KR20130106983A - 조명 구동 장치 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

조명 구동 장치는 교류전원을 입력받아서 직류로 정류하는 제1 정류부, 제어신호에 의해 온/오프가 제어되는 스위칭소자, 트랜스포머와 트랜스포머의 1차측에 병렬 접속된 인덕터를 포함한 변압부, 변압부의 2차측 출력을 정류하여 그 출력전압을 LED 부에 공급하는 제2 정류부, 1차측에 구비되어 정전류 제어 기능을 제공하여 2차측 출력을 일정하게 유지하는 제어부를 포함한다. 변압부는 스위칭소자가 턴-온 되면 1차측의 인덕터에 에너지를 저장하고, 스위칭소자가 턴-오프 되면 인덕터에 저장된 에너지를 2차측으로 전달한다. 제어부는 변압부의 1차측에 포함된 인덕터로부터 얻어지는 1차측의 전류 및 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하고, 연산결과에 따라 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하여 LED 부에 일정한 구동전류가 흐르도록 조절한다.
이에 따르면, 2차측의 회로구조를 단순화할 수 있고, 2차측 피드백 정보 없이도 1차측에서 2차측 전류를 제어하여 효율을 향상시킬 수 있다. 또한, 평균전류를 사용하여 안정적이고 정밀한 정전류 제어를 구현할 수 있다.

Description

조명 구동 장치 및 그 방법{Light Driving Apparatus and Method thereof}
본 발명은 조명 구동 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 특히 LED(Light Emitting Diode) 조명을 효과적으로 구동시킬 수 있도록 하는 1차측 레귤레이션(PSR: Primary Side Regulation) 방식의 조명 구동 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
최근 LED 기술이 발광효율, 고휘도, 친환경, 저전력, 소형화 등의 다양한 측면에서 진일보하면서, 조명광원 분야에서도 LED 조명이 각광받고 있다.
LED 조명에서, 전원특성은 전체성능을 결정하는 주요 요인 중의 하나이다. LED의 광출력은 전원의 변동에 따라 가변되므로, 광출력을 일정하게 하기 위해서는 전원 안전성이 매우 중요하다. 또한, 그 밝기를 안정적으로, 일정하게 제어하여야 하는 LED 조명의 특성상, LED 조명의 구동회로에서 정전류(constant current) 제어 방식이 선호되고 있다.
종래기술에 따른 일반적인 LED 구동회로는 플라이백 컨버터를 이용한다.
플라이백 컨버터는 2차측 출력단에 오차 센싱회로를 두어 출력전압의 오차를 검출하고, 검출된 오차값을 2차측에 구비된 옵토 커플러(opto coupler)를 통해 1차측의 전력 변환회로에 피드백하여 출력전압을 안정화시키는 공지의 기술이다.
이러한 플라이백 컨버터는 정전류 제어와, 피드백 오픈 동작 시 과전압 보호를 위한 복잡한 회로구조가 요구된다. 특히, 2차측은 정전류 및 정전압을 위한 제어회로, 고가의 옵토 커플러와 많은 주변소자(수동소자들 포함)를 필요로 하는 바, LED 조명의 구동을 위한 회로구조가 복잡하고, 고비용이 소요되며, 소형화가 어려운 단점이 있다.
이러한 단점을 개선하여 2차측의 부품 수를 줄여 회로설계를 간소화한 것이 도 1의 1차측 레귤레이션(PSR: Primary Side Regulation) 방식 구동회로이다.
도 1의 조명 구동 장치는 변압회로(30)를 기준으로 1차측 및 2차측으로 구분되는데, 1차측에는 교류 전원부(10), 정류회로(20), 스위칭소자(40), 제어회로(60), 인덕터(50) 등의 회로소자들이 구비되고, 2차측에는 LED 부(70), 2차측 전압의 정류 및 평활을 위한 다이오드(D1)와 커패시터(C2)가 구비된다.
도 1과 같은 1차측 레귤레이션 방식의 경우, 1차측에서 2차측의 피드백 정보를 이용해 정전류 제어 기능을 구현하고, 그에 따라 2차측 회로소자들을 대거 제거(생략)할 수 있다. 그러므로, 플라이백 컨버터와 비교하여 회로구조를 단순화할 수 있다.
정류회로(20)는 교류 전원부(10)에서 출력되는 교류전원(Vac)을 직류로 정류한다. 변압회로(30)는 정류회로(20)로부터 출력되는 1차측 전압의 크기를 변환하여 2차측으로 출력한다. 2차측 출력은 다이오드(D1)에 의해 정류되고, 커패시터(C2)에 축적된 후, 직류전원(VOUT)의 형태로 부하(load)인 LED 부(70)에 공급된다.
1차측의 인덕터(50)는 2차측 전류의 피드백을 위한 보조 권선이다.
제어회로(60)는 인덕터(50)로부터 인출되어 다이오드(D2)를 통해 커패시터(C3)에 축적되는 전압(Vdd)을 저항 분배하여 기준전압과 비교하고, 그 비교결과에 따라 스위칭소자(40)를 제어하여 LED 부(320)로 출력되는 에너지의 양이 가감되도록 함으로써, 결국 출력단의 커패시터(C2)에 축적되는 전압이 일정하게 유지되도록 제어하게 된다.
여기서, 제어회로(60)는 변압회로(30)의 2차 권선에 흐르는 전류(Id)를 1차측의 보조 권선인 인덕터(50)를 통해 검출하여, 이를 정전류 제어에 사용한다.
이와 같이, 정전류 제어를 위한 2차측 피드백 정보로서, 1차측 보조 권선에서 2차측 전류의 값을 검출하여 사용하게 되면, 전류의 검출 과정에서 오류나 오차가 발생할 수 있다. 그러므로, 정전류 제어 기능이 정밀하게 구현되기 어려운 문제점이 있다.
