JP2009261040A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

【課題】入力整流電圧を検出する必要を無くして損失を抑制するとともに、電流連続モード方式を採用することでリプルを大きくしないようにし、装置の大型化を回避する。
【解決手段】電流連続モードによるスイッチング電源において、検出される直流出力電圧と設定値との誤差を増幅して出力する誤差アンプ２６と、インダクタ４に流れる電流を検出する電流検出器２８と、その検出された電流のピーク値を保持する保持回路２４と、そのピーク値に応じてインダクタ４に流れる電流の最小値を制限するための乗算回路２３と、スイッチング素子５のオン時間を決定する回路２１，２５等を設け、インダクタ４に流れる電流がその最小値よりも低くなったときにスイッチング素子５をターンオンし、その後、一定のオン時間が経過したときにスイッチング素子５をターンオフさせる。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流電源から安定な直流電源を作り、かつ入力電圧と入力電流とがほぼ同位相で相似形となるように動作させる力率改善用スイッチング電源に関する。

この種のスイッチング電源には、
１）コイル電流が０になったときに、スイッチング素子をオンさせるように制御する臨界モード制御方式
２）コイル電流が０にならないように制御する電流連続モード制御方式
の２つの方式がある。

前者の電流臨界モード制御方式は一般に、コイル電流が０のときにスイッチングするため、スイッチングノイズが低く低ノイズ化には有利であるが、コイルやダイオードにかかるストレスが大きく、負荷が大きい用途には不向きである。
一方、後者の電流連続モード制御方式は、電流臨界モード制御方式に比べてスイッチングノイズは大きいが、電流リプルが小さくなるため、コイルやダイオードにかかるストレスが小さく、負荷が大きい用途にも適用可能である。

そこで、通常は１００ワット程度までであれば臨界モード制御方式を採用し、１００ワット程度以上の場合には電流連続モード制御方式を用いるのが一般的である。
また、電流臨界モード制御方式のスイッチング電源には、
Ａ）入力整流電圧を検出する方式
Ｂ）入力整流電圧を検出しない方式
の２つがある。

ここで、従来技術の例として、電流連続モードによるスイッチング電源と、上記Ｂ）の入力整流電圧を検出しない電流臨界モードによるスイッチング電源について説明する。まず、前者の例として、例えば特許文献１に開示の図９を参照する。
図９のスイッチング電源は入力整流電圧を昇圧し、入力整流電圧より高い電圧を出力する昇圧型コンバータの例である。ここで、入力整流電圧は、交流電圧をダイオードブリッジからなる整流回路２で全波整流した電圧である。また、出力電圧はコンデンサ７の両端の電圧であり、ダイオード６と出力コンデンサ７によって平滑化された直流電圧になる。

上記スイッチング電源では、ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子５をオンオフすることにより、インダクタ４に流れる電流を制御している。その制御の目的は、
ａ）交流入力の力率の改善
ｂ）直流出力電圧の安定化
であり、これを達成するためにインダクタ４に流れる電流の波形と振幅を下記のように制御する。

インダクタの電流波形は、入力整流電圧と同じ位相で相似形の全波整流波形になるように制御され、これによって入力の力率が改善される。また、インダクタ電流の振幅は、
イ）出力電圧が低下したときには電流振幅を大きくしてコンデンサ７の充電量を増加し、
ロ）出力電圧が低下したときには逆に電流振幅を小さくして充電量を減らすというように制御され、これによって出力電圧を安定化させることができる。

図９について、より具体的に説明する。
１）出力電圧誤差アンプ（単に誤差アンプまたはアンプともいう）２６は、出力電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅した信号Ｖｅｒｒを、乗算回路２３に出力する。
２）乗算回路２３は、増幅された誤差電圧Ｖｅｒｒと入力整流電圧検出値Ｖｒｅｃとを乗算し、しきい値信号Ｖｔｈを生成する（このしきい値信号Ｖｔｈは、入力整流電圧Ｖｉｎと同位相の全波整流波形で、誤差電圧Ｖｅｒｒに比例した振幅を持つ）。
３）インダクタ４を流れる電流は、電流検出用抵抗１３で電流検出信号Ｖｉに変換される。
４）電流検出信号Ｖｉはコンパレータ２２でしきい値信号Ｖｔｈと比較され、電流検出信号Ｖｉがしきい値信号Ｖｔｈを超えると、コンパレータ２２の出力がハイレベルとなる。
５）このコンパレータ２２の出力が、単安定マルチバイブレータ３１のトリガ入力端子に入力される。

