TW201642569A - 具有同步控制功能的電源轉換器及其控制方法 - Google Patents

具有同步控制功能的電源轉換器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本發明提出一種具有同步控制功能的電源轉換器及其控制方法。具有同步控制功能的電源轉換器包含: 變壓器、功率開關、開關控制單元、訊號耦合電路、同步整流開關和二次側控制電路。開關控制單元根據反饋訊號產生操作訊號，並產生一與操作訊號相關之第一同步訊號。訊號耦合電路根據第一同步訊號，耦合產生第二同步訊號。同步整流開關根據同步整流開關訊號而導通或關閉，以進行同步整流。二次側控制電路根據二次側位準偵測訊號及第二同步訊號，產生同步整流開關訊號以控制同步整流開關。藉此，當功率開關導通，同步整流開關為關閉。

Description

具有同步控制功能的電源轉換器及其控制方法
本發明有關於一種電源轉換器，特別是指一種具有同步控制功能的電源轉換器，及其控制方法。
在先前技術之隔離式交直流轉換器中，二次側通常需要使用二極體來整流。為了避免二極體上的跨壓造成功率損失，因此產生以同步整流開關來取代二極體的做法。然而當位於一次側的功率開關導通/關閉時，就必須確保位於二次側的同步整流開關是同步地處於被關閉/導通的狀態。
本發明即是針對上述課題而提出一種電源轉換器，使得該電源轉換器具有同步控制的功能，並提出一種控制方法。
就其中一觀點言，本發明提供了一種具有同步控制功能的電源轉換器，用以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓於該具有同步控制功能的電源轉換器的一輸出端，該具有同步控制功能的電源轉換器包含: 一第一變壓器; 一功率開關，與該第一變壓器的一次側繞組耦接，用以根據一操作訊號而導通或關閉，以控制該第一變壓器的一次側繞組，進而將與該第一變壓器的一次側繞組耦接的該輸入電壓轉換為與該第一變壓器的二次側繞組耦接的該輸出電壓; 一開關控制單元，與該功率開關耦接，用以根據一與該輸出電壓相關的反饋訊號而產生該操作訊號，並產生一與該操作訊號相關之第一同步訊號; 一訊號耦合電路，與該開關控制單元耦接，用以根據該第一同步訊號，耦合產生一實質對應於該第一同步訊號的第二同步訊號;  一同步整流開關，耦接於該第一變壓器的二次側繞組與該輸出端之間，用以根據一同步整流開關訊號而導通或關閉，以進行同步整流; 以及一二次側控制電路，與該第一變壓器的二次側繞組及該同步整流開關耦接，該二次側控制電路根據一二次側位準偵測訊號及該第二同步訊號，產生該同步整流開關訊號以控制該同步整流開關;  其中，該同步整流開關訊號根據該第一同步訊號的第一方向之位準變換，決定該同步整流開關之關閉時點; 又，該操作訊號根據該第一同步訊號的第二方向之位準變換，決定該功率開關的導通時點，藉此，當該功率開關導通時，該同步整流開關為關閉，其中該第一方向與該第二方向互為反向;  其中，根據該第一同步訊號的脈寬，而使得該同步整流開關之關閉時點及該功率開關的導通時點彼此之間具有一雙止時間 (Dead time)。
在一種較佳的實施型態中，該第一同步訊號和第二同步訊號為脈波訊號，且脈波長度宜為200 nsec(奈秒)或以下。
在一種較佳的實施型態中，該訊號耦合電路包括一第二變壓器，耦接於該開關控制單元與該二次側控制電路之間。
在一種較佳的實施型態中，該訊號耦合電路包括：一第一電阻，其具有一第一端耦接於該開關控制單元，一第二端耦接於該第一變壓器一次側的地; 一第二電阻，其具有一第三端耦接於該二次側控制電路，一第四端耦接於該第一變壓器二次側的地; 以及一第一電容及一第二電容，該第一電容耦接於該第一電阻的第一端和該第二電阻的第三端之間，且該第二電容耦接於該第一電阻的第二端和該第二電阻的第四端之間。其中，該第一電容及/或第二電容可為一般電容或為較高規格的Y電容。
在一種較佳的實施型態中，該開關控制單元包括：一PWM訊號產生電路，用以根據該反饋訊號 ，產生一初始PWM訊號;一脈波產生電路，與該PWM訊號產生電路耦接，用以根據該初始PWM訊號，產生該脈波訊號，該脈波訊號係用以產生該第一同步訊號; 以及一延遲導通電路，與該PWM訊號產生電路和該脈波產生電路耦接，用以根據該初始PWM訊號及該脈波訊號，產生該操作訊號; 其中，根據該脈波訊號，使該操作訊號的導通時點相較於該初始PWM訊號的導通時點延遲一段時間，該延遲時間對應於該脈波訊號的脈寬。
在一種較佳的實施型態中，該開關控制單元更包括：一電流-電壓轉換電路，耦接於該反饋訊號和該PWM訊號產生電路之間，用以接收該反饋訊號後，對該反饋訊號進行電流-電壓轉換，再將電流-電壓轉換後的反饋訊號輸出給該PWM訊號產生電路。
在一種較佳的實施型態中，該二次側控制電路包括：一開關訊號產生電路，用以根據該二次側位準偵測訊號和該第二同步訊號，產生該同步整流開關訊號; 其中，該二次側位準偵測訊號決定該同步整流開關的導通時點，該第二同步訊號決定該同步整流開關的關閉時點。
在一種較佳的實施型態中，該二次側控制電路更包含一輸入電壓確認電路，用以確認該輸入電壓是否落在一預設範圍內，若否，則禁能該開關訊號產生電路。
