JP2013197098A - 照明駆動装置及びその方法 - Google Patents

Abstract

【課題】二次側において制御回路、オプトカプラ、周辺素子等が不必要な定電圧／定電流制御を具現して回路の構造を単純化し、費用を低減することのできる照明駆動装置及びその方法を提供する。
【解決手段】変圧部は、スイッチング素子がターンオンされると、一次側のインダクタにエネルギーを格納し、スイッチング素子がターンオフされると、インダクタに格納されたエネルギーを二次側に伝達する。制御部は、変圧部の一次側に含まれたインダクタから得られる一次側の電流及び電圧を基に二次側平均電流を演算し、演算結果に応じて、スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御して、ＬＥＤ部に一定の駆動電流が流れるように調節する。
【選択図】図２

Description

本発明は、照明駆動装置及びその方法に関し、特に、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ Ｅｍｉｔｔｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）照明を効果的に駆動させることができるようにする一次側レギュレーション（ＰＳＲ：Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｉｄｅ Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）方式の照明駆動装置及びその方法に関する。

最近では、ＬＥＤの技術が発光効率、高輝度、環境配慮、低電力、小型化等の様々な側面から一歩進み、照明光源の分野においてもＬＥＤ照明が脚光を受けている。

ＬＥＤ照明において、電源特性は、性能全体を決定する主要要因の一つである。ＬＥＤの光出力は、電源の変動によって可変であるため、光出力を一定にするためには電源安全性が非常に重要である。また、その明るさを安定的かつ一定に制御しなければならＬＥＤ照明の特性上、ＬＥＤ照明の駆動回路において定電流（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｃｕｒｒｅｎｔ）制御方式が選好されている。

従来の技術に係る一般的なＬＥＤ駆動回路は、フライバックコンバータを利用する。

フライバックコンバータは、二次側の出力端に誤差センシング回路を置いて出力電圧の誤差を検出し、検出された誤差値を二次側に具備されたオプトカプラ（ｏｐｔｏ ｃｏｕｐｌｅｒ）を介して一次側の電力変換回路にフィードバックして、出力電圧を安定化させる公知の技術である。

こうしたフライバックコンバータは、定電流制御と、フィードバックオープン動作時の過電圧保護のための複雑な回路構造が要求される。特に、二次側は、定電流及び定電圧のための制御回路、高価なオプトカプラや多くの周辺素子（受動素子を含む）を必要とするため、ＬＥＤ照明の駆動のための回路構造が複雑であり、高い費用が所要され、小型化が難しいという短所がある。

こうした短所を改善し、二次側の部品数を減らして回路設計を簡素化したものが、図１の一次側レギュレーション（ＰＳＲ：Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｉｄｅ Ｒｅｇｕｌａｔｉｏｎ）方式の駆動回路である。

図１の照明駆動装置は、変圧回路３０を基準に一次側及び二次側に区分されるが、一次側には、交流電源部１０、整流回路２０、スイッチング素子４０、制御回路６０、インダクタ５０等の回路素子が具備され、二次側には、ＬＥＤ部７０、二次側電圧の整流と平滑のためのダイオードＤ１とキャパシタＣ２がある。

図１のような一次側レギュレーション方式の場合、一次側において二次側のフィードバック情報を利用して定電流制御機能を具現し、それにより二次側の回路素子を大挙除去（省略）することができる。それゆえ、フライバックコンバータと比較して回路構造を単純化することができる。

整流回路２０は、交流電源部１０から出力される交流電源Ｖ_acを直流に整流する。変圧回路３０は、整流回路２０から出力される一次側電圧の大きさを変換して二次側へ出力する。二次側出力は、ダイオードＤ１によって整流され、キャパシタＣ２に蓄積された後、直流電源Ｖ_OUTの形態で負荷（ｌｏａｄ）であるＬＥＤ部７０に供給される。

一次側のインダクタ５０は、二次側電流のフィードバックのための補助巻線である。

制御回路６０は、インダクタ５０から引き出されダイオードＤ２を介してキャパシタＣ３に蓄積される電圧Ｖ_ddを抵抗分配して基準電圧と比較し、その比較結果に応じスイッチング素子４０を制御してＬＥＤ部７０に出力されるエネルギーの量が加減されるようにすることにより、最終的に出力端のキャパシタＣ２に蓄積される電圧が一定に維持されるように制御することになる。

ここで、制御回路６０は、変圧回路３０の二次巻線に流れる電流Ｉ_dを一次側の補助巻線であるインダクタ５０を介して検出し、これを定電流制御に使用する。

このように、定電流制御のための二次側フィードバック情報として、一次側の補助巻線において二次側電流の値を検出して使用することになると、電流の検出過程において誤謬や誤差が発生し得る。それゆえ、定電流制御機能が精密に具現されにくいという問題がある。

また、前述した一次側レギュレーション方式の制御回路６０がフィードバック情報として使用する二次側電流の値は、ピーク電流（ｐｅａｋ ｃｕｒｒｅｎｔ）に該当する。フライバックコンバータの場合にも、定電流及び定電圧を具現するためにピーク電流を使用することが一般的である。ところが、ピーク電流は、瞬間的に変化する動的な（ｄｙｎａｍｉｃ）値であるため、ピーク電流を利用すると、駆動速度が速くなる代わりに、ＬＥＤの駆動において最も重要な問題の一つである安定性（ｓｔａｂｉｌｉｔｙ）が低下するという限界がある。

