CN104065149B - 充电控制电路、反激式电源变换系统及充电控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种充电控制电路、反激式电源变换系统及充电控制方法。提供了一种包括充电控制电路、充电电路和整流电路的反激式电源变换系统。充电控制电路基于从辅助绕组反馈的第一输入电压信号从两种恒压充电控制模式和两种恒流充电控制模式中选择一种充电控制模式，并产生与选择的充电控制模式有关的第一控制信号以及电压控制信号；将电流检测电阻上的第二输入电压信号与电压控制信号、第一和第二过电流保护阈值电压进行比较以产生第二控制信号；基于第一和第二控制信号产生控制开关的通断的第三控制信号。本发明采用了两段式恒流加两段式恒压的全新控制方式，实现了对电池的快速充电并延长电池的寿命。

Description

充电控制电路、反激式电源变换系统及充电控制方法

技术领域

本发明涉及一种充电控制电路，更具体地讲，本发明涉及一种充电控制电路及使用该充电控制电路的反激式电源变换系统及充电控制方法。

背景技术

一般来说，AC/DC电源系统通过变压器来隔离原边输入和副边输出，为了把输出电压的信息反馈回控制回路，一般是通过光耦把副边信息传给原边的控制芯片；但是实际上原边和副边输出电压有很强的关联，因此可以通过合适的方式，直接通过控制原边的信息来控制输出电压。在这种情况下，就可以省掉很多元器件，比如TL431、光耦等，这样整个电源系统成本能够大大的降低。

图1是根据现有技术的反激式电源变换系统的简要示图。

图1所示的反激式电源变换系统包括整流电路110、充电电路120和充电控制电路130。其中，整流电路110对从交流电源输入的电压进行桥式整流并将桥式整流后所得的电压信号Vin输入到充电电路120。充电电路120包括原边绕组Np、副边绕组Nsec以及辅助绕组Naux以及与其各自相连的二极管、电阻以及电容等辅助电路。原边绕组Np连接到开关Q。开关Q为双极型晶体管BJT，也可以为金属氧化物半导体场效应管MOSFET以及绝缘栅双极型晶体管IGBT。下面以双极型晶体管BJT为例来描述开关Q与其他部件的连接关系。这里，原边绕组连接到开关Q的集电极，开关Q的基极连接到充电控制电路130，而该开关Q的发射极连接有电流感测电阻Rs，电流感测电阻Rs的另一端接地。副边绕组Nsec上连接有二极管D1和电容C1，在C1两端作为输出端为电池充电。在此，Req为输出线缆的等效电阻，而Vo表示实际为电池充电的充电电压Vo。电阻R1和电阻R2串联之后连接到辅助绕组Naux，电阻R1一端连接到辅助绕组Naux和二极管D3的阳极，另一端与电阻R2相连，电阻R2的另一端接地；二极管D3的阴极和与电容C2连接。这里，电阻R2上的电压信号作为反馈电压被输入到充电控制电路130，例如输入到充电控制电路130的FB端子，电流感测电阻Rs上的电压信号被输入到充电控制电路130的CS端子。充电控制电路130根据输入的电阻R2以及电流检测电阻Rs上的电压信号在DRV端子处输出开关控制信号从而对开关Q进行控制。在充电控制电路130中还可包括退磁检测模块和采样控制模块。退磁检测模块根据FB处输入的反馈电压来检测退磁区间并由此输出退磁信号。当副边绕组处于退磁区间时，退磁信号为高电平，否则为低电平。采样控制模块根据退磁检测模块输出的退磁信号来控制采样控制模块。

图2示出了图1所示的反激式电源变换系统中反馈电压、退磁信号、采样控制信号、输出电流、原边电流、以及电流检测电阻上的电压的波形变化时序图。

参照图2，开关Q1在t_ON区间导通，而在t_OFF区间关断，T_S表示一个通断周期，Tdemag表示在开关Q1关断时的退磁区间。根据图2所示的波形图可以得知，图1所示的反激式电源系统在开关Q1导通时，原边绕组的输出电流Ipri和电流感测电阻Rs上的电压Vcs呈线性逐渐上升至各自最高电流Ipri(0)和最高电压Vcs_peak，由原边绕组和副边绕组构成的变压器储藏电能，而电阻R2上的电压(也图1中FB点处的电压，下面将其称为反馈电压V_FB)及副边输出电流Isec接近于0，并且退磁信号demag和采样控制信号Sm-sw输出低电平。在开关Q1关断时，原边的输出电流Ipri和电流感测电阻Rs上的电压Vcs立即变为0，从而变压器释放电能，退磁信号demag输出高电平以表示退磁过程，同时采样控制信号Sm-sw输出高电平以进行采样，反馈电压V_FB及副边输出电流Isec由其最高值呈线性逐渐下降，这里，Isec(0)表示副边输出电流Isec的最高值。当副边上的退磁过程几乎完成，也即副边绕组的电流Isec几乎变为零时，采样控制信号Sm-sw由高电平变为为低电平，采样结束。

为了将电池的充电电压(也即副边绕组的输出电压)调节到额定电压范围内，通常需要提取与输出电压和/或输出负载有关的信息。在如上所述的单端反激式电源系统工作在电流断续模式(DCM)的情况下，这些信息能够通过辅助绕组很好的被提取出来，在开关Q1开通的时刻，变压器储能，当开关Q关断时候，变压器上储存的能量释放到副边绕组的输出端。此时，辅助绕组的电压基本上很好地映射了输出电压Vo，辅助绕组侧FB点处的电压，也即电阻R2上施加的电压V_FB和输出电压Vo的关系如下所示：

$V_{\mathrm{FB}}=\frac{R2}{R1+R2}\&CenterDot;\mathrm{Vaux}=K\&CenterDot;N1\&CenterDot;(\mathrm{Vo}+V_F+\mathrm{Io}\&CenterDot;\mathrm{Req})---<1>$

其中：K＝R2/(R1+R2)为反馈系数，N1＝Na/Ns为变压器辅助绕组和副边匝数比，Na表示辅助绕组的匝数，Ns为副边绕组的匝数，V_F是输出二极管D1上的压降，Io为输出电流，即对电池充电的充电电流，Req是输出线等效电阻，Vo为输出电压，也即为电池充电的充电电压。

