JPH08182314A - スイッチドカレントレギュレータ - Google Patents
スイッチドカレントレギュレータInfo
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- JPH08182314A JPH08182314A JP7251678A JP25167895A JPH08182314A JP H08182314 A JPH08182314 A JP H08182314A JP 7251678 A JP7251678 A JP 7251678A JP 25167895 A JP25167895 A JP 25167895A JP H08182314 A JPH08182314 A JP H08182314A
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 調整回路が電力スイッチの側に完全に収容さ
れる、フライバック型スイッチドカレントレギュレータ
を提供する。 【解決手段】 スイッチドカレントレギュレータは、第
１および第２の結合された巻線と、巻線が減磁されると
すぐに第１の巻線を電圧源に接続するための回路とを含
む。レギュレータはさらに、第１の巻線を介して流れる
電流を感知する電流センサと、第１の巻線の第１の電流
が基準値に達すると第１の巻線の接続を電圧源から外す
スイッチとを含み、第１の巻線はデューティサイクルに
従って切換えられ、さらに、デューティサイクルに従っ
て基準値を変更する回路を含む。
れる、フライバック型スイッチドカレントレギュレータ
を提供する。 【解決手段】 スイッチドカレントレギュレータは、第
１および第２の結合された巻線と、巻線が減磁されると
すぐに第１の巻線を電圧源に接続するための回路とを含
む。レギュレータはさらに、第１の巻線を介して流れる
電流を感知する電流センサと、第１の巻線の第１の電流
が基準値に達すると第１の巻線の接続を電圧源から外す
スイッチとを含み、第１の巻線はデューティサイクルに
従って切換えられ、さらに、デューティサイクルに従っ
て基準値を変更する回路を含む。
Description
【０００１】
【発明の分野】この発明は、定電流を負荷たとえば電池
に、効率よく印加するためのスイッチドレギュレータに
関する。この発明は、より特定的には、しばしば２２０
ボルト主電源であるレギュレータの供給源から電荷が分
離されるスイッチドカレントレギュレータに関する。
に、効率よく印加するためのスイッチドレギュレータに
関する。この発明は、より特定的には、しばしば２２０
ボルト主電源であるレギュレータの供給源から電荷が分
離されるスイッチドカレントレギュレータに関する。
【０００２】
【関連技術の議論】図１は従来のスイッチドレギュレー
タを表わしている。この例において、従来のスイッチド
レギュレータは、蓄積レギュレータまたは「フライバッ
ク」レギュレータである。負荷ＲL をレギュレータから
分離するために、磁気コア１３を介して結合されるが直
流電流的には分離される２つの巻線１１および１２が設
けられている。第１の巻線１１はパワースイッチＳを介
して電圧電源Ｖ1 に接続されている。第１の巻線１１お
よび第２の巻線１２はトランスを構成しない（電流は同
時に２つの巻線を介して流れない）にもかかわらず、
「第１」および「第２」は説明を簡単にするために用い
られている。第２の巻線１２はダイオードＤを介して負
荷ＲL に接続されている。フィルタリングキャパシタＣ
は負荷ＲL に並列に接続されている。ダイオードＤは、
第１の巻線１１が電圧Ｖ1 に接続されている間、電流が
負荷を介して流れないように接続されている。
タを表わしている。この例において、従来のスイッチド
レギュレータは、蓄積レギュレータまたは「フライバッ
ク」レギュレータである。負荷ＲL をレギュレータから
分離するために、磁気コア１３を介して結合されるが直
流電流的には分離される２つの巻線１１および１２が設
けられている。第１の巻線１１はパワースイッチＳを介
して電圧電源Ｖ1 に接続されている。第１の巻線１１お
よび第２の巻線１２はトランスを構成しない（電流は同
時に２つの巻線を介して流れない）にもかかわらず、
「第１」および「第２」は説明を簡単にするために用い
られている。第２の巻線１２はダイオードＤを介して負
荷ＲL に接続されている。フィルタリングキャパシタＣ
は負荷ＲL に並列に接続されている。ダイオードＤは、
第１の巻線１１が電圧Ｖ1 に接続されている間、電流が
負荷を介して流れないように接続されている。
【０００３】スイッチＳがオンに切換わると、電圧Ｖ１