또한, 전술한 1차측 레귤레이션 방식의 제어회로(60)가 피드백 정보로 사용하는 2차측 전류의 값은 피크전류(peak current)에 해당한다. 플라이백 컨버터의 경우에도, 정전류 및 정전압을 구현하기 위하여 피크전류를 사용하는 것이 일반적이다. 그런데, 피크전류는 순간적으로 변하는 동적인(dynamic) 값이므로, 피크전류를 이용하면, 구동속도가 빨라지는 대신 LED 구동에서 가장 주요한 문제 중의 하나인 안정성(stability)이 저하되는 한계가 있다.
한국공개특허공보 제10-2011-0136537호
본 발명은 상술한 바와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 제안된 것으로, 그 목적은 2차측에서 제어회로, 옵토 커플러, 주변소자 등이 불필요한 정전압/정전류 제어를 구현하여 회로구조를 단순화하고, 비용을 저감할 수 있는 조명 구동 장치 및 그 방법을 제공하고자 하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 2차측 피드백 정보 없이도 1차측에서 2차측 전류를 제어할 수 있고, 그에 따라 효율을 향상시킬 수 있는 조명 구동 장치 및 그 방법을 제공하고자 하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 피크전류를 2차측 피드백 정보로 활용하는 방식에 비해, 보다 안정적이고 정밀한 정전류 제어 기능을 구현할 수 있는 조명 구동 장치 및 그 방법을 제공하고자 하는 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 조명 구동 장치는, 교류전원을 입력받아서 직류로 정류하는 제1 정류부; 스위칭소자; 상기 제1 정류부에서 출력되는 입력전압의 크기를 변환하는 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 1차측에 병렬 접속된 인덕터를 포함하여, 상기 스위칭소자가 턴-온 되면 상기 인덕터에 에너지를 저장하고, 상기 스위칭소자가 턴-오프 되면 상기 인덕터에 저장된 에너지를 2차측으로 전달하는 변압부; 상기 변압부의 2차측 출력을 정류하여 그 출력전압을 LED 부에 공급하는 제2 정류부; 및 상기 변압부의 1차측에 포함된 상기 인덕터로부터 얻어지는 1차측의 전류 및 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하고, 연산결과에 따라 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하여 상기 LED 부에 일정한 구동전류가 흐르도록 조절하는 제어부를 포함한다.
상기 제어부는, 상기 변압부의 1차측으로부터 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류를 얻고, 상기 인덕터의 양단 전압을 입력받으며, 얻어진 1차측 평균전류와, 상기 인덕터의 양단 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하는 연산부; 및 상기 연산부에서 출력되는 2차측 평균전류를 전압으로 변환하여 목표전압과 비교하고, 비교결과에 따라 상기 스위칭소자로 출력되는 제어신호의 로직값을 결정하여 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하는 스위칭 조절부를 포함할 수 있다.
상기 연산부는, 상기 인덕터 일단에 걸리는 입력전압을 샘플링하는 제1 샘플러; 상기 인덕터 일단의 입력전압과, 상기 인덕터의 타단에 걸리는 전압을 입력받아서, 두 전압에 대한 뺄셈 연산을 수행하는 뺄셈기; 상기 뺄셈기에서 출력된 차이값을 샘플링하는 제2 샘플러; 상기 제1 샘플러에서 샘플링된 입력전압을 상기 제2 샘플러에서 샘플링된 차이값으로 나누는 연산을 수행하는 나눗셈기; 상기 스위칭소자와 접지 사이에 결합하여 스위칭 턴-온 구간의 피크전류를 검출하는 센싱저항; 상기 센싱저항의 출력을 평준화하여 1차측 평균전류를 얻는 RC 필터부; 및 상기 RC 필터부에서 얻어진 1차측 평균전류와, 상기 나눗셈기의 출력을 서로 곱하는 연산을 수행하는 곱셈기를 포함할 수 있다.
상기 연산부는, 지연신호를 출력하는 시간 지연기를 더 포함하여, 상기 제2 샘플러가 상기 시간 지연기의 지연신호에 동기되어 샘플링을 수행하도록 할 수 있다.
상기 스위칭 조절부는, 상기 곱셈기의 출력으로부터 얻어지는 평균전압과, 목표전압 간의 오차를 출력하는 보상부; 및 상기 보상부의 출력을 기준이 되는 삼각파 펄스전압과 비교하여 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 비교기를 포함할 수 있다.
상기 스위칭 조절부는, 동기 제어를 위한 펄스신호를 생성하여 상기 제1 샘플러에 입력하고, 오차 검출의 기준이 되는 삼각파 펄스전압을 생성하여 상기 비교기에 입력하는 펄스 생성기를 더 포함할 수 있다.
상기 제어부는,
Figure pat00001
의 수학식에 의해 2차측 평균전류 I'S를 연산할 수 있다. 여기서, AON은 스위칭 턴-온 구간에 인덕터에 흐르는 1차측 전류량, T는 단위시간, AON/T은 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류, VIN은 인덕터 일단에 걸리는 입력전압, VDS는 인덕터 타단에 걸리는 전압, 1/n은 권선비이다.
본 발명에 따른 조명 구동 방법은, 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프 제어를 통해 변압부를 구동하여 상기 변압부의 1차측에 포함된 인덕터에 에너지를 저장하고, 상기 변압부의 2차측으로 에너지를 전달하는 단계; 상기 변압부의 1차측으로부터 얻어지는 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류와, 상기 인덕터의 양단 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하는 단계; 상기 연산된 2차측 평균전류를 전압으로 변환하여 목표전압과 비교하는 단계; 및 상기 비교결과에 따라 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프 여부를 다시 제어하여 상기 변압부의 2차측에 위치한 LED 부하에 일정한 전류가 흐르도록 제어하는 단계를 포함한다.
