TW201603444A - 充電控制電路、反激式電源變換系統及充電控制方法 - Google Patents

充電控制電路、反激式電源變換系統及充電控制方法 Download PDF

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Abstract

本發明提供了一種包括充電控制電路、充電電路和整流電路的反激式電源變換系統。充電控制電路基於從輔助繞組回饋的第一輸入電壓信號從兩種恒壓充電控制模式和兩種恒流充電控制模式中選擇一種充電控制模式，並產生與選擇的充電控制模式有關的第一控制信號以及電壓控制信號；將電流檢測電阻上的第二輸入電壓信號與電壓控制信號、第一和第二過電流保護閾值電壓進行比較以產生第二控制信號；基於第一和第二控制信號產生控制開關的通斷的第三控制信號。本發明採用了兩段式恒流加兩段式恒壓的全新控制方式，實現了對電池的快速充電並延長電池的壽命。

Description

充電控制電路、反激式電源變換系統及充電控制方法
本發明涉及一種充電控制電路，更具體地講，本發明涉及一種充電控制電路及使用該充電控制電路的反激式電源變換系統及充電控制方法。
一般來說，AC/DC電源系統通過變壓器來隔離原邊輸入和副邊輸出，為了把輸出電壓的資訊回饋回控制回路，一般是通過光耦把副邊資訊傳給原邊的控制晶片；但是實際上原邊和副邊輸出電壓有很強的關聯，因此可以通過合適的方式，直接通過控制原邊的資訊來控制輸出電壓。在這種情況下，就可以省掉很多元器件，比如TL431、光耦等，這樣整個電源系統成本能夠大大的降低。
第1圖是根據現有技術的反激式電源變換系統的簡要示圖。
第1圖所示的反激式電源變換系統包括整流電路110、充電電路120和充電控制電路130。其中，整流電路110對從交流電源輸入的電壓進行橋式整流並將橋式整流後所得的電壓信號Vin輸入到充電電路120。充電電路120包括原邊繞組Np、副邊繞組Nsec以及輔助繞組Naux以及與其各自相連的二極體、電阻以及電容等輔助電路。原邊繞組Np連接到開關Q。開關Q為雙極型電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)，也可以為金屬氧化物半導體場效應管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)以及絕緣柵雙極型電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)。下面以雙極型電晶體BJT為例來描述開關Q與其他部件的連接關係。這裡，原邊繞 組Np連接到開關Q的集電極，開關Q的基極連接到充電控制電路130，而該開關Q的發射極連接有電流檢測電阻Rs，電流檢測電阻Rs的另一端接地。副邊繞組Nsec上連接有二極體D1和電容C1，在電容C1兩端作為輸出端為電池充電。在此，Req為輸出線等效電阻，而Vo表示實際為電池充電的充電電壓Vo。電阻R1和電阻R2串聯之後連接到輔助繞組Naux，電阻R1一端連接到輔助繞組Naux和二極體D3的陽極，另一端與電阻R2相連，電阻R2的另一端接地；二極體D3的陰極和與電容C2連接。這裡，電阻R2上的電壓信號作為回饋電壓被輸入到充電控制電路130，例如輸入到充電控制電路130的FB端子，電流檢測電阻Rs上的電壓信號被輸入到充電控制電路130的CS端子。充電控制電路130根據輸入的電阻R2以及電流檢測電阻Rs上的電壓信號在DRV端子處輸出開關控制信號從而對開關Q進行控制。在充電控制電路130中還可包括退磁檢測模組和採樣控制模組。退磁檢測模組根據FB處輸入的回饋電壓來檢測退磁區間並由此輸出退磁信號。當副邊繞組處於退磁區間時，退磁信號為高電平，否則為低電平。採樣控制模組根據退磁檢測模組輸出的退磁信號來控制採樣控制模組。
第2圖示出了第1圖所示的反激式電源變換系統中回饋電 壓、退磁信號、採樣控制信號、輸出電流、原邊電流、以及電流檢測電阻上的電壓的波形變化時序圖。
參照第2圖，開關Q1在tON區間導通，而在tOFF區間關斷，Ts 表示一個通斷週期，Tdemag表示在開關Q1關斷時的退磁區間。根據第2圖所示的波形圖可以得知，第1圖所示的反激式電源系統在開關Q1導通時，原邊繞組Np的輸出電流Ipri和電流檢測電阻Rs上的電壓Vcs呈線性逐漸上升至各自最高電流Ipri(0)和最高電壓Vcs_peak，由原邊繞組Np和副邊繞組Nsec構成的變壓器儲藏電能，而電阻R2上的電壓(也第1圖中FB點處的電壓，下面將其稱為回饋電壓VFB)及副邊輸出電流Isec接近於0，並且退磁信號demag和採樣控制信號Sm-sw輸出低電平。在開關Q1關斷時，原邊的輸出電 流Ipri和電流檢測電阻Rs上的電壓Vcs立即變為0，從而變壓器釋放電能，退磁信號demag輸出高電平以表示退磁過程，同時採樣控制信號Sm-sw輸出高電平以進行採樣，回饋電壓VFB及副邊輸出電流Isec由其最高值呈線性逐漸下降，這裡，Isec(0)表示副邊輸出電流Isec的最高值。當副邊上的退磁過程幾乎完成，也即副邊繞組Nsec的副邊輸出電流Isec幾乎變為零時，採樣控制信號Sm-sw由高電平變為為低電平，採樣結束。
為了將電池的充電電壓(也即副邊繞組Nsec的輸出電壓)調 節到額定電壓範圍內，通常需要提取與輸出電壓和/或輸出負載有關的資訊。在如上所述的單端反激式電源系統工作在電流斷續模式(DCM)的情況下，這些資訊能夠通過輔助繞組Naux很好的被提取出來，在開關Q1開通的時刻，變壓器儲能，當開關Q關斷時候，變壓器上儲存的能量釋放到副邊繞組Nsec的輸出端。此時，輔助繞組Naux的電壓基本上很好地映射了輸出電壓Vo，輔助繞組側FB點處的電壓，也即電阻R2上施加的回饋電壓VFB和輸出電壓Vo的關係如下所示：
其中：K=R2/(R1+R2)為回饋係數，N1=Na/Ns為變壓器輔助繞組和副邊匝數比，Na表示輔助繞組Naux的匝數，Ns為副邊繞組Nsec的匝數，VF是輸出二極體D1上的壓降，Io為輸出電流，即對電池充電的充電電流，Req是輸出線等效電阻，Vo為輸出電壓，也即為電池充電的充電電壓。
第1圖所示的充電控制電路中採用了“採樣保持”的方式：當副邊上的退磁過程幾乎完成，也即副邊繞組Nsec的副邊輸出電流Isec幾乎變為零時，與輔助繞組Naux的電壓Vaux相應的回饋電壓VFB例如在第2圖的點A處被採樣，採樣的電壓通常被保持直到下一次退磁開始。同時通過負反饋環路調節採樣電壓到固定的參考電壓Vref，從而獲得和傳統副邊檢測相媲美的恒定電壓的調整率。因此：
所以：
由第2圖同時可以知道，輸出電流Io等於副邊輸出電流Isec的平均值，運算式如下： 其中一個通斷週期Ts的副邊輸出電流Isec平均電流Isec_avg為： 其中Isec(0)為Isec的峰值電流；當每一個工作週期副邊輸出電流Isec都相同時，則輸出電流Io等於Isec_avg，即 由變壓器原副邊電流關係可以得到：I sec(0)=N．Ipri(0)因此：
其中：N表示原邊繞組Np的匝數和副邊繞組Nsec的匝數的比值，Vcs_peak=Ipri(0)．Rs為CS端子(也即電流檢測電阻Rs)上輸入的電壓峰值，Ipri(0)為原邊峰值電流，Rs為電流檢測電阻。由公式(7)可以知道，可以設定Vcs_peak為定值，Tdemag/Ts為定值來實現恒流輸出。
但是在原邊反激式控制方式的系統中，無論採用單純的恒壓控制還是單純的恒流控制，都存在充電時間長，電池壽命短的問題。因此 需要一種新的控制方式來解決這些問題。
兩段式恒流加兩段式恒壓的充電曲線是電池尤其是鎳鉻電池所需要的最優化的充電曲線，根據電池特性所需要的優化充電曲線，提出了本發明所示的充電控制電路及其包含該充電控制電路的反激式電源變換系統及其充電控制方法。本發明在電池充電的過程中採用了兩段式恒流加兩段式恒壓的全新控制方式，從而能夠實現對電池的快速充電並延長電池的壽命。
根據本發明的一方面，提供了一種充電控制電路，所述充電控制電路包括：模式選擇電路，接收第一輸入電壓信號，並基於第一輸入電壓信號選擇第一恒流充電控制模式、第一恒壓充電控制模式、第二恒流充電控制模式以及第二恒壓充電控制模式中的一種充電控制模式，並輸出與選擇的充電控制模式有關的第一控制信號以及電壓控制信號；過電流保護電路，接收第二輸入電壓信號和從模式選擇電路輸出的電壓控制信號，並將第二輸入電壓信號與電壓控制信號、第一過電流保護閾值電壓、第二過電流保護閾值電壓進行比較以輸出第二控制信號；邏輯驅動電路，基於從模式選擇電路輸出的第一控制信號以及從過電流保護電路輸出的第二控制信號輸出第三控制信號。
根據本發明的另一方面，模式選擇電路包括：退磁檢測器，將第一輸入電壓與第一參考電壓相比較並輸出退磁信號，其中，當退磁過程正在進行時，退磁信號為高電平，當退磁過程結束時，退磁信號為低電平；第一恒壓充電控制電路，基於第一輸入電壓、第二參考電壓和退磁信號輸出第一電平信號和第一電壓信號；第一恒流充電控制電路，基於退磁信號輸出第二電平信號；第二恒流充電控制電路，基於退磁信號輸出第三電平信號，其中，第二電平信號的頻率高於第三電平信號的頻率；第二恒 壓充電控制電路，基於第一輸入電壓和第三參考電壓輸出第四電平信號；控制電壓輸出電路，基於從第一恒壓充電控制電路輸出的第一電壓信號而輸出電壓控制信號；其中，第二電平信號與第四電平信號進行邏輯與操作，並將該邏輯與操作的結果與第一電平信號進行邏輯與操作獲得第一邏輯與操作結果；第三電平信號與第四電平信號進行邏輯與操作，並將該邏輯與操作的結果與第一邏輯與操作結果進行邏輯或操作以輸出第一控制信號。