在一種較佳的實施型態中，該二次側控制電路更包含一最大導通時間控制電路，用以判斷該同步整流開關訊號之導通時間是否到達一上限，如是，則關閉該同步整流開關訊號而蓋過(override)該第二同步訊號之決定。
在一種較佳的實施型態中，該二次側控制電路更包含一伏秒平衡電路，該伏秒平衡電路根據該輸入電壓、該操作訊號的導通時間、該輸出電壓之目標值、及該同步整流開關訊號，產生一伏秒訊號；且該開關訊號產生電路根據該伏秒訊號而控制該同步整流開關，以使得該輸入電壓和該操作訊號的導通時間之乘積相等於該輸出電壓和該同步整流開關訊號的導通時間之乘積(達成伏秒平衡)，於達成伏秒平衡時，則關閉該同步整流開關訊號而蓋過(override)該第二同步訊號之決定。
在一種較佳的實施型態中，該第二同步訊號設定了一個旗標，此旗標致能了該開關訊號產生電路，且當該開關訊號產生電路輸出之該同步整流開關訊號導通該同步整流開關後，經過一段延遲之後，重置該旗標。
在一種較佳的實施型態中，該同步整流開關包括並聯的一開關與一二極體，該二極體的陽極耦接於該輸出端，陰極耦接於該第一變壓器的二次側繞組。
在一種較佳的實施型態中，該二次側控制電路經由一電阻與該變壓器的二次側繞組耦接，以取得該二次側位準偵測訊號。
就另一觀點言，本發明提供了一種控制電源轉換器的方法，該電源轉換器包含一第一變壓器; 一功率開關，與該第一變壓器的一次側繞組耦接，用以根據一操作訊號而導通或關閉，以控制該第一變壓器的一次側繞組，進而將與該第一變壓器的一次側繞組耦接的該輸入電壓轉換為與該第一變壓器的二次側繞組耦接的該輸出電壓; 以及一同步整流開關，耦接於該第一變壓器的二次側繞組與該電源轉換器的輸出端之間，該控制電源轉換器的方法包含: 根據與該輸出電壓相關的一反饋訊號而產生該操作訊號，並產生一與該操作訊號相關之第一同步訊號; 根據該第一同步訊號，耦合產生一實質對應於該第一同步訊號的第二同步訊號，傳遞給該第一變壓器的二次側; 根據該二次側繞組的位準，決定該同步整流開關的導通時點，並根據該第一同步訊號的第一方向之位準變換，決定該同步整流開關之關閉時點; 根據該第一同步訊號的第二方向之位準變換，決定該功率開關的導通時點，藉此，當該功率開關導通時，該同步整流開關為關閉，其中該第一方向與該第二方向互為反向;  以及根據該第一同步訊號的脈寬，而使得該同步整流開關之關閉時點及該功率開關的導通時點彼此之間具有一雙止時間 (Dead time)。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。本發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各裝置以及各元件之間之功能作用關係，至於形狀、尺寸、方向則並未依照實物比例繪製。
請參考第1圖與第2圖。第1圖示出本發明的具有同步控制功能的電源轉換器的方塊示意圖。第2圖示出本發明之反饋電路14的一實施例。
本實施例中，具有同步控制功能的電源轉換器100例如但不限於可為一隔離式交直流轉換器(isolated type AC-DC converter)。在隔離式交直流轉換器的實施例中，具有同步控制功能的電源轉換器100可將一輸入電壓VIN轉換為一輸出電壓VOUT於此具有同步控制功能的電源轉換器100的一輸出端OUT。具有同步控制功能的電源轉換器100包含: 一變壓器15、一功率開關17、一開關控制單元13、一訊號耦合電路16、一同步整流開關18以及一二次側控制電路12。
此外，具有同步控制功能的電源轉換器100尚可選擇性地包含一反饋電路14以及在二次側控制電路12與變壓器15的二次側繞組W2之間可選擇性地設置一電阻R71。隔離式交直流轉換器為本技術者所熟悉的電路，因此除了與本案有關的部分之外，其他電路細節省略繪示，以使圖面簡潔。
變壓器15包括一一次側繞組 (primary winding)W1與一二次側繞組(secondary winding)W2。一次側繞組W1位於變壓器15的一次側15a，用以接收輸入電壓VIN。二次側繞組W2位於變壓器15的二次側15b，用以於輸出端OUT產生輸出電壓VOUT。在一實施例中，輸入電壓VIN可藉由一交流電源Vac經由一整流電路11而產生。
功率開關17與變壓器15的一次側繞組W1耦接，用以根據一操作訊號SW而導通或關閉，以控制流過一次側繞組W1的電流，進而藉由二次側繞組W2的感應，而將輸入電壓VIN轉換為輸出電壓VOUT。
開關控制單元13與功率開關17耦接，用以產生操作訊號SW (自其操作訊號端GATE輸出操作訊號SW)，以控制功率開關17的導通或關閉。在本實施例中，開關控制單元13根據自一次側反饋訊號COMP，而產生操作訊號SW，並產生一與操作訊號SW相關之第一同步訊號PLS。
訊號耦合電路16與開關控制單元13耦接，用以根據第一同步訊號PLS，耦合產生一第二同步訊號SYNC。
同步整流開關18耦接於變壓器15的二次側繞組W2與輸出端OUT之間，用以根據一同步整流開關訊號VG而導通或關閉，以進行同步整流。
在本實施例中，功率開關17 及同步整流開關18例如但不限於可為NMOS電晶體開關。當然，在其他實施例中，功率開關17 及同步整流開關18亦可為PMOS電晶體開關。在以下的實施例說明中，將以高位準為導通、以低位準為關閉，作為舉例。但顯然，高低位準的意義是可以互換的，而電路也可以相對應地改變。