韓国公開特許公報第１０‐２０１１‐０１３６５３７号

本発明は、上述したような従来技術の問題点を解決するために提案されたものであり、その目的は、二次側において制御回路、オプトカプラ、周辺素子等が不必要な定電圧／定電流制御を具現して回路の構造を単純化し、費用を低減することのできる照明駆動装置及びその方法を提供しようとするものである。

本発明の他の目的は、二次側フィードバック情報なしでも一次側で二次側電流を制御することができ、それにより効率を向上させることのできる照明駆動装置及びその方法を提供しようとするものである。

本発明の他の目的は、ピーク電流を二次側フィードバック情報として活用する方式に比べ、より安定的かつ精密な定電流制御機能を具現することのできる照明駆動装置及びその方法を提供しようとするものである。

本発明が果たそうとする課題は、以上において述べた技術的課題に制限されず、言及されていない他の技術的課題は、以下の記載から、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者に明確に理解され得るであろう。

本発明に係る照明駆動装置は、交流電源の入力を受けて直流に整流する第１整流部と、スイッチング素子と、第１整流部から出力される入力電圧の大きさを変換するトランスフォーマと、トランスフォーマの一次側に並列接続されたインダクタと、を含み、スイッチング素子がターンオンされるとインダクタにエネルギーを格納し、スイッチング素子がターンオフされるとインダクタに格納されたエネルギーを二次側へ伝達する変圧部と、変圧部の二次側出力を整流して該出力電圧をＬＥＤ部に供給する第２整流部と、変圧部の一次側に含まれた、インダクタから得られる一次側の電流及び電圧に基づき二次側平均電流を演算し、演算結果に応じてスイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御して、ＬＥＤ部に一定の駆動電流が流れるように調節する制御部と、を含む。

制御部は、変圧部の一次側からスイッチングターンオン区間の一次側平均電流を得、インダクタの両端の電圧の入力を受け、得られた一次側平均電流と、インダクタの両端の電圧とに基づき二次側平均電流を演算する演算部と、演算部から出力される二次側平均電流を電圧に変換して目標電圧と比較し、比較結果に応じてスイッチング素子へ出力される制御信号のロジック値を決定して、スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御するスイッチング調節部と、を含んでよい。

演算部は、インダクタの一端に掛かる入力電圧をサンプリングする第１サンプラーと、インダクタの一端の入力電圧と、インダクタの他端に掛かる電圧の入力を受けて、２つの電圧に対する減算演算を遂行する減算器と、減算器から出力された差分値をサンプリングする第２サンプラーと、第１サンプラーでサンプリングされた入力電圧を第２サンプラーでサンプリングされた差分値で除する演算を遂行する除算器と、スイッチング素子とグラウンドとの間に結合してスイッチングターンオン区間のピーク電流を検出するセンシング抵抗と、センシング抵抗の出力を平準化して一次側平均電流を得るＲＣフィルタ部と、ＲＣフィルタ部で得られた一次側平均電流と、除算器の出力を互いに乗じる演算を遂行する乗算器を含んでよい。

演算部は、遅延信号を出力する時間遅延器をさらに含み、第２サンプラーが時間遅延器の遅延信号に同期してサンプリングを遂行するようにしてよい。

スイッチング調節部は、乗算器の出力から得られる平均電圧と、目標電圧との間の誤差を出力する補償部と、補償部の出力を基準となる三角波パルス電圧と比較して、スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御するための制御信号を出力する比較器を含んでよい。

スイッチング調節部は、同期制御のためのパルス信号を生成して第１サンプラーに入力し、誤差検出の基準となる三角波パルス電圧を生成して比較器に入力するパルス生成器をさらに含んでよい。

制御部は、数式
により二次側平均電流Ｉ´_Sを演算してよい。ここで、Ａ_ONはスイッチングターンオン区間にインダクタに流れる一次側電流量、Ｔは単位時間、Ａ_ON／Ｔはスイッチングターンオン区間の一次側平均電流、Ｖ_INはインダクタの一端に掛かる入力電圧、Ｖ_DSはインダクタの他端に掛かる電圧、１／ｎは巻線比である。

本発明に係る照明駆動方法は、スイッチング素子のターンオン及びターンオフ制御を通じて変圧部を駆動して、変圧部の一次側に含まれたインダクタにエネルギーを格納し、変圧部の二次側へエネルギーを伝達するステップと、変圧部の一次側から得られるスイッチングターンオン区間の一次側平均電流と、インダクタの両端の電圧に基づき二次側平均電流を演算するステップと、演算された二次側平均電流を電圧に変換して目標電圧と比較するステップと、比較結果に応じてスイッチング素子のターンオン及びターンオフを再び制御して、変圧部の二次側に位置したＬＥＤ負荷に一定の電流が流れるように制御するステップと、を含む。

演算ステップは、インダクタの一端に掛かる入力電圧と、インダクタの両端の電圧間の差分値とをサンプリングにより得るステップと、サンプリングされた入力電圧をサンプリングされた差分値で除するステップと、スイッチングターンオン区間の一次側出力を平準化して一次側平均電流を得るステップと、得られた一次側平均電流と、除算演算の出力を互いに乗じて二次側平均電流を求めるステップと、を含んでよい。