根據本發明的另一方面，第一恒壓充電控制電路包括：採樣 控制器，根據退磁檢測器輸出的退磁信號來生成用於控制採樣開關的通斷的採樣控制信號，其中，採樣開關一端接入第一輸入電壓信號，另一端連接至第一電容和第一誤差放大器，第一電容的另一端接地，其中，將第一電容上的電壓作為採樣電壓輸入至第一誤差放大器；第一誤差放大器，將採樣電壓與第二參考電壓之間的差值進行放大以輸出第一電壓信號，並將第一電壓信號輸入至第一比較器和控制電壓輸出電路；斜坡信號發生器，在退磁信號變為高電平的時刻，將斜坡信號重定到第一電壓值，並輸出電壓在第一電壓值和第二電壓值之間逐漸降低的斜坡信號，其中，第一電壓值大於第二電壓值；第一比較器，將從第一誤差放大器輸出的第一電壓信號和斜坡信號發生器輸出的斜坡信號進行比較，並輸出第一電平信號。
根據本發明的另一方面，在第一恒流充電控制電路中，第一 電流鏡、第一開關、第二開關、第二電流鏡依次串聯連接，退磁信號經過反閘控制第一開關，並直接控制第二開關，第二電容與第二開關和第二電流鏡所形成的串聯電路並聯，第二電容上的電壓信號輸入第二比較器以將該電壓信號與第四參考電壓進行比較並輸出第二電平信號，其中，第二電流鏡的輸出電流是第一電流鏡的輸出電流的第一倍數。
根據本發明的另一方面，在第二恒流充電控制電路中，第三 電流鏡、第三開關、第四開關、第四電流鏡依次串聯連接，退磁信號經過反閘控制第三開關，並直接控制第四開關，第三電容與第四開關和第四電 流鏡所形成的串聯電路並聯，第三電容上的電壓信號輸入第三比較器以將該電壓信號與第四參考電壓進行比較並輸出第三電平信號，其中，第四電流鏡的輸出電流是第三電流鏡的輸出電流的第二倍數，其中，第二倍數大於第一倍數。
根據本發明的另一方面，在第二恒壓控制電路中，第三參考 電壓和採樣電壓輸入至第二誤差放大器以將第三參考電壓和採樣電壓之間的差值進行放大並輸出第二電壓信號，第二誤差放大器的輸出端連接有第四電容和壓控振盪器，其中第四電容的另一端接地，壓控振盪器根據第二誤差放大器輸出的電壓信號來輸出第四電平信號。
根據本發明的另一方面，當採樣電壓小於第三參考電壓時， 第四電平信號為高電平；當採樣電壓小於第二參考電壓時，第一電平信號為高電平，第二電平信號的頻率大於第三電平信號的頻率，第一控制信號由第二電平信號決定，模式選擇器選擇第一恒流充電控制模式；當採樣電壓等於第二參考電壓時，第一電平信號為具有第一頻率的電平信號，其中，第一頻率低於第二電平信號的頻率並高於第三電平信號的頻率，第一控制信號由第一電平信號決定，模式選擇器選擇第一恒壓充電控制模式；當採樣電壓大於第二參考電壓小於第三參考電壓時，第一電平信號為低電平，第一控制信號由第三電平信號決定，模式選擇器選擇第二恒流充電控制模式；當採樣電壓等於第三參考電壓時，第一電平信號為低電平，第四電平信號的頻率低於第三電平信號的頻率，第一控制信號由第四電平信號決定，模式選擇器選擇第二恒壓充電控制模式。
根據本發明的另一方面，第一恒壓充電控制電路輸出的第一 電壓信號輸入至控制電壓輸出電路中串聯連接的第一電阻和第二電阻，第二電阻上的電壓作為電壓控制信號經控制電壓輸出電路中的低通濾波器濾波後輸出至過電流保護電路。
根據本發明的另一方面，過電流保護電路包括：第四比較 器，將第二輸入電壓信號和電壓控制信號相比較，從而在第二輸入電壓信號的電壓等於電壓控制信號的電壓時輸出高電平；第五比較器，將第二輸入電壓信號和第一過電流保護閾值電壓相比較，從而在第二輸入電壓信號的電壓等於第一過電流保護閾值電壓時輸出高電平；第六比較器，將第二輸入電壓信號和第二過電流保護閾值電壓相比較，從而在第二輸入電壓信號的電壓等於第二過電流保護閾值電壓時輸出高電平；其中，第四比較器的輸出結果與第六比較器的輸出結果進行邏輯與操作，並且該邏輯與操作的結果與第五比較器的輸出結果進行邏輯或操作以輸出第二控制信號，其中，第一過電流保護閾值電壓大於第二過電流保護閾值電壓。
根據本發明的另一方面，當採樣電壓小於第二參考電壓時， 第一誤差放大器輸出的第一電壓信號為第三電壓值，其中，第三電壓值大於第一電壓值，第一過電流保護閾值電壓被設定為在第一電壓信號為第一電壓值時第二電阻上的電壓值，並且第二過電流保護閾值電壓小於第一過電流保護閾值電壓。
根據本發明的另一方面，當採樣電壓小於第二參考電壓時， 在第二輸入電壓信號的電壓小於第一過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為低電平，而在第二輸入電壓信號的電壓等於第一過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為高電平；當採樣電壓等於第二參考電壓時，第一誤差放大器輸出的第一電壓信號在第一電壓值和第二電壓值之間變化，當第二輸入電壓信號的電壓等於在電壓控制信號和第二過電流保護閾值電壓中的較高電壓與第一過電流保護閾值電壓中選擇的較低的電壓時，第二控制信號為高電平；當第二輸入電壓信號的電壓小於電壓控制信號和第二過電流保護閾值電壓中的至少一個並且小於第一過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為低電平；當採樣電壓大於第二參考電壓並小於第三參考電壓時或者當採樣電壓等於第三參考電壓時，第一誤差放大器輸出的第一電壓信號為低電平，當第二輸入電壓信號的電壓小於第二過電流保護閾值電壓時， 第二控制信號為低電平，而當第二輸入電壓信號的電壓等於第二過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為高電平。
根據本發明的另一方面，在第二控制信號為高電平時，邏輯 驅動電路輸出低電平的第三控制信號，而在第二控制信號為低電平而第一控制信號為高電平時，邏輯驅動電路輸出高電平的第三控制信號。
根據本發明的另一方面，提供了一種包括如上所述的充電控 制電路的反激式電源變換系統，所述反激式電源變換系統還包括：整流電路，將從交流電源輸入的電壓信號進行整流並輸入至充電電路；充電電路，基於整流電路輸入的電壓信號以及從充電控制電路輸出的第三控制信號來對電池進行充電，其中，在充電電路中，原邊繞組、開關、電流檢測電阻依次串聯連接，電流檢測電阻的另一端接地，電流檢測電阻上的電壓信號作為充電控制電路中的第二輸入電壓信號而輸入至充電控制電路，充電控制電路輸出的第三控制信號用於控制開關的導通和關斷；充電電路中的副邊繞組的輸出電壓用於對電池進行充電；充電電路中的輔助繞組反映副邊繞組輸出電壓的變化，並且連接有串聯連接的第三電阻和第四電阻，其中，第四電阻的另一端接地，第四電阻上的電壓信號作為充電控制電路的第一輸入電壓信號將副邊繞組對電池進行充電的輸出電壓回饋到充電控制電路。
根據本發明的另一方面，在第一恒流充電控制模式下，副邊繞組以第一恒定電流對電池進行充電；在第一恒壓充電控制模式下，副邊繞組以第一恒定電壓對電池進行充電；在第二恒流充電控制模式下，副邊繞組以第二恒定電流對電池進行充電；在第二恒壓充電控制模式下，副邊繞組以第二恒定電壓對電池進行充電；其中，第一恒定電流大於第二恒定電流，第二恒定電壓大於第一恒定電壓。
根據本發明的另一方面，提供了一種在反激式電源變換系統中對電池進行充電的充電控制方法，包括：基於反映反激式電源變換系統 中的電池的充電電壓的變化的第一輸入電壓信號選擇第一恒流充電控制模式、第一恒壓充電控制模式、第二恒流充電控制模式以及第二恒壓充電控制模式中的一種充電控制模式，並產生與選擇的充電控制模式有關的第一控制信號以及電壓控制信號；將與反激式電源變換系統中的原邊繞組串聯連接的反應原邊繞組的電流變化的第二輸入電壓信號與電壓控制信號、第一過電流保護閾值電壓、第二過電流保護閾值電壓進行比較產生第二控制信號；基於第一控制信號和第二控制信號產生第三控制信號來控制反激式電源變換系統中與原邊繞組串聯連接的開關以對反激式電源變換系統的充電操作進行控制。
根據本發明的另一方面，當電池的充電電壓小於第一預定值 時，選擇第一恒流充電控制模式從而以第一恒定電流對電池進行充電；在電池的充電電壓等於第一預定值時，選擇第一恒壓充電控制模式從而以第一恒定電壓對電池進行充電；在電池的充電電壓大於第一預定值而小於第二預定值時，選擇第二恒流充電控制模式從而以第二恒定電流對電池進行充電；在電池的充電電壓等於第二預定值時，選擇第二恒壓充電控制模式，從而以第二恒定電壓對電池進行充電；其中，第一恒定電流大於第二恒定電流，第二恒定電壓大於第一恒定電壓。
根據本發明的另一方面，在第二控制信號為高電平時，產生 低電平的第三控制信號從而使開關關斷；在第二控制信號為低電平而第一控制信號為高電平時，產生高電平的第三控制信號從而使開關導通。
110,510‧‧‧整流電路
120,520‧‧‧充電電路
130,530‧‧‧充電控制電路
5310‧‧‧模式選擇電路
5320‧‧‧邏輯驅動電路
5330‧‧‧過電流保護電路
610‧‧‧採樣控制器
620‧‧‧退磁檢測器
630‧‧‧斜坡信號發生器
640‧‧‧第一恒流充電控制電路
650‧‧‧第二恒流充電控制電路
680‧‧‧第一恒壓充電控制電路
660‧‧‧第二恒壓充電控制電路
670‧‧‧控制電壓輸出電路
6710‧‧‧緩衝器