６）単安定マルチバイブレータ３１はトリガから一定期間だけ出力をローレベルに保ち、その後出力をハイレベルに変化させる。
７）単安定マルチバイブレータ３１の出力は、駆動回路１２に入力される。
８）駆動回路１２は、入力がハイレベルのときにスイッチング素子５をオンさせ、ローレベルのときにオフさせる。つまり、スイッチング素子５は一定期間オフした後、オンすることになる。
９）スイッチング素子５がオンの間、インダクタ４の電流が増加する。
以後は、４）に戻り、インダクタ電流の増加に伴い電流検出信号Ｖｉが上昇し、しきい値信号Ｖｔｈを超えると単安定マルチバイブレータ３１にトリガを掛けるという動作を繰り返す。

インダクタに流れる電流の動きを整理すると、下記のようになる。
ａ）スイッチング素子５がオフ（単安定マルチバイブレータ３１の出力がローレベル）のとき、インダクタ４の電流は徐々に減少する。
ｂ）一定時間経過後スイッチング素子５がオンする（単安定マルチバイブレータ３１の出力がハイレベルになる）。なお、スイッチオフ時間には、電流が０以下にならないように設定されている。

ｃ）スイッチング素子５がオンの間、インダクタ４の電流は徐々に増加する。
ｄ）インダクタ電流の検出値がしきい値信号Ｖｔｈに達すると、スイッチング素子５がオフする。
以上の制御により、インダクタ電流のピーク値が、入力整流電圧Ｖｉｎと同位相の全波整流波形であるしきい値信号Ｖｔｈと一致するように制御される。その結果、入力の力率が改善される。

次に、入力整流電圧を検出しない電流臨界モード制御方式のスイッチング電源として、特許文献２に開示された例について、図１０を参照して以下に説明する。
１）抵抗分圧回路１１は出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、誤差アンプ２６に出力する。
２）誤差アンプ２６は分圧電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し、誤差信号Ｖｅｒｒを出力する。なお、誤差アンプ２６は商用周期以上の長い周期にのみ応答する。
３）スイッチング素子５がオンのとき、インダクタ４に流れる電流は一定の比率で増加する。これに伴い、インダクタ補助巻線の電圧Ｖａｕｘが正になる。
４）ＣＲ直列回路３３は、インダクタの補助巻線電圧Ｖａｕｘから駆動電圧Ｖｒｓを発生する。駆動電圧Ｖｒｓは、ハイレベルとローレベルを有する。

５）ランプ回路３２は、駆動電圧Ｖｒｓがハイレベルの間ランプ電圧Ｖｒｍｐを出力する。（このランプ電圧とは、例えば図２，図４のタイマー回路内部信号として示す、一定の傾きで上昇する電圧のことである。）
６）コンパレータ２２の正端子にはランプ電圧Ｖｒｍｐが、負端子には誤差電圧Ｖｅｒｒが入力される。ランプ電圧Ｖｒｍｐが誤差電圧Ｖｅｒｒより大きくなったとき、リセット電圧Ｖｒｅｓｅｔを出力する。ここで、誤差電圧Ｖｅｒｒは商用周期と比較して十分長い時間変動している。そのため、商用周期のレベルで見たとき、誤差電圧は一定とみなすことができる。その結果、駆動電圧Ｖｒｓがハイレベルになり、ランプ電圧が上昇し始めてからコンパレータ２２がリセット電圧を出力するまでの時間（商用周期のレベルで見たとき）は、一定とみなすことができる。

７）リセット電圧Ｖｒｅｓｅｔが出力されると、駆動電圧Ｖｒｓはグランド電位に固定される。
８）スイッチング素子５がオフのとき、インダクタ４に流れる電流は一定の比率で減少する。これに伴い、インダクタ補助巻線の電圧Ｖａｕｘが負になる。
９）インダクタ電流が０になると、補助巻線電圧Ｖａｕｘは押し上げられる。
１０）これにより駆動電圧Ｖｒｓは正になり、スイッチング素子５がターンオンする。
以下、３）に戻って以上の動作を繰り返す。