图1所示的充电控制电路中采用了“采样保持”的方式：当副边上的退磁过程几乎完成，也即副边绕组的电流I_sec几乎变为零时，与辅助绕组的电压V_aux相应的反馈电压VFB例如在图2的点A处被采样，采样的电压通常被保持直到下一次退磁开始。同时通过负反馈环路调节采样电压到固定的参考电压Vref，从而获得和传统副边检测相媲美的恒定电压的调整率。因此：

$V_{\mathrm{FB}}=\frac{R2}{R1+R2}\&CenterDot;\mathrm{Vaux}=K\&CenterDot;N1\&CenterDot;(\mathrm{Vo}+V_F+\mathrm{Io}\&CenterDot;\mathrm{Req})=\mathrm{Vref}---<2>$

所以：

$\mathrm{Vo}=\frac{\mathrm{Vref}}{K\&CenterDot;N1}-V_F-\mathrm{Io}\&CenterDot;\mathrm{Req}---<3>$

由图2同时可以知道，输出电流Io等于Isec电流的平均值，表达式如下：

$\mathrm{Io}=\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{T}I\sec \left(t\right)\&CenterDot;\mathrm{dt}---<4>$

其中一个通断周期Ts的Isec平均电流Isec_avg为：

$I\sec \_\mathrm{avg}=\frac{1}{2}\&CenterDot;I\sec \left(0\right)\&CenterDot;\frac{\mathrm{Tdemag}}{\mathrm{Ts}}---<5>$

其中Isec(0)为Isec的峰值电流；

当每一个工作周期Isec都相同时，则输出电流Io等于Isec_avg，即

$\mathrm{Io}=\frac{1}{2}\&CenterDot;I\sec \left(0\right)\&CenterDot;\frac{\mathrm{Tdemag}}{\mathrm{Ts}}---<6>$

由变压器原副边电流关系可以得到：

I sec(0)＝N·Ipri(0)

因此：

$\mathrm{Io}=\frac{N}{2}\&CenterDot;\mathrm{Ipri}\left(0\right)\&CenterDot;\frac{\mathrm{Tdemag}}{\mathrm{Ts}}$

$\mathrm{Io}=\frac{N}{2}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Vcs}\_\mathrm{peak}}{\mathrm{Rs}}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Tdemag}}{\mathrm{Ts}}---<7>$

其中：N表示原边绕组的匝数和副边绕组的匝数的比值，Vcs_peak＝Ipri(0)·Rs为CS端子(也即电流检测电阻Rs)上输入的电压峰值，Ipri(0)为原边峰值电流，Rs为电流检测电阻。由公式7可以知道，可以设定Vcs_peak为定值，Tdemag/Ts为定值来实现恒流输出。

但是在原边反激式控制方式的系统中，无论采用单纯的恒压控制还是单纯的恒流控制，都存在充电时间长，电池寿命短的问题。因此需要一种新的控制方式来解决这些问题。

发明内容

两段式恒流加两段式恒压的充电曲线是电池尤其是镍铬电池所需要的最优化的充电曲线，根据电池特性所需要的优化充电曲线，提出了本发明所示的充电控制电路及其包含该充电控制电路的反激式电源变换系统及其充电控制方法。本发明在电池充电的过程中采用了两段式恒流加两段式恒压的全新控制方式，从而能够实现对电池的快速充电并延长电池的寿命。

根据本发明的一方面，提供了一种充电控制电路，所述充电控制电路包括：模式选择电路，接收第一输入电压信号，并基于第一输入电压信号选择第一恒流充电控制模式、第一恒压充电控制模式、第二恒流充电控制模式以及第二恒压充电控制模式中的一种充电控制模式，并输出与选择的充电控制模式有关的第一控制信号以及电压控制信号；过电流保护电路，接收第二输入电压信号和从模式选择电路输出的电压控制信号，并将第二输入电压信号与电压控制信号、第一过电流保护阈值电压、第二过电流保护阈值电压进行比较以输出第二控制信号；逻辑驱动电路，基于从模式选择电路输出的第一控制信号以及从过电流保护电路输出的第二控制信号输出第三控制信号。

根据本发明的另一方面，模式选择电路包括：退磁检测器，将第一输入电压与第一参考电压相比较并输出退磁信号，其中，当退磁过程正在进行时，退磁信号为高电平，当退磁过程结束时，退磁信号为低电平；第一恒压充电控制电路，基于第一输入电压、第二参考电压和退磁信号输出第一电平信号和第一电压信号；第一恒流充电控制电路，基于退磁信号输出第二电平信号；第二恒流充电控制电路，基于退磁信号输出第三电平信号，其中，第二电平信号的频率高于第三电平信号的频率；第二恒压充电控制电路，基于第一输入电压和第三参考电压输出第四电平信号；控制电压输出电路，基于从第一恒压充电控制电路输出的第一电压信号而输出电压控制信号；其中，第二电平信号与第四电平信号进行逻辑与操作，并将该逻辑与操作的结果与第一电平信号进行逻辑与操作获得第一逻辑与操作结果；第三电平信号与第四电平信号进行逻辑与操作，并将该逻辑与操作的结果与第一逻辑与操作结果进行逻辑或操作以输出第一控制信号。

根据本发明的另一方面，第一恒压充电控制电路包括：采样控制器，根据退磁检测器输出的退磁信号来生成用于控制采样开关的通断的采样控制信号，其中，采样开关一端接入第一输入电压信号，另一端连接至第一电容和第一误差放大器，第一电容的另一端接地，其中，将第一电容上的电压作为采样电压输入至第一误差放大器；第一误差放大器，将采样电压与第二参考电压之间的差值进行放大以输出第一电压信号，并将第一电压信号输入至第一比较器和控制电压输出电路；斜坡信号发生器，在退磁信号变为高电平的时刻，将斜坡信号复位到第一电压值，并输出电压在第一电压值和第二电压值之间逐渐降低的斜坡信号，其中，第一电压值大于第二电压值；第一比较器，将从第一误差放大器输出的第一电压信号和斜坡信号发生器输出的斜坡信号进行比较，并输出第一电平信号。