在一實施例中，同步整流開關18可具有一二極體M1，其陽極耦接於輸出端OUT，其陰極耦接於變壓器15的二次側繞組W2。此二極體M1可以為一個並聯的獨立二極體，可以是一般二極體或齊納二極體，或是同步整流開關18本身的寄生二極體。
二次側控制電路12與變壓器15的二次側繞組W2及同步整流開關18耦接。在本實施例中，二次側控制電路12根據一二次側位準偵測訊號VTR及第二同步訊號SYNC，產生同步整流開關訊號VG以控制同步整流開關18。
在另一實施例中，二次側控制電路12亦可經由一電阻R71與變壓器15的二次側繞組W2及同步整流開關18耦接。其中，電阻R71係用以接收二次側位準偵測訊號VTR。
反饋電路14其一端與開關控制單元13耦接，其又一端與二次側控制電路12耦接。反饋電路14根據二次側控制電路12所輸出的輸出電壓VOUT相關訊號而產生反饋訊號COMP。由於具有同步控制功能的電源轉換器100在本實施例中係以隔離式交直流轉換器為例來說明，因此，在一實施例中，反饋電路14對應地可為一隔離式反饋電路，例如為一光耦合電路，如第2圖所示。
本發明與先前技術的一項主要差異是: 先前技術中控制功率開關17和同步整流開關18使其同步的方式，是根據二次側同步整流開關18的導通與關閉時點來傳遞訊號控制一次側功率開關17的關閉與導通時點。但是，在本發明中，則是根據一次側功率開關17的導通與關閉時點來傳遞訊號控制二次側同步整流開關18的關閉與導通時點，且使同步整流開關18的關閉和功率開關17的導通時點間具有一雙止時間(Dead time)以確保操作上的安全性(以上內容的細節，容後詳述)。
請參考第3A圖與第3B圖。第3A圖示出本發明之訊號耦合電路16的一實施例。第3B圖示出本發明之訊號耦合電路16的另一實施例。
在本發明中，訊號耦合電路16係用以根據第一同步訊號PLS，耦合產生一第二同步訊號SYNC，該第二同步訊號SYNC對應於第一同步訊號PLS，藉此，二次側控制電路12根據二次側位準偵測訊號VTR及第二同步訊號SYNC，產生同步整流開關訊號VG以控制同步整流開關18。訊號耦合電路16從一次側耦合傳遞訊號給二次側，可以利用變壓器來耦合，或是利用電容來耦合。其中，較佳但非必須地，第一同步訊號PLS和第二同步訊號SYNC宜為脈波訊號，以節省傳遞所消耗的功率，例如，脈波長度可為200 nsec(奈秒)或以下。
如第3A圖所示，在一實施例中，訊號耦合電路16可包括一變壓器16T，耦接於開關控制單元13與二次側控制電路12之間。變壓器16T包括一一次側繞組 (primary winding)W3與一二次側繞組(secondary winding)W4。一次側繞組W3位於變壓器16T的一次側16a，用以接收第一同步訊號PLS。二次側繞組W4位於變壓器16T的二次側16b，用以輸出變壓器16T所耦合產生的第二同步訊號SYNC。
如第3B圖所示，在另一實施例中，訊號耦合電路16可包括電阻R1、電阻R2、電容161及電容162。電阻R1具有一端耦接於開關控制單元13，另一端耦接於變壓器15一次側的地。電阻R2具有一端耦接於二次側控制電路12，一端耦接於變壓器15二次側的地。電容161耦接於電阻R1的上端和電阻R2的上端之間，且電容162耦接於電阻R1接地的那一端和電阻R2接地的那一端之間。電容161和162可以是一般電容或較高規格的電容(例如Y電容)。電阻R1可以為開關控制單元13的外部或內部元件，而電阻R2可以為二次側控制電路12的外部或內部元件。
請參考第4圖，其示出本發明之開關控制單元13的一實施例之方塊示意圖。在一實施例中，本發明之開關控制單元13可包括：一PWM訊號產生電路132、一脈波產生電路133及一延遲導通電路134。PWM訊號產生電路132根據反饋訊號COMP (或是反饋訊號COMP的相關訊號)而產生一初始PWM訊號SPWM。脈波產生電路133與PWM訊號產生電路132耦接，用以根據初始PWM訊號SPWM，產生脈波訊號SP。在本發明中，脈波訊號SP係用以產生第一同步訊號PLS。延遲導通電路134與PWM訊號產生電路132和脈波產生電路133耦接，用以根據初始PWM訊號SPWM及脈波訊號SP，產生操作訊號SW，其中，操作訊號SW的導通時點，落後於初始PWM訊號SPWM的導通時點，而落後的延遲時間，由脈波訊號SP來決定。
此外，本發明之開關控制單元13尚可選擇性地包含一電流-電壓(I-V)轉換電路131。電流-電壓轉換電路131耦接於反饋訊號COMP和PWM訊號產生電路132之間，用以接收反饋訊號COMP後，對反饋訊號COMP進行電流-電壓轉換，再將電流-電壓轉換後的反饋訊號COMP輸出給PWM訊號產生電路132。若是反饋訊號COMP為電壓訊號且位準適當，則電流-電壓轉換電路131可以省略。開關控制單元13尚可選擇性地包含驅動閘135和136，以使開關控制單元13的輸出訊號具有適當的位準。若是開關控制單元13內部的訊號運作位準，和外部的訊號位準相當，則驅動閘135和136都可以省略。也就是說，延遲導通電路134的輸出和操作訊號SW的意義相同，可視為同一訊號、而脈波訊號SP和第一同步訊號PLS的意義相同，可視為同一訊號。
請參考第7圖並對照第1圖及第4圖。第7圖示出本發明之初始PWM訊號、第一同步訊號、操作訊號及同步整流開關訊號的波形示意圖。