および第１の巻線１１によって与えられるインダクタン
スの値の関数として、第１の巻線１１の第１の電流Ｉ1
が初期値から増大する。この時間の間は、第２の巻線１
２の第２の電流Ｉ2 はゼロであり、電力はコア１３中に
蓄積される。
および第１の巻線１１によって与えられるインダクタン
スの値の関数として、第１の巻線１１の第１の電流Ｉ1
が初期値から増大する。この時間の間は、第２の巻線１
２の第２の電流Ｉ2 はゼロであり、電力はコア１３中に
蓄積される。
【０００４】スイッチＳがオフに切換わると、第１の電
流Ｉ１は急にオフに切換わり、たった今コア１３中に蓄
積された電力が第２の巻線１２に移される。スイッチＳ
がオフに切換わると、第２の電流Ｉ2 は急に、ピーク値
に達する。このピーク値は、第１の電流Ｉ1 が達したピ
ーク電流に、第１の巻線１１および第２の巻線１２の巻
数比を乗算した値に等しい。第２の電流Ｉ2 は第２の巻
線１２のインダクタンスおよび負荷ＲL にかかる電圧の
関数として低減し始める。
流Ｉ１は急にオフに切換わり、たった今コア１３中に蓄
積された電力が第２の巻線１２に移される。スイッチＳ
がオフに切換わると、第２の電流Ｉ2 は急に、ピーク値
に達する。このピーク値は、第１の電流Ｉ1 が達したピ
ーク電流に、第１の巻線１１および第２の巻線１２の巻
数比を乗算した値に等しい。第２の電流Ｉ2 は第２の巻
線１２のインダクタンスおよび負荷ＲL にかかる電圧の
関数として低減し始める。
【０００５】第２の電流Ｉ2 が一般的には決まっていな
い最終値に達すると、スイッチＳは再びオンに切換わ
る。決定された時間以後ゼロであったかもしれないこの
最終値は、第１の電流Ｉ1 が増加し始める初期値を決定
する。
い最終値に達すると、スイッチＳは再びオンに切換わ
る。決定された時間以後ゼロであったかもしれないこの
最終値は、第１の電流Ｉ1 が増加し始める初期値を決定
する。
【０００６】第１の巻線１１から第２の巻線１２に移さ
れる電力量はスイッチＳのスイッチングデューティサイ
クル、すなわちそのオンの時間とスイッチング持続時間
との間の比に依存している。
れる電力量はスイッチＳのスイッチングデューティサイ
クル、すなわちそのオンの時間とスイッチング持続時間
との間の比に依存している。
【０００７】負荷における平均電流を調整するために、
抵抗器Ｒs が第２の巻線１２に直列に接続されている。
抵抗器Ｒs にかかる電圧は、スイッチＳを制御する調整
回路１５に印加される。この調整回路は、抵抗Ｒs にか
かる電圧をフィルタリングして平均値を抽出し、これは
基準値と比較される。スイッチＳのデューティサイクル
は、抵抗器Ｒs にかかる平均電圧（つまり平均の第２の
電流）が基準値に近づくように調節される。
抵抗器Ｒs が第２の巻線１２に直列に接続されている。
抵抗器Ｒs にかかる電圧は、スイッチＳを制御する調整
回路１５に印加される。この調整回路は、抵抗Ｒs にか
かる電圧をフィルタリングして平均値を抽出し、これは
基準値と比較される。スイッチＳのデューティサイクル
は、抵抗器Ｒs にかかる平均電圧（つまり平均の第２の
電流）が基準値に近づくように調節される。
【０００８】図１に表わされたような、第１の巻線１１
と第２の巻線１２との間で直流電流的に分離しているス
イッチドレギュレータの欠点として、測定されるべき値
（電流、電圧）は第２の巻線１２を収容するレギュレー
タの部分に見出されるが、この値を調節するための素
子、パワースイッチＳは、第１の巻線を収容するレギュ
レータの部分に見出されるという事実がある。点線１６
によって示されているように、調整回路１５において抵
抗器Ｒs にかかる電圧を測定する部分とスイッチＳを制
御する部分との間に直流電気的分離が与えられるべきで
ある。この分離は、たとえば、トランスまたはフォトカ
プラによって達成される。トランスは費用がかかり嵩張
るのに対して、フォトカプラも費用がかかり時間経過に
対して信頼性がない（このレギュレータにおいて多くの
故障がフォトカプラによって引き起こされている）。
と第２の巻線１２との間で直流電流的に分離しているス
イッチドレギュレータの欠点として、測定されるべき値
（電流、電圧）は第２の巻線１２を収容するレギュレー
タの部分に見出されるが、この値を調節するための素
子、パワースイッチＳは、第１の巻線を収容するレギュ
レータの部分に見出されるという事実がある。点線１６
によって示されているように、調整回路１５において抵
抗器Ｒs にかかる電圧を測定する部分とスイッチＳを制
御する部分との間に直流電気的分離が与えられるべきで
ある。この分離は、たとえば、トランスまたはフォトカ
プラによって達成される。トランスは費用がかかり嵩張