本発明の照明駆動装置及びその方法によれば、二次側において制御回路、オプトカプラ、周辺素子等が不必要な定電圧／定電流制御を具現して回路の構造を単純化し、費用を低減することができる。

また、二次側フィードバック情報なしでも一次側で二次側電流を制御することができ、それにより効率を向上させることができる。

また、ピーク電流を二次側フィードバック情報として活用する方式に比べ、より安定的かつ精密な定電流制御機能を具現することができる。

従来技術に係る一次側レギュレーション方式の照明駆動装置の構成図である。 本発明の一実施例に係る照明駆動装置の構成図である。 本発明に適用される一次側レギュレーション方式の原理を説明するためのグラフである。 本発明に適用される一次側レギュレーション方式の原理を説明するためのグラフである。 本発明に適用される一次側レギュレーション方式の原理を説明するためのグラフである。 本発明の一実施例に係る照明駆動方法のフロー図である。

従来のフライバックコンバータや一次側レギュレーション制御方式は、定電流を具現するために、いずれもピーク電流を使用する。もし、携帯電話充電器（ｃｅｌｌ ｐｈｏｎｅ ｃｈａｒｇｅｒ）のように負荷が動的な特性を持っているならば、速い駆動速度が必要であり、速い駆動のためにこのようなピーク電流制御方式が効果的である。

これと比較して、本発明においては、照明、特にＬＥＤ照明が負荷となるが、こうした種類の負荷は比較的静的に動作するため、速い駆動よりは光出力特性を一定にする安定した駆動がはるかに重要な問題となる。

これにより、本発明は、駆動速度の面での長所を有するピーク電流制御に代えて、安定性の面で長所を有する平均電流（ａｖｅｒａｇｅ ｃｕｒｒｅｎｔ）制御を採用する。さらに、従来のピーク電流を利用した一次側レギュレーション制御方式と異なり、本発明は、二次側フィードバック情報を必要としない一次側レギュレーション制御を具現して、より精密かつ安定的な定電流出力を得ることができるようにする。

以下では、添付した図面を参照しつつ、本発明の好ましい実施例による照明駆動装置及びその方法について詳細に説明する。

図２は、本発明の一実施例に係る照明駆動装置の構成図であり、図３ａ、図３ｂ及び図３ｃは、本発明に適用される一次側レギュレーション方式の原理を説明するためのグラフである。

基本的に、本発明は、一次側レギュレーション方式の定電流制御に関するものであるため、一次側が二次側電流を制御する主体となり、制御しようとする対象は二次側電流である。

これにより、本発明においては、一次側と二次側を区別する基準となる変圧部１３０、変圧部１３０の一次側に含まれたインダクタＬＭ及びスイッチング素子Ｑ１の動作から知ることのできる、一次側電流と二次側電流の関係により、二次側電流についての数式をまず導出した後、導出された数式を根拠に二次側電流を一定出力で制御するための回路構成を提案する。変圧部１３０内のトランスフォーマＴＦの巻線比（ｔｕｒｎｓ ｒａｔｉｏ）は、１：ｎ（ｎ＜１）であると仮定する。

まず、二次側電流についての数式の導出過程と、その原理を具体的に説明すると、次のとおりである。

図２を参照すると、スイッチング素子Ｑ１のターンオン状態においては、変圧部１３０の一次側に電流が流れるとともに、インダクタＬ_Mにエネルギーが蓄積され（ｃｈａｒｇｅ）、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ状態においては、インダクタＬ_Mに蓄積されたエネルギーが二次側へ伝達される（ｔｒａｎｓｆｅｒ）。

このとき、スイッチング素子Ｑ１がターンオン駆動されるスイッチングターンオン区間中に一次側に格納されるエネルギーは、時間に伴うインダクタ電流Ｉ_Lの蓄積（増加）概念と見ることができる。そして、スイッチングターンオフ区間中に二次側へ伝達されるエネルギーは、時間に伴うインダクタ電流Ｉ_Lの減少概念と見ることができる。

こうした概念をグラフで表現すると、図３ａのように表すことができる。

図３ａは、一次側のインダクタＬ_Mにおける、時間（Ｔｉｍｅ）に伴うインダクタ電流Ｉ_Lの変化を例示している。

図３ａのスイッチングターンオン区間Ｄ₁Ｔは、一次側に電流が流れつつインダクタＬ_Mにエネルギーが格納される時間であり、この区間中には、スイッチング素子Ｑ１がターンオン駆動されて、インダクタＬ_Mに流れる電流が次第に増加しつつ、インダクタＬ_Mにエネルギーが保存される。

スイッチングターンオフ区間Ｄ₂Ｔは、スイッチングターンオン区間Ｄ₁Ｔ中に格納されたエネルギーが二次側へ伝達される時間であり、この区間中には、スイッチング素子Ｑ１がターンオフされて、インダクタＬＭに流れる電流が次第に減少しつつ、格納されていた分のエネルギーが二次側へ伝達される。

図３ｂは、変圧部１３０の巻線比が１：１（ｎ＝１）である場合の、スイッチングターンオン面積Ａ_ONとスイッチングターンオフ面積Ａ_OFFの比率を例示したものである。