상기 연산 단계는, 상기 인덕터의 일단에 걸리는 입력전압과, 상기 인덕터 양단 전압 간의 차이값을 샘플링으로 얻는 단계; 상기 샘플링된 입력전압을 상기 샘플링된 차이값으로 나누는 단계; 스위칭 턴-온 구간의 1차측 출력을 평준화하여 1차측 평균전류를 얻는 단계; 및 상기 얻어진 1차측 평균전류와, 상기 나눗셈 연산의 출력을 서로 곱하여 2차측 평균전류를 구하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 조명 구동 장치 및 그 방법에 따르면, 2차측에서 제어회로, 옵토 커플러, 주변소자 등이 불필요한 정전압/정전류 제어를 구현하여 회로구조를 단순화하고, 비용을 저감할 수 있다.
또한, 2차측 피드백 정보 없이도 1차측에서 2차측 전류를 제어할 수 있고, 그에 따라 효율을 향상시킬 수 있다.
또한, 피크전류를 2차측 피드백 정보로 활용하는 방식에 비해, 보다 안정적이고 정밀한 정전류 제어 기능을 구현할 수 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 1차측 레귤레이션 방식 조명 구동 장치의 구성도.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 조명 구동 장치의 구성도.
도 3은 본 발명에 적용되는 1차측 레귤레이션 방식의 원리를 설명하기 위한 그래프.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 조명 구동 방법의 흐름도.
종래의 플라이백 컨버터나 1차측 레귤레이션 제어 방식은 모두 정전류를 구현하기 위하여 피크전류를 사용한다. 만약, 휴대전화 충전기(cell phone charger)와 같이 부하가 동적인 특성을 가진다면, 빠른 구동속도가 필요하며, 빠른 구동을 위해 이와 같은 피크전류 제어 방식이 효과적이다.
이와 비교하여 본 발명에서는, 조명, 특히 LED 조명이 부하가 되는데, 이러한 종류의 부하는 비교적 정적으로 동작하므로, 빠른 구동보다는 광출력 특성을 일정하게 하는 안정적인 구동이 훨씬 중요한 문제가 된다.
이에 따라, 본 발명은 구동속도 면에서 장점을 갖는 피크전류 제어를 대신하여, 안정성 면에서 장점을 갖는 평균전류(average current) 제어를 채용한다. 더불어, 종래의 피크전류를 이용한 1차측 레귤레이션 제어 방식과 달리, 본 발명은 2차측 피드백 정보를 필요로 하지 않는 1차측 레귤레이션 제어를 구현하여 보다 정밀하고 안정적인 정전류 출력을 얻을 수 있도록 한다.
이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 조명 구동 장치 및 그 방법에 대해서 상세하게 설명한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 조명 구동 장치의 구성도이고, 도 3은 본 발명에 적용되는 1차측 레귤레이션 방식의 원리를 설명하기 위한 그래프이다.
기본적으로, 본 발명은 1차측 레귤레이션 방식의 정전류 제어에 관한 것이므로, 1차측이 2차측 전류를 제어하는 주체가 되며, 제어하고자 하는 대상은 2차측 전류이다.
이에 따라, 본 발명에서는, 1차측과 2차측을 구분하는 기준이 되는 변압부(130), 변압부(130)의 1차측에 포함된 인덕터(LM) 및 스위칭소자(Q1)의 동작으로부터 알 수 있는, 1차측 전류와 2차측 전류의 관계에 의해, 2차측 전류에 대한 수식을 먼저 도출한 후, 도출된 수식을 근거로 2차측 전류를 일정출력으로 제어하기 위한 회로구성을 제안한다. 변압부(130) 내 트랜스포머(TF)의 권선비(turns ratio)는 1:n (n<1)으로 가정한다.
먼저, 2차측 전류에 대한 수식의 도출 과정과, 그 원리를 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
도 2를 참조하면, 스위칭소자(Q1)의 턴-온 상태에서는 변압부(130)의 1차측에 전류가 흐르면서 인덕터(LM)에 에너지가 축적되고(charge), 스위칭소자(Q1)의 턴-오프 상태에서는 인덕터(LM)에 축적된 에너지가 2차측으로 전달된다(transfer).
이때, 스위칭소자(Q1)가 턴-온 구동되는 스위칭 턴-온 구간 동안 1차측에 저장되는 에너지는 시간에 따른 인덕터 전류(IL)의 축적(증가) 개념으로 볼 수 있다. 그리고, 스위칭 턴-오프 구간 동안 2차측으로 전달되는 에너지는 시간에 따른 인덕터 전류(IL)의 감소 개념으로 볼 수 있다.
이러한 개념을 그래프로 표현하면, 도 3의 (a)와 같이 나타낼 수 있다.
도 3의 (a)는 1차측의 인덕터(LM)에서, 시간(Time)에 따른 전류(IL)의 변화를 예시하고 있다.
(a)의 스위칭 턴-온 구간(D1T)은 1차측에 전류가 흐르면서 인덕터(LM)에 에너지가 저장되는 시간으로, 이 구간 동안에는 스위칭소자(Q1)가 턴-온 구동되어 인덕터(LM)에 흐르는 전류가 점차 증가하면서 인덕터(LM)에 에너지가 저장된다.
스위칭 턴-오프 구간(D2T)은 스위칭 턴-온 구간(D1T) 동안 저장된 에너지가 2차측으로 전달되는 시간으로, 이 구간 동안에는 스위칭소자(Q1)가 턴-오프 되어 인덕터(LM)에 흐르는 전류가 점차 감소하면서 기 저장된 만큼의 에너지가 2차측으로 전달된다.