根据本发明的另一方面，在第一恒流充电控制电路中，第一电流镜、第一开关、第二开关、第二电流镜依次串联连接，退磁信号经过非门控制第一开关，并直接控制第二开关，第二电容与第二开关和第二电流镜所形成的串联电路并联，第二电容上的电压信号输入第二比较器以将该电压信号与第四参考电压进行比较并输出第二电平信号，其中，第二电流镜的输出电流是第一电流镜的输出电流的第一倍数。

根据本发明的另一方面，在第二恒流充电控制电路中，第三电流镜、第三开关、第四开关、第四电流镜依次串联连接，退磁信号经过非门控制第三开关，并直接控制第四开关，第三电容与第四开关和第四电流镜所形成的串联电路并联，第三电容上的电压信号输入第三比较器以将该电压信号与第四参考电压进行比较并输出第三电平信号，其中，第四电流镜的输出电流是第三电流镜的输出电流的第二倍数，其中，第二倍数大于第一倍数。

根据本发明的另一方面，在第二恒压控制电路中，第三参考电压和采样电压输入至第二误差放大器以将第三参考电压和采样电压之间的差值进行放大并输出第二电压信号，第二误差放大器的输出端连接有第四电容和压控振荡器，其中第四电容的另一端接地，压控振荡器根据第二误差放大器输出的电压信号来输出第四电平信号。

根据本发明的另一方面，当采样电压小于第三参考电压时，第四电平信号为高电平；当采样电压小于第二参考电压时，第一电平信号为高电平，第二电平信号的频率大于第三电平信号的频率，第一控制信号由第二电平信号决定，模式选择器选择第一恒流充电控制模式；当采样电压等于第二参考电压时，第一电平信号为具有第一频率的电平信号，其中，第一频率低于第二电平信号的频率并高于第三电平信号的频率，第一控制信号由第一电平信号决定，模式选择器选择第一恒压充电控制模式；当采样电压大于第二参考电压小于第三参考电压时，第一电平信号为低电平，第一控制信号由第三电平信号决定，模式选择器选择第二恒流充电控制模式；当采样电压等于第三参考电压时，第一电平信号为低电平，第四电平信号的频率低于第三电平信号的频率，第一控制信号由第四电平信号决定，模式选择器选择第二恒压充电控制模式。

根据本发明的另一方面，第一恒压充电控制电路输出的第一电压信号输入至控制电压输出电路中串联连接的第一电阻和第二电阻，第二电阻上的电压作为电压控制信号经控制电压输出电路中的低通滤波器滤波后输出至过电流保护电路。

根据本发明的另一方面，过电流保护电路包括：第四比较器，将第二输入电压信号和电压控制信号相比较，从而在第二输入电压信号的电压等于电压控制信号的电压时输出高电平；第五比较器，将第二输入电压信号和第一过电流保护阈值电压相比较，从而在第二输入电压信号的电压等于第一过电流保护阈值电压时输出高电平；第六比较器，将第二输入电压信号和第二过电流保护阈值电压相比较，从而在第二输入电压信号的电压等于第二过电流保护阈值电压时输出高电平；其中，第四比较器的输出结果与第六比较器的输出结果进行逻辑与操作，并且该逻辑与操作的结果与第五比较器的输出结果进行逻辑或操作以输出第二控制信号，其中，第一过电流保护阈值电压大于第二过电流保护阈值电压。

根据本发明的另一方面，当采样电压小于第二参考电压时，第一误差放大器输出的第一电压信号为第三电压值，其中，第三电压值大于第一电压值，第一过电流保护阈值电压被设定为在第一电压信号为第一电压值时第二电阻上的电压值，并且第二过电流保护阈值电压小于第一过电流保护阈值电压。

根据本发明的另一方面，当采样电压小于第二参考电压时，在第二输入电压信号的电压小于第一过电流保护阈值电压时，第二控制信号为低电平，而在第二输入电压信号的电压等于第一过电流保护阈值电压时，第二控制信号为高电平；当采样电压等于第二参考电压时，第一误差放大器输出的第一电压信号在第一电压值和第二电压值之间变化，当第二输入电压信号的电压等于在电压控制信号和第二过电流保护阈值电压中的较高电压与第一过电流保护阈值电压中选择的较低的电压时，第二控制信号为高电平；当第二输入电压信号的电压小于电压控制信号和第二过电流保护阈值电压中的至少一个并且小于第一过电流保护阈值电压时，第二控制信号为低电平；当采样电压大于第二参考电压并小于第三参考电压时或者当采样电压等于第三参考电压时，第一误差放大器输出的第一电压信号为低电平，当第二输入电压信号的电压小于第二过电流保护阈值电压时，第二控制信号为低电平，而当第二输入电压信号的电压等于第二过电流保护阈值电压时，第二控制信号为高电平。

根据本发明的另一方面，在第二控制信号为高电平时，逻辑驱动电路输出低电平的第三控制信号，而在第二控制信号为低电平而第一控制信号为高电平时，逻辑驱动电路输出高电平的第三控制信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种包括如上所述的充电控制电路的反激式电源变换系统，所述反激式电源变换系统还包括：整流电路，将从交流电源输入的电压信号进行整流并输入至充电电路；充电电路，基于整流电路输入的电压信号以及从充电控制电路输出的第三控制信号来对电池进行充电，其中，在充电电路中，原边绕组、开关、电流检测电阻依次串联连接，电流检测电阻的另一端接地，电流检测电阻上的电压信号作为充电控制电路中的第二输入电压信号而输入至充电控制电路，充电控制电路输出的第三控制信号用于控制开关的导通和关断；充电电路中的副边绕组的输出电压用于对电池进行充电；充电电路中的辅助绕组反映副边绕组输出电压的变化，并且连接有串联连接的第三电阻和第四电阻，其中，第四电阻的另一端接地，第四电阻上的电压信号作为充电控制电路的第一输入电压信号将副边绕组对电池进行充电的输出电压反馈到充电控制电路。

根据本发明的另一方面，在第一恒流充电控制模式下，副边绕组以第一恒定电流对电池进行充电；在第一恒压充电控制模式下，副边绕组以第一恒定电压对电池进行充电；在第二恒流充电控制模式下，副边绕组以第二恒定电流对电池进行充电；在第二恒压充电控制模式下，副边绕组以第二恒定电压对电池进行充电；其中，第一恒定电流大于第二恒定电流，第二恒定电压大于第一恒定电压。