図３ａ及び 図３ｂのグラフにおいて、スイッチングターンオン面積Ａ_ONは、スイッチングターンオン区間Ｄ₁Ｔ中にインダクタＬ_Mに流れ込んでくる電流量である。スイッチングターンオフ面積Ａ_OFFは、スイッチングターンオフ区間Ｄ₂Ｔ中にインダクタＬ_Mから抜け出ていく電流量である。

スイッチングターンオン面積Ａ_ONとスイッチングターンオフ面積Ａ_OFFは、図３ｃに示されたところのように、互いに比例する。２つの面積（Ａ_ON、Ａ_OFF）間の関係を数式で表現すると、次のとおりである。
ここで、Ａ_ONはスイッチングターンオン面積、Ａ_OFFはスイッチングターンオフ面積である。Ｄ₁Ｔはスイッチングターンオン区間、Ｄ₂Ｔはスイッチングターンオフ区間である。１／ｎは巻線比である。

このように、スイッチングターンオン面積Ａ_ONとスイッチングターンオフ面積Ａ_OFFの比率は比例関係であり、巻線比１／ｎの値が増加すると、それに比例してスイッチングターンオフ面積Ａ_OFF部分の高さも増加するであろう。

変圧部１３０は、一次側のインダクタＬ_Mに蓄積され、抜け出ていく分の電流量を巻線比に応じて二次側にそのまま伝達することになるため、スイッチングターンオフ面積Ａ_OFFは、二次側電流量と見ることができ、この部分の面積を一定時間Ｔで除して平準化すると、二次側平均電流を得ることができる。

数式１を整理して二次側電流についての数式を導出すると、次のとおりである。
ここで、Ａ_OFF／Ｔは二次側平均電流である。Ａ_ON／Ｔは一次側平均電流である。Ｄ₂／Ｄ₁ X １／ｎ はスイッチングターンオフ面積Ａ_OFFとスイッチングターンオン面積Ａ_ONの比、１／ｎは変圧部１３０の巻線比である。

数式３によると、スイッチングターンオフ面積Ａ_OFFが示す二次側電流量は、結局のところ、Ｄ₁とＤ₂の比率(つまり、スイッチングターンオン時間とはスイッチングターンオフ時間の比率)によって決定される。

一方、インダクタＬ_Mに流れる一次側ピーク電流は、数式４のように表すことができる。
ここで、Ｉ_PEAKは求めようとする一次側ピーク電流、Ｖ_L.ONはスイッチング素子Ｑ１のターンオン時にインダクタＬ_Mの両端に掛かる電圧は、Ｖ_L.OFFはスイッチング素子Ｑ１のターンオフ時にインダクタＬ_Mの両端に掛かる電圧、Ｌ_Mはインダクタンスである。Ｄ₁Ｔはスイッチングターンオン区間、Ｄ₂Ｔはスイッチングターンオフ区間である。

数式４において、Ｄ₂／Ｄ₁を導出すると、数式５のとおりである。
ここで、Ｖ_INは整流部１２０及びキャパシタＣ_INを介してインダクタＬ_Mの一端に掛かる入力電圧、Ｖ_DSはインダクタＬ_Mの他端に掛かるスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧、Ｖ_DS−Ｖ_INは２つの電圧間の差分値である。

図２の回路において、Ｖ_L.ONは入力電圧Ｖ_INと同一である。また、巻線比は１：ｎと仮定しているため、Ｖ_L.OFFは
である。ここで、Ｖ_OUTは出力電圧であり、Ｖ_F.D1はダイオードＤ１の両端に掛かる電圧であり、１／ｎは巻線比である。

数式５に示されたＤ₂／Ｄ₁の値を数式３に代入すると、次のような数式７を得ることができる。
ここで、Ｉ´_Sは二次側電流である。より具体的に、Ｉ´_Sは、スイッチングターンオフ面積Ａ_OFFに該当する二次側電流量を単位時間Ｔで除した二次側平均電流である。

数式７において、二次側電流を決定する変数は、いずれも一次側に含まれるものである。巻線比１／ｎは固定された値であるため、ドレイン電圧であるＶ_DS、入力電圧であるＶ_IN、一次側平均電流であるＡ_ON／Ｔの３つの変数により二次側電流が調節されてよい。

本発明においては、数式７により二次側平均電流を制御するための回路を構成するが、平均電流制御のために、まずピーク電流を平準化（ａｖｅｒａｇｉｎｇ）して平均電流を得てから、得られた平均電流を利用して二次側の出力を調節し、これによりＬＥＤ負荷における定電流出力を得る。

したがって、本発明においては、一次側のトランスフォーマ補助巻線を利用して、二次側電流をフィードバック情報として検出して使用する必要がなく、ピーク電流ではなく平均電流を制御する構造を通じ、より精密かつ安定的な定電流制御を具現することができる。

図２の照明駆動装置は、こうした原理による回路を一実施例として具現したものである。図２を参照しつつ、一実施例に係る照明駆動装置の細部構成要素の動作及び役割について具体的に見てみると、次のとおりである。

図２の照明駆動装置は、変圧部１３０を基準に、一次側と二次側に区分される。変圧部１３０の一次側には、交流電源部１１０、整流部１２０、スイッチング素子Ｑ１、演算部２１０及び制御部２００等が含まれる。変圧部１３０の二次側は、整流部３１０及びＬＥＤ部３２０を含む単純化された回路により構成される。