在本發明中，當位於一次側的功率開關17導通時，本發明能夠確保位於二次側的同步整流開關18是同步地處於被關閉的狀態，而當位於二次側的同步整流開關18導通時，本發明能夠確保位於一次側的功率開關17是同步地處於被關閉的狀態。本發明能夠達成此一功效的原因在於: 如第7圖所示，同步整流開關訊號VG根據第一同步訊號PLS的第一方向之位準變換(在第7圖實施例中，「第一方向」為第一同步訊號PLS的上升緣，即: 第一同步訊號PLS自低位準轉變成高位準)，決定同步整流開關18之關閉時點。(因第二同步訊號SYNC實質上對應於第一同步訊號PLS，故同步整流開關訊號VG根據第二同步訊號SYNC而關閉，即是根據第一同步訊號PLS而關閉)另一方面，操作訊號SW根據第一同步訊號PLS(脈波訊號SP)的第二方向之位準變換(在第7圖實施例中，「第二方向」為第一同步訊號PLS的下降緣，即: 第一同步訊號PLS自高位準轉變成低位準)，決定功率開關17的導通時點。第一方向與第二方向互為反向。
藉此，當功率開關17受控於操作訊號SW而導通時，同步整流開關18已經根據第一同步訊號PLS(脈波訊號SP) 的上升緣而關閉，而當功率開關17關閉時，二次側繞組W2將從儲能轉為釋能，二次側控制電路12可根據二次側位準偵測訊號VTR的變化，得知功率開關17已經關閉，則同步整流開關18便可導通。由於二次側繞組W2已經從儲能轉為釋能，因此，同步整流開關18導通時，功率開關17必然已經關閉。
除了上述功率開關17與同步整流開關18不會同時導通而又能同步之外，如前所述，根據第一同步訊號PLS的脈寬，而使得同步整流開關18之關閉時點及功率開關17的導通時點彼此之間具有一雙止時間 (Dead time)。在此雙止時間內，同步整流開關18及功率開關17皆為關閉的。由於自一次側的開關控制單元13產生第一同步訊號PLS、經由訊號耦合電路16耦合產生第二同步訊號SYNC傳遞給二次側的二次側控制電路12，其間可能會有時間延遲，因此，雙止時間可以確保功率開關17導通時，同步整流開關18已經關閉。另一方面，如前所述，當同步整流開關18導通時，因為二次側繞組W2已經從儲能轉為釋能，因此，功率開關17必然已經關閉。如此，可以確保功率開關17和同步整流開關18操作上的安全性，而必然不會同時導通。
請參考第5圖。第5圖示出本發明之開關控制單元13的一具體實施例。其中，電流-電壓轉換電路131的一電路具體實施例如但不限於可如第5圖中所示。上述電流-電壓轉換電路131的實施方式，有多種具體電路結構可以達成，第5圖僅示出其中一種具體實施例。由於電流-電壓轉換電路為本技術者所熟悉的電路，因此不在此贅述其他實例。
具體地說，PWM訊號產生電路132的一電路具體實施例如但不限於可如第5圖中所示。PWM訊號產生電路132例如但不限於可包括: 一比較器1323、一震盪電路1321及一D型正反器1322。比較器1323將電流-電壓轉換後的反饋訊號COMP與震盪電路1321所產生的一斜坡訊號RAMP比較，輸出一比較結果至D型正反器1322的一輸入端。震盪電路1321所產生的時脈訊號CLK輸入至D型正反器1322的另一輸入端。如此一來，D型正反器1322根據時脈訊號CLK及比較器1323輸出的比較結果，產生初始PWM訊號SPWM。上述PWM訊號產生電路132的實施方式，有多種具體電路結構可以達成，例如，D型正反器可改換為SR型正反器，等等。第5圖僅示出其中一種具體實施例。由於PWM訊號產生電路為本技術者所熟悉的電路，因此不在此贅述其他實例。
請參考第6圖。第6圖示出本發明之脈波產生電路133的一具體實施例。具體地說，脈波產生電路133的一電路具體實施例如但不限於可如第6圖中所示。脈波產生電路133例如但不限於可包括:一延遲電路1331、一反閘1332和一及閘1333。一方面，初始PWM訊號SPWM    直接輸入至及閘1333。另一方面，初始PWM訊號SPWM可輸入至延遲電路1331，而後延遲電路1331的輸出被輸入至反閘1332。如此一來，當初始PWM訊號SPWM自低位準轉變成高位準時，及閘1333根據初始PWM訊號SPWM和反閘1332的輸出，便會產生脈波訊號SP，其中具有一個短暫的高位準脈波。上述脈波產生電路133的實施方式，有多種具體電路結構可以達成，第6圖僅示出其中一種具體實施例。由於脈波產生電路133為本技術者所熟悉的電路，因此不在此贅述其他實例。
再回到第5圖。具體地說，延遲導通電路134的一電路具體實施例如但不限於可如第5圖中所示。延遲導通電路134例如但不限於可包括:一D型正反器1341和一反閘1342。脈波訊號SP輸入至反閘1342     後的輸出被輸入至D型正反器1322的時脈輸入端。初始PWM訊號SPWM可輸入至D型正反器1322的資料輸入端。如此一來，D型正反器1341根據初始PWM訊號SPWM及反閘1342的輸出，而產生一輸出，經由驅動閘136，以產生操作訊號SW。
據此，當初始PWM訊號SPWM自低位準轉變成高位準時，D型正反器1341並不會立即輸出高位準，而是當時脈輸入端為高位準時，D型正反器1341才輸出高位準，達成了延遲導通的功能，使得本發明的操作訊號SW的導通時點相較於初始PWM訊號SPWM的導通時點延遲一段時間。
上述延遲導通電路134的實施方式，有多種具體電路結構可以達成，例如，D型正反器可改換為SR型正反器，等等，第5圖僅示出其中一種具體實施例。本技術者可在本發明的教導下，作等效的改變。