(b)는 변압부(130)의 권선비가 1:1(n=1)인 경우, 스위칭 턴-온 면적(AON)과 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)의 비율을 예시한 것이다.
(a) 및 (b)의 그래프에서, 스위칭 턴-온 면적(AON)은 스위칭 턴-온 구간(D1T) 동안에 인덕터(LM)에 흘러들어오는 전류량이다. 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)은 스위칭 턴-오프 구간(D2T) 동안에 인덕터(LM)에서 빠져나가는 전류량이다.
스위칭 턴-온 면적(AON)과 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)은 도 3의 (c)에 도시된 바와 같이, 서로 비례한다. 두 면적(AON, AOFF) 간의 관계를 수식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure pat00002
여기서, AON은 스위칭 턴-온 면적, AOFF는 스위칭 턴-오프 면적이다. D1T는 스위칭 턴-온 구간, D2T는 스위칭 턴-오프 구간이다. 1/n은 권선비이다.
이와 같이, 스위칭 턴-온 면적(AON)과 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)의 비율은 비례 관계이며, 권선비 1/n의 값이 증가하면, 그에 비례하여 스위칭 턴-오프 면적(AOFF) 부분의 높이도 증가할 것이다.
변압부(130)는 1차측의 인덕터(LM)에 축적되었다가 빠져나가는 만큼의 전류량을 권선비에 따라 2차측에 그대로 전달하게 되므로, 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)은 2차측 전류량으로 볼 수 있으며, 이 부분의 면적을 일정시간 T로 나누어 평준화하면 2차측 평균전류를 얻을 수 있다.
수학식 1을 정리하여 2차측 전류에 대한 수학식을 도출하면 다음과 같다.
Figure pat00003
여기서, AOFF/T는 2차측 평균전류이다. AON/T은 1차측 평균전류이다. D2/D1은 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)과 스위칭 턴-온 면적(AON)의 비, 1/n은 변압부(130)의 권선비이다.
수학식 2에 따르면, 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)이 가르키는 2차측 전류량은 결국, D1과 D2의 비율에 의해 결정된다.
한편, 인덕터(LM)에 흐르는 1차측 피크전류는 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00004
여기서, IPEAK는 구하고자 하는 1차측 피크전류, VL . ON은 스위칭소자(Q1)의 턴-온 시 인덕터(LM)의 양단에 걸리는 전압, VL . OFF는 스위칭소자(Q1)의 턴-오프 시 인덕터(LM)의 양단에 걸리는 전압, LM은 인덕턴스이다. D1T는 스위칭 턴-온 구간, D2T는 스위칭 턴-오프 구간이다.
수학식 3에서, D2/D1를 도출하면 수학식 4와 같다.
Figure pat00005
여기서, VIN은 정류부(120) 및 커패시터(CIN)를 지나 인덕터(LM)의 일단에 걸리는 입력전압, VDS는 인덕터(LM)의 타단에 걸리는 스위칭소자(Q1)의 드레인전압, VDS-VIN은 두 전압 간의 차이값이다.
도 2의 회로에서, VL . ON은 입력전압 VIN과 동일하다. 또한, 권선비는 1:n으로 가정하였으므로, VL . OFF는
Figure pat00006
이다. 여기서, VOUT은 출력전압이고, VF.D1은 다이오드(D1)의 양단에 걸리는 전압이며, 1/n은 권선비이다.
수학식 4에 나타난 D2/D1의 값을 수학식 2에 대입하면 다음과 같은 수학식 5를 얻을 수 있다.
Figure pat00007
여기서, I'S는 2차측 전류이다. 보다 구체적으로, I'S는 스위칭 턴-오프 면적(AOFF)에 해당하는 2차측 전류량을 단위시간 T로 나눈 2차측 평균전류이다.
수학식 5에서, 2차측 전류를 결정하는 변수들은 모두 1차측에 포함되는 것이다. 권선비 1/n은 고정되는 값이므로, 드레인전압인 VDS, 입력전압인 VIN, 1차측 평균전류인 AON/T의 3가지 변수에 의해 2차측 전류가 조절될 수 있다.
본 발명에서는, 수학식 5에 의해 2차측 평균전류를 제어하기 위한 회로를 구성하되, 평균전류 제어를 위해 먼저 피크전류를 평준화(averaging)하여 평균전류를 얻은 다음, 얻어진 평균전류를 이용해 2차측의 출력을 조절하며, 이에 따라 LED 부하에서의 정전류 출력을 얻는다.
따라서, 본 발명에서는 1차측의 트랜스포머 보조 권선을 이용해 2차측 전류를 피드백 정보로서 검출하여 사용할 필요가 없고, 피크전류가 아닌 평균전류를 제어하는 구조를 통해, 보다 정밀하고 안정적인 정전류 제어를 구현할 수 있다.
도 2의 조명 구동 장치는 이러한 원리에 따른 회로를 일 실시예로서 구현한 것이다. 도 2를 참조로, 일 실시예에 따른 조명 구동 장치의 세부 구성요소의 동작 및 역할에 대하여 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
도 2의 조명 구동 장치는 변압부(130)를 기준으로 1차측과 2차측으로 구분된다. 변압부(130)의 1차측에는 교류 전원부(110), 정류부(120), 스위칭소자(Q1), 연산부(210) 및 제어부(200) 등이 포함된다. 변압부(130)의 2차측은 정류부(310) 및 LED 부(320)를 포함하는 단순화된 회로로 구성된다.