るのに対して、フォトカプラも費用がかかり時間経過に
対して信頼性がない（このレギュレータにおいて多くの
故障がフォトカプラによって引き起こされている）。
【０００９】もちろん、第１の巻線１１において平均電
流を調整することも工夫できるが、このアプローチによ
り、負荷ＲL に印加される平均電力は調整されるが、電
源電圧Ｖ1 および負荷にかかる出力電圧の関数として変
化するその平均電流は調整されないことになる。
流を調整することも工夫できるが、このアプローチによ
り、負荷ＲL に印加される平均電力は調整されるが、電
源電圧Ｖ1 および負荷にかかる出力電圧の関数として変
化するその平均電流は調整されないことになる。
【００１０】
【発明の概要】この発明の目的は、調整回路が完全にパ
ワースイッチの側に収容される、すなわち回路が第２の
巻線に接続されず、何らかの分離素子を必要としないス
イッチドカレントレギュレータを提供することである。
ワースイッチの側に収容される、すなわち回路が第２の
巻線に接続されず、何らかの分離素子を必要としないス
イッチドカレントレギュレータを提供することである。
【００１１】この目的を達成するために、この発明は、
第１の巻線と、第１の巻線に結合される第２の巻線と、
第１の巻線に結合される電流センサと、接続手段と、接
続分離手段と、電源電圧に結合された変更手段とを含む
フライバック型のスイッチドカレントレギュレータを使
用する。電流センサは、第１の巻線を介して流れる第１
の電流を感知し、電流センサ信号を出力する。接続手段
は、第２の巻線を介して流れる第２の電流が実質的にゼ
ロであるとき第１の巻線を電圧電源に接続する。接続分
離手段は、第１の巻線を介して流れる第１の電流が基準
値より大きいかまたはそれに等しいとき第１の巻線の接
続を電圧源から外す。第１の巻線はスイッチングデュー
ティサイクルに従って電圧源に接続されたり接続を外さ
れたりする。変更手段は、スイッチングデューティサイ
クルの持続時間に対応して基準値を変更する。
第１の巻線と、第１の巻線に結合される第２の巻線と、
第１の巻線に結合される電流センサと、接続手段と、接
続分離手段と、電源電圧に結合された変更手段とを含む
フライバック型のスイッチドカレントレギュレータを使
用する。電流センサは、第１の巻線を介して流れる第１
の電流を感知し、電流センサ信号を出力する。接続手段
は、第２の巻線を介して流れる第２の電流が実質的にゼ
ロであるとき第１の巻線を電圧電源に接続する。接続分
離手段は、第１の巻線を介して流れる第１の電流が基準
値より大きいかまたはそれに等しいとき第１の巻線の接
続を電圧源から外す。第１の巻線はスイッチングデュー
ティサイクルに従って電圧源に接続されたり接続を外さ
れたりする。変更手段は、スイッチングデューティサイ
クルの持続時間に対応して基準値を変更する。
【００１２】この発明の他の例示的実施例では、第１の
巻線と、第１の巻線に結合された第２の巻線と、第１の
巻線に結合された電流センサと、第１の巻線と第２の巻
線との間に置かれた巻線コアに結合された減磁センサ
と、接続回路とを含むスイッチドカレントレギュレータ
が、設けられている。電流センサは第１の巻線を介して
流れる第１の電流を感知し、第１の巻線を介して流れる
第１の電流が基準値よりも大きいかそれに等しいとき、
第１の状態を有する電流センサ信号を出力する。減磁セ
ンサは、第２の巻線を介して流れる第２の電流を感知
し、第２の電流が実質的にゼロであるとき、第１の状態
を有する減磁センサ信号を出力する。接続回路は電流セ
ンサ信号および減磁センサ信号に応答する。接続回路
は、減磁センサ信号が第１の状態にあるとき第１の巻線
を電圧源に接続し、さらに電流センサ信号が第１の状態
にあるとき第１の巻線の接続を電圧源から外す。
巻線と、第１の巻線に結合された第２の巻線と、第１の
巻線に結合された電流センサと、第１の巻線と第２の巻
線との間に置かれた巻線コアに結合された減磁センサ
と、接続回路とを含むスイッチドカレントレギュレータ
が、設けられている。電流センサは第１の巻線を介して
流れる第１の電流を感知し、第１の巻線を介して流れる
第１の電流が基準値よりも大きいかそれに等しいとき、
第１の状態を有する電流センサ信号を出力する。減磁セ
ンサは、第２の巻線を介して流れる第２の電流を感知
し、第２の電流が実質的にゼロであるとき、第１の状態
を有する減磁センサ信号を出力する。接続回路は電流セ
ンサ信号および減磁センサ信号に応答する。接続回路
は、減磁センサ信号が第１の状態にあるとき第１の巻線
を電圧源に接続し、さらに電流センサ信号が第１の状態
にあるとき第１の巻線の接続を電圧源から外す。