インダクタに流れる電流の動きを整理すると、下記のようになる。
ａ）スイッチング素子５がオフのとき、インダクタ４の電流は徐々に減少する。
ｂ）インダクタ電流が０になると、スイッチング素子５がターンオフする。
ｃ）スイッチング素子５がオンのとき、インダクタ４の電流は徐々に増加する。
ｄ）オンの時間（商用周期のレベルで見たとき）は一定であるため、一定の時間が経過するとスイッチング素子５はターンオフする。

ところで、スイッチング素子５がオンしている間の電流の増分ΔＩＬは、ＩＬをインダクタに流れる電流、Ｖｉｎを全波整流電圧、Ｌをインダクタンス値、Ｔｏｎをスイッチング素子のオン時間として、次の（１）式で表わされる。
ΔＩＬ＝Ｔｏｎ・Ｖｉｎ／Ｌ…（１）
従って、オン時間が一定であれば、インダクタ電流の増分ΔＩＬは入力整流電圧Ｖｉｎに比例する。その結果、インダクタに流れる電流は入力整流電圧と同位相で相似形の全波整流波形になる。

特開平０４−１６８９７５号公報 特開２００２−３２０３７８号公報

上記特許文献１に記載のものでは、入力整流電圧Ｖｉｎを検出し、これに基づいてインダクタの電流を制御している。入力整流電圧を検出するには直流抵抗による分圧回路が必要であるが、この抵抗によって電力損失が発生する。特に、スイッチング電源が動作していない待機中において、分圧抵抗による損失は無視できない大きさになる。
一方、特許文献２に記載のものでは、入力整流電圧Ｖｉｎを検出していないため、上記の問題は発生しない。しかし、この方法はインダクタに流れる電流が０になってからスイッチング素子をターンオンする電流臨界方式であるため、リプル（スイッチング素子のオンオフによって増減する電流成分）が大きくなる。その結果、インダクタンスを大きくしなければならず、装置が大型化するという問題がある。

従って、この発明の解決すべき課題は、入力整流電圧を検出する必要を無くして損失を抑制するとともに、電流連続モード方式を採用することでリプルを大きくしないようにし、装置の大型化を回避することにある。

実施例について説明する前に、その原理についてまず説明する。
この発明は、上記課題を解決すために、電流連続モードで動作するとともに、入力整流電圧Ｖｉｎの検出が不要な制御方法を採るものである。より具体的には、スイッチングの機能と主な構成は同じとし、インダクタに流れる電流の波形と振幅を以下のように制御する。

I.インダクタの電流波形の制御について
１）スイッチング素子をターンオンする。
２）スイッチング素子のオン時間は、例えば図６に示すように一定とする（または、商用周期のレベルで見たときに、一定とみなせるように長い周期で変動させる）。このオン時間中、インダクタ電流は単調増加する。
３）一定時間が経過した後、スイッチング素子をターンオフする。このターンオフ時の電流Ｉｍａｘを検出する。
４）スイッチング素子がオフしている間、インダクタ電流は単調減少する。
５）上記Ｉｍａｘに係数Ｋ（０より大きく１より小）を掛けた値を、インダクタ電流の下限値Ｉｍｉｎとする。インダクタ電流が下限値まで減少したとき、スイッチング素子を再びターンオンする。

上記の動作を繰り返したときの、インダクタ電流の関係は以下のようになる。
Ｉｍｉｎ＝Ｋ・Ｉｍａｘ…（２）
Ｉｍａｘ＝Ｉｍｉｎ＋ΔＩＬ…（３）
ここに、ΔＩＬは先の（１）式のように表わされるから、
Ｉｍａｘ＝Ｉｍｉｎ／Ｋ＝｛１／（１−Ｋ）｝（Ｔｏｎ・Ｖｉｎ／Ｌ）となり、
Ｉｍｉｎ＝Ｋ（Ｉｍｉｎ＋ΔＩＬ）＝｛Ｋ／（１−Ｋ）｝ΔＩＬ
＝｛Ｋ／（１−Ｋ）｝（Ｔｏｎ・Ｖｉｎ／Ｌ）…（４）
と表わされる。