根据本发明的另一方面，提供了一种在反激式电源变换系统中对电池进行充电的充电控制方法，包括：基于反映反激式电源变换系统中的电池的充电电压的变化的第一输入电压信号选择第一恒流充电控制模式、第一恒压充电控制模式、第二恒流充电控制模式以及第二恒压充电控制模式中的一种充电控制模式，并产生与选择的充电控制模式有关的第一控制信号以及电压控制信号；将与反激式电源变换系统中的原边绕组串联连接的反应原边绕组的电流变化的第二输入电压信号与电压控制信号、第一过电流保护阈值电压、第二过电流保护阈值电压进行比较产生第二控制信号；基于第一控制信号和第二控制信号产生第三控制信号来控制反激式电源变换系统中与原边绕组串联连接的开关以对反激式电源变换系统的充电操作进行控制。

根据本发明的另一方面，当电池的充电电压小于第一预定值时，选择第一恒流充电控制模式从而以第一恒定电流对电池进行充电；在电池的充电电压等于第一预定值时，选择第一恒压充电控制模式从而以第一恒定电压对电池进行充电；在电池的充电电压大于第一预定值而小于第二预定值时，选择第二恒流充电控制模式从而以第二恒定电流对电池进行充电；在电池的充电电压等于第二预定值时，选择第二恒压充电控制模式，从而以第二恒定电压对电池进行充电；其中，第一恒定电流大于第二恒定电流，第二恒定电压大于第一恒定电压。

根据本发明的另一方面，在第二控制信号为高电平时，产生低电平的第三控制信号从而使开关关断；在第二控制信号为低电平而第一控制信号为高电平时，产生高电平的第三控制信号从而使开关导通。

附图说明

图1是根据现有技术的反激式电源变换系统的简要示图。

图2示出了图1所示的反激式电源变换系统中反馈电压、退磁信号、采样控制信号、输出电流、原边电流、以及电流检测电阻上的电压的波形变化时序图。

图3和图4均示出了根据本发明示例性实施例的两段式恒流加两段式恒压控制I-V曲线图。

图5示出了根据本发明示例性实施例的实现如图4所示的充电控制方式的反激式电源变换系统的框图。

图6示出了根据本发明示例性实施例的充电控制电路中的模式选择电路的示意图。

图7示出了根据本发明示例性实施例的充电控制电路的过电流保护电路的示意图。

图8示出了根据本发明示例性实施例的充电控制电路的逻辑驱动电路的电路示意图。

图9是根据本发明示例性实施例的第一恒流充电控制电路的示例性电路图。

图10是根据本发明示例性实施例的第一恒流充电控制模式下的时序图。

图11是根据本发明示例性实施例的第二恒流充电控制电路的示例性电路图。

图12是根据本发明示例性实施例的第二恒压充电控制电路的示例性电路图。

图13示出了压控振荡器VCO的输出频率与输入电压之间的关系示图。

图14示出了根据本发明示例性实施例的根据电池的充电电压的变化而改变的充电电池的充电电流、过电流保护的电压以及开关的工作频率Fo的变化的示意图。

具体实施方式

下面将结合具体的实施例来对本发明进行详细的描述。本领域技术人员应该理解，本发明所示的实施例只是示例性的，并不作为对本发明的限制。

图3和图4均示出了根据本发明示例性实施例的两段式恒流加两段式恒压控制I-V曲线图，其不同之处在于横纵坐标的不同，从而使本领域技术人员能够更清楚更直观地了解根据本发明示例性实施例的采用两段式恒流加两段式恒压控制方式的输出电流Io和输出电压Vo的变化。根据图3和图4所示，当电池的充电电压Vo小于电压V1时，由与第一恒流充电控制模式相应的恒定的大电流Icc_h对电池进行快速充电；当电池电压达到电压V1时，则用与第一恒压充电控制模式相应的恒定的电压V1对电池进行充电，同时电池的充电电流逐渐减小；当电池的充电电流减小到Icc_l(Icc_l小于Icc_h)时，则进入第二恒流充电控制模式，使电池的充电电流维持在Icc_l；当电池电压达到电压V2(V2大于V1)时，则进入第二恒压充电控制模式，从而以恒定电压V2对电池进行充电，此时电池的充电电流由Icc_l继续减小，直到为“0”，即不对电池充电。

图5示出了根据本发明示例性实施例的实现如图4所示的充电控制方式的反激式电源变换系统的框图。

如图5所示，根据本发明示例性实施例的反激式电源变换系统包括整流电路510、充电电路520和充电控制电路530。其中，整流电路510对输入的交流电源进行桥式整流并将桥式整流后所得的电压信号Vin输入到充电电路520。充电电路520包括原边绕组Np、副边绕组Nsec以及辅助绕组Naux以及与其各自相连的二极管、电阻以及电容等构成的辅助电路。原边绕组连接到开关Q。在本发明中开关Q是以双极型晶体管BJT为例进行的描述，但是本领域技术人员应该理解，这里的开关Q也可以为MOSFET以及IGBT等等开关晶体管。

这里，根据本发明示例性实施例的整流电路510和充电电路520与现有技术中如图1所示的整流电路110以及充电电路120具有相同的结构。根据本发明示例性实施例的充电控制电路530包括模式选择电路5310、逻辑驱动电路5320和过电流保护电路5330。本领域技术人员应该理解，这里所述的充电控制电路530是相对独立的控制芯片，其可以应用于反激式电源变换系统，也可以应用到其他电路系统而进行相应的控制。为了便于本领域技术人员更好地理解本发明，在本发明中将该充电控制电路530应用于反激式电源变换系统中以对该反激式电源变换系统中的开关Q进行控制，进而以两段式恒流两段式恒压的控制方式对电池进行充电。

这里，模式选择电路5310接收从FB处反馈的反馈电压V_FB。模式选择电路5310根据电池充电电压Vo的变化选择如图4所示的不同的控制模式。具体来讲，模式选择电路5310基于与电池的充电电压Vo相应的从FB处反馈的反馈电压V_FB选择如图4所示的第一恒流充电控制模式、第一恒压充电控制模式、第二恒流充电控制模式以及第二恒压充电控制模式中的一种充电控制模式，并向逻辑驱动电路5320输出与选择的充电控制模式有关的控制信号s1，同时向过电流保护电路5330输出电压控制信号Vctrl。这里，反馈电压V_FB与电池的充电电压Vo之间的关系如等式<1>所示，并且第一恒流充电控制模式下对电池进行充电的电流大于第二恒流充电控制模式下对电池进行充电的电流，而第一恒压充电控制模式下的电池的充电电压小于第二恒压充电控制模式下电池的充电电压。