【００１３】この発明の他の例示的実施例において、第
１の巻線と第１の巻線に結合された第２の巻線とを有す
るカレントレギュレータにおける電流を調整するための
方法が提供される。この方法は、（ａ）第１の巻線を介
して流れる第１の電流量を決定するステップと、（ｂ）
第１の巻線を介して流れる第１の電流量を基準値と比較
するステップと、（ｃ）第１の巻線における第１の電流
量が基準値よりも少ないとき第１の巻線を電圧源に結合
するステップと、（ｄ）第１の巻線における第１の電流
量が基準値よりも大きいかまたはそれに等しいとき第１
の巻線の接続を電圧源から外すステップとを含む。
１の巻線と第１の巻線に結合された第２の巻線とを有す
るカレントレギュレータにおける電流を調整するための
方法が提供される。この方法は、（ａ）第１の巻線を介
して流れる第１の電流量を決定するステップと、（ｂ）
第１の巻線を介して流れる第１の電流量を基準値と比較
するステップと、（ｃ）第１の巻線における第１の電流
量が基準値よりも少ないとき第１の巻線を電圧源に結合
するステップと、（ｄ）第１の巻線における第１の電流
量が基準値よりも大きいかまたはそれに等しいとき第１
の巻線の接続を電圧源から外すステップとを含む。
【００１４】この発明の他の例示的実施例において、第
１の巻線と電圧源の端子との間の電流センサと直列に置
かれたパワースイッチと、第１の巻線と第２の巻線との
間に置かれた巻線コアと、巻線コアに結合された減磁回
路と、電流源の端子と接地との間に置かれた基準スイッ
チとを有するスイッチドカレントレギュレータの自励発
振の方法が提供される。この方法は、（ａ）第２の巻線
を介して流れる第２の電流の値を決定するステップと、
（ｂ）第２の巻線を介して流れる第２の電流が実質的に
ゼロであるときパワースイッチを閉じるステップと、
（ｃ）第２の巻線を介して流れる第２の電流が実質的に
ゼロであるとき基準スイッチを開けるステップとを含
む。
１の巻線と電圧源の端子との間の電流センサと直列に置
かれたパワースイッチと、第１の巻線と第２の巻線との
間に置かれた巻線コアと、巻線コアに結合された減磁回
路と、電流源の端子と接地との間に置かれた基準スイッ
チとを有するスイッチドカレントレギュレータの自励発
振の方法が提供される。この方法は、（ａ）第２の巻線
を介して流れる第２の電流の値を決定するステップと、
（ｂ）第２の巻線を介して流れる第２の電流が実質的に
ゼロであるときパワースイッチを閉じるステップと、
（ｃ）第２の巻線を介して流れる第２の電流が実質的に
ゼロであるとき基準スイッチを開けるステップとを含
む。
【００１５】この発明の前掲および他の目的、特徴、局
面、および利点は、添付図面と関連づけると、この発明
の以下の詳しい説明から明らかになるであろう。
面、および利点は、添付図面と関連づけると、この発明
の以下の詳しい説明から明らかになるであろう。
【００１６】
【詳しい説明】図２において、この発明に従った電流セ
ンサ２０は、図１のようなコンバータの第１の巻線１１
の電流を検出する。センサ２０は、たとえば、示されて
いるように、パワースイッチＳと、電圧源Ｖ1 の負の端
子つまりこの場合接地ＧＮＤとの間に接続された簡単で
低い値の抵抗器である。ＫＩ1 と付された電流情報は他
の方法で与えることもできる。たとえば、パワースイッ
チＳが、並列に接続された複数のセルによって構成され
る垂直ＭＯＳトランジスタであるとき、電力ＭＯＳトラ
ンジスタのセルと同一の少ないセルの中で流れる電流か
ら電流情報を得ることができる。
ンサ２０は、図１のようなコンバータの第１の巻線１１
の電流を検出する。センサ２０は、たとえば、示されて
いるように、パワースイッチＳと、電圧源Ｖ1 の負の端
子つまりこの場合接地ＧＮＤとの間に接続された簡単で
低い値の抵抗器である。ＫＩ1 と付された電流情報は他
の方法で与えることもできる。たとえば、パワースイッ
チＳが、並列に接続された複数のセルによって構成され
る垂直ＭＯＳトランジスタであるとき、電力ＭＯＳトラ
ンジスタのセルと同一の少ないセルの中で流れる電流か
ら電流情報を得ることができる。
【００１７】スイッチＳは、Ｓｅｔ／Ｒｅｓｅｔ型のフ
リップフロップ２２の非反転出力Ｑによって制御され、
そのＲｅｓｅｔ入力「Ｒ」はコンパレータ２４の出力を
受取り、コンパレータ２４は電流情報ＫＩ1 を基準電圧
Ｖr と比較する。フリップフロップ２２のＳｅｔ入力
「Ｓ」は、減磁検出回路２６の出力を受取り、その一例
が図４に関連して以下で説明されている。検出回路は、
レギュレータが第１の巻線の電流を測定することによっ
て第２の巻線における平均電流を調整する「自励発振」