6720‧‧‧低通濾波器
A1,A2,A3,A4‧‧‧及閘
AVDD‧‧‧電源電壓
C1,C2,C6,C9,C11,C20‧‧‧電容
CMP0,CMP1,CMP2,CMP3,cmp_cc,cmp_ccl‧‧‧比較器
C0‧‧‧電容器/電容
CV1,CV2,CC_high,CC_low‧‧‧電平信號
D1,D3‧‧‧二極體
DRV‧‧‧端子
demag‧‧‧退磁信號
EA1,EA2‧‧‧誤差放大器
Fcv1,Fcv2,Fcc_high,Fcc_low,Fmin‧‧‧頻率
Fo,Fcc_h,Fcc_l‧‧‧工作頻率
G1,G2‧‧‧或閘
GD8‧‧‧驅動器
I1,I1’,I2,I2’‧‧‧電流鏡
Io‧‧‧輸出電流/充電電流
Ipri‧‧‧輸出電流
Isec‧‧‧副邊輸出電流
Icc_l‧‧‧電流
Ks‧‧‧採樣開關
LEB‧‧‧前沿消隱電路
N9,N11‧‧‧反閘
Np‧‧‧原邊繞組
Nsec‧‧‧副邊繞組
Naux‧‧‧輔助繞組
NG1,NG2‧‧‧反或閘
Q,Q1,K1,K1’,K2,K2’‧‧‧開關
R1,R2‧‧‧電阻
Rc1,Rc2‧‧‧分壓電阻
Rs‧‧‧電流檢測電阻
Req‧‧‧輸出線等效電阻
Sm-sw‧‧‧採樣控制信號
s1,s2‧‧‧控制信號
Sdrv‧‧‧驅動控制信號
Vcs‧‧‧電壓/電壓信號
V1,V2,V3,V4,Vaux,Ve,Vf,Vg,Vcs_peak‧‧‧電壓
Vctrl‧‧‧電壓控制信號
Vc0‧‧‧採樣電壓
VFB‧‧‧回饋電壓
VCO‧‧‧壓控振盪器
Vea1,Vea2,Vin,Vramp_cc,Vramp_ccl‧‧‧電壓信號
Vref,Vref1,Vref2,Vd,Va‧‧‧參考電壓
Vramp‧‧‧斜坡信號
Vo‧‧‧充電電壓/輸出電壓
Vth_max‧‧‧第一過電流保護閾值電壓
Vth_min‧‧‧第二過電流保護閾值電壓
第1圖是根據現有技術的反激式電源變換系統的簡要示圖。
第2圖示出了第1圖所示的反激式電源變換系統中回饋電壓、退磁信號、採 樣控制信號、輸出電流、原邊電流、以及電流檢測電阻上的電壓的波形變化時序圖。
第3圖和第4圖均示出了根據本發明示例性實施例的兩段式恒流加兩段式恒壓控制I-V曲線圖。
第5圖示出了根據本發明示例性實施例的實現如第4圖所示的充電控制方式的反激式電源變換系統的框圖。
第6圖示出了根據本發明示例性實施例的充電控制電路中的模式選擇電路的示意圖。
第7圖示出了根據本發明示例性實施例的充電控制電路的過電流保護電路的示意圖。
第8圖示出了根據本發明示例性實施例的充電控制電路的邏輯驅動電路的電路示意圖。
第9圖是根據本發明示例性實施例的第一恒流充電控制電路的示例性電路圖。
第10圖是根據本發明示例性實施例的第一恒流充電控制模式下的時序圖。
第11圖是根據本發明示例性實施例的第二恒流充電控制電路的示例性電路圖。
第12圖是根據本發明示例性實施例的第二恒壓充電控制電路的示例性電路圖。
第13圖示出了壓控振盪器VCO的輸出頻率與輸入電壓之間的關係示圖。
第14圖示出了根據本發明示例性實施例的根據電池的充電電壓的變化而改變的充電電池的充電電流、過電流保護的電壓以及開關的工作頻率Fo的變化的示意圖。
下面將結合具體的實施例來對本發明進行詳細的描述。本領 域技術人員應該理解，本發明所示的實施例只是示例性的，並不作為對本發明的限制。
第3圖和第4圖均示出了根據本發明示例性實施例的兩段式 恒流加兩段式恒壓控制I-V曲線圖，其不同之處在於橫縱坐標的不同，從而使本領域技術人員能夠更清楚更直觀地瞭解根據本發明示例性實施例的採用兩段式恒流加兩段式恒壓控制方式的輸出電流Io和輸出電壓Vo的變化。 根據第3圖和第4圖所示，當電池的充電電壓Vo小於電壓V1時，由與第一恒流充電控制模式相應的恒定的大電流Icc_h對電池進行快速充電；當電池電壓達到電壓V1時，則用與第一恒壓充電控制模式相應的恒定的電壓V1對電池進行充電，同時電池的充電電流逐漸減小；當電池的充電電流減小到Icc_l(Icc_l小於Icc_h)時，則進入第二恒流充電控制模式，使電池的充電電流維持在Icc_l；當電池電壓達到電壓V2(V2大於V1)時，則進入第二恒壓充電控制模式，從而以恒定電壓V2對電池進行充電，此時電池的充電電流由Icc_l繼續減小，直到為“0”，即不對電池充電。
第5圖示出了根據本發明示例性實施例的實現如第4圖所示的充電控制方式的反激式電源變換系統的框圖。
如第5圖所示，根據本發明示例性實施例的反激式電源變換系統包括整流電路510、充電電路520和充電控制電路530。其中，整流電路510對輸入的交流電源進行橋式整流並將橋式整流後所得的電壓信號Vin輸入到充電電路520。充電電路520包括原邊繞組Np、副邊繞組Nsec以及輔助繞組Naux以及與其各自相連的二極體、電阻以及電容等構成的輔助電路。原邊繞組連接到開關Q。在本發明中開關Q是以雙極型電晶體(Bipolar Junction Transistor,BJT)為例進行的描述，但是本領域技術人員應該理解，這裡的開關Q也可以為金屬氧化物半導體場效應管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)以及絕緣柵 雙極型電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)等等開關電晶體。
這裡，根據本發明示例性實施例的整流電路510和充電電路 520與現有技術中如第1圖所示的整流電路110以及充電電路120具有相同的結構。根據本發明示例性實施例的充電控制電路530包括模式選擇電路5310、邏輯驅動電路5320和過電流保護電路5330。本領域技術人員應該理解，這裡所述的充電控制電路530是相對獨立的控制晶片，其可以應用於反激式電源變換系統，也可以應用到其他電路系統而進行相應的控制。為了便於本領域技術人員更好地理解本發明，在本發明中將該充電控制電路530應用於反激式電源變換系統中以對該反激式電源變換系統中的開關Q進行控制，進而以兩段式恒流兩段式恒壓的控制方式對電池進行充電。
這裡，模式選擇電路5310接收從FB處回饋的回體電壓VFB。 模式選擇電路5310根據電池充電電壓Vo的變化選擇如第4圖所示的不同的控制模式。具體來講，模式選擇電路5310基於與電池的充電電壓Vo相應的從FB處回饋的回饋電壓VFB選擇如第4圖所示的第一恒流充電控制模式、第一恒壓充電控制模式、第二恒流充電控制模式以及第二恒壓充電控制模式中的一種充電控制模式，並向邏輯驅動電路5320輸出與選擇的充電控制模式有關的控制信號s1，同時向過電流保護電路5330輸出電壓控制信號Vctrl。這裡，回饋電壓VFB與電池的充電電壓Vo之間的關係如公式(1)所示，並且第一恒流充電控制模式下對電池進行充電的電流大於第二恒流充電控制模式下對電池進行充電的電流，而第一恒壓充電控制模式下的電池的充電電壓小於第二恒壓充電控制模式下電池的充電電壓。
過電流保護電路5330除了接收從模式選擇電路5310輸出的 電壓控制信號Vctrl之外，還接收通過開關Q與原邊繞組Np連接的電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs(也即端子CS處的電壓信號)以及第一過電流保護閾值電壓Vth_max以及第二過電流保護閾值電壓Vth_min，其中，第一過電流保護閾值電壓Vth_max大於第二過電流保護閾值電壓Vth_min。過電流保 護電路5330將輸入的電壓控制信號Vctrl、第一過電流保護閾值電壓Vth_max以及第二過電流保護閾值電壓Vth_min分別與電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs進行比較並向邏輯驅動電路5320輸出控制信號s2。
當電池的充電電壓Vo小於電壓V1值並且電流檢測電阻Rs的 電壓信號等於第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，過電流保護電路5330輸出的控制信號s2為高電平。
當電池的充電電壓Vo等於電壓V1時，電壓控制信號Vctrl和 第二過電流保護閾值電壓Vth_min中比較高的電壓和第一過電流保護閾值電壓Vth_max比較，選擇一個比較低的電壓，當電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs等於該較低的電壓時，控制信號s2為高電平；而另外在電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs小於電壓控制信號Vctrl和第二過電流保護閾值電壓Vth_min中的至少一個並且小於第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，控制信號s2為低電平。
當電池的充電電壓Vo大於電壓V1小於電壓V2或者等於電 壓V2時，在電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs的電壓值等於第二過電流保護閾值電壓Vth_min時，控制信號s2為高電平信號。需要注意的是，無論在什麼情況下，當控制信號s2輸出高電平信號時，開關Q關斷。