过电流保护电路5330除了接收从模式选择电路5310输出的电压控制信号Vctrl之外，还接收通过开关Q与原边绕组连接的电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs(也即端子CS处的电压信号)以及过第一过电流保护阈值电压Vth-max以及第二过电流保护阈值电压Vth-min，其中，第一过电流保护阈值电压Vth-max大于第二过电流保护阈值电压Vth-min。过电流保护电路5330将输入的电压控制信号Vctrl、第一过电流保护阈值电压Vth-max以及第二过电流保护阈值电压Vth-min分别与电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs进行比较并向逻辑驱动电路5320输出控制信号s2。

当电池的充电电压Vo小于电压值V1并且电流检测电阻Rs的电压信号等于第一过电流保护阈值电压Vth-max时，过电流保护电路5330输出的控制信号s2为高电平。

当电池的充电电压Vo等于V1时，电压控制信号Vctrl和第二过电流保护阈值电压Vth_min中比较高的电压和第一过电流保护阈值电压Vth_max比较，选择一个比较低的电压，当电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs等于该较低的电压时，控制信号s2为高电平；而另外在电流检测电阻上的电压信号Vcs小于电压控制信号Vctrl和第二过电流保护阈值电压Vth_min中的至少一个并且小于第一过电流保护阈值电压Vth_max时，控制信号s2为低电平。

当电池的充电电压Vo大于电压V1小于电压V2或者等于电压V2时，在电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs的电压值等于第二过电流保护阈值电压Vth_min时，控制信号s2为高电平信号。需要注意的是，无论在什么情况下，当控制信号s2输出高电平信号时，开关Q关断。

逻辑驱动电路5320根据从模式选择电路5310输出的控制信号s1和过电流保护电路5330输出的控制信号s2来输出驱动控制信号Sdrv以对开关Q的导通和关断进行控制。作为一种示例，驱动控制信号Sdrv通过端子DRV输出到开关Q以对其进行控制，进而对反激式电源变换系统进行控制。

根据图5所示的反激式电源变换系统，可以以两段恒压加两段恒流的控制方式对电池进行充电，从而实现了电池快速充电并优化了电池寿命。

图6示出了根据本发明示例性实施例的充电控制电路530中的模式选择电路5310的示意图。本领域技术人员应该理解，图6所示的电路只是示例性的，并不作为对本发明的限制。

根据图6所示，所述模式选择电路5310包括退磁检测器620、第一恒流充电控制电路640、第一恒压充电控制电路680、第二恒流充电控制电路650、第二恒压充电控制电路660以及控制电压输出电路670。其中，第一恒压充电控制电路680包括采样控制器610、斜坡信号发生器630、误差放大器EA1、比较器CMP0以及采样开关Ks和电容器C0。

如前所述，在开关Q导通时，变压器储存能量，变压器的原边绕组的电流线性上升，电流感测电阻Rs上的电压(作为一种示例，也可以称作端子CS处的电压)Vcs也线性上升。在开关Q关断期间，变压器上储存的能量释放到输出端，退磁开始，此时辅助绕组的电压Vaux映射副边绕组的输出电压，也即电池的充电电压，因为辅助绕组Naux的电阻R2上的反馈电压V_FB为辅助绕组的输出电压Vaux的分压，也即所述反馈电压V_FB也可反映电池的充电电压的大小，因此可通过比较器比较反馈电压V_FB高于某个参考电压Vd(例如0.1V)来判断退磁的开始和结束。

这里，反馈电压V_FB输入到退磁检测器620。在退磁检测器620中设置有比较器以将反馈电压V_FB与参考电压Vd进行比较，并输出退磁信号demag。当退磁检测器620中设置的比较器判断出反馈电压V_FB大于该参考电压Vd时，输出高电平的退磁信号，而当反馈电压V_FB小于该参考电压Vd时，输出低电平的退磁信号。也即，在副边绕组处于退磁区间时，退磁信号demag为高电平，否则，退磁信号demag为低电平。退磁检测器620向第一恒压充电控制电路680、第一恒流充电控制电路640和第二恒流充电控制电路650输出退磁信号demag，而上述部件根据从退磁检测器620接收的退磁信号demag进行相应的操作。

退磁检测器620的退磁信号demag输入至第一恒压充电控制电路680中的采样控制器610和斜坡信号发生器630。采样控制器610根据从退磁检测器620输出的退磁信号生成采样控制信号Sm_sw以控制采样开关Ks，而斜坡信号发生器630根据退磁信号demag生成斜坡信号Vramp。

具体来讲，采样控制器610根据退磁检测器620输出的退磁信号demag来生成采样控制信号Sm_sw，所述采样控制信号Sm_sw用于控制采样开关Ks的通断。在退磁开始时，采样控制器610根据退磁信号demag生成高电平的采样控制信号Sm_sw，使得采样开关Ks闭合，从而反馈电压V_FB输入至误差放大器EA1。在退磁过程几乎结束，也即流经副边绕组的电流Isec接近零(例如图2中所示的A点)时，采样控制信号Sm_sw由高电平转为低电平，采样开关Ks响应采样控制信号Sm_sw由高电平到低电平的转变而断开，此刻的反馈电压V_FB经由一端连接至开关Ks一端接地的电容C0被保持为误差放大器EA1的输入电压信号。为了简便起见，可以将采样开关Ks闭合时输入到比较器EA1的反馈电压V_FB或者采样开关Ks断开时所获得的反馈电压V_FB统称为采样电压Vc0。第一恒压充电控制电路680中的误差放大器EA1将采样电压Vc0与参考电压Vref1(例如2V)进行比较，并将采样电压Vc0与参考电压Vref1之间的差值放大并输出电压信号Vea1。这里，所述采样电压Vc0输入到误差放大器EA1的负向输入端，而参考电压Vref1输入至所述误差放大器EA1的正向输入端。这里误差放大器EA1的输出端分别与控制电压输出电路670和第一恒压充电控制电路中的比较器CMP0连接，以将电压信号Vea1输出到上述这两个部件。