モードで動作するように使用される。
リップフロップ２２の非反転出力Ｑによって制御され、
そのＲｅｓｅｔ入力「Ｒ」はコンパレータ２４の出力を
受取り、コンパレータ２４は電流情報ＫＩ1 を基準電圧
Ｖr と比較する。フリップフロップ２２のＳｅｔ入力
「Ｓ」は、減磁検出回路２６の出力を受取り、その一例
が図４に関連して以下で説明されている。検出回路は、
レギュレータが第１の巻線の電流を測定することによっ
て第２の巻線における平均電流を調整する「自励発振」
モードで動作するように使用される。
【００１８】図３は、スイッチＳの制御信号、基準電圧
Ｖｒ、電流情報ＫＩ1 、および第２の巻線１２における
第２の電流Ｉ2 の例示的な波形を表わす。基準電圧Ｖｒ
は僅かに変動して表わされており、このことは図４の素
子に関連してこれから説明される。
Ｖｒ、電流情報ＫＩ1 、および第２の巻線１２における
第２の電流Ｉ2 の例示的な波形を表わす。基準電圧Ｖｒ
は僅かに変動して表わされており、このことは図４の素
子に関連してこれから説明される。
【００１９】スイッチＳがターンオンされると、第１の
電流Ｉ1 および電流情報ＫＩ1 が、主に電圧Ｖ1 および
第１の巻線１１のインダクタンスの関数として規則正し
く増加する。この期間は、第２の電流Ｉ2 はゼロであ
る。
電流Ｉ1 および電流情報ＫＩ1 が、主に電圧Ｖ1 および
第１の巻線１１のインダクタンスの関数として規則正し
く増加する。この期間は、第２の電流Ｉ2 はゼロであ
る。
【００２０】情報ＫＩ1 が値Ｖｒに達すると、コンパレ
ータ２４はフリップフロップ２２をリセットし、フリッ
プフロップ２２はスイッチＳをオフに切換える。たった
今そのピーク値Ｉ1p' に達した第１の電流Ｉ1 は急に打
ち消され、一方で第２の電流Ｉ2 はそのピーク値Ｉ2pに
急に達し、そのピーク値Ｉ2pは、ピークの第１の電流Ｉ
1pに、巻線１１および１２の巻数比を乗算した値に等し
い。このようにして、ピーク値Ｉ1pはＶｒ／Ｋに固定さ
れ、ピーク値Ｉ2pはｎ．Ｖｒ／Ｋに固定される。第２の
電流Ｉ2 は、主に負荷ＲL にかかる電圧および第２の巻
線１２のインダクタンスの関数として規則正しく低減す
る。
ータ２４はフリップフロップ２２をリセットし、フリッ
プフロップ２２はスイッチＳをオフに切換える。たった
今そのピーク値Ｉ1p' に達した第１の電流Ｉ1 は急に打
ち消され、一方で第２の電流Ｉ2 はそのピーク値Ｉ2pに
急に達し、そのピーク値Ｉ2pは、ピークの第１の電流Ｉ
1pに、巻線１１および１２の巻数比を乗算した値に等し
い。このようにして、ピーク値Ｉ1pはＶｒ／Ｋに固定さ
れ、ピーク値Ｉ2pはｎ．Ｖｒ／Ｋに固定される。第２の
電流Ｉ2 は、主に負荷ＲL にかかる電圧および第２の巻
線１２のインダクタンスの関数として規則正しく低減す
る。
【００２１】第２の電流Ｉ2 が打ち消されるとき、すな
わち、第１の巻線１１と第２の巻線１２との間に置かれ
るコア１３が減磁されると、減磁検出回路２６はスイッ
チＳをオンに切換え、フリップフロップ２２等をセット
する。第２の巻線１２における第２の電流Ｉ2 が打ち消
すとすぐにスイッチＳがオンに切換えられるこの動作モ
ードは、「自励発振」モードと呼ばれる。
わち、第１の巻線１１と第２の巻線１２との間に置かれ
るコア１３が減磁されると、減磁検出回路２６はスイッ
チＳをオンに切換え、フリップフロップ２２等をセット
する。第２の巻線１２における第２の電流Ｉ2 が打ち消
すとすぐにスイッチＳがオンに切換えられるこの動作モ
ードは、「自励発振」モードと呼ばれる。
【００２２】この自励発振モードにおいて、（電池の場
合の）負荷ＲL にかかる電圧値がスイッチＳのスイッチ
ングサイクルの間に著しく変わらないと仮定すると、電
流Ｉ 2 の平均値は以下のように表わされる。
合の）負荷ＲL にかかる電圧値がスイッチＳのスイッチ
ングサイクルの間に著しく変わらないと仮定すると、電
流Ｉ 2 の平均値は以下のように表わされる。
【００２３】 Ｉ2m＝Ｉ2p（１−ｒ）／２＝ｎＩ1p（１−ｒ）／２ （１） 上式でｒはスイッチＳのスイッチングデューティサイク
ルである。
ルである。
【００２４】電源電圧Ｖ1 および基準電圧Ｖｒが一定で
あると仮定すると、スイッチＳのオンの切換えの各々の
後一定の時間後に第１の電流Ｉ1 のピーク値Ｉ1pが達せ
られる。第２の電流Ｉ2 の打ち消し持続時間は負荷ＲL
にかかる電圧に対して逆に変化する。この電圧がより低
くなれば、減磁の持続時間はより長くなり、スイッチＳ
のスイッチングデューティサイクルはより小さくなる。
そして、式の関係（１）に従えば、負荷ＲL にかかる電