邏輯驅動電路5320根據從模式選擇電路5310輸出的控制信 號s1和過電流保護電路5330輸出的控制信號s2來輸出驅動控制信號Sdrv以對開關Q的導通和關斷進行控制。作為一種示例，驅動控制信號Sdrv通過端子DRV輸出到開關Q以對其進行控制，進而對反激式電源變換系統進行控制。
根據第5圖所示的反激式電源變換系統，可以以兩段恒壓加 兩段恒流的控制方式對電池進行充電，從而實現了電池快速充電並優化了電池壽命。
第6圖示出了根據本發明示例性實施例的充電控制電路530 中的模式選擇電路5310的示意圖。本領域技術人員應該理解，第6圖所示的電路只是示例性的，並不作為對本發明的限制。
根據第6圖所示，所述模式選擇電路5310包括退磁檢測器 620、第一恒流充電控制電路640、第一恒壓充電控制電路680、第二恒流充電控制電路650、第二恒壓充電控制電路660以及控制電壓輸出電路670。其中，第一恒壓充電控制電路680包括採樣控制器610、斜坡信號發生器630、誤差放大器EA1、比較器CMP0以及採樣開關Ks和電容器C0。
如前所述，在開關Q導通時，變壓器儲存能量，變壓器的原 邊繞組Np的電流線性上升，電流檢測電阻Rs上的電壓Vcs(作為一種示例，也可以稱作端子CS處的電壓)也線性上升。在開關Q關斷期間，變壓器上儲存的能量釋放到輸出端，退磁開始，此時輔助繞組Naux的電壓Vaux映射副邊繞組Nsec的輸出電壓，也即電池的充電電壓，因為輔助繞組Naux的電阻R2上的回饋電壓VFB為輔助繞組Naux的輸出電壓Vaux的分壓，也即所述回饋電壓VFB也可反映電池的充電電壓的大小，因此可通過比較器比較回饋電壓VFB高於某個參考電壓Vd(例如0.1V)來判斷退磁的開始和結束。
這裡，回饋電壓VFB輸入到退磁檢測器620。在退磁檢測器620 中設置有比較器以將回饋電壓VFB與參考電壓Vd進行比較，並輸出退磁信號demag。當退磁檢測器620中設置的比較器判斷出回饋電壓VFB大於該參考電壓Vd時，輸出高電平的退磁信號demag，而當回饋電壓VFB小於該參考電壓Vd時，輸出低電平的退磁信號demag。也即，在副邊繞組Nsec處於退磁區間時，退磁信號demag為高電平，否則，退磁信號demag為低電平。退磁檢測器620向第一恒壓充電控制電路680、第一恒流充電控制電路640和第二恒流充電控制電路650輸出退磁信號demag，而上述部件根據從退磁檢測器620接收的退磁信號demag進行相應的操作。
退磁檢測器620的退磁信號demag輸入至第一恒壓充電控制電路680中的採樣控制器610和斜坡信號發生器630。採樣控制器610根據從 退磁檢測器620輸出的退磁信號demag生成採樣控制信號Sm_sw以控制採樣開關Ks，而斜坡信號發生器630根據退磁信號demag生成斜坡信號Vramp。
具體來講，採樣控制器610根據退磁檢測器620輸出的退磁信 號demag來生成採樣控制信號Sm_sw，所述採樣控制信號Sm_sw用於控制採樣開關Ks的通斷。在退磁開始時，採樣控制器610根據退磁信號demag生成高電平的採樣控制信號Sm_sw，使得採樣開關Ks閉合，從而回饋電壓VFB輸入至誤差放大器EA1。在退磁過程幾乎結束，也即流經副邊繞組Nsec的副邊輸出電流Isec接近零(例如第2圖中所示的A點)時，採樣控制信號Sm_sw由高電平轉為低電平，採樣開關Ks回應採樣控制信號Sm_sw由高電平到低電平的轉變而斷開，此刻的回饋電壓VFB經由一端連接至採樣開關Ks一端接地的電容C0被保持為誤差放大器EA1的輸入電壓信號。為了簡便起見，可以將採樣開關Ks閉合時輸入到誤差放大器EA1的回饋電壓VFB或者採樣開關Ks斷開時所獲得的回饋電壓VFB統稱為採樣電壓Vc0。第一恒壓充電控制電路680中的誤差放大器EA1將採樣電壓Vc0與參考電壓Vref1(例如2V)進行比較，並將採樣電壓Vc0與參考電壓Vref1之間的差值放大並輸出電壓信號Vea1。這裡，所述採樣電壓Vc0輸入到誤差放大器EA1的負向輸入端，而參考電壓Vref1輸入至所述誤差放大器EA1的正向輸入端。這裡誤差放大器EA1的輸出端分別與控制電壓輸出電路670和第一恒壓充電控制電路680中的比較器CMP0連接，以將電壓信號Vea1輸出到上述這兩個元件。
退磁檢測器620輸出的退磁信號demag還輸入到第一恒壓充 電控制電路680中的斜坡信號發生器630以對斜坡信號發生器630進行控制。具體來講，當退磁信號demag為高電平時，控制斜坡信號發生器630的重定開關以對斜坡信號Vramp進行重定。這裡，斜坡信號Vramp的大小在V3-V4之間變化。具體來講，所述斜坡信號發生器630在退磁信號demag變為高電平時，將斜坡信號Vramp的電壓重定到電壓V4，斜坡信號Vramp從電壓V4在下降時間內逐漸降低到電壓V3(這裡，V4>V3)。所述的逐漸降低 表示單調連續地降低，可以是線性降低，也可以是非線性降低。
從誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1輸入到比較器CMP0 的正向輸入端，而從斜坡信號發生器630輸出的斜坡信號Vramp輸入到比較器CMP0的反向輸入端，從而比較器CMP0可以將輸入的電壓信號Vea1和斜坡信號Vramp進行比較並輸出電平信號CV1，當電池的充電電壓Vo小於電壓V1時(也即採樣電壓Vc0小於參考電壓Vref1時)，電平信號CV1輸出為高電平，而當電池的充電電壓Vo等於電壓V1時(也即採樣電壓Vc0等於參考電壓Vref1時)，電平信號CV1為具有第一頻率的在高電平和低電平之間變換的電平信號。
控制電壓輸出電路670接收從第一恒壓充電控制電路680輸 入的電壓信號Vea1，並且該控制電壓輸出電路670包括兩個串聯的分壓電阻Rc1和Rc2和低通濾波器6720。其中，低通濾波器6720連接在兩個分壓電阻的連接點處以對分壓電阻Rc2上的電壓信號進行低通濾波並輸出分壓電阻Rc2上的電壓信號，也即電壓控制信號Vctrl。
作為另一實施例，所述控制電壓輸出電路670另外還可包括 緩衝器6710，所述緩衝器6710與分壓電阻Rc1和Rc2串聯，用於對從誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1進行緩衝並將緩衝後的電壓信號輸入到所述兩個分壓電阻Rc1和Rc2，以增強電壓信號Vea1的驅動能力。
作為又一實施例，所述控制電壓輸出電路670另外還可以包 括電容C6，其可以與分壓電阻Rc1和Rc2構成的串聯電路(在此情況下，所述控制電壓輸出電路670可不包括緩衝器6710)並聯或者與緩衝器6710、分壓電阻Rc1和Rc2共同形成的串聯電路並聯，以使得回饋環路更加穩定。
對於本領域技術人員來說，需要明確的是，所述控制電壓輸 出電路670可以包括所述緩衝器6710和電容C6中的至少一個，甚至可以不包括所述緩衝器6710和電容C6。
第一恒流充電控制電路640根據從退磁檢測器620輸出的退 磁信號demag生成具有第二頻率的其電壓值在高電平和低電平之間變換的電平信號CC_high。第二恒流充電控制電路650根據從退磁檢測器620輸出的退磁信號demag生成具有第三頻率的其電壓值在高電平和低電平之間變換的電平信號CC_low。其中，所述第二頻率高於所述第三頻率。
第二恒壓充電控制電路660將電容C0上的電壓(也即採樣電 壓Vc0)與參考電壓Vref2進行比較並輸出電平信號CV2，其中電平信號CV2在對電池充電的充電電壓Vo小於電壓V2(即採樣電壓Vc0小於參考電壓Vref2)時，電平信號CV2具有高電平；而在對電池充電的充電電壓Vo等於電壓V2(即採樣電壓Vc0等於參考電壓Vref2)時，輸出具有第四頻率的其電壓值在高電平和低電平之間變換的電平信號CV2。其中，第四頻率低於第二頻率和第三頻率。
根據本發明示例性實施例，從第一恒流充電控制電路640輸 出的電平信號CC_high與從第二恒壓充電控制電路660輸出的電平信號CV2輸入至及閘A1進行邏輯與操作，及閘A1的輸出信號與電平信號CV1輸入至及閘A2進行邏輯與操作。從第二恒流充電控制電路650輸出的電平信號CC_low與從第二恒壓充電控制電路660輸出的電平信號CV2輸入至及閘A3進行邏輯與操作，並且及閘A3的輸出信號和及閘A2的輸出信號被輸入至或閘G1進行邏輯或操作，並從其輸出控制信號s1。稍後將對所述四種充電控制模式的工作原理以及示例性的電路結構進行詳細的介紹。
第7圖示出了根據本發明示例性實施例的充電控制電路530 的過電流保護電路5330的示意圖。所述過電流保護電路5330包括三個比較器CMP1,CMP2和CMP3，一個及閘A4、一個或閘G2以及前沿消隱電路LEB。在變壓器原邊繞組側通過開關Q與原邊繞組Np相連的電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs經用於消除開關Q每次導通所產生的干擾的前沿消隱電路LEB分別被輸入到比較器CMP1,CMP2以及CMP3的正向輸入端，比較器CMP1,CMP2和CMP3的反向輸入端分別輸入了模式選擇電路5310輸出的電 壓控制信號Vctrl、第二過電流保護閾值電壓Vth_min和第一過電流保護閾值電壓Vth_max，以分別與電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs進行比較。其中，比較器CMP1和CMP2輸出的比較結果作為及閘A4的輸入信號以進行邏輯與操作，並將進行邏輯與操作之後的輸出信號輸入到或閘G2的一個輸入端。或閘G2的另一個輸入端接收來自比較器CMP3的輸出信號。