據此，在本實施例中，開關控制單元13根據一次側反饋訊號COMP，而產生操作訊號SW，並產生與操作訊號SW相關之第一同步訊號PLS。
請參考第8圖，其示出本發明之二次側控制電路12的一實施例之方塊示意圖。在一實施例中，二次側控制電路12可包含一開關訊號產生電路121。開關訊號產生電路121根據二次側位準偵測訊號VTR和第二同步訊號SYNC，產生同步整流開關訊號VG，以控制同步整流開關18。一實施例中，二次側位準偵測訊號VTR決定同步整流開關18的導通時點，而第二同步訊號SYNC決定同步整流開關18的關閉時點。在一實施例中，開關訊號產生電路121例如但不限於可為第9A圖所示的D型正反器1211，其中資料輸入端D可以連接於任何合適的位準。在另一實施例中，開關訊號產生電路121例如但不限於可為第9B圖所示的SR正反器1212。
請參考第10圖，二次側控制電路12尚可選擇性地包含: 輸入電壓確認電路122、最大導通時間控制電路123及/或伏秒平衡電路124。二次側控制電路12不必然全部包含上述這三種電路，可只選擇其一或部分包含或全部包含。
輸入電壓確認電路122係用以確認輸入電壓VIN是否落在一預設範圍內。若是輸入電壓VIN未落在預設範圍內，則輸入電壓確認電路122將會禁能開關訊號產生電路121(也就禁能了同步整流開關18)。在一實施例中，輸入電壓確認電路122可根據二次側位準偵測訊號VTR來判斷輸入電壓VIN是否落在一預設範圍內(例如，請參考後述的第13圖，此預設範圍例如但不限於可對應於臨界電壓VT3至臨界電壓VT2之間，其中，臨界電壓VT3大於臨界電壓VT2)，因二次側位準偵測訊號VTR相關於二次側繞組W2的跨壓，而二次側繞組W2的跨壓又相關於輸入電壓VIN，故二次側位準偵測訊號VTR可反映輸入電壓VIN的情況。輸入電壓確認電路122的一電路具體實施例如但不限於可如第13圖中所示。輸入電壓確認電路122的實施方式，有多種具體電路結構可以達成，第13圖僅示出其中一種具體實施例。本技術者可在本發明的教導下，作等效的改變。
在一實施例中，同步整流開關訊號VG輸入至最大導通時間控制電路123。藉此，最大導通時間控制電路123可判斷同步整流開關訊號VG之導通時間是否到達一上限，如是，則最大導通時間控制電路123將會輸出一最大導通時間訊號SMT，以關閉同步整流開關訊號VG而蓋過(override)第二同步訊號SYNC之決定。其中，在一實施例中，最大導通時間控制電路123的一電路具體實施例如但不限於可如第12圖中所示，包括一計時器1231。上述最大導通時間控制電路123的實施方式，有多種具體電路結構可以達成，第12圖僅示出其中一種具體實施例。本技術者可在本發明的教導下，作等效的改變。
回到第8圖並請參考第13圖，在一實施例中，伏秒平衡電路124根據一相關於輸入電壓VIN的訊號(例如但不限於第13圖中的VS)、一相關於操作訊號SW導通時間的訊號(例如但不限於第13圖中的PWM脈寬訊號SIW)、一相關於輸出電壓之目標值的訊號(例如但不限於第8圖中的VREF)、及同步整流開關訊號VG，產生一伏秒訊號SVT。且開關訊號產生電路121根據伏秒訊號SVT而控制同步整流開關18，以使得輸入電壓VIN和操作訊號SW的導通時間之乘積相等於輸出電壓VOUT和同步整流開關訊號VG的導通時間之乘積(達成伏秒平衡)。根據本發明，當判斷達成伏秒平衡時，伏秒平衡電路124所產生的伏秒訊號SVT將關閉同步整流開關訊號VG而蓋過(override)第二同步訊號SYNC之決定。
在一實施例中，二次側控制電路12尚可選擇性地包含: 一分路調節器(Shunt regulator)129。具體地說，分路調節器129的一電路具體實施例如但不限於可如第8圖中所示。上述分路調節器129的實施方式，有多種具體電路結構可以達成，第8圖僅示出其中一種具體實施例。由於分路調節器129為本技術者所熟悉的電路，因此不在此贅述其他實例。
請參考第10圖，在一實施例中，二次側控制電路12尚可選擇性地包含: 一比較器126、一驅動閘127、一脈波產生電路128及一邏輯判斷電路125。
具體地說，比較器126將第二同步訊號SYNC和一臨界電壓VT1比較，而產生輸出至脈波產生電路128。脈波產生電路128用以產生訊號SIP。訊號SIP一方面可輸入至輸入電壓確認電路122(作用容後說明)，另一方面又可輸入至邏輯判斷電路125。其中，在一實施例中，邏輯判斷電路125的一電路具體實施例如但不限於可如第11圖中所示。邏輯判斷電路125例如但不限於可包括:一或閘(OR GATE)1251。訊號SIP對應於第二同步訊號SYNC、亦即對應於第一同步訊號PLS。訊號SIP的作用可參閱第7圖，是於初始PWM訊號SPWM的導通時點，使D型正反器1211的輸出由高位準轉變為低位準，以關閉同步整流開關18。
在一實施例中，邏輯判斷電路125接收的輸入可包括: 訊號SIP、最大導通時間訊號SMT及/或伏秒訊號SVT。藉此:
(1) 若是最大導通時間控制電路123判斷同步整流開關訊號VG之導通時間已到達一上限，則最大導通時間控制電路123將會輸出最大導通時間訊號SMT，以關閉同步整流開關訊號VG而蓋過(override)第二同步訊號SYNC之決定(即，蓋過訊號SIP的作用)。