圧が低下すると平均値Ｉ2mは増加する。負荷Ｒ L には、
負荷ＲL における電流調整効果の代わりに電力調整効果
が与えられる。
あると仮定すると、スイッチＳのオンの切換えの各々の
後一定の時間後に第１の電流Ｉ1 のピーク値Ｉ1pが達せ
られる。第２の電流Ｉ2 の打ち消し持続時間は負荷ＲL
にかかる電圧に対して逆に変化する。この電圧がより低
くなれば、減磁の持続時間はより長くなり、スイッチＳ
のスイッチングデューティサイクルはより小さくなる。
そして、式の関係（１）に従えば、負荷ＲL にかかる電
圧が低下すると平均値Ｉ2mは増加する。負荷Ｒ L には、
負荷ＲL における電流調整効果の代わりに電力調整効果
が与えられる。
【００２５】負荷ＲL における電流を調整するために
は、この発明の局面に従えば、基準電圧Ｖｒがデューテ
ィサイクルｒと同じ方向、たとえば、１／（１−ｒ）で
比例して変化するようにされる。
は、この発明の局面に従えば、基準電圧Ｖｒがデューテ
ィサイクルｒと同じ方向、たとえば、１／（１−ｒ）で
比例して変化するようにされる。
【００２６】この目的のために、図２では、１つの端子
が接地ＧＮＤに接続されかつ第２の端子が電流源Ｉｒを
介して電源電圧Ｖｃｃに接続されるキャパシタＣｒに基
準電圧Ｖｒが与えられる。電源電圧Ｖｃｃは調整回路の
ｄ．ｃ．電源電圧であり、電圧Ｖ1 から得られる。基準
電圧Ｖｒもまた、スイッチＳ１と直列に接続された抵抗
器Ｒｒを介して接地ＧＮＤに接続される。スイッチＳ１
は、フリップフロップ２２の反転出力／Ｑによって制御
される。このようにして、スイッチＳ１はデューティサ
イクル１−ｒで切換えられる。
が接地ＧＮＤに接続されかつ第２の端子が電流源Ｉｒを
介して電源電圧Ｖｃｃに接続されるキャパシタＣｒに基
準電圧Ｖｒが与えられる。電源電圧Ｖｃｃは調整回路の
ｄ．ｃ．電源電圧であり、電圧Ｖ1 から得られる。基準
電圧Ｖｒもまた、スイッチＳ１と直列に接続された抵抗
器Ｒｒを介して接地ＧＮＤに接続される。スイッチＳ１
は、フリップフロップ２２の反転出力／Ｑによって制御
される。このようにして、スイッチＳ１はデューティサ
イクル１−ｒで切換えられる。
【００２７】スイッチＳがオンになると、スイッチＳ１
はオフになる。電流源Ｉｒは基準キャパシタＣｒを充電
し、基準電圧Ｖｒはｄ．ｃ．電源電圧Ｖｃｃに近づく。
スイッチＳがオフになると、スイッチＳ１はオンにな
る。そして、基準抵抗器Ｒｒは電流の一部分を電流源Ｉ
ｒから導出し、基準電圧Ｖｒは値ＲｒＩｒに近づく。
はオフになる。電流源Ｉｒは基準キャパシタＣｒを充電
し、基準電圧Ｖｒはｄ．ｃ．電源電圧Ｖｃｃに近づく。
スイッチＳがオフになると、スイッチＳ１はオンにな
る。そして、基準抵抗器Ｒｒは電流の一部分を電流源Ｉ
ｒから導出し、基準電圧Ｖｒは値ＲｒＩｒに近づく。
【００２８】実際、基準キャパシタＣｒの充電および放
電持続時間はスイッチＳのスイッチング時間に対してハ
イに選択される。このようにして、基準電圧Ｖｒは実際
に定数であり、以下のように確立される。
電持続時間はスイッチＳのスイッチング時間に対してハ
イに選択される。このようにして、基準電圧Ｖｒは実際
に定数であり、以下のように確立される。
【００２９】Ｖｒ＝ＩｒＲｒ／（１−ｒ） 第１の電流Ｉ1 のピーク値は以下のように固定される。
【００３０】 Ｉ1p＝Ｖｒ／Ｋ＝ＩｒＲｒ／Ｋ（１−ｒ） （２） 数式（１）および（２）を組合せることによって、以下
の式が得られる。
の式が得られる。
【００３１】Ｉ2m＝ｎＲｒＩｒ／２Ｋ 上式は、値Ｉｒ、Ｒｒ、またはＫのいずれかを調整する
ことによって固定され得る定数値である。
ことによって固定され得る定数値である。
【００３２】図４は、図２のレギュレータにおいて使用
され得る例示的な減磁検出回路２６を表わす。この回路
はＰＮＰトランジスタＱ１を含み、ＰＮＰトランジスタ
Ｑ１のエミッタは低抵器Ｒ１を介して電圧Ｖｃｃに接続
され、コレクタは接地ＧＮＤに接続されている。トラン
ジスタＱ１のベースはキャパシタＣ１を介してスイッチ
Ｓと巻線１１との間の接合に接続されている。抵抗器Ｒ
２はトランジスタＱ１のベースを電圧Ｖｃｃに接続して
いる。減磁検出信号はトランジスタＱ１のエミッタから
引き出され、フリップフロップ２２に与えられる前に反
転される（４０）。
され得る例示的な減磁検出回路２６を表わす。この回路
はＰＮＰトランジスタＱ１を含み、ＰＮＰトランジスタ
Ｑ１のエミッタは低抵器Ｒ１を介して電圧Ｖｃｃに接続
され、コレクタは接地ＧＮＤに接続されている。トラン
ジスタＱ１のベースはキャパシタＣ１を介してスイッチ
Ｓと巻線１１との間の接合に接続されている。抵抗器Ｒ