入力端の整流部１２０は、２つの出力端子と２つの入力端子を持つブリッジダイオードにより構成され、交流電源部１１０から出力する交流電源Ｖ_acの入力を受けて直流に整流する。入力端のキャパシタＣ_INは、フィルタの役割をして整流部１２０からの整流された電源を平滑する。キャパシタＣ_INの一端はグラウンドに、他端は整流部１２０の出力に連結される。交流電源部１１０から印加される交流電源Ｖ_acが入力端の整流部１２０及びキャパシタＣ_INを通ると、リップル（ｒｉｐｐｌｅ）が混ざっている脈流電圧になる。

変圧部１３０は、キャパシタＣ_INを通って出力される入力電圧の大きさを変換して二次側へ出力するトランスフォーマＴＦと、トランスフォーマＴＦの一次側に並列接続されたインダクタＬ_Mとを含み、スイッチング素子Ｑ１がターンオンされると一次側のインダクタＬ_Mにエネルギーを格納し、スイッチング素子Ｑ１がターンオフされるとインダクタＬ_Mに格納されたエネルギーを二次側へ伝達する。

変圧部１３０のトランスフォーマＴＦは、１：ｎの巻線比を持ち、入力端のキャパシタＣ_INを通りつつ生成されたリップルが混ざっている脈流電圧を、一次側と二次側の巻線比に応じて昇圧又は減圧させて二次側へ出力する。一般的に、ＬＥＤアプリケーション場合、減圧が使用される。

変圧部１３０の二次側に結合される出力端の整流部３１０は、変圧部１３０の二次側出力を整流してその出力電圧をＬＥＤ部３２０に供給する。変圧部１３０の一次側から二次側へ伝達される電圧は、出力端整流部３１０のダイオードＤ１とキャパシタＣ_OUTを通りつつ整流及び平滑されて、直流電源Ｖ_OUTの形態でＬＥＤ部３２０に供給される。

ＬＥＤ部３２０のＬＥＤ素子は、出力キャパシタＣ_OUTからの直流電源Ｖ_OUTにより発光することができる。一実施例において、ＬＥＤ部３２０は、図２のように、直列連結された複数のＬＥＤ素子を含む。実施例に倣い、このような直列接続構造により構成されたＬＥＤ素子のセットの複数個が並列に連結されてもよい。

スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング調節部２２０から出力される制御信号に応じてターンオン及びターンオフが制御される。スイッチング素子Ｑ１がターンオンされると、一次側インダクタＬ_Mにエネルギーが格納され、スイッチング素子Ｑ１がターンオフされると、インダクタＬ_Mに格納されていたエネルギーがトランスフォーマＴＦを介して二次側へ伝達される。

一実施例において、スイッチング素子Ｑ１は、ゲート、ソース、ドレイン端を有するＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であってよい。スイッチング素子Ｑ１は、図２のようにＮ型ＭＯＳＦＥＴであってよく、場合によっては、一部回路の変更とともにＰ型ＭＯＳＦＥＴに代替されてもよい。

スイッチング素子Ｑ１のゲート端はスイッチング調節部２２０に含まれた比較器２２２の出力端に接続されて制御信号を受信し、ソース端はセンシング抵抗２１５の一端に、ドレイン端は変圧部１３０の一次側にそれぞれ連結される。
ここで、変圧部１３０に含まれたインダクタＬ_Mの一端は入力端の整流部１２０及びキャパシタＣ_INの出力に連結され、他端はスイッチング素子Ｑ１のドレイン端に連結されるように構成される。

前述した変圧部１３０は、スイッチング素子Ｑ１がターンオン状態である場合、一次側インダクタＬ_Mに数式８により定義されるだけのエネルギーを格納しておき、スイッチング素子Ｑ１がターンオフされると、巻線比に比例するだけ格納されているエネルギーを二次側へ引き渡す。
ここで、Ｌ_Mはインダクタンスであり、Ｉ_Lは該インダクタＬ_Mに流れる電流である。

制御部２００は、演算部２１０とスイッチング調節部２２０を含み、一次側に具備されて二次側電流が一定に維持されるように制御する役割をする。

このため、制御部２００は、変圧部１３０の一次側に含まれたインダクタＬ_Mから得られる一次側の電流及び電圧を基に二次側平均電流を演算し、演算結果に応じてスイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御して、ＬＥＤ部３２０に一定の駆動電流が流れるように調節する。

具体的に、制御部２００は、前述した数式７によって、インダクタＬ_Mの一端に掛かる入力電圧Ｖ_IN、インダクタＬ_Mの他端に掛かるドレイン電圧Ｖ_DS、スイッチングターンオン区間中の一次側平均電流であるＡ_ON／Ｔの３つの変数に応じた値を得、それにより二次側平均電流を演算し、演算結果に応じてスイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフを制御する。

演算部２１０は、サンプラー（ｓａｍｐｌｅｒ）２１１，２１３、減算器（ｓｕｂｔｒａｃｔｏｒ）２１２、除算器（ｄｉｖｉｄｅｒ）２１４、センシング抵抗２１５、ＲＣフィルタ部２１６、及び乗算器（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）２１７を含む。

数式７により、演算部２１０は、
の値を得るために、インダクタＬ_Mの両端に掛かる入力電圧Ｖ_INとドレイン電圧Ｖ_DSとをサンプリングしなければならず、２つのサンプリングされた電圧を減算演算してインダクタＬ_Mの両端の電圧間の差分値を得なければならない。