(2) 若是判斷達成伏秒平衡時，伏秒平衡電路124所產生的伏秒訊號SVT將關閉同步整流開關訊號VG而蓋過(override)第二同步訊號SYNC之決定(即，蓋過訊號SIP的作用)。
在一實施例中，請參閱第13圖，除了根據輸入電壓VIN是否落在一預設範圍內來致能或禁能開關訊號產生電路121之外，還可根據前一次的第二同步訊號SYNC之脈波，來決定是否致能開關訊號產生電路121。詳言之，如前所述，訊號SIP相關於第二同步訊號SYNC，被輸入輸入電壓確認電路122。訊號SIP產生訊號SIW，輸入第13圖中的及閘；亦即，可解讀為:第二同步訊號SYNC設定了一個旗標(flag)，此旗標致能了開關訊號產生電路121。當開關訊號產生電路121輸出之同步整流開關訊號VG為高位準時，這也表示圖中D型正反器1211的時脈輸入端為高位準，故訊號SIN為高位準。經過一段延遲之後，訊號SIN重置下方正反器，而重置了該旗標。這樣，可確保電路操作的安全性。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權利範圍。在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化。例如，所示直接連接的電路元件間，可插置不影響電路主要功能的電路元件，如開關或電阻等。又如，訊號高低位準的意義可以改變，並不侷限於以高位準為導通、以低位準為關閉，而相關的電路也可對應地改變。又例如，D型正反器和SR型正反器可等效互換。又再如，一訊號在電路內部進行處理或運算時，可能經過電壓電流轉換、電流電壓轉換、比例轉換、位準轉換等，因此，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行上述轉換後，根據轉換後的訊號進行處理或運算。凡此種種，皆可根據本發明的教示類推而得。此外，所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，例如但不限於將兩實施例併用，或是以其中一個實施例的局部電路代換另一實施例的對應電路。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。此外，本發明的任一實施型態不必須達成所有的目的或優點，因此，請求專利範圍任一項也不應以此為限。
100‧‧‧具有同步控制功能的電源轉換器
11‧‧‧整流電路
12‧‧‧二次側控制電路
121‧‧‧開關訊號產生電路
1211‧‧‧D型正反器
1212‧‧‧SR正反器
122‧‧‧輸入電壓確認電路
123‧‧‧最大導通時間控制電路
1231‧‧‧計時器
124‧‧‧伏秒平衡電路
125‧‧‧邏輯判斷電路
1251‧‧‧反或閘(NOR GATE)
126‧‧‧比較器
127‧‧‧驅動閘
128‧‧‧脈波產生電路
129‧‧‧分路調節器
1291‧‧‧誤差放大器
1292‧‧‧調節開關
13‧‧‧開關控制單元
131‧‧‧電流-電壓轉換電路
132‧‧‧PWM訊號產生電路
1321‧‧‧震盪電路
1322‧‧‧D型正反器
1323‧‧‧比較器
133‧‧‧脈波產生電路
1331‧‧‧延遲電路
1332‧‧‧反閘
1333‧‧‧及閘
134‧‧‧延遲導通電路
1341‧‧‧D型正反器
1342‧‧‧反閘
135‧‧‧驅動閘
136‧‧‧驅動閘
14‧‧‧反饋電路
15‧‧‧變壓器
15a‧‧‧一次側
15b‧‧‧二次側
16‧‧‧訊號耦合電路
16T‧‧‧變壓器
161‧‧‧電容
162‧‧‧電容
16a‧‧‧一次側
16b‧‧‧二次側
17‧‧‧功率開關
18‧‧‧同步整流開關
CLK‧‧‧時脈訊號
COMP‧‧‧反饋訊號
DAC‧‧‧數位類比轉換電路
M1‧‧‧二極體
PLS‧‧‧第一同步訊號
R1、R2‧‧‧電阻
R71‧‧‧電阻
RAMP‧‧‧斜坡訊號
SIP‧‧‧訊號
SPWM‧‧‧初始PWM訊號
SP‧‧‧脈波訊號
SMT‧‧‧最大導通時間訊號
SVT‧‧‧伏秒訊號
SIW‧‧‧PWM脈寬訊號
SW‧‧‧操作訊號
SYNC‧‧‧第二同步訊號
TP‧‧‧雙止時間(Dead time)
OUT‧‧‧輸出端
VCC‧‧‧內部電源
VIN‧‧‧輸入電壓
VG‧‧‧同步整流開關訊號
VOUT‧‧‧輸出電壓
VREF‧‧‧參考電壓
VT1~VT3‧‧‧臨界電壓
VS‧‧‧輸入電壓相關訊號
VTR‧‧‧二次側位準偵測訊號
W1‧‧‧一次側繞組
W2‧‧‧二次側繞組
W3‧‧‧一次側繞組
W4‧‧‧二次側繞組
第1圖示出本發明的具有同步控制功能的電源轉換器的方塊示意圖。 第2圖示出本發明之反饋電路14的一實施例。 第3A圖示出本發明之訊號耦合電路16的一實施例。 第3B圖示出本發明之訊號耦合電路16的另一實施例。 第4圖示出本發明之開關控制單元13的一實施例之方塊示意圖。 第5圖示出本發明之開關控制單元13的一具體實施例。 第6圖示出本發明之脈波產生電路133的一具體實施例。 第7圖示出本發明之初始PWM訊號、第一同步訊號、操作訊號及同步整流開關訊號的波形示意圖。 第8圖示出本發明之二次側控制電路12的一實施例之方塊示意圖。 第9A圖示出本發明之開關訊號產生電路121的一實施例。 第9B圖示出本發明之開關訊號產生電路121的另一實施例。 第10圖示出本發明之二次側控制電路12的一具體實施例。 第11圖示出本發明之邏輯判斷電路125的一實施例。 第12圖示出本發明之最大導通時間控制電路123的一實施例。 第13圖示出本發明輸入電壓確認電路122的一電路具體實施例。