退磁检测器620输出的退磁信号demag还输入到第一恒压充电控制电路680中的斜坡信号发生器630以对斜坡信号发生器630进行控制。具体来讲，当退磁信号demag为高电平时，控制斜坡信号发生器的复位开关以对斜坡信号Vramp进行复位。这里，斜坡信号Vramp的大小在V3-V4之间变化。具体来讲，所述斜坡信号发生器630在退磁信号变为高电平时，将斜坡信号Vramp的电压复位到电压V4，斜坡信号Vramp从电压V4在下降时间内逐渐降低到电压V3(这里，V4＞V3)。所述的逐渐降低表示单调连续地降低，可以是线性降低，也可以是非线性降低。

从误差放大器EA1输出的电压信号Vea1输入到比较器CMP0的正向输入端，而从斜坡信号发生器630输出的斜坡信号Vramp输入到CMP0的反向输入端，从而CMP0可以将输入的电压信号Vea1和斜坡信号Vramp进行比较并输出电平信号CV1，当电池的充电电压Vo小于电压V1时(也即采样电压Vc0小于参考电压Vref1时)，电平信号CV1输出为高电平，而当电池的充电电压Vo等于V1时(也即采样电压Vc0等于参考电压Vref1时)，电平信号CV1为具有第一频率的在高电平和低电平之间变换的电平信号。

控制电压输出电路670接收从第一恒压充电控制模块680输入的电压信号Vea1，并且该控制电压输出电路670包括两个串联的分压电阻Rc1和Rc2和低通滤波器6720。其中，低通滤波器6720连接在两个分压电阻的连接点处以对Rc2上的电压信号进行低通滤波并输出Rc2上的电压信号，也即电压控制信号Vctrl。

作为另一实施例，所述控制电压输出电路670另外还可包括缓冲器6710，所述缓冲器6710与分压电阻Rc1和Rc2串联，用于对从误差放大器EA1输出的电压信号Vea1进行缓冲并将缓冲后的电压信号输入到所述两个分压电阻Rc1和Rc2，以增强电压信号Vea1的驱动能力。

作为又一实施例，所述控制电压输出电路670另外还可以包括电容C6，其可以与分压电阻Rc1和Rc2构成的串联电路(在此情况下，所述控制电压输出电路670可不包括缓冲器6710)并联或者与缓冲器6710、分压电阻Rc1和Rc2共同形成的串联电路并联，以使得反馈环路更加稳定。

对于本领域技术人员来说，需要明确的是，所述控制电压输出电路670可以包括所述缓冲器6710和电容C6中的至少一个，甚至可以不包括所述缓冲器6710和电容C6。

第一恒流充电控制电路640根据从退磁检测器620输出的退磁信号demag生成具有第二频率的其电压值在高电平和低电平之间变换的电平信号cc_high。第二恒流充电控制电路650根据从退磁检测器620输出的退磁信号demag生成具有第三频率的其电压值在高电平和低电平之间变换的电平信号cc_low。其中，所述第二频率高于所述第三频率。

第二恒压充电控制电路660将电容C0上的电压(也即采样电压Vc0)与参考电压Vref2进行比较并输出电平信号CV2，其中CV2在对电池充电的充电电压Vo小于电压V2(即采样电压小于参考电压Vref2)时，电平信号CV2具有高电平；而在对电池充电的充电电压Vo等于电压V2(即采样电压Vc0等于参考电压Vref2)时，输出具有第四频率的其电压值在高电平和低电平之间变换的电平信号CV2。其中，第四频率低于第二频率和第三频率。

根据本发明示例性实施例，从第一恒流充电控制电路640输出的电平信号CC_high与从第二恒压充电控制电路660输出的电平信号CV2输入至与门A1进行逻辑与操作，与门A1的输出信号与电平信号CV1输入至与门A2进行逻辑与操作。从第二恒流充电控制电路650输出的电平信号CC_low与从第二恒压充电控制电路660输出的电平信号CV2输入至与门A3进行逻辑与操作，并且与门A3的输出信号和与门A2的输出信号被输入至或门G1进行逻辑或操作，并从其输出控制信号s1。稍后将对所述四种充电控制模式的工作原理以及示例性的电路结构进行详细的介绍。

图7示出了根据本发明示例性实施例的充电控制电路530的过电流保护电路5330的示意图。所述过电流保护电路5330包括三个比较器CMP1、CMP2和CMP3，一个与门A4、一个或门G2以及前沿消隐电路LEB。在变压器原边绕组侧通过开关Q与原边绕组相连的电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs经用于消除开关Q每次导通所产生的干扰的前沿消隐电路LEB分别被输入到比较器CMP1、CMP2以及CMP3的正向输入端，比较器CMP1CMP2和CMP3的反向输入端分别输入了模式选择电路5310输出的电压控制信号Vctrl、第二过电流保护阈值电压Vth_min和第一过电流保护阈值电压Vth_max，以分别与电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs进行比较。其中，比较器CMP1和CMP2输出的比较结果作为与门A4的输入信号以进行逻辑与操作，并将进行逻辑与操作之后的输出信号输入到或门G2的一个输入端。或门G2的另一个输入端接收来自比较器CMP3的输出信号。

根据图7所示的电路，当电流检测电阻上的电压Vcs达到第一过电流保护阈值电压Vth_max时，比较器CMP3输出高电平，因此或门G2输出的控制信号s2为高电平，在此情况下，开关Q关断。

当电池的充电电压Vo小于电压V1时，采样电压Vc0小于参考电压Vref1，此时误差放大器EA1输出的电压信号Vea1为电源电压AVDD。在本发明中，设定斜坡信号Vramp的电压范围为V3～V4(其中V3＜V4＜AVDD)，同时设定第一过电流保护阈值电压Vth_max为：因此当误差放大器EA1输出的电压信号Vea1的电压值高于V4时，电压控制信号Vctr1的电压(也即)高于第一过电流保护阈值电压Vth_max。因此，电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs小于第一过电流保护阈值电压Vth_max时，比较器CMP1对电压控制信号Vctrl和电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs进行比较的结果为低电平，因此与门A4输出的信号为低电平，此时比较器CMP3输出的比较结果为也低电平，因此或门G2输出的控制信号s2为低电平；在电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs等于第一过电流保护阈值电压Vth_max时，比较器CMP3输出高电平，因此或门G2输出的控制信号s2为高电平。