スイッチングリプル成分を除いたインダクタ電流の平均値は、ピーク電流と電流下限値との中間値になるので、
ＩＬ＝（Ｉｍａｘ＋Ｉｍｉｎ）／２
＝［（１＋Ｋ）／｛２・（１−Ｋ）｝］（Ｔｏｎ・Ｖｉｎ／Ｌ）…（５）
のように、インダクタ電流はＶｉｎに比例する。すなわち、入力整流電圧Ｖｉｎと同位相で相似形の全波整流波形になる。ここに、スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎは一定としている。

I I.インダクタの電流振幅について
インダクタの電流振幅は、
・出力電圧が低下したときには、電流振幅を大きくしてコンデンサ７の充電量を増加し、
・出力電圧が上昇したときは逆に、電流振幅を小さくして充電量を減らす、
というように制御される。これによって出力電圧を安定化させることができる。

振幅の制御方法には次の２つの方法があり、両方ともこの発明に用いて有利である。
１）出力の電圧に応じて、上記（５）式のＫを調整する。ただし、商用周期においてＫが一定にみなせるように、係数Ｋの応答時定数は十分長いものとする。
２）出力の電圧に応じて、スイッチング素子のオン時間Ｔｏｎを調整する。ただし、商用周期においてＴｏｎが一定にみなせるように、Ｔｏｎの応答時定数は十分長いものとする。

以上の考察から、請求項１の発明は、交流電源を全波整流して脈流出力を得るダイオード整流回路と、このダイオード整流回路に接続されたインダクタと、このインダクタに流れる電流をオンオフするスイッチング素子と、前記インダクタから供給される電流を平滑して直流出力を得るコンデンサと、前記インダクタから前記コンデンサに流れる電流を整流するダイオードとからなり、交流入力電圧を昇圧して安定した直流を発生するとともに、交流入力の力率を改善する機能を備えたスイッチング電源において、
検出される直流出力電圧と設定値との誤差を増幅して出力する誤差増幅手段と、前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、その検出された電流のピーク値を保持する保持手段と、そのピーク値に応じて前記インダクタに流れる電流の下限値を設定する電流制限手段と、前記スイッチング素子のオン時間を決定するオン時間決定手段とを設け、
インダクタに流れる電流が前記電流制限手段に設定された電流下限値よりも低くなったときにスイッチング素子をターンオンし、その後、前記オン時間が経過したときにスイッチング素子をターンオフすることを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記電流制限手段として前記誤差とピーク値とを乗算する乗算器を用いることにより、前記誤差に基づいて前記最小電流設定値（電流下限値の設定値）を調整することができ（請求項２の発明）、これら請求項１または２の発明においては、前記オン時間決定手段として前記誤差に応じた時間を設定するタイマー回路を設け、前記誤差に基づいて前記オン時間を調整することができる（請求項３の発明）。

この発明によれば、インダクタ電流が毎回のスイッチング動作でゼロまで減少しない電流連続モードで動作し、しかも整流入力電圧の検出を不要にした力率改善用スイッチングを提供することが可能となる。その結果、電流臨界モード制御方式を適用した従来例よりも、小型化することができる。さらには、整流入力電圧検出用の抵抗を削除できるため、この抵抗にて発生する損失を無くすことができ、これにより待機電力を低減できる効果が得られる。

図１はこの発明の実施の形態を示す構成図で、入力整流電圧を昇圧し、入力整流電圧より高い電圧を出力する昇圧型コンバータの例である。
図２は図１の動作説明図で、インダクタ電流、ピークホールド回路出力、乗算回路出力、コンパレータ出力、タイマー回路出力、スイッチング素子への駆動信号、タイマーリセット信号およびタイマー回路内部信号などを示している。

主回路部の構成は以下の通りである。
ａ）交流電圧は、ダイオードブリッジからなる整流回路２で全波整流される。
ｂ）インダクタ４とダイオード６を介して、出力端子に接続されたコンデンサ７に電流が供給される。
ｃ）平滑化された直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。
ｄ）ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子５は、インダクタ４とダイオード６との間に接続されている。
ｅ）スイッチング素子５をオンオフすることにより、インダクタ４に流れる電流を制御している。