100‧‧‧具有同步控制功能的電源轉換器
11‧‧‧整流電路
12‧‧‧二次側控制電路
13‧‧‧開關控制單元
14‧‧‧反饋電路
15‧‧‧第一變壓器
15a‧‧‧一次側
15b‧‧‧二次側
16‧‧‧訊號耦合電路
17‧‧‧功率開關
18‧‧‧同步整流開關
COMP‧‧‧反饋訊號
M1‧‧‧二極體
PLS‧‧‧第一同步訊號
R71‧‧‧電阻
SW‧‧‧操作訊號
SYNC‧‧‧第二同步訊號
OPTO‧‧‧二次側反饋訊號端
OUT‧‧‧輸出端
VIN‧‧‧輸入電壓
VG‧‧‧同步整流開關訊號
VOUT‧‧‧輸出電壓
VTR‧‧‧二次側位準偵測訊號
W1‧‧‧一次側繞組
W2‧‧‧二次側繞組

Claims (21)

  1. 一種具有同步控制功能的電源轉換器，用以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓於該具有同步控制功能的電源轉換器的一輸出端，該具有同步控制功能的電源轉換器包含: 一第一變壓器; 一功率開關，與該第一變壓器的一次側繞組耦接，用以根據一操作訊號而導通或關閉，以控制該第一變壓器的一次側繞組，進而將與該第一變壓器的一次側繞組耦接的該輸入電壓轉換為與該第一變壓器的二次側繞組耦接的該輸出電壓; 一開關控制單元，與該功率開關耦接，用以根據一與該輸出電壓相關的反饋訊號而產生該操作訊號，並產生一與該操作訊號相關之第一同步訊號; 一訊號耦合電路，與該開關控制單元耦接，用以根據該第一同步訊號，耦合產生一實質對應於該第一同步訊號的第二同步訊號; 一同步整流開關，耦接於該第一變壓器的二次側繞組與該輸出端之間，用以根據一同步整流開關訊號而導通或關閉，以進行同步整流; 以及 一二次側控制電路，與該第一變壓器的二次側繞組及該同步整流開關耦接，該二次側控制電路根據一二次側位準偵測訊號及該第二同步訊號，產生該同步整流開關訊號以控制該同步整流開關; 其中，該同步整流開關訊號根據該第一同步訊號的第一方向之位準變換，決定該同步整流開關之關閉時點; 又，該操作訊號根據該第一同步訊號的第二方向之位準變換，決定該功率開關的導通時點，藉此，當該功率開關導通時，該同步整流開關為關閉，其中該第一方向與該第二方向互為反向;  其中，根據該第一同步訊號的脈寬，而使得該同步整流開關之關閉時點及該功率開關的導通時點彼此之間具有一雙止時間 (Dead time)。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該第一同步訊號和第二同步訊號為脈波訊號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該第一同步訊號和第二同步訊號的脈波長度為200 nsec(奈秒)或以下。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該訊號耦合電路包括一第二變壓器，耦接於該開關控制單元與該二次側控制電路之間。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該訊號耦合電路包括： 一第一電阻，其具有一第一端耦接於該開關控制單元，一第二端耦接於該第一變壓器一次側的地; 一第二電阻，其具有一第三端耦接於該二次側控制電路，一第四端耦接於該第一變壓器二次側的地; 以及 一第一電容及一第二電容，該第一電容耦接於該第一電阻的第一端和該第二電阻的第三端之間，且該第二電容耦接於該第一電阻的第二端和該第二電阻的第四端之間。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該第一電容及/或第二電容為Y電容。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該開關控制單元包括： 一PWM訊號產生電路，用以根據該反饋訊號，產生一初始PWM訊號; 一脈波產生電路，與該PWM訊號產生電路耦接，用以根據該初始PWM訊號，產生該脈波訊號，該脈波訊號係用以產生該第一同步訊號; 以及 一延遲導通電路，與該PWM訊號產生電路和該脈波產生電路耦接，用以根據該初始PWM訊號及該脈波訊號，產生該操作訊號; 其中，根據該脈波訊號，使該操作訊號的導通時點相較於該初始PWM訊號的導通時點延遲一段時間，該延遲時間對應於該脈波訊號的脈寬。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該開關控制單元更包括： 一電流-電壓轉換電路，耦接於該反饋訊號和該PWM訊號產生電路之間，用以接收該反饋訊號後，對該反饋訊號進行電流-電壓轉換，再將電流-電壓轉換後的反饋訊號輸出給該PWM訊號產生電路。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該二次側控制電路包括： 一開關訊號產生電路，用以根據該二次側位準偵測訊號和該第二同步訊號，產生該同步整流開關訊號; 其中，該二次側位準偵測訊號決定該同步整流開關的導通時點，該第二同步訊號決定該同步整流開關的關閉時點。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該二次側控制電路更包含一輸入電壓確認電路，用以確認該輸入電壓是否落在一預設範圍內，若否，則禁能該開關訊號產生電路。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該二次側控制電路更包含一最大導通時間控制電路，用以判斷該同步整流開關訊號之導通時間是否到達一上限，如是，則關閉該同步整流開關訊號而蓋過(override)該第二同步訊號之決定。