２はトランジスタＱ１のベースを電圧Ｖｃｃに接続して
いる。減磁検出信号はトランジスタＱ１のエミッタから
引き出され、フリップフロップ２２に与えられる前に反
転される（４０）。
【００３３】スイッチＳがオンである間、キャパシタＣ
１は電圧ＶｃｃにあるトランジスタＱ１のベースの側で
正に充電される。スイッチＳがオフであるとき、巻線１
１にかかる電圧は反転され、抵抗器Ｒ２を介してキャパ
シタＣ１を負に充電する。第２の電流Ｉ2 が打ち消され
ると、第１の巻線１１にかかる電圧もまた打ち消され
る。そして、キャパシタＣ１はトランジスタＱ１のベー
スおよび抵抗器Ｒ１を介して放電される。これまで閉鎖
されていたトランジスタＱ１は導通し、減磁検出回路の
出力を接地に接続する。
１は電圧ＶｃｃにあるトランジスタＱ１のベースの側で
正に充電される。スイッチＳがオフであるとき、巻線１
１にかかる電圧は反転され、抵抗器Ｒ２を介してキャパ
シタＣ１を負に充電する。第２の電流Ｉ2 が打ち消され
ると、第１の巻線１１にかかる電圧もまた打ち消され
る。そして、キャパシタＣ１はトランジスタＱ１のベー
スおよび抵抗器Ｒ１を介して放電される。これまで閉鎖
されていたトランジスタＱ１は導通し、減磁検出回路の
出力を接地に接続する。
【００３４】図５は、「スマートパワー」（“Ｓｍａｒ
ｔ Ｐｏｗｅｒ”）ＭＯＳ技術の垂直ＭＯＳトランジス
タと関連の論理ウェル中に簡単に統合可能なこの発明に
従ったコンバータの実施例を表わす。第１の巻線１１、
電流測定抵抗器２０、およびキャパシタＣｒは集積化さ
れておらず、それぞれのピン５１、５２、および５３を
介して集積化された制御回路に接続される。基準電流Ｉ
ｒは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１、抵抗器Ｒ
１、電圧源Ｖｒｅｆおよび演算増幅器５５を含むソース
によって印加される。抵抗器Ｒ１はトランジスタＭ１の
ドレインと電圧Ｖｃｃとの間に接続されている。基準電
流ＩｒはトランジスタＭ１のソースから引き出される。
増幅器５５はトランジスタＭ１のゲートを制御しその非
反転入力においてトランジスタＭ１のドレイン電圧を受
取る。電圧源Ｖｒｅｆは増幅器５５の反転入力と電圧Ｖ
ｃｃとの間に接続されている。
ｔ Ｐｏｗｅｒ”）ＭＯＳ技術の垂直ＭＯＳトランジス
タと関連の論理ウェル中に簡単に統合可能なこの発明に
従ったコンバータの実施例を表わす。第１の巻線１１、
電流測定抵抗器２０、およびキャパシタＣｒは集積化さ
れておらず、それぞれのピン５１、５２、および５３を
介して集積化された制御回路に接続される。基準電流Ｉ
ｒは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１、抵抗器Ｒ
１、電圧源Ｖｒｅｆおよび演算増幅器５５を含むソース
によって印加される。抵抗器Ｒ１はトランジスタＭ１の
ドレインと電圧Ｖｃｃとの間に接続されている。基準電
流ＩｒはトランジスタＭ１のソースから引き出される。
増幅器５５はトランジスタＭ１のゲートを制御しその非
反転入力においてトランジスタＭ１のドレイン電圧を受
取る。電圧源Ｖｒｅｆは増幅器５５の反転入力と電圧Ｖ
ｃｃとの間に接続されている。
【００３５】この構成に関して、基準電流Ｉｒは、Ｖｒ
ｅｆ／Ｒ１に等しい。抵抗器Ｒ１およびＲｒの正確な値
を断言するのは難しいが、この場合重要なことは抵抗器
Ｒ１とＲｒとの間の比率を正確に選択できることであ
る。なぜなら単一チップ上の集積化された抵抗器は対に
なっているからである。
ｅｆ／Ｒ１に等しい。抵抗器Ｒ１およびＲｒの正確な値
を断言するのは難しいが、この場合重要なことは抵抗器
Ｒ１とＲｒとの間の比率を正確に選択できることであ
る。なぜなら単一チップ上の集積化された抵抗器は対に
なっているからである。
【００３６】この発明の少なくとも１つの例示的実施例
をこのように説明してきたが、さまざまな変更、修正、
および改良が当業者には容易に考えつくであろう。その
ような変更、修正、および改良はこの発明の精神および
範囲内にあることを意図している。したがって、前掲の
説明は単なる例であって、限定することを意図していな
い。この発明は、前掲の特許請求の範囲および等価物に
おいて規定されるようにだけ限定される。
をこのように説明してきたが、さまざまな変更、修正、
および改良が当業者には容易に考えつくであろう。その
ような変更、修正、および改良はこの発明の精神および
範囲内にあることを意図している。したがって、前掲の
説明は単なる例であって、限定することを意図していな
い。この発明は、前掲の特許請求の範囲および等価物に
おいて規定されるようにだけ限定される。