根據第7圖所示的電路，當電流檢測電阻上的電壓Vcs達到 第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，比較器CMP3輸出高電平，因此或閘G2輸出的控制信號s2為高電平，在此情況下，開關Q關斷。
當電池的充電電壓Vo小於電壓V1時，採樣電壓Vc0小於參考 電壓Vref1，此時誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1為電源電壓AVDD。在本發明中，設定斜坡信號Vramp的電壓範圍為V3~V4(其中V3<V4<AVDD)，同時設定第一過電流保護閾值電壓Vth_max為： ，因此當誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1的電壓值高於V4 時，電壓控制信號Vctrl的電壓(也即)高於第一過電流保 護閾值電壓Vth_max。因此，電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs小於第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，比較器CMP1對電壓控制信號Vctrl和電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs進行比較的結果為低電平，因此及閘A4輸出的信號為低電平，此時比較器CMP3輸出的比較結果也為低電平，因此或閘G2輸出的控制信號s2為低電平；在電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs等於第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，比較器CMP3輸出高電平，因此或閘G2輸出的控制信號s2為高電平。
當電池的充電電壓Vo等於電壓V1時，採樣電壓Vc0等於參考電壓Vref1，根據本發明示例性實施例的反激式電源變換系統工作在第一恒壓充電控制模式下，誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1在電壓V3~V4之間 變化，因此電壓控制信號Vctrl的電壓也在和之 間變化。當電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs等於電壓控制信號Vctrl和第二過電流保護閾值電壓Vth_min中電壓比較高的電壓時，比較器CMP1和CMP2同時輸出高電平，及閘A4輸出為1，從而或閘G2輸出的控制信號s2為高電平。另外，當電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs到達第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，比較器CMP3也輸出高電平信號，因而或閘G2輸出的控制信號s2也為高電平。也就是說，在第一恒壓控制模式下，電壓控制信號Vctrl和第二過電流保護閾值電壓Vth_min中比較高的電壓和第一過電流保護閾值電壓Vth_max比較，選擇一個比較低的電壓，當電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs等於該較低的電壓時，或閘G2輸出高電平，開關Q關斷。另外在電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs小於電壓控制信號Vctrl和第二過電流保護閾值電壓Vth_min中的至少一個並且小於第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，或閘G2輸出的控制信號s2為低電平。
當電池的充電電壓Vo大於電壓V1而小於電壓V2時(即當採樣電壓Vc0大於參考電壓Vref1而小於參考電壓Vref2時)，根據本發明示例性實施例的反激式電源變換系統工作在第二恒流充電控制模式，而在電池的充電電壓Vo等於電壓V2時(即當採樣電壓Vco等於參考電壓Vref2時)，根據本發明示例性實施例的反激式電源變換系統工作在第二恒壓充電控制模式下。在這兩種情況下，誤差放大器EA1開環並輸出低電平信號，因此比較器CMP1輸出高電平信號，當電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs的電壓值小於第二過電流保護閾值電壓Vth_min(因此也小於第一過電流保護閾值電壓Vth_max)時，或閘G2輸出為低電平信號；而當電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs的電壓值等於第二過電流保護閾值電壓Vth_min時，或閘G2輸出高電平信號，開關Q關斷。
第8圖示出了根據本發明示例性實施例的充電控制電路530 的邏輯驅動電路5320的電路示意圖。應當理解，第8圖所示的電路只是為了便於本領域技術人員更好地理解本發明，而並不作為本發明的一種限制。
根據本發明的示例性實施例，所述邏輯驅動電路5320包括兩 個反或閘NG1和NG2的輸入和輸出交叉耦合而成的觸發電路和與所述觸發電路相連的驅動器。其中，反或閘NG1的一個輸入為從模式選擇電路5310輸出的控制信號s1，其另一輸入為反或閘NG2輸出的電平信號；反或閘NG2的一個輸入為從過電流保護電路5330輸出的控制信號s2，其另一輸入為反或閘NG1輸出的電平信號。觸發電路中的反或閘NG2輸出的電平信號輸入至驅動器GD8，驅動器GD8輸出驅動控制信號Sdrv以驅動開關Q。這裡，當控制信號s1為高電平而控制信號s2為低電平時，觸發器輸出為高電平，從而使驅動器輸出驅動控制信號Sdrv為高電平信號進而以使開關Q導通。
本領域技術人員應該理解，驅動開關Q的驅動電路並不限於 第8圖所示的電路結構，其可以是任何可以實現所述功能的驅動電路，而本發明所示出的電路結構僅用作示例的目的。
下面將參照第9圖至第12圖來更加詳細地描述上述四種充電 控制模式。這裡需要注意的是，根據本發明示例性實施例的第一恒壓充電控制模式表示反激式電源變換系統在電壓控制信號Vctrl的控制下，電流檢測電阻Rs上的峰值電壓Vcs_peak在第二過電流保護閾值電壓Vth_min和第一過電流保護閾值電壓Vth_max之間變化，這時通過脈衝頻率模式(PFM)實現電池的充電電壓的恒定；根據本發明示例性實施例的第二恒壓充電控制模式也僅示意此時反激式電源變換系統由第二過電流保護閾值電壓Vth_min和脈衝頻率模式(PFM)下實現恒壓功能。本領域技術人員應該理解，下面給出的電路結構只是本發明的一個示例，本發明並不限於如下描述的具體的電路結構，在不脫離本發明的範圍的情況下本領域技術人員可以採用其他電路結構來實現。
第一恒流充電控制模式 在本說明書中，電平信號CC_high、CC_low、CV1以及CV2都是由高電平“1”和低電平“0”構成的信號。當電池的充電電壓Vo小於電壓V1時，由於採樣電壓Vc0小於參考電壓Vref1，因此誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1為電源電壓AVDD，這裡設定斜坡信號發生器輸出的斜坡信號Vramp電壓的範圍為V3~V4，其中V3<V4<AVDD，因此比較器CMP0輸出一直為高電平。另外，在電池的充電電壓Vo小於電壓V2時，即在採樣電壓Vc0小於參考電壓Vref2時，電平信號CV2輸出為高電平，而電平信號CC_low的頻率低於電平信號CC_high的頻率，因此或閘G1輸出的控制信號s1的頻率由電平信號CC_high決定。反激式電源變換系統工作在第一恒流充電控制模式。
第9圖是根據本發明示例性實施例的第一恒流充電控制電路640的示例性電路圖。
如第9圖所示，所述第一恒流充電控制電路640由電流鏡I1(為了方便閱讀，其輸出電流也用I1表示)和電流鏡I1’、反閘N9、電容C9、比較器cmp_cc以及兩個開關K1和K1’構成，其中，電流鏡I1’的電流是電流鏡I1的輸出電流的k1倍。這裡，開關K1’和電流鏡I1’串聯形成串聯電路，該串聯電路與電容C9並聯形成並聯電路。電流鏡I1、開關K1依次與上述並聯電路一端相連，而該並聯電路的另一端接地。其中，電流鏡I1的另一端接到電源電壓AVDD。這裡從退磁檢測器620輸出的退磁信號demag控制開關K1’的斷開和閉合，同時該退磁信號demag經過反閘N9來控制開關K1的斷開和閉合。電容C9上的電壓信號Vramp_cc輸入到比較器cmp_cc的正向輸入端，而參考電壓Va則輸入到比較器cmp_cc的負向輸入端以進行比較。當電壓信號Vramp_cc的電壓值大於或等於參考電壓Va時，比較器cmp_cc輸出的電平信號CC_high為高電平，否則為低電平。
根據第9圖所示的電路，當退磁信號demag為高電平(即系統工作在退磁狀態)時，開關K1’閉合，開關K1斷開，電流鏡I1’對電容C9放電，電壓信號Vramp_cc的電壓線性下降。當退磁信號demag為低電平時， 開關K1閉合，開關K1’斷開，電流鏡I1對電容C9充電；此時，當電壓信號Vramp_cc的電壓高於參考電壓Va時，比較器cmp_cc輸出的電平信號CC_high為高電平，從而可控制開關Q的導通。