したがって、一実施例は、図２のように、２つのサンプラー２１１，２１３と減算器２１２を具備して、一のサンプラー２１１は入力電圧Ｖ_INをサンプリングし、他のサンプラー２１３は入力電圧Ｖ_INとドレイン電圧Ｖ_DSとを減算演算してサンプリングするように回路を構成する。

第１、第２サンプラー２１１，２１３は、入力信号に対するサンプル＆ホールド（ｓａｍｐｌｅ ａｎｄ ｈｏｌｄ）機能を遂行するためのものであり、一定の出力を維持するために、入力される電圧を一定時間の間サンプリングして保有している。

具体的には、第１サンプラー２１１は、パルス生成器２２３により生成されるパルス信号に同期されて、立ち上がりエッジ（ｒｉｓｉｎｇ ｅｄｇｅ）においてインダクタＬ_Mの一端に掛かる整流された入力電圧Ｖ_INをサンプリングするようになる。

減算器２１２は、入力端から整流されたインダクタＬ_Mの一端に掛かる入力電圧Ｖ_INと、インダクタＬ_Mの他端に掛かるスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧Ｖ_DSの入力を受けて、ドレイン電圧Ｖ_DSから整流された入力電圧Ｖ_INを減ずる減算演算を遂行する。

第２サンプラー２１３は、減算器２１２を介してスイッチング素子Ｑ１のドレイン電圧Ｖ_DSから整流された入力電圧Ｖ_INを減じた差分値Ｖ_DS−Ｖ_INを受信してサンプリングする。

このように、第１サンプラー２１１、第２サンプラー２１３及び減算器２１２を介してＶ_DS−Ｖ_IN動作が遂行される。

スイッチング素子Ｑ１のターンオフ直後には、ドレイン電圧Ｖ_DSが瞬間的に上昇するため、ドレイン電圧Ｖ_DSは、時間遅延器２１８を経た信号に同期されてサンプリングすることが好ましい。一実施例において、時間遅延器２１８は、遅延信号を生成して第２サンプラー２１３に出力することにより、第２サンプラー２１３が遅延信号に同期されてインダクタＬ_Mの両端の電圧間の差分値Ｖ_DS−Ｖ_INをサンプリングできるようにする。

除算器２１４は、サンプリングされた２つの電圧Ｖ_IN，Ｖ_DS−Ｖ_INに対する除算を遂行する。すなわち、第１サンプラー２１１でサンプリングされた入力電圧Ｖ_INを第２サンプラー２１３でサンプリングされた差分値Ｖ_DS−Ｖ_INで除する演算を遂行する。これにより、
の値が得られる。

センシング抵抗２１５及びＲＣフィルタ部２１６は、スイッチングターンオン区間中の一次側平均電流を得るための回路である。

センシング抵抗２１５は、スイッチングターンオン区間のピーク電流を検出するための抵抗であり、スイッチング素子Ｑ１とグラウンドとの間に結合する。前述したセンシング抵抗２１５は、スイッチング素子Ｑ１がターンオンされたときに線形的に増加することになる電流を電圧に変換して、スイッチング素子Ｑ１のターンオン区間中に流れる電流により増加するランプ電圧（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｒａｍｐ ｖｏｌｔａｇｅ）を検出する。

数式７において、
は一次側平均電流であり、これはＲＣフィルタ部２１６により具現される。ＲＣフィルタ部２１６は、センシング抵抗２１５の出力を平準化して一次側平均電流を得る。具体的に、ＲＣフィルタ部２１６は、センシング抵抗２１５により検出された増加するランプ電圧を平準化して平均電圧に変換させ、これによる平均電流を出力することにより、システム全体が平均電流モードで動作できるようにする。

乗算器２１７は、ＲＣフィルタ部２１６により得られた一次側平均電流と、除算器２１４の出力を互いに乗じる演算を遂行することになる。除算器２１４の出力は
であり、乗算器２１７において変圧部１３０の巻線比１／ｎがともに乗じられてよい。これにより、前述した数式７の結果が導出される。

このように、演算部２１０は、変圧部１３０の一次側からスイッチングターンオン区間の一次側平均電流を得、インダクタＬ_Mの両端の電圧の入力を受け、得られた一次側平均電流、インダクタＬ_Mの両端の電圧と、変圧部１３０の巻線比を基に、二次側平均電流を演算する。

スイッチング調節部２２０は、演算部２１０の演算結果に応じて、スイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフを制御する。

具体的に、スイッチング調節部２２０は、演算部２１０から出力される二次側平均電流を電圧に変換して目標電圧Ｖ_ctrと比較し、比較結果に応じて、スイッチング素子Ｑ１へ出力される制御信号のロジック値をロー（ｌｏｗ）又はハイ（ｈｉｇｈ）に決定することにより、スイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフを制御する。

このために、スイッチング調節部２２０は、補償部２２１、比較器２２２、及びパルス生成器２２３を含む。

補償部２２１は、フィードバックループを有するシステム全体の安定性を保障して誤動作を防止するための回路であり、乗算器２１７の出力から得られる実際の平均電圧と所望の目標電圧Ｖ_ctrとの間の誤差を出力する。