当电池的充电电压等于电压V1时，采样电压Vc0等于参考电压Vref1，根据本发明示例性实施例的反激式电源变换系统工作在第一恒压充电控制模式下，误差放大器EA1输出的电压信号Vea1在电压V3～V4之间变化，因此电压控制信号Vctrl的电压也在和之间变化。当电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs等于电压控制信号Vctrl和第二过电流保护阈值电压Vth_min中电压比较高的电压时，比较器CMP1和CMP2同时输出高电平，与门A4输出为1，从而或门G2输出的控制信号s2为高电平。另外，当电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs到达第一过电流保护阈值电压Vth_max时，比较器CMP3也输出高电平信号，因而或门G2输出的控制信号s2也为高电平。也就是说，在第一恒压控制模式下，电压控制信号Vctrl和Vth_min中比较高的电压和Vth_max比较，选择一个比较低的电压，当电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs等于该较低的电压时，或门G2输出高电平，开关Q关断。另外在电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs小于电压控制信号Vctrl和第二过电流保护阈值电压Vth_min中的至少一个并且小于第一过电流保护阈值电压Vth_max时，或门G2输出的控制信号s2为低电平。

当电池的充电电压Vo大于电压V1而小于电压V2时(即当采样电压Vc0大于参考电压Vref1而小于参考电压Vref2时)，根据本发明示例性实施例的反激式电源变换系统工作在第二恒流充电控制模式，而在电池的充电电压Vo等于电压V2时(即当采样电压Vco等于参考电压Vref2时)，根据本发明示例性实施例的反激式电源变换系统工作在第二恒压充电控制模式下。在这两种情况下，误差放大器EA1开环并输出低电平信号，因此比较器CMP1输出高电平信号，当电流检测电阻上的电压信号Vcs的电压值小于第二过电流保护阈值电压Vth_min(因此也小于第一过电流保护阈值电压Vth_max)时，或门G2输出为低电平信号；而当电流检测电阻上的电压信号Vcs的电压值等于第二过电流保护阈值电压Vth_min时，或门G2输出高电平信号，开关Q关断。

图8示出了根据本发明示例性实施例的充电控制电路530的逻辑驱动电路5320的电路示意图。应当理解，图8所示的电路只是为了便于本领域技术人员更好地理解本发明，而并不作为本发明的一种限制。

根据本发明的示例性实施例，所述逻辑驱动电路5320包括两个或非门NG1和NG2的输入和输出交叉耦合而成的触发电路和与所述触发电路相连的驱动器。其中，NG1的一个输入为从模式选择电路5310输出的控制信号s1，其另一输入为或非门NG2输出的电平信号；或非门NG2的一个输入为从过电流保护电路5330输出的控制信号s2，其另一输入为或非门NG1输出的电平信号。触发电路中的或非门NG2输出的电平信号输入至驱动器GD8，驱动器GD8输出驱动控制信号Sdrv以驱动开关Q。这里，当控制信号s1为高电平而控制信号s2为低电平时，触发器输出为高电平，从而使驱动器输出驱动控制信号Sdrv为高电平信号进而以使开关Q导通。

本领域技术人员应该理解，驱动开关Q的驱动电路并不限于图8所示的电路结构，其可以是任何可以实现所述功能的驱动电路，而本发明所示出的电路结构仅用作示例的目的。

下面将参照图9至图12来更加详细地描述上述四种充电控制模式。这里需要注意的是，根据本发明示例性实施例的第一恒压充电控制模式表示反激式电源变换系统在电压控制信号Vctrl的控制下，电流检测电阻Rs上的峰值电压Vcs_peak在Vth_min和Vth_max之间变化，这时通过脉冲频率模式(PFM)实现电池的充电电压的恒定；根据本发明示例性实施例的第二恒压充电控制模式也仅示意此时反激式电源变换系统由第二过电流保护电压Vth_min和脉冲频率模式(PFM)下实现恒压功能。本领域技术人员应该理解，下面给出的电路结构只是本发明的一个示例，本发明并不限于如下描述的具体的电路结构，在不脱离本发明的范围的情况下本领域技术人员可以采用其他电路结构来实现。

第一恒流充电控制模式

在本说明书中，电平信号CC_high、CC_low、CV1以及CV2都是由高电平“1”和低电平“0”构成的信号。当电池的充电电压Vo小于电压V1时，由于采样电压Vc0小于参考电压Vref1，因此误差放大器EA1输出的电压信号Vea1为电源电压AVDD，这里设定斜坡信号发生器输出的斜坡信号Vramp电压的范围为V3～V4，其中V3＜V4＜AVDD，因此比较器CMP0输出一直为高电平。另外，在电池的充电电压Vo小于电压V2时，即在采样电压Vc0小于参考电压Vref2时，CV2输出为高电平，而电平信号CC_low的频率低于电平信号CC_high的频率，因此或门G1输出的控制信号s1的频率由电平信号CC_high决定。反激式电源变换系统工作在第一恒流充电控制模式。

图9是根据本发明示例性实施例的第一恒流充电控制电路640的示例性电路图。

如图9所示，所述第一恒流充电控制电路640由电流镜I1(为了方便阅读，其输出电流也用I1表示)和电流镜I1’、非门N9、电容C9、比较器cmp_cc以及两个开关K1和K1’构成，其中，电流镜I1’的电流是电流镜I1的输出电流的k1倍。这里，开关K1’和电流镜I1’串联形成串联电路，该串联电路与电容C9并联形成并联电路。电流镜I1、开关K1依次与上述并联电路一端相连，而该并联电路的另一端接地。其中，电流镜I1的另一端接到电源电压AVDD。这里从退磁检测器620输出的退磁信号demag控制开关K1’的断开和闭合，同时该退磁信号demag经过非门N9来控制开关K1的断开和闭合。电容C9上的电压信号Vramp_cc输入到比较器cmp_cc的正向输入端，而参考电压Va则输入到比较器cmp_cc的负向输入端以进行比较。当电压信号Vramp_cc的电压值大于或等于参考电压Va时，比较器cmp_cc输出的电平信号CC_high为高电平，否则为低电平。