【図１】フライバックタイプの、例示的な従来のスイッ
チドレギュレータを表わす図である。
チドレギュレータを表わす図である。
【図２】この発明に従ったスイッチドカレントレギュレ
ータにおける電力スイッチを制御するための回路の実施
例を表わす図である。
ータにおける電力スイッチを制御するための回路の実施
例を表わす図である。
【図３】図２の回路の信号波形を表わす図である。
【図４】いくつかのフライバックコンバータにおいて使
用される減磁を検出するための例示的な従来の回路を表
わす図である。
用される減磁を検出するための例示的な従来の回路を表
わす図である。
【図５】「スマートパワー」技術において簡単に集積化
され得る図２の回路の実施例を表わす図である。
され得る図２の回路の実施例を表わす図である。
１１ 第１の巻線 １２ 第２の巻線 ２０ センサ ２４ コンパレータ ２６ 電磁検出回路
Claims (4)
- 【請求項１】 第１（１１）および第２（１２）の結合
された巻線と、 巻線が減磁されるとすぐに第１の巻線を電圧源（Ｖ1 ）
に接続するための手段（Ｓ、２６）と、 第１の巻線を介して流れる電流（Ｉ1 ）を感知するため
のセンサ（２０）と、 第１の巻線の電流が基準値（Ｖｒ／Ｋ）に達すると第１
の巻線の接続を電圧源から外すための手段（２４、Ｓ）
とを含み、第１の巻線はデューティサイクル（ｒ）に従
って切換えられ、さらに、 前記デューティサイクルと同じ方向で基準値を変更する
ための手段（Ｉｒ、Ｃｒ、Ｓ１、Ｒｒ）とを含む、フラ
イバック型のスイッチドカレントレギュレータ。 - 【請求項２】 前記デューティサイクルに一致して、第
１の巻線（１１）を電圧源（Ｖ1 ）に接続するためのパ
ワースイッチ（Ｓ）と、 第１の巻線が電圧源に接続されるとき電流が第２の巻線
（１２）に流れるのを妨げるための手段（Ｄ）と、 第２の巻線の電流がゼロになるとスイッチをオンにする
ための減磁センサ（２６）と、 第１の巻線の電流が前記基準値に達するとスイッチをオ
フにするための手段（２４）とを含む、請求項１に記載
のカレントレギュレータ。 - 【請求項３】 前記基準値は、基準電流源（Ｉｒ）によ
ってバイアスされるキャパシタ（Ｃｒ）にかかる基準電
圧（Ｖｒ）に対応し、かつ前記パワースイッチに対して
逆の位相で切換えられた抵抗器（Ｒｒ）を介して放電さ
れる、請求項２に記載のカレントレギュレータ。 - 【請求項４】 電流センサの出力（ＫＩ1 ）および基準
電圧（Ｖｒ）を受取るコンパレータ（２４）と、 前記スイッチ（Ｓ）を制御する直接出力（Ｑ）、前記抵
抗器（Ｒｒ）のスイッチングを制御する相補出力（／
Ｑ）、減磁センサによって制御されるセット入力
（Ｓ）、およびコンパレータによって制御されるリセッ
ト入力（Ｒ）を有するフリップフロップ（２２）とを含
む、請求項３に記載のカレントレギュレータ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9411973A FR2725324B1 (fr) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | Regulateur de courant a decoupage |
| FR9411973 | 1994-09-30 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08182314A true JPH08182314A (ja) | 1996-07-12 |
| JP2860304B2 JP2860304B2 (ja) | 1999-02-24 |
Family
ID=9467643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7251678A Expired - Fee Related JP2860304B2 (ja) | 1994-09-30 | 1995-09-29 | スイッチドカレントレギュレータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5729443A (ja) |
| EP (1) | EP0704956B1 (ja) |
| JP (1) | JP2860304B2 (ja) |
| DE (1) | DE69506656T2 (ja) |
| FR (1) | FR2725324B1 (ja) |
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1995
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