  12. 如申請專利範圍第9項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該二次側控制電路更包含一伏秒平衡電路，該伏秒平衡電路根據該輸入電壓、該操作訊號的導通時間、該輸出電壓之目標值、及該同步整流開關訊號，產生一伏秒訊號；且該開關訊號產生電路根據該伏秒訊號而控制該同步整流開關，以使得該輸入電壓和該操作訊號的導通時間之乘積相等於該輸出電壓和該同步整流開關訊號的導通時間之乘積(達成伏秒平衡)，於達成伏秒平衡時，則關閉該同步整流開關訊號而蓋過(override)該第二同步訊號之決定。
  13. 如申請專利範圍第9項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該第二同步訊號設定了一個旗標，此旗標致能了該開關訊號產生電路，且當該開關訊號產生電路輸出之該同步整流開關訊號導通該同步整流開關後，經過一段延遲之後，重置該旗標。
  14. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該同步整流開關包括並聯的一開關與一二極體，該二極體的陽極耦接於該輸出端，陰極耦接於該第一變壓器的二次側繞組。
  15. 範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該二極體為同步整流開關本身的寄生二極體、或是一個獨立的二極體。
  16. 如申請專利範圍第1項所述之具有同步控制功能的電源轉換器，其中該二次側控制電路經由一電阻與該變壓器的二次側繞組耦接，以取得該二次側位準偵測訊號。
  17. 一種控制電源轉換器的方法，該電源轉換器包含一第一變壓器; 一功率開關，與該第一變壓器的一次側繞組耦接，用以根據一操作訊號而導通或關閉，以控制該第一變壓器的一次側繞組，進而將與該第一變壓器的一次側繞組耦接的該輸入電壓轉換為與該第一變壓器的二次側繞組耦接的該輸出電壓; 以及一同步整流開關，耦接於該第一變壓器的二次側繞組與該電源轉換器的輸出端之間，該控制電源轉換器的方法包含: 根據與該輸出電壓相關的一反饋訊號而產生該操作訊號，並產生一與該操作訊號相關之第一同步訊號; 根據該第一同步訊號，耦合產生一實質對應於該第一同步訊號的第二同步訊號，傳遞給該第一變壓器的二次側; 根據該二次側繞組的位準，決定該同步整流開關的導通時點，並根據該第一同步訊號的第一方向之位準變換，決定該同步整流開關之關閉時點; 根據該第一同步訊號的第二方向之位準變換，決定該功率開關的導通時點，藉此，當該功率開關導通時，該同步整流開關為關閉，其中該第一方向與該第二方向互為反向;  以及 根據該第一同步訊號的脈寬，而使得該同步整流開關之關閉時點及該功率開關的導通時點彼此之間具有一雙止時間 (Dead time)。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之控制電源轉換器的方法，其中該根據該第一同步訊號的脈寬，而使得該同步整流開關之關閉時點及該功率開關的導通時點彼此之間具有一雙止時間之步驟包括： 根據該反饋訊號，產生一初始PWM訊號; 根據該初始PWM訊號，產生該脈波訊號，該脈波訊號係用以產生該第一同步訊號; 以及 根據該初始PWM訊號及該脈波訊號，產生該操作訊號; 其中，根據該脈波訊號，使該操作訊號的導通時點相較於該初始PWM訊號的導通時點延遲一段時間，該延遲時間對應於該脈波訊號的脈寬。
  19. 如申請專利範圍第17項所述之控制電源轉換器的方法，更包含:確認該輸入電壓是否落在一預設範圍內，若否，則禁能該同步整流開關。
  20. 如申請專利範圍第17項所述之控制電源轉換器的方法，更包含:判斷該同步整流開關之導通時間是否到達一上限，如是，則關閉該同步整流開關訊號而蓋過(override) 根據該第一同步訊號的第一方向之位準變換，所決定該同步整流開關之關閉時點。
  21. 如申請專利範圍第17項所述之控制電源轉換器的方法，更包含:其根據該輸入電壓、該操作訊號的導通時間、該輸出電壓之目標值、及該同步整流開關之一控制訊號，產生一伏秒訊號；以及根據該伏秒訊號而控制該同步整流開關，以使得該輸入電壓和該操作訊號的導通時間之乘積相等於該輸出電壓和該同步整流開關訊號的導通時間之乘積(達成伏秒平衡)，於達成伏秒平衡時，則關閉該同步整流開關訊號而蓋過(override) 根據該第一同步訊號的第一方向之位準變換，所決定該同步整流開關之關閉時點。
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