第10圖是根據本發明示例性實施例的第一恒流充電控制模 式下的時序圖，其中，橫軸表示時間。VFB表示在輔助繞組Naux上的FB處的回饋電壓，Vd表示退磁檢測器620檢測退磁過程時使用的參考電壓。當回饋電壓VFB大於該參考電壓時，退磁檢測器620輸出高電平的退磁信號demag，而當回饋電壓VFB低於該參考電壓時，退磁檢測器620判斷退磁結束而輸出低電平的退磁信號demag。Tdemag表示退磁信號demag為高電平的時間區間。關於第9圖中的電容C9上的電壓信號Vramp_cc，可以看到在退磁過程期間該電壓信號Vramp_cc的電壓逐漸降低，而在退磁信號demag為低電平時，其電壓逐漸升高。其中，在電壓信號Vramp_cc的電壓高於參考電壓Va時，電平信號High_cc為高電平。另外第10圖中的Sdrv是用以表示開關Q的導通和關斷的驅動控制信號。當驅動控制信號Sdrv為高電平時，開關Q導通，而當驅動控制信號Sdrv為低電平時，開關Q關斷。這裡在開關Q導通時，電流檢測電阻Rs上的電壓信號Vcs逐漸上升，而當電壓信號Vcs上升到第一過電流保護閾值電壓Vth_max時，驅動控制信號Sdrv變為低電平，開關Q關斷。這裡，第11圖中的Tcc_h表示開關Q在第一恒流充電控制模式時的操作週期。
由上面分析可以知道，第9圖中的電容C9上電壓差為：
因此，開關的工作週期Tcc_h為：
變壓器原邊側的峰值電流為：
假設變壓器傳輸效率為100%，則在第一恒流充電控制模式下對電池進行充電的電流，也即副邊的輸出電流為：
其中，N為變壓器原邊匝數和副邊匝數的比值，k1為固定值，Vth_max為固定電壓，Rs為電流檢測電阻的阻值。
第一恒壓充電控制模式當電池的充電電壓Vo等於電壓V1時，由於採樣電壓Vc0等於參考電壓Vref1，因此誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1的電壓在V3~V4之間變化，如上所述，V3<V4<AVDD。此時，反激式電源變換系統工作在第一恒壓充電控制模式，誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1的大小反應了輸出電流大小，反激式電源變換系統的工作頻率(即開關Q的工作頻率)，由電平信號CV1的頻率Fcv1決定。具體來講，從誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1輸入到比較器CMP0的正向輸入端，而從斜坡信號發生器630輸出的斜坡信號Vramp輸入到比較器CMP0的反向輸入端，誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1的電壓越低，則在每個工作週期內，斜坡信號Vramp的電壓值大於電壓信號Vea1的電壓的時間越長，因此引起比較器CMP0輸出的電平信號CV1的頻率Fcv1越低。其中，斜坡信號發生器630輸出的斜坡信號Vramp的電壓範圍在V3-V4之間變化。為了便於本領域技術人員更好地理解這一點兒，在此將對其進行示例性的描述。當退磁信號demag變為高電平時，斜坡信號Vramp就被重定到初始值電壓V4。舉例來說，假設斜坡信號Vramp的電壓呈線性變化，V3=3V，V4=1V，從電壓V3下降到電壓V4的時間為1mS，假設此時誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1的電壓為2V，則斜坡信號 Vramp的電壓下降到2V時，比較器CMP0輸出為“1”，開關Q可以導通，而當開關Q關斷時，退磁信號demag就又變成高電平。在這種情況下，斜坡信號Vramp從重定值3V下降到2V的時間只有0.5ms。因此，比較器CMP0輸出低電平的時間等於斜坡信號從初始值電壓V4下降到誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1時間，高電平時間等於DRV開啟時間。因此說在反激式電源變換系統工作在第一恒壓充電控制模式時，電壓信號Vea1的電壓越低，則斜坡信號Vramp下降到該電壓信號Vea1的電壓所用時間越長，電平信號CV1輸出頻率越低。
電平信號CV1和CC_high經過及閘A2進行邏輯與操作，因此 電平信號CV1和CC_high中頻率低的一個信號被選擇為及閘A2的輸出信號。當電壓信號Vea1低到一定程度時，電平信號CV1的頻率Fcv1小於電平信號CC_high的頻率Fcc_high，因此及閘A2輸出的電平信號的頻率就由電平信號CV1的頻率Fcv1決定，此時電平信號CV1的頻率Fcv1低於電平信號CC_high的頻率Fcc_high而高於電平信號CC_low的頻率Fcc_low。因此，或閘G1輸出的控制信號s1由電平信號CV1來決定。此時，反激式電源變換系統工作在第一恒壓充電控制模式。
第二恒流充電控制模式當電池的充電電壓Vo大於電壓V1而小於電壓V2時，採樣電壓Vc0的電壓大於參考電壓Vref1而小於參考電壓Vref2，因此誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1的電壓為0。因此，從比較器CMP0輸出的電平信號CV1為低電平，及閘A2輸出的電壓信號為低電平，也即或閘G1的輸出信號由及閘A3輸出的信號決定。因為此時與第二恒流充電控制電路650輸出的電平信號CC_low進行邏輯與操作的電平信號CV2依然為高電平，因此或閘G1輸出的控制信號s1由電平信號CC_low決定。此時，反激式電源變換系統工作在第二恒流充電控制模式。
第11圖是根據本發明示例性實施例的第二恒流充電控制電 路650的示例性電路圖。本領域技術人員應該理解，該電路圖僅是為了使本領域技術人員更加容易地理解本發明而給出的示例，並不作為對本發明的限制。
如第11圖所示，所述第二恒流充電控制電路650由電流鏡I2和電流鏡I2’、反閘N11、電容C11、比較器cmp_ccl以及兩個開關K2和K2’構成，其中，電流鏡I2’的電流是電流鏡I2的電流的k2(k2>k1)倍。這裡，開關K2’和電流鏡I2’串聯形成串聯電路，該串聯電路與電容C11並聯形成並聯電路。電流鏡I2、開關K2串聯之後與上述並聯電路一端相連，而該並聯電路的另一端接地。其中，電流鏡I2的另一端輸入電源電壓AVDD。電容C11上的電壓信號Vramp_ccl輸入到比較器cmp_ccl的正向輸入端，而參考電壓Va則輸入到比較器cmp_ccl的負向輸入端。當電壓信號Vramp_ccl的電壓值大於或等於參考電壓Va時，比較器cmp_ccl輸出的電平信號CC_low為高電平，否則為低電平。這裡從退磁檢測器620輸出的退磁信號demag直接控制開關K2’的斷開和閉合，同時經過反閘N11來控制開關K2的斷開和閉合。
可以看到第11圖所示的電路與第9圖所示的電路具有基本上相同的電路結構，因此在這裡不對第11圖所示的電路的工作原理進行詳細描述。這裡需要注意的是，在第二恒流充電控制模式下，變壓器原邊峰值電流為：
基於上面對第一恒流充電控制模式下電池的充電電流，也即副邊繞組的輸出電流的推導過程及分析，可知在第二恒流充電控制模式下副邊繞組的輸出電流Icc_l為：
因此，由公式(11)和公式(13)可以得到： 其中，k2>k1>1，並且k1和k2都為定值。
通常，第一過電流保護閾值電壓Vth_max是給定值，第二過 電流保護閾值電壓Vth_min的正常取值範圍一般在1/3~1/2倍的第一過電流保護閾值電壓Vth_max。當然上面給出的範圍只是示例性的，根據本發明的實施例，通常設定k1為固定值(例如k1=1.5)，根據電池特性所需要的Icc_h和Icc_l比值要求，最後計算出k2；也可以預先設定好k1、k2，計算出第二過電流保護閾值電壓Vth_min的取值。這裡，為了避免採樣出錯，第二過電流保護閾值電壓Vth_min通常不能小於1/3倍的第一過電流保護閾值電壓Vth_max。
第二恒壓充電控制模式當電池的充電電壓Vo等於電壓V2時(即採樣電壓Vc0等於參考電壓Vref2時)，採樣電壓Vc0大於參考電壓Vref1，因此誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1的電壓為0。因此，從比較器CMP0輸出的電平信號CV1為低電平，及閘A2輸出的電壓信號為低電平，也即或閘G1的輸出信號由及閘A3輸出的信號決定。因為此時與第二恒流充電控制電路650輸出的電平信號CC_low進行邏輯與操作的電平信號CV2的頻率Fcv2低於電平信號CC_low的頻率Fcc_low，因此或閘G1輸出的控制信號s1由電平信號CV2決定。此時，反激式電源變換系統工作在第二恒壓充電控制狀態。
第12圖示出了根據本發明示例性實施例的模式選擇電路5310中的第二恒壓充電控制電路660示例性電路圖。如第12圖所示，所述第二恒壓充電控制電路660包括誤差放大器EA2、電容C20、壓控振盪器VCO。其中，誤差放大器EA2的負向輸入端輸入採樣電壓Vc0，其正向輸入端輸入參考電壓Vref2，其中，當電池的充電電壓到達電壓V2時，採樣電壓Vc0等於參考電壓Vref2，這裡，參考電壓Vref2大於參考電壓Vref1。誤差放大器 EA2的輸出端分別連接到壓控振盪器VCO和電容C20，其中，電容C20的另一端接地。誤差放大器EA2對輸入的信號之間的電壓差進行放大並輸出電壓信號Vea2並向壓控振盪器VCO輸入電壓信號Vea2。壓控振盪器VCO在電壓信號Vea2的控制下輸出具有某種頻率的電平信號CV2。