입력단의 정류부(120)는 2개의 출력단자와 2개의 입력단자를 가진 브리지 다이오드로 구성되며, 교류 전원부(110)에서 출력하는 교류전원(Vac)을 입력받아서 직류로 정류한다. 입력단의 커패시터(CIN)는 필터 역할을 하여 정류부(120)로부터의 정류된 전원을 평활한다. 커패시터(CIN)의 일단은 접지에, 타단은 정류부(120)의 출력에 연결된다. 교류 전원부(110)로부터 인가되는 교류전원(Vac)이 입력단의 정류부(120) 및 커패시터(CIN)를 지나면 리플(ripple)이 섞여있는 맥류전압이 된다.
변압부(130)는 커패시터(CIN)를 지나 출력되는 입력전압의 크기를 변환하여 2차측으로 출력하는 트랜스포머(TF)와, 트랜스포머(TF)의 1차측에 병렬 접속된 인덕터(LM)를 포함하여, 스위칭소자(Q1)가 턴-온 되면 1차측의 인덕터(LM)에 에너지를 저장하고, 스위칭소자(Q1)가 턴-오프 되면 인덕터(LM)에 저장된 에너지를 2차측으로 전달한다.
변압부(130)의 트랜스포머(TF)는 1:n의 권선비를 가지며, 입력단의 커패시터(LM)를 지나면서 생성된 리플이 섞여있는 맥류전압을 1차측과 2차측의 권선비에 따라 승압 또는 감압시켜 2차측으로 출력한다. 일반적으로 LED 어플리케이션의 경우, 감압이 사용된다.
변압부(130)의 2차측에 결합되는 출력단의 정류부(310)는 변압부(130)의 2차측 출력을 정류하여 그 출력전압을 LED 부(320)에 공급한다. 변압부(130)의 1차측에서 2차측으로 전달되는 전압은 출력단 정류부(310)의 다이오드(D1)와 커패시터(COUT)를 거치면서 정류 및 평활되어 직류전원(V0UT)의 형태로 LED 부(320)에 공급된다.
LED 부(320)의 LED 소자들은 출력단 커패시터(COUT)로부터의 직류전원(VO)에 따라 발광할 수 있다. 일 실시예에서, LED 부(320)는 도 2와 같이 직렬 연결된 복수 개의 LED 소자들을 포함한다. 실시예에 따라, 이와 같은 직렬 접속 구조로 구성된 LED 소자들의 세트 여러 개가 병렬로 연결될 수도 있다.
스위칭소자(Q1)는 스위칭 조절부(220)에서 출력되는 제어신호에 의해 턴-온 및 턴-오프가 제어된다. 스위칭소자(Q1)가 턴-온 되면 1차측 인덕터(LM)에 에너지가 저장되고, 스위칭소자(Q1)가 턴-오프 되면 인덕터(LM)에 저장되어 있던 에너지가 트랜스포머(TF)를 통해 2차측으로 전달된다.
일 실시예에서, 스위칭소자(Q1)는 게이트, 소스 및 드레인단을 갖는 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)일 수 있다. 스위칭소자(Q1)는 도 2와 같이 N형 MOSFET일 수 있고, 경우에 따라서는 일부 회로 변경과 함께 P형 MOSFET로 대체될 수도 있다.
스위칭소자(Q1)의 게이트단은 스위칭 조절부(220)에 포함된 비교기(222)의 출력단으로 연결되어 제어신호를 수신하며, 소스단은 센싱저항(215)의 일단에, 드레인단은 변압부(130)의 1차측에 각각 연결된다.
여기서, 변압부(130)에 포함된 인덕터(LM)의 일단은 입력단의 정류부(120) 및 커패시터(CIN)의 출력에 연결되고, 타단은 스위칭소자(Q1)의 드레인단에 연결되도록 구성된다.
전술한 변압부(130)는 스위칭소자(Q1)가 턴-온 상태일 경우, 1차측 인덕터(LM)에 수학식 6에 의해 정의되는 만큼의 에너지를 저장해 두었다가, 스위칭소자(Q1)가 턴-오프 되면 권선비에 비례하는 만큼 2차측으로 저장되어 있는 에너지를 넘겨준다.
Figure pat00008
여기서, LM은 인덕턴스이고, IL은 그 인덕터(LM)에 흐르는 전류이다.
제어부(200)는 연산부(210)와 스위칭 조절부(220)를 포함하며, 1차측에 구비되어 2차측 전류가 일정하게 유지되도록 제어하는 역할을 한다.
이를 위해, 제어부(200)는 변압부(130)의 1차측에 포함된 인덕터(LM)로부터 얻어지는 1차측의 전류 및 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하고, 연산결과에 따라 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하여 LED 부(320)에 일정한 구동전류가 흐르도록 조절한다.
구체적으로, 제어부(200)는 전술한 수학식 5에 따라, 인덕터(LM)의 일단에 걸리는 입력전압 VIN, 인덕터(LM)의 타단에 걸리는 드레인전압 VDS, 스위칭 턴-온 구간 동안의 1차측 평균전류인 AON/T의 3가지 변수에 상응하는 값을 얻고, 그에 의해 2차측 평균전류를 연산하며, 연산결과에 따라 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프를 제어한다.
연산부(210)는 샘플러(sampler)(211, 213), 뺄셈기(subtractor)(212), 나눗셈기(divider)(214), 센싱저항(215), RC 필터부(216), 및 곱셈기(multiplier) (217)를 포함한다.
수학식 5에 따라, 연산부(210)는
Figure pat00009
의 값을 얻기 위하여, 인덕터(LM)의 양단에 걸리는 입력전압(VIN)과 드레인전압(VDS)을 샘플링하여야 하며, 두 가지 샘플링된 전압을 뺄셈 연산하여 인덕터(LM)의 양단 전압 간의 차이값을 얻어야 한다.