スイッチング素子５のオンオフ制御は、以下のように行なわれる（各部の波形は図２参照）。
１）出力電圧Ｖｏｕｔを、抵抗分圧回路１１により後述する誤差アンプ２６への入力信号として適切な電圧に分圧する。
２）誤差アンプ２６は、上記分圧された電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅した信号Ｖｅｒｒを出力する。
３）インダクタ４に流れる電流を電流検出抵抗１３により電圧信号に変換し、電流検出回路２８に入力する。
４）電流検出回路２８はその電圧信号を増幅した電流検出信号Ｖｉｄｅｔを、コンパレータ２２およびピークホールド回路２４に入力する。

５）ピークホールド回路２４のトリガ端子には、タイマー回路２５の出力Ｖｒｅｓｅｔが入力される。なお、このＶｒｅｓｅｔは後述のように、スイッチング素子５をターンオフさせるトリガ信号として作用する。従って、ピークホールド回路２４はターンオフ時のインダクタ電流Ｉｍａｘをホールドすることになる。
６）ピークホールド回路２４の出力Ｖｉｍａｘは、乗算回路２３に入力される。
７）乗算回路２３は、誤差アンプ２６の出力Ｖｅｒｒとピークホールド回路２４の出力Ｖｉｍａｘとを乗算し、その結果Ｖｉｍｉｎをコンパレータ２２の非反転端子に入力する。ここで、乗算回路２３の出力Ｖｉｍｉｎは、インダクタ電流の下限値Ｉｍｉｎを規定する信号として作用する。

８）コンパレータ２２は、インダクタ電流の検出値Ｖｉｄｅｔと乗算器出力Ｖｉｍｉｎとを比較する。ＶｉｄｅｔがＶｉｍｉｎより小さくなったときに、コンパレータ２２の出力がハイレベルになる。
９）コンパレータ２２の出力は、ＲＳ（リセットセット）フリップフロップ回路２１のセット入力端子に入力される。
１０）ＲＳフリップフロップ回路２１の（非反転）出力Ｖｇａｔｅ０は、駆動回路１２を介してスイッチング素子５のゲートに入力される。Ｖｇａｔｅ０がハイレベルのとき、スイッチング素子５はオン状態になる。

１１）ＲＳフリップフロップ回路２１の反転出力は、タイマーリセット信号としてタイマー回路２５のリセット信号入力端子に入力される。スイッチング素子５がオフ状態のとき、タイマーのリセットは解除される。
１２）タイマー回路２５は、リセット解除後一定時間が経過したときにトリガ電圧を出力する。
１３）このタイマー出力は、ＲＳフリップフロップ回路２１のリセット端子に入力されている。タイマー回路２５がトリガ信号を出力すると、ＲＳフリップフロップ回路２１の出力がローレベルとなり、スイッチング素子５がオフになる。

上記の制御によるインダクタ電流の動きを整理すると、以下のようになる。
ａ）スイッチング素子５がオフのとき、インダクタ電流は徐々に減少する。
ｂ）インダクタ電流がインダクタ電流のピーク値に基づいて設定された電流下限値Ｉｍｉｎになると、スイッチング素子５がターンオンする。
ｃ）スイッチング素子５がオンのとき、インダクタ電流は徐々に増加する。
ｄ）ターンオン後一定の時間が経過すると、スイッチング素子５はターンオフする。

さらに、出力電圧Ｖｏｕｔは、以下のように制御される。
イ）出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値より高いとき、電流下限値Ｉｍｉｎは小さくなるように制御されている。これにより、インダクタの平均電流が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるように機能する。
ロ）逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値より低いとき、電流下限値は大きくなるように制御されている。これにより、インダクタの平均電流が増加し、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるように機能する。
図１における電流振幅調整方法を図示すると、図７（ａ），（ｂ）のようになる。同図（ａ）と（ｂ）の相違は上記（２），（４）式に示すＫ値の相違による。