一実施例において、乗算器２１７から出力される二次側平均電流は、補償部２２１の入力端抵抗Ｒ２を経て平均電圧に変換され、誤差増幅器ＡＭＰの入力端へ印加される。誤差増幅器ＡＭＰの他の入力端には、一定の目標電圧Ｖ_ctrが印加される。補償部２２１の誤差増幅器ＡＭＰは、実際の平均電圧と追従する目標電圧Ｖ_ctrの入力を受けて、２つの電圧間の誤差を増幅して出力する。補償部２２１は、２つの電圧間の差分値に
分のゲインが乗じられた出力を有する。

比較器２２２は、補償部２２１の出力電圧とパルス生成器２２３から出力される三角波パルス電圧を比較して制御信号を出力することにより、スイッチング素子Ｑ１をターンオン又はターンオフさせる。制御信号の値は、ロー（ｌｏｗ）又はハイ（ｈｉｇｈ）である。

パルス生成器２２３は、同期制御のためのパルス信号を生成して第１サンプラー２１１に入力し、誤差検出の基準となる三角波パルス電圧を生成して比較器２２２に入力する。

図４は、本発明の一実施例に係る照明駆動方法のフロー図である。

スイッチング調節部２２０は、スイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフ制御を通じて変圧部１３０を駆動して、変圧部１３０の一次側に含まれたインダクタＬ_Mにエネルギーを格納し、変圧部１３０の二次側へエネルギーを伝達する動作を反復的に遂行する（Ｓ１１０）。

演算部２１０は、変圧部１３０の一次側から得られるスイッチングターンオン区間の一次側平均電流、インダクタＬ_Mの両端の電圧、及び変圧部１３０の巻線比を基に、二次側平均電流を演算する（Ｓ１２０）。

演算ステップ（Ｓ１２０）を具体化すると、次のとおりである。

まず、演算部２１０は、スイッチングターンオン区間中にインダクタＬ_Mの一端に掛かる入力電圧Ｖ_INと、インダクタＬ_Mの両端の電圧間の差分値をサンプリングにより得る（Ｓ１２１）。ここで、インダクタＬ_Mの両端の電圧間の差分値は、インダクタＬ_Mの他端に掛かるドレイン電圧Ｖ_DSから入力電圧Ｖ_INを減じた値Ｖ_DS−Ｖ_INである（Ｓ１２１）。

その後、演算部２１０は、サンプリングされた入力電圧Ｖ_INをサンプリングされた差分値Ｖ_DS−Ｖ_INで除して
の値を求め（Ｓ１２２）、スイッチングターンオン区間の一次側出力を平準化してスイッチングターンオン区間中の一次側平均電流を得る（Ｓ１２３）。

その後、演算部２１０は、Ｓ１２３で得られた平均電流と、Ｓ１２２による除算演算の出力
を互いに乗じて二次側平均電流を求め、これをスイッチング調節部２２０へ出力する（Ｓ１２４）。このとき、変圧部１３０の巻線比１／ｎも併せて乗じられる。

以降のＳ１３０において、スイッチング調節部２２０は、Ｓ１２４を通じて演算された二次側平均電流を電圧に変換して、変換された平均電圧を目標電圧Ｖ_ctrと比較し、比較結果に応じて、スイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフを再び制御して変圧部１３０の二次側に位置するＬＥＤ負荷に一定の電流が流れるように制御する。

Ｓ１３０の比較の結果、Ｓ１２０を通じて得られた実際の平均電圧が目標電圧Ｖ_ctrを満たしていない場合、スイッチング調節部２２０は、Ｓ１１０へフィードバックしてスイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフを再び制御することになる。

Ｓ１３０の比較の結果、Ｓ１２０を通じて得られた実際の平均電圧が目標電圧Ｖ_ctrを満たすならば、二次側のＬＥＤ負荷に既に定電流が流れている状態であると判断され、フィードバック動作なくスイッチング制御過程がそのまま終了する。

このとき、スイッチング調節部２２０は、補償部２２１を介して実際の平均電圧と所望の目標電圧Ｖ_ctrとの間の誤差を出力し、補償部２２１の出力電圧を誤差検出の基準となる三角波パルス電圧と比較して、比較結果に応じて、スイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフ状態を制御してよい。

例えば、２つの電圧間の差が大きければ誤差率が高いということであるので、スイッチング素子Ｑ１のターンオン及びターンオフ状態を変えてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比（ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ）が調整され得るようにする。２つの電圧間の差がなければ定電流が正確に具現されているので、スイッチング素子Ｑ１の状態を変化させず、現在のデューティ比を維持する。

このような原理を適用すれば、二次側において制御回路、周辺素子、オプトカプラ等の回路素子等が必要でなく、また二次側フィードバック情報がなくても一次側において二次側の電流を制御することができる。

また、図１のように補助巻線を使用する従来の一次側レギュレーション方式と異なり、本発明においては、トランスフォーマの補助巻線を使用しない。これにより、単価を減らすことができ、補助巻線の使用に伴う効率の損失を防止することができ、二次側電流を正確に制御することができる長所がある。

本発明に係る照明駆動装置及びその方法の構成は、前述した実施例に限定されず、本発明の技術思想が許容する範囲内において多様に変形して実施することができる。

１１０ 交流電源部
１２０ 入力端整流部
１３０ 変圧部
２００ 制御部
２１０ 演算部
２１１，２１３ サンプラー
２１２ 減算器
２１４ 除算器
２１５ センシング抵抗
２１６ ＲＣフィルタ部
２１７ 乗算器
２１８ 時間遅延器
２２０ スイッチング調節部
２２１ 補償部
２２２ 比較器
２２３ パルス生成器
３１０ 出力端整流部
３２０ ＬＥＤ部
Ｑ１ スイッチング素子