따라서, 일 실시예는 도 2와 같이, 두 개의 샘플러(211, 213)와 뺄셈기(212)를 구비하여 하나의 샘플러(211)는 입력전압(VIN)을 샘플링하고, 다른 샘플러(213)는 입력전압(VIN)과 드레인전압(VDS)을 뺄셈 연산하여 샘플링하도록 회로를 구성한다.
제1, 제2 샘플러(211, 213)는 입력신호에 대한 샘플 앤 홀드(sample and hold) 기능을 수행하기 위한 것으로, 일정한 출력을 유지하기 위하여, 입력되는 전압을 일정시간 동안 샘플링해서 가지고 있는다.
구체적으로, 제1 샘플러(211)는 펄스 생성기(223)에 의해 생성되는 펄스신호에 동기되어, 상승 에지(rising edge)에서 인덕터(LM)의 일단에 걸리는 정류된 입력전압(VIN)을 샘플링하게 된다.
뺄셈기(212)는 입력단에서 정류된 인덕터(LM) 일단의 입력전압(VIN)과, 인덕터(LM)의 타단에 걸리는 스위칭소자(Q1)의 드레인전압(VDS)을 입력받아서, 드레인전압(VDS)에서 정류된 입력전압(VIN)을 빼는 뺄셈 연산을 수행한다.
제2 샘플러(213)는 뺄셈기(212)를 통해 스위칭소자(Q1)의 드레인전압(VDS)에서 정류된 입력전압(VIN)을 뺀 차이값(VDS-VIN)을 수신하여 샘플링한다.
이와 같이, 제1 샘플러(211), 제2 샘플러(213) 및 뺄셈기(212)를 통해 VDS-VIN 동작이 수행된다.
스위칭소자(Q1)의 턴-오프 직후에는 드레인전압(VDS)이 순간적으로 상승하기 때문에, 드레인전압(VDS)은 시간 지연기(218)를 거친 신호에 동기되어 샘플링하는 것이 바람직하다. 일 실시예에서, 시간 지연기(218)는 지연신호를 생성하여 제2 샘플러(213)에 출력함으로써, 제2 샘플러(213)가 지연신호에 동기되어 인덕터(LM)의 양단 전압 간의 차이값(VDS-VIN)을 샘플링할 수 있도록 한다.
나눗셈기(214)는 샘플링된 두 전압(VIN, VDS-VIN)에 대한 나눗셈 연산을 수행한다. 즉, 제1 샘플러(211)에서 샘플링된 입력전압(VIN)을 제2 샘플러(213)에서 샘플링된 차이값(VDS-VIN)으로 나누는 연산을 수행한다. 이에 따라,
Figure pat00010
의 값이 얻어진다.
센싱저항(215) 및 RC 필터부(216)는 스위칭 턴-온 구간 동안의 1차측 평균전류를 얻기 위한 회로이다.
센싱저항(215)은 스위칭 턴-온 구간의 피크전류를 검출하기 위한 저항으로서, 스위칭소자(Q1)와 접지 사이에 결합한다. 전술한 센싱저항(215)은 스위칭소자(Q1)가 턴-온 되었을 때 선형적으로 증가하게 되는 전류를 전압으로 변환하여, 스위칭소자(Q1)의 턴-온 구간 동안 흐르는 전류에 의해 증가하는 램프전압(positive ramp voltage)을 검출한다.
수학식 5에서,
Figure pat00011
은 1차측 평균전류이며, 이는 RC 필터부(216)에 의해 구현된다. RC 필터부(216)는 센싱저항(215)의 출력을 평준화하여 1차측 평균전류를 얻는다. 구체적으로, RC 필터부(216)는 센싱저항(215)에 의해 검출된 증가하는 램프전압을 평준화하여 평균전압으로 전환시키고, 이에 따른 평균전류를 출력함으로써, 전체 시스템이 평균전류 모드로 동작될 수 있도록 한다.
곱셈기(217)는 RC 필터부(216)에 의해 얻어진 1차측 평균전류와, 나눗셈기(214)의 출력을 서로 곱하는 연산을 수행하게 된다. 나눗셈기(214)의 출력은
Figure pat00012
이며, 곱셈기(217)에서 변압부(130)의 권선비 1/n이 함께 곱해질 수 있다. 이에 따라, 전술한 수학식 5의 결과가 도출된다.
이와 같이, 연산부(210)는 변압부(130)의 1차측으로부터 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류를 얻고, 인덕터(LM)의 양단 전압을 입력받으며, 얻어진 1차측 평균전류, 인덕터(LM)의 양단 전압과, 변압부(130)의 권선비를 기초로 2차측 평균전류를 연산한다.
스위칭 조절부(220)는 연산부(210)의 연산결과에 따라 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프를 제어한다.
구체적으로, 스위칭 조절부(220)는 연산부(210)에서 출력되는 2차측 평균전류를 전압으로 변환하여 목표전압(Vctr)과 비교하고, 비교결과에 따라 스위칭소자(Q1)로 출력되는 제어신호의 로직값을 로우(low) 또는 하이(high)로 결정함으로써, 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프를 제어한다.
이를 위하여, 스위칭 조절부(220)는 보상부(221), 비교기(222), 및 펄스 생성기(223)를 포함한다.
보상부(221)는 피드백 루프를 갖는 전체 시스템의 안정성을 보장하여 오동작을 예방하기 위한 회로로서, 곱셈기(217)의 출력으로부터 얻어지는 실제 평균전압과 원하는 목표전압(Vctr) 간의 오차를 출력한다.