第13圖示出了壓控振盪器VCO的輸出頻率Fcv2與電壓信號 Vea2之間的關係示圖。如第13圖所示，在電壓信號Vea2小於電壓Vg時，壓控振盪器VCO輸出的電平信號CV2的頻率Fcv2為頻率Fmin，在電壓信號Vea2大於電壓Vf而小於電壓Ve時，壓控振盪器VCO輸出的電平信號CV2的頻率Fcv2為Fcc_low，而電壓信號Vea2在電壓Vg和電壓Vf之間變化時，壓控振盪器VCO輸出的電平信號CV2的頻率Fcv2在從頻率Fmin逐漸上升到頻率Fcc_low，當電壓信號Vea2的電壓大於電壓Ve時，電平信號CV2一直為高電平，也即電平信號CV2的頻率Fcv2為0。因此，電平信號CV2的頻率Fcv2也隨著電池的充電電壓Vo而增大，從頻率為0變為頻率Fcc_low，然後又下降至頻率Fmin。當電池的充電電壓Vo等於電壓V2時，電壓信號Vea2控制壓控振盪器VCO輸出頻率Fcv2小於頻率Fcc_low和頻率Fcc_high，因此頻率Fcc_low和頻率Fcc_high被遮罩，控制信號s1由電平信號CV2決定，電流檢測電阻Rs上的電壓Vcs的最大值則由第二過電流保護閾值電壓Vth_min決定。
第14圖示出了根據本發明示例性實施例的根據電池的充電 電壓Vo的變化而改變的電池的充電電流Io、過電流保護的電壓Vcs_peak以及開關Q的工作頻率(即反激式電源變換系統的工作頻率)Fo的變化的示意圖。
根據第14圖所示，當電池的充電電壓Vo小於電壓V1時，根 據本發明示例性實施例的反激式電源變換系統工作在第一恒流充電控制區域，電池的充電電流為恒定的電流Icc_h，用於過電流保護的電壓Vcs_peak為Vth_max，而開關Q的工作頻率由電平信號cc_high的頻率Fcc_high決定，並且該頻率隨著電壓的升高而逐漸上升。當電池的充電電壓Vo等於電壓V1 時，所述反激式電源變換系統工作在第一恒壓充電控制區域，電池的充電電流Io逐漸下降至電流Icc_l，用於過電流保護的電壓Vcs_peak由第一過電流保護閾值電壓Vth_max逐漸降低變為第二過電流保護閾值電壓Vth_min，而開關Q的工作頻率如頻率Fcv1所示逐漸下降。當電池的充電電壓Vo大於電壓V1時，所述反激式電源變換系統工作在第二恒流充電控制區域，電池的充電電流Io為恒定的電流Icc_l(Icc_h大於Icc_l)，而用於過電流保護的電壓Vcs_peak為第二過電流保護閾值電壓Vth_min，而開關Q的工作頻率由電平信號CC_low的頻率Fcc_low決定，並且該頻率隨著電壓的升高而逐漸上升。當電池的充電電壓Vo等於電壓V2時，系統工作在第二恒壓充電控制區域，電池的充電電流Io逐漸下降至0，而開關Q的工作頻率如頻率Fcv2所示由頻率Fcc_low逐漸下降至最小頻率Fmin。
為了方便本領域技術人員更好地理解開關Q的工作頻率Fo和電池的充電電壓Vo之間的關係，下面將對此進行簡略描述。
這裡，變壓器中電感和電壓、電流以及時間之間的關係為L．I=V．T，其中，L表示變壓器某一邊的電感量，I表示流過變壓器該邊的電流，V表示該邊的電壓，T表示退磁時間，因此，可以得到如下所示的公式：
在上面所述的公式裡，Tdemag表示退磁時間，Lsec表示副邊繞組的電感量，Isec表示副邊繞組的輸出電流，Vo表示電池的充電電壓， Lpri表示原邊的電感量，N表示原邊繞組和副邊繞組的匝數比，Ipri表示原邊繞組的電流值，Vcs_peak表示用於過電流保護的電壓，也即電阻Rs上施加的最高電壓。
以第一恒流充電控制模式為例，開關導通和關斷的週期 Tcc_h=(1+k1)．Tdemag，綜合上述兩個公式，可知開關Q的工作頻率Fcc_h為：
在第一恒流充電控制模式下，在電流檢測電阻Rs上輸出的 電流(也即Vcs_peak/Rs)為定值(因為此時用於過電流保護的電壓Vcs_peak為第一過電流保護閾值電壓Vth_max)，Lpri，k1，N為定值，因此從上述公式可以知道，第一恒流充電控制模式下工作頻率Fcc_h和Vo成正比關係。同理，第二恒流充電控制模式下工作頻率Fcc_l和Vo也成正比關係。因此，在第一恒流充電控制模式和第二恒流充電控制模式下電池的充電電壓Vo越大，頻率越高。
在第一恒壓充電控制模式和第二恒壓充電控制模式下，所述 反激式電源變換系統的輸出功率Pout為： 這裡，Vcs_peak表示用於過電流保護的電壓。
在第一恒壓充電控制模式下，電池的充電電壓Vo恒定，採 樣電壓Vc0等於參考電壓Vref1，誤差放大器EA1輸出的電壓信號Vea1控制用於過電流保護的電壓Vcs_peak，同時電壓信號Vea1也控制電平信號CV1的頻率。如果電壓信號Vea1的電壓越高，用於過電流保護的電壓Vcs_peak也越高，電平信號CV1的頻率(即開關Q的工作頻率Fo)越高，從上述公式也可 以看出，輸出功率越大；反之，當電壓信號Vea1的電壓越低，輸出功率也越低。這裡，當採樣電壓Vc0高於或者低於參考電壓Vref1時，則誤差放大器EA1開環，電壓信號Vea1為低電平或者高電平，此時則不工作在第一恒壓充電控制模式。
在第二恒壓充電控制模式下，電池的充電電壓Vo恒定，採 樣電壓Vc0等於參考電壓Vref2，誤差放大器EA2輸出電壓信號Vea2來控制壓控振盪器VCO頻率輸出。此時，用於過電流保護的電壓Vcs_peak固定在第二過電流保護閾值電壓Vth_min，即電壓信號Vea2只控制公式中Fo頻率，電壓信號Vea2越高，壓控振盪器VCO輸出頻率(也即電平信號CV2的頻率Fcv2)越高，輸出功率越高，反之，輸出功率越低。這裡，Io和Fo成正比關係。
儘管已描述了本發明的特定實例，然而本領域技術人員應該明白，存在與所描述實例等同的其它實例。因此，本領域技術人員應該明白，本發明不局限於所示出的特定實例，而是僅由申請專利範圍的範圍來限定。
510‧‧‧整流電路
520‧‧‧充電電路
530‧‧‧充電控制電路
5310‧‧‧模式選擇電路
5320‧‧‧邏輯驅動電路
5330‧‧‧過電流保護電路
C1,C2‧‧‧電容
D1,D3‧‧‧二極體
DRV‧‧‧端子
Np‧‧‧原邊繞組
Nsec‧‧‧副邊繞組
Naux‧‧‧輔助繞組
Q‧‧‧開關
R1,R2‧‧‧電阻
Rs‧‧‧電流檢測電阻
Req‧‧‧輸出線等效電阻
s1,s2‧‧‧控制信號
Sdrv‧‧‧驅動控制信號
Vcs‧‧‧電壓/電壓信號
Vaux‧‧‧電壓
Vctrl‧‧‧電壓控制信號
Vin‧‧‧電壓信號
Vo‧‧‧充電電壓/輸出電壓
Vth_max‧‧‧第一過電流保護閾值電壓
Vth_min‧‧‧第二過電流保護閾值電壓

Claims (17)

  1. 一種充電控制電路，所述充電控制電路包括：模式選擇電路，接收第一輸入電壓信號，並基於第一輸入電壓信號選擇第一恒流充電控制模式、第一恒壓充電控制模式、第二恒流充電控制模式以及第二恒壓充電控制模式中的一種充電控制模式，並輸出與選擇的充電控制模式有關的第一控制信號以及電壓控制信號；過電流保護電路，接收第二輸入電壓信號和從模式選擇電路輸出的電壓控制信號，並將第二輸入電壓信號與電壓控制信號、第一過電流保護閾值電壓、第二過電流保護閾值電壓進行比較以輸出第二控制信號；邏輯驅動電路，基於從模式選擇電路輸出的第一控制信號以及從過電流保護電路輸出的第二控制信號輸出第三控制信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之充電控制電路，其中：模式選擇電路包括：退磁檢測器，將第一輸入電壓與第一參考電壓相比較並輸出退磁信號，其中，當退磁過程正在進行時，退磁信號為高電平，當退磁過程結束時，退磁信號為低電平；第一恒壓充電控制電路，基於第一輸入電壓、第二參考電壓和退磁信號輸出第一電平信號和第一電壓信號；第一恒流充電控制電路，基於退磁信號輸出第二電平信號；第二恒流充電控制電路，基於退磁信號輸出第三電平信號，其中，第二電平信號的頻率高於第三電平信號的頻率；第二恒壓充電控制電路，基於第一輸入電壓和第三參考電壓輸出第四電平信號；控制電壓輸出電路，基於從第一恒壓充電控制電路輸出的第一電壓信號而輸出電壓控制信號；其中，第二電平信號與第四電平信號進行邏輯與操作，並將該邏輯與操作的結果與第一電平信號進行邏輯與操作獲得第一邏輯與操作結果； 第三電平信號與第四電平信號進行邏輯與操作，並將該邏輯與操作的結果與第一邏輯與操作結果進行邏輯或操作以輸出第一控制信號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之充電控制電路，其中，第一恒壓充電控制電路包括：採樣控制器，根據退磁檢測器輸出的退磁信號來生成用於控制採樣開關的通斷的採樣控制信號，其中，採樣開關一端接入第一輸入電壓信號，另一端連接至第一電容和第一誤差放大器，第一電容的另一端接地，其中，將第一電容上的電壓作為採樣電壓輸入至第一誤差放大器；第一誤差放大器，將採樣電壓與第二參考電壓之間的差值進行放大以輸出第一電壓信號，並將第一電壓信號輸入至第一比較器和控制電壓輸出電路；斜坡信號發生器，在退磁信號變為高電平的時刻，將斜坡信號重定到第一電壓值，並輸出電壓在第一電壓值和第二電壓值之間逐漸降低的斜坡信號，其中，第一電壓值大於第二電壓值；第一比較器，將從第一誤差放大器輸出的第一電壓信號和斜坡信號發生器輸出的斜坡信號進行比較，並輸出第一電平信號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之充電控制電路，其中，在第一恒流充電控制電路中，第一電流鏡、第一開關、第二開關、第二電流鏡依次串聯連接，退磁信號經過反閘控制第一開關，並直接控制第二開關，第二電容與第二開關和第二電流鏡所形成的串聯電路並聯，第二電容上的電壓信號輸入第二比較器以將該電壓信號與第四參考電壓進行比較並輸出第二電平信號，其中，第二電流鏡的輸出電流是第一電流鏡的輸出電流的第一倍數。