図３はこの発明の他の実施の形態を示す構成図、図４は図３の動作を説明する各部波形図である。
これも入力整流電圧を昇圧し、入力整流電圧より高い電圧を出力する昇圧型コンバータの例である。主回路部の構成は図１と同じであり、各部波形も図２と同じなので説明は省略し、スイッチング素子５のオンオフ制御について、図１とは異なるところだけを以下に列記する。
７’）乗算回路２３は、ピークホールド回路２４の出力Ｖｉｍａｘに電流下限設定用電圧を乗算し、その結果Ｖｉｍｉｎをコンパレータ２２の非反転端子に入力する。ここで、乗算回路２３の出力Ｖｉｍｉｎは、インダクタ電流の下限値Ｉｍｉｎを規定する信号として作用する。

１２’）タイマー回路２５のタイマー時間設定電圧入力端子には、出力電圧信号Ｖｅｒｒが入力される。
１２’−１）タイマー回路２５はリセット解除後、内部のランプ電圧が一定の比率で上昇する。
１２’−２）ランプ電圧はコンパレータでＶｅｒｒと比較され、ランプ電圧がＶｅｒｒより大きくなったときに、トリガ電圧を出力する。

また、上記の制御によるインダクタ電流の動きも、上記ｄ）だけが、次のようになる。
ｄ’）ターンオン後、出力電圧の誤差に応じて決められる時間が経過すると、スイッチング素子５はターンオフする。
さらに、出力電圧Ｖｏｕｔは、以下のように変更される。
イ’）出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値より高いとき、スイッチング素子のオン時間は小さくなるように制御されている。これにより、インダクタの平均電流が減少し、出力電圧Ｖｏｕｔを低下させるように機能する。
ロ’）逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値より低いとき、スイッチング素子のオン時間は大きくなるように制御されている。これにより、インダクタの平均電流が増加し、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるように機能する。
図３の場合の電流振幅調整方法を図示すると、図８（ａ），（ｂ）のようになる。

この発明の実施の形態を示す回路図 図１の動作を説明するための各部波形図 この発明の他の実施の形態を示す回路図 図３の動作を説明するための各部波形図 図１，図３で用いられるタイマー回路を示す回路図 この発明による電流制御方法の説明図 図１における電流振幅調整方法の説明図 図３における電流振幅調整方法の説明図 電流連続モード制御方式を適用した従来例を示す回路図 電流臨界モード制御方式を適用した従来例を示す回路図 図１０における電流制御方法の説明図

符号の説明

１…交流入力端子、２…整流回路、３…入力コンデンサ、４…インダクタ、５…スイッチング素子、６…ダイオード、７…出力コンデンサ、８…直流出力端子、１１…抵抗分圧回路、１２…スイッチング素子駆動回路、１３…電流検出抵抗、２１…ＲＳフリップフロップ、２２…コンパレータ、２３…乗算回路、２４…ピークホールド回路、２５…タイマー回路、２６…出力電圧誤差アンプ（アンプまたは誤差アンプ）、２８…電流検出回路、３１…単安定マルチバイブレータ、３２…ランプ回路、３３…ＣＲ直列回路。

Claims (3)

1. 交流電源を全波整流して脈流出力を得るダイオード整流回路と、このダイオード整流回路に接続されたインダクタと、このインダクタに流れる電流をオンオフするスイッチング素子と、前記インダクタから供給される電流を平滑して直流出力を得るコンデンサと、前記インダクタから前記コンデンサに流れる電流を整流するダイオードとからなり、交流入力電圧を昇圧して安定した直流を発生するとともに、交流入力の力率を改善する機能を備えたスイッチング電源において、
   検出される直流出力電圧と設定値との誤差を増幅して出力する誤差増幅手段と、前記インダクタに流れる電流を検出する電流検出手段と、その検出された電流のピーク値を保持する保持手段と、そのピーク値に応じて前記インダクタに流れる電流の下限値を設定する電流制限手段と、前記スイッチング素子のオン時間を決定するオン時間決定手段とを設け、
   インダクタに流れる電流が前記電流制限手段に設定された電流下限値よりも低くなったときにスイッチング素子をターンオンし、その後、前記オン時間が経過したときにスイッチング素子をターンオフすることを特徴とするスイッチング電源。
2. 前記電流制限手段として前記誤差とピーク値とを乗算する乗算器を用いることにより、前記誤差に基づいて前記最小電流設定値（電流下限値の設定値）を調整することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記オン時間決定手段として前記誤差に応じた時間を設定するタイマー回路を設け、前記誤差に基づいて前記オン時間を調整することを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源。

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