Claims (9)

1. 交流電源の入力を受けて直流に整流する第１整流部と、
   スイッチング素子と、
   前記第１整流部から出力される入力電圧の大きさを変換するトランスフォーマと、前記トランスフォーマの一次側に並列接続されたインダクタとを含み、前記スイッチング素子がターンオンされると前記インダクタにエネルギーを格納し、前記スイッチング素子がターンオフされると前記インダクタに格納されたエネルギーを二次側へ伝達する変圧部と、
   前記変圧部の二次側出力を整流して該出力電圧をＬＥＤ部に供給する第２整流部と、
   前記変圧部の一次側に含まれた、前記インダクタから得られる一次側の電流及び電圧に基づき二次側平均電流を演算し、演算結果に応じて前記スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御して、前記ＬＥＤ部に一定の駆動電流が流れるように調節する制御部と、
   を含む照明駆動装置。
2. 前記制御部は、
   前記変圧部の一次側からスイッチングターンオン区間の一次側平均電流を得、前記インダクタの両端の電圧の入力を受け、得られた一次側平均電流と、前記インダクタの両端の電圧とに基づき二次側平均電流を演算する演算部と、
   前記演算部から出力される二次側平均電流を電圧に変換して目標電圧と比較し、比較結果に応じて前記スイッチング素子へ出力される制御信号のロジック値を決定して、前記スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御するスイッチング調節部と、
   を含む、請求項１に記載の照明駆動装置。
3. 前記演算部は、
   前記インダクタの一端に掛かる入力電圧をサンプリングする第１サンプラーと、
   前記インダクタの一端の入力電圧と、前記インダクタの他端に掛かる電圧の入力を受けて、２つの電圧に対する減算演算を遂行する減算器と、
   前記減算器から出力された差分値をサンプリングする第２サンプラーと、
   前記第１サンプラーでサンプリングされた入力電圧を前記第２サンプラーでサンプリングされた差分値で除する演算を遂行する除算器と、
   前記スイッチング素子とグラウンドとの間に結合してスイッチングターンオン区間のピーク電流を検出するセンシング抵抗と、
   前記センシング抵抗の出力を平準化して一次側平均電流を得るＲＣフィルタ部と、
   前記ＲＣフィルタ部で得られた一次側平均電流と、前記除算器の出力を互いに乗じる演算を遂行する乗算器と、
   を含む、請求項２に記載の照明駆動装置。
4. 前記演算部は、
   遅延信号を出力する時間遅延器をさらに含み、前記第２サンプラーが前記時間遅延器の遅延信号に同期してサンプリングを遂行するようにすることを特徴とする、請求項３に記載の照明駆動装置。
5. 前記スイッチング調節部は、
   前記乗算器の出力から得られる平均電圧と、目標電圧との間の誤差を出力する補償部と、
   前記補償部の出力を基準となる三角波パルス電圧と比較して、前記スイッチング素子のターンオン及びターンオフを制御するための制御信号を出力する比較器と、
   を含む、請求項３に記載の照明駆動装置。
6. 前記スイッチング調節部は、
   同期制御のためのパルス信号を生成して前記第１サンプラーに入力し、誤差検出の基準となる三角波パルス電圧を生成して前記比較器に入力するパルス生成器をさらに含む、請求項５に記載の照明駆動装置。
7. 前記制御部は、下記数式
   により二次側平均電流Ｉ´_Sを演算し、
   ここで、Ａ_ONはスイッチングターンオン区間にインダクタに流れる一次側電流量、Ｔは単位時間、Ａ_ON／Ｔはスイッチングターンオン区間の一次側平均電流、Ｖ_INはインダクタの一端に掛かる入力電圧、Ｖ_DSはインダクタの他端に掛かる電圧、１／ｎは巻線比であることを特徴とする、請求項１に記載の照明駆動装置。
8. スイッチング素子のターンオン及びターンオフ制御を通じて変圧部を駆動して、前記変圧部の一次側に含まれたインダクタにエネルギーを格納し、前記変圧部の二次側へエネルギーを伝達するステップと、
   前記変圧部の一次側から得られるスイッチングターンオン区間の一次側平均電流と、前記インダクタの両端の電圧に基づき二次側平均電流を演算するステップと、
   前記演算された二次側平均電流を電圧に変換して目標電圧と比較するステップと、
   前記比較結果に応じて前記スイッチング素子のターンオン及びターンオフを再び制御して、前記変圧部の二次側に位置したＬＥＤ負荷に一定の電流が流れるように制御するステップと、
   を含む照明駆動方法。
9. 前記演算ステップは、
   前記インダクタの一端に掛かる入力電圧と、前記インダクタの両端の電圧間の差分値とをサンプリングにより得るステップと、
   前記サンプリングされた入力電圧を前記サンプリングされた差分値で除するステップと、
   スイッチングターンオン区間の一次側出力を平準化して一次側平均電流を得るステップと、
   前記得られた一次側平均電流と、前記除算演算の出力を互いに乗じて二次側平均電流を求めるステップと、
   を含む、請求項８に記載の照明駆動方法。