일 실시예에서, 곱셈기(217)에서 출력되는 2차측 평균전류는 보상부(221)의 입력단 저항(R2)을 거쳐 평균전압으로 변환되어 오차 증폭기(AMP)의 입력단으로 인가된다. 오차 증폭기(AMP)의 다른 입력단에는 일정한 목표전압(Vctr)이 인가된다. 보상부(221)의 오차 증폭기(AMP)는 실제의 평균전압과 추종하는 목표전압(Vctr)을 입력받아서, 두 전압 간의 오차를 증폭하여 출력한다. 보상부(221)는 두 전압 간의 차이값에
Figure pat00013
만큼의 이득이 곱해진 출력을 갖는다.
비교기(222)는 보상부(221)의 출력전압과 펄스 생성기(223)에서 출력되는 삼각파 펄스전압을 비교하여 제어신호를 출력함으로써 스위칭소자(Q1)를 턴-온 또는 턴-오프 시킨다. 제어신호의 값은 로우(low) 또는 하이(high)이다.
펄스 생성기(223)는 동기 제어를 위한 펄스신호를 생성하여 제1 샘플러(211)에 입력하고, 오차 검출의 기준이 되는 삼각파 펄스전압을 생성하여 비교기(222)에 입력한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 조명 구동 방법의 흐름도이다.
스위칭 조절부(220)는 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프 제어를 통해 변압부(130)를 구동하여, 변압부(130)의 1차측에 포함된 인덕터(LM)에 에너지를 저장하고, 변압부(130)의 2차측으로 에너지를 전달하는 동작을 반복적으로 수행한다(S110).
연산부(210)는 변압부(130)의 1차측으로부터 얻어지는 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류, 인덕터(LM)의 양단 전압과, 변압부(130)의 권선비를 기초로 2차측 평균전류를 연산한다(S120).
연산 단계(S120)를 구체화하면 다음과 같다.
먼저, 연산부(210)는 스위칭 턴-온 구간 동안에 인덕터(LM)의 일단에 걸리는 입력전압(VIN)과, 인덕터(LM)의 양단 전압 간의 차이값을 샘플링으로 얻는다(S121). 여기서, 인덕터(LM)의 양단 전압 간의 차이값은 인덕터(LM)의 타단에 걸리는 드레인전압(VDS)에서 입력전압(VIN)을 뺀 값(VDS-VIN)이다(S121).
이후, 연산부(210)는 샘플링된 입력전압(VIN)을 샘플링된 차이값(VDS-VIN)으로 나누어
Figure pat00014
의 값을 구하고(S122), 스위칭 턴-온 구간의 1차측 출력을 평준화하여 스위칭 턴-온 구간 동안의 1차측 평균전류를 얻는다(S123).
이후, 연산부(210)는 S123을 통해 얻어진 평균전류와, S122에 따른 나눗셈 연산의 출력
Figure pat00015
을 서로 곱하여 2차측 평균전류를 구하고, 이를 스위칭 조절부(220)로 출력한다(S124). 이때, 변압부(130)의 권선비 1/n도 함께 곱해진다.
이후의 S130에서, 스위칭 조절부(220)는 S124를 통해 연산된 2차측 평균전류를 전압으로 변환하여 변환된 평균전압을 목표전압(Vctr)과 비교하고, 비교결과에 따라 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프 여부를 다시 제어하여 변압부(130)의 2차측에 위치한 LED 부하에 일정한 전류가 흐르도록 제어한다.
S130의 비교결과, S120을 통해 얻어진 실제 평균전압이 목표전압(Vctr)을 만족하지 못하는 경우, 스위칭 조절부(220)는 S110으로 피드백하여 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프 여부를 다시 제어하게 된다.
S130의 비교결과, S120을 통해 얻어진 실제 평균전압이 목표전압(Vctr)을 만족한다면, 2차측의 LED 부하에 이미 정전류가 흐르고 있는 상태로 판단되어, 피드백 동작 없이 스위칭 제어 과정이 그대로 종료된다.
이때, 스위칭 조절부(220)는 보상부(221)를 통해 실제의 평균전압과 원하는 목표전압(Vctr) 간의 오차를 출력하고, 보상부(221)의 출력전압을 오차 검출의 기준이 되는 삼각파 펄스전압과 비교하여, 비교결과에 따라 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프 상태를 제어할 수 있다.
예컨대, 두 전압 간의 차이가 크면 오차율이 높은 것이므로, 스위칭소자(Q1)의 턴-온 및 턴-오프 상태를 바꾸어 스위칭소자(Q1)의 듀티비(duty ratio)가 조절될 수 있도록 한다. 두 전압 간의 차이가 없으면 정전류가 정확하게 구현되고 있는 것이므로, 스위칭소자(Q1)의 상태를 변화시키지 않고 현재의 듀티비를 유지한다.
이와 같은 원리를 적용하면, 2차측에서 제어회로, 주변소자, 옵토 커플러 등의 회로소자들이 필요하지 않으며, 2차측 피드백 정보가 없이도 1차측에서 2차측의 전류를 제어할 수 있다.
또한, 도 1과 같이 보조 권선을 사용하는 종래의 1차측 레귤레이션 방식과 달리, 본 발명에서는 트랜스포머의 보조 권선을 사용하지 않는다. 이로 인해, 단가를 줄일 수 있고, 보조 권선의 사용에 따른 효율 손실을 방지할 수 있으며, 2차측 전류를 정확히 조절할 수 있는 장점이 있다.
본 발명에 따른 조명 구동 장치 및 그 방법의 구성은 전술한 실시예에 국한되지 않고 본 발명의 기술 사상이 허용하는 범위 내에서 다양하게 변형하여 실시할 수 있다.
