスイッチング周期の下限値をＴ４とすると、
   

   

   で示す式に従って、前記スイッチング素子のスイッチング周期の下限値が調整されることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
6. 前記電力変換回路はフライバックコンバータ又は昇降圧チョッパ回路からなり、前記係数α＝１であることを特徴とする請求項４又は５記載の放電灯点灯装置。
7. 前記電力変換回路は昇圧チョッパ回路からなり、前記係数α＝Ｖ２／（Ｖ１＋Ｖ２）で調整されることを特徴とする請求項４又は５記載の放電灯点灯装置。
8. 前記電力変換回路は降圧チョッパ回路からなり、前記係数α＝Ｖ１／（Ｖ１＋Ｖ２）で調整されることを特徴とする請求項４又は５記載の放電灯点灯装置。
9. 前記電力変換回路の入力電圧及び出力電圧を用いて演算することによって、前記スイッチング素子がオンのときに前記インダクタ素子に印加される電圧及び前記スイッチング素子がオフのときに前記インダクタ素子に生じる電圧を等価的に求めたことを特徴とする請求項３〜８の何れか１項に記載の放電灯点灯装置。
10. 前記スイッチング素子のスイッチング周期を計測する計測手段を備え、
    前記計測手段の計測結果が所定の最小周期以下とならないように前記遅延時間又は前記最小オフ時間が調整されることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
11. 請求項１〜１０の何れか１項に記載の放電灯点灯装置が搭載されていることを特徴とする灯具。
12. 請求項１〜１０の何れか１項に記載の放電灯点灯装置が搭載されていることを特徴とする車両。

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