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之充電控制電路，其中，在第二恒流充電控制電路中，第三電流鏡、第三開關、第四開關、第四電流鏡依次串聯連接，退磁信號經過反閘控制第三開關，並直接控制第四開關，第三電容與第四開關和第四電流鏡所形成的串聯電路並聯，第三電容上的電壓信號輸入第 三比較器以將該電壓信號與第四參考電壓進行比較並輸出第三電平信號，其中，第四電流鏡的輸出電流是第三電流鏡的輸出電流的第二倍數，其中，第二倍數大於第一倍數。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之充電控制電路，其中，在第二恒壓控制電路中，第三參考電壓和採樣電壓輸入至第二誤差放大器以將第三參考電壓和採樣電壓之間的差值進行放大並輸出第二電壓信號，第二誤差放大器的輸出端連接有第四電容和壓控振盪器，其中第四電容的另一端接地，壓控振盪器根據第二誤差放大器輸出的電壓信號來輸出第四電平信號。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之充電控制電路，其中：當採樣電壓小於第三參考電壓時，第四電平信號為高電平；當採樣電壓小於第二參考電壓時，第一電平信號為高電平，第二電平信號的頻率大於第三電平信號的頻率，第一控制信號由第二電平信號決定，模式選擇器選擇第一恒流充電控制模式；當採樣電壓等於第二參考電壓時，第一電平信號為具有第一頻率的電平信號，其中，第一頻率低於第二電平信號的頻率並高於第三電平信號的頻率，第一控制信號由第一電平信號決定，模式選擇器選擇第一恒壓充電控制模式；當採樣電壓大於第二參考電壓小於第三參考電壓時，第一電平信號為低電平，第一控制信號由第三電平信號決定，模式選擇器選擇第二恒流充電控制模式；當採樣電壓等於第三參考電壓時，第一電平信號為低電平，第四電平信號的頻率低於第三電平信號的頻率，第一控制信號由第四電平信號決定，模式選擇器選擇第二恒壓充電控制模式。
  8. 如申請專利範圍第3項所述之充電控制電路，其中，第一恒壓充電控制電路輸出的第一電壓信號輸入至控制電壓輸出電路中串聯連接的第一電阻和第二電阻，第二電阻上的電壓作為電壓控制信號經控制電壓輸出電路中 的低通濾波器濾波後輸出至過電流保護電路。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之充電控制電路，其中，過電流保護電路包括：第四比較器，將第二輸入電壓信號和電壓控制信號相比較，從而在第二輸入電壓信號的電壓等於電壓控制信號的電壓時輸出高電平；第五比較器，將第二輸入電壓信號和第一過電流保護閾值電壓相比較，從而在第二輸入電壓信號的電壓等於第一過電流保護閾值電壓時輸出高電平；第六比較器，將第二輸入電壓信號和第二過電流保護閾值電壓相比較，從而在第二輸入電壓信號的電壓等於第二過電流保護閾值電壓時輸出高電平；其中，第四比較器的輸出結果與第六比較器的輸出結果進行邏輯與操作，並且該邏輯與操作的結果與第五比較器的輸出結果進行邏輯或操作以輸出第二控制信號，其中，第一過電流保護閾值電壓大於第二過電流保護閾值電壓。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之充電控制電路，其中，當採樣電壓小於第二參考電壓時，第一誤差放大器輸出的第一電壓信號為第三電壓值，其中，第三電壓值大於第一電壓值，第一過電流保護閾值電壓被設定為在第一電壓信號為第一電壓值時第二電阻上的電壓值，並且第二過電流保護閾值電壓小於第一過電流保護閾值電壓。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之充電控制電路，其中，當採樣電壓小於第二參考電壓時，在第二輸入電壓信號的電壓小於第一過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為低電平，而在第二輸入電壓信號的電壓等於第一過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為高電平；當採樣電壓等於第二參考電壓時，第一誤差放大器輸出的第一電壓信號在第一電壓值和第二電壓值之間變化，當第二輸入電壓信號的電壓等於 在電壓控制信號和第二過電流保護閾值電壓中的較高電壓與第一過電流保護閾值電壓中選擇的較低的電壓時，第二控制信號為高電平；當第二輸入電壓信號的電壓小於電壓控制信號和第二過電流保護閾值電壓中的至少一個並且小於第一過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為低電平；當採樣電壓大於第二參考電壓並小於第三參考電壓時或者當採樣電壓等於第三參考電壓時，第一誤差放大器輸出的第一電壓信號為低電平，當第二輸入電壓信號的電壓小於第二過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為低電平，而當第二輸入電壓信號的電壓等於第二過電流保護閾值電壓時，第二控制信號為高電平。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之充電控制電路，其中，在第二控制信號為高電平時，邏輯驅動電路輸出低電平的第三控制信號，而在第二控制信號為低電平而第一控制信號為高電平時，邏輯驅動電路輸出高電平的第三控制信號。
  13. 一種包括如申請專利範圍第1至12項中的任一項所述的充電控制電路的反激式電源變換系統，所述反激式電源變換系統還包括：整流電路，將從交流電源輸入的電壓信號進行整流並輸入至充電電路；充電電路，基於整流電路輸入的電壓信號以及從充電控制電路輸出的第三控制信號來對電池進行充電，其中，在充電電路中，原邊繞組、開關、電流檢測電阻依次串聯連接，電流檢測電阻的另一端接地，電流檢測電阻上的電壓信號作為充電控制電路中的第二輸入電壓信號而輸入至充電控制電路，充電控制電路輸出的第三控制信號用於控制開關的導通和關斷；充電電路中的副邊繞組的輸出電壓用於對電池進行充電；充電電路中的輔助繞組反映副邊繞組輸出電壓的變化，並且連接有串聯連接的第三電阻和第四電阻，其中，第四電阻的另一端接地，第四電阻上的電壓信號作為充電控制電路的第一輸入電壓信號將副邊繞組對電池進行充電的輸出電壓回饋到充電控制電路。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之反激式電源變換系統，其中，在第一恒流充電控制模式下，副邊繞組以第一恒定電流對電池進行充電；在第一恒壓充電控制模式下，副邊繞組以第一恒定電壓對電池進行充電；在第二恒流充電控制模式下，副邊繞組以第二恒定電流對電池進行充電；在第二恒壓充電控制模式下，副邊繞組以第二恒定電壓對電池進行充電；其中，第一恒定電流大於第二恒定電流，第二恒定電壓大於第一恒定電壓。
  15. 一種在反激式電源變換系統中對電池進行充電的充電控制方法，包括：基於反映反激式電源變換系統中的電池的充電電壓的變化的第一輸入電壓信號選擇第一恒流充電控制模式、第一恒壓充電控制模式、第二恒流充電控制模式以及第二恒壓充電控制模式中的一種充電控制模式，並產生與選擇的充電控制模式有關的第一控制信號以及電壓控制信號；將與反激式電源變換系統中的原邊繞組串聯連接的反應原邊繞組的電流變化的第二輸入電壓信號與電壓控制信號、第一過電流保護閾值電壓、第二過電流保護閾值電壓進行比較產生第二控制信號；基於第一控制信號和第二控制信號產生第三控制信號來控制反激式電源變換系統中與原邊繞組串聯連接的開關以對反激式電源變換系統的充電操作進行控制。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之充電控制方法，其中，當電池的充電電壓小於第一預定值時，選擇第一恒流充電控制模式從而以第一恒定電流對電池進行充電；在電池的充電電壓等於第一預定值時，選擇第一恒壓充電控制模式從而以第一恒定電壓對電池進行充電；在電池的充電電壓大於第一預定值而小於第二預定值時，選擇第二恒流充電控制模式從而以第二恒定電流對電池進行充電；在電池的充電電壓等於第二預定值時，選擇第二恒壓充電控制模式，從而以第二恒定電壓對電池進行充電；其中，第一恒定電流大於第二恒定電流，第二恒定電壓大於第一恒定電壓。
  17. 如申請專利範圍第15項所述之充電控制方法，其中，在第二控制信號為高電平時，產生低電平的第三控制信號從而使開關關斷；在第二控制信號為低電平而第一控制信號為高電平時，產生高電平的第三控制信號從而使開關導通。
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