110: 교류 전원부, 120: 입력단 정류부,
130: 변압부, Q1: 스위칭소자,
200: 제어부, 210: 연산부,
211, 213: 샘플러, 212: 뺄셈기,
214: 나눗셈기, 215: 센싱저항,
216: RC 필터부, 217: 곱셈기,
218: 시간 지연기, 220: 스위칭 조절부,
221: 보상부, 222: 비교기,
223: 펄스 생성기, 310: 출력단 정류부,
320: LED 부

Claims (9)

  1. 교류전원을 입력받아서 직류로 정류하는 제1 정류부;
    스위칭소자;
    상기 제1 정류부에서 출력되는 입력전압의 크기를 변환하는 트랜스포머와, 상기 트랜스포머의 1차측에 병렬 접속된 인덕터를 포함하여, 상기 스위칭소자가 턴-온 되면 상기 인덕터에 에너지를 저장하고, 상기 스위칭소자가 턴-오프 되면 상기 인덕터에 저장된 에너지를 2차측으로 전달하는 변압부;
    상기 변압부의 2차측 출력을 정류하여 그 출력전압을 LED 부에 공급하는 제2 정류부; 및
    상기 변압부의 1차측에 포함된 상기 인덕터로부터 얻어지는 1차측의 전류 및 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하고, 연산결과에 따라 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하여 상기 LED 부에 일정한 구동전류가 흐르도록 조절하는 제어부를 포함하는 조명 구동 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 변압부의 1차측으로부터 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류를 얻고, 상기 인덕터의 양단 전압을 입력받으며, 얻어진 1차측 평균전류와, 상기 인덕터의 양단 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하는 연산부; 및
    상기 연산부에서 출력되는 2차측 평균전류를 전압으로 변환하여 목표전압과 비교하고, 비교결과에 따라 상기 스위칭소자로 출력되는 제어신호의 로직값을 결정하여 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하는 스위칭 조절부를 포함하는 조명 구동 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 연산부는,
    상기 인덕터 일단에 걸리는 입력전압을 샘플링하는 제1 샘플러;
    상기 인덕터 일단의 입력전압과, 상기 인덕터의 타단에 걸리는 전압을 입력받아서, 두 전압에 대한 뺄셈 연산을 수행하는 뺄셈기;
    상기 뺄셈기에서 출력된 차이값을 샘플링하는 제2 샘플러;
    상기 제1 샘플러에서 샘플링된 입력전압을 상기 제2 샘플러에서 샘플링된 차이값으로 나누는 연산을 수행하는 나눗셈기;
    상기 스위칭소자와 접지 사이에 결합하여 스위칭 턴-온 구간의 피크전류를 검출하는 센싱저항;
    상기 센싱저항의 출력을 평준화하여 1차측 평균전류를 얻는 RC 필터부; 및
    상기 RC 필터부에서 얻어진 1차측 평균전류와, 상기 나눗셈기의 출력을 서로 곱하는 연산을 수행하는 곱셈기를 포함하는 조명 구동 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 연산부는,
    지연신호를 출력하는 시간 지연기를 더 포함하여, 상기 제2 샘플러가 상기 시간 지연기의 지연신호에 동기되어 샘플링을 수행하도록 하는 것을 특징으로 하는 조명 구동 장치.
  5. 제3항에 있어서, 상기 스위칭 조절부는,
    상기 곱셈기의 출력으로부터 얻어지는 평균전압과, 목표전압 간의 오차를 출력하는 보상부; 및
    상기 보상부의 출력을 기준이 되는 삼각파 펄스전압과 비교하여 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프를 제어하기 위한 제어신호를 출력하는 비교기를 포함하는 조명 구동 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 스위칭 조절부는,
    동기 제어를 위한 펄스신호를 생성하여 상기 제1 샘플러에 입력하고, 오차 검출의 기준이 되는 삼각파 펄스전압을 생성하여 상기 비교기에 입력하는 펄스 생성기를 더 포함하는 조명 구동 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 제어부는,
    Figure pat00016

    의 수학식에 의해 2차측 평균전류 I'S를 연산하며,
    여기서, AON은 스위칭 턴-온 구간에 인덕터에 흐르는 1차측 전류량, T는 단위시간, AON/T은 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류, VIN은 인덕터 일단에 걸리는 입력전압, VDS는 인덕터 타단에 걸리는 전압, 1/n은 권선비인 것을 특징으로 하는 조명 구동 장치.
  8. 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프 제어를 통해 변압부를 구동하여 상기 변압부의 1차측에 포함된 인덕터에 에너지를 저장하고, 상기 변압부의 2차측으로 에너지를 전달하는 단계;
    상기 변압부의 1차측으로부터 얻어지는 스위칭 턴-온 구간의 1차측 평균전류와, 상기 인덕터의 양단 전압을 기초로 2차측 평균전류를 연산하는 단계;
    상기 연산된 2차측 평균전류를 전압으로 변환하여 목표전압과 비교하는 단계; 및
    상기 비교결과에 따라 상기 스위칭소자의 턴-온 및 턴-오프 여부를 다시 제어하여 상기 변압부의 2차측에 위치한 LED 부하에 일정한 전류가 흐르도록 제어하는 단계를 포함하는 조명 구동 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 연산 단계는,
    상기 인덕터의 일단에 걸리는 입력전압과, 상기 인덕터 양단 전압 간의 차이값을 샘플링으로 얻는 단계;
    상기 샘플링된 입력전압을 상기 샘플링된 차이값으로 나누는 단계;
    스위칭 턴-온 구간의 1차측 출력을 평준화하여 1차측 평균전류를 얻는 단계; 및
    상기 얻어진 1차측 평균전류와, 상기 나눗셈 연산의 출력을 서로 곱하여 2차측 평균전류를 구하는 단계를 포함하는 조명 구동 방법.
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