根据图9所示的电路，当退磁信号demag为高电平(即系统工作在退磁状态)时，K1’闭合，K1断开，电流镜I1’对电容C9放电，电压信号Vramp_cc的电压线性下降。当demag为低电平时，开关K1闭合，K1’断开，电流镜I1对电容C9充电；此时，当电压信号Vramp_cc的电压高于参考电压Va时，比较器cmp_cc输出的电平信号CC_high为高电平，从而可控制开关Q的导通。

图10是根据本发明示例性实施例的第一恒流充电控制模式下的时序图，其中，横轴表示时间。V_FB表示在辅助绕组上的FB处的反馈电压，Vd表示退磁检测器620检测退磁过程时使用的参考电压。当反馈电压V_FB大于该参考电压时，退磁检测器620输出高电平的退磁信号demag，而当反馈电压V_FB低于该参考电压时，退磁检测器判断退磁结束而输出低电平的退磁信号demag。Tdemag表示退磁信号demag为高电平的时间区间。关于图9中的电容C9上的电压信号Vramp_cc，可以看到在退磁过程期间该电压信号Vramp_cc的电压逐渐降低，而在退磁信号demag为低电平时，其电压逐渐升高。其中，在电压信号Vramp_cc的电压高于参考电压Va时，电平信号High_cc为高电平。另外图10中的Sdrv是用以表示开关Q的导通和关断的驱动控制信号。当驱动控制信号Sdrv为高电平时，开关Q导通，而当驱动控制信号Sdrv为低电平时，开关Q关断。这里在开关Q导通时，电流检测电阻Rs上的电压信号Vcs逐渐上升，而当电压信号Vcs上升到第一过电流保护阈值电压Vth_max时，驱动控制信号Sdrv变为低电平，开关Q关断。这里，图11中的Tcc_h表示开关Q在第一恒流充电控制模式时的操作周期。

由上面分析可以知道，图9中的电容C9上电压差为：

$\mathrm{Vm}-\mathrm{Vn}=\frac{k1\&CenterDot;I1\&CenterDot;\mathrm{Tdemag}}{C}=\frac{I1\&CenterDot;(\mathrm{Tcc}\_h-\mathrm{Tdemag})}{C}---<8>$

因此，开关的工作周期Tcc_h为：

$\mathrm{Tcc}\_h=\frac{K1\&CenterDot;I1+I1}{I1}\&CenterDot;\mathrm{Tdemag}=(1+k1)\&CenterDot;\mathrm{Tdemag}---<9>$

变压器原边侧的峰值电流为：

$I_p=\frac{\mathrm{Vth}\_\max }{\mathrm{Rs}}---<10>$

假设变压器传输效率为100％，则在第一恒流充电控制模式下对电池进行充电的电流，也即副边的输出电流为：

$\mathrm{Icc}\_h=\frac{\frac{1}{2}\&CenterDot;N\&CenterDot;\mathrm{Ip}\&CenterDot;\mathrm{Tdemag}}{\mathrm{Tcc}\_h}=\frac{N}{2}\&CenterDot;\frac{1}{k1+1}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Vth}\_\max }{\mathrm{Rs}}------<11>$

其中，N为变压器原边匝数和副边匝数的比值，k1为固定值，Vth_max为固定电压，Rs为电流检测电阻的阻值。

第一恒压充电控制模式

当电池的充电电压Vo等于电压V1时，由于采样电压Vc0等于参考电压Vref1，因此误差放大器EA1输出的电压信号Vea1的电压在V3～V4之间变化，如上所述，V3＜V4＜AVDD。此时，反激式电源变换系统工作在第一恒压充电控制模式，误差放大器EA1输出的电压信号Vea1的大小反应了输出电流大小，反激式电源变换系统的工作频率(即开关Q的工作频率)，由电平信号CV1的频率Fcv1决定。具体来讲，从误差放大器EA1输出的电压信号Vea1输入到比较器CMP0的正向输入端，而从斜坡信号发生器630输出的斜坡信号Vramp输入到比较器CMP0的反向输入端，误差放大器EA1输出的电压信号Vea1的电压越低，则在每个工作周期内，斜坡信号Vramp的电压值大于Vea1的电压的时间越长，因此引起比较器CMP0输出的电平信号CV1的频率Fcv1越低。其中，斜坡信号发生器630输出的斜坡信号的电压范围在V3-V4之间变化。为了便于本领域技术人员更好地理解这一点儿，在此将对其进行示例性的描述。当退磁信号demag变为高电平时，斜坡信号Vramp就被复位到初始值V4。举例来说，假设斜坡信号Vramp的电压呈线性变化，V3＝3V，V4＝1V，从电压V3下降到电压V4的时间为1mS，假设此时误差放大器EA1输出的电压信号Vea1的电压为2V，则斜坡信号Vramp的电压下降到2V时，比较器CMP0输出为“1”，开关Q可以导通，而当开关Q关断时，退磁信号demag就又变成高电平。在这种情况下，斜坡信号Vramp从复位值3V下降到2V的时间只有0.5ms。因此，比较器CMP0输出低电平的时间等于斜坡信号从初始值V4下降到误差放大器EA1输出的电压信号Vea1时间，高电平时间等于DRV开启时间。因此说在反激式电源变换系统工作在第一恒压充电控制模式时，电压信号Vea1的电压越低，则斜坡信号Vramp下降到该电压信号Vea1的电压所用时间越长，CV1输出频率越低。

电平信号CV1和CC_high经过与门A2进行逻辑“与”操作，因此电平信号CV1和CC_high中频率低的一个信号被选择为与门A2的输出信号。当电压信号Vea1低到一定程度时，电平信号CV1的频率Fcv1小于电平信号CC_high的频率Fcc_high，因此与门A2输出的电平信号的频率就由电平信号CV1的频率Fcv1决定，此时电平信CV1的频率Fcv1低于电平信号CC_high的频率Fcc_high而高于电平信号CC_low的频率Fcc_low。因此，或门G1输出的控制信号s1由CV1来决定。此时，反激式电源变换系统工作在第一恒压充电控制模式。

第二恒流充电控制模式

当电池的充电电压Vo大于电压V1而小于电压V2时，采样电压Vc0的电压大于参考电压Vref1而小于参考电压Vref2，因此误差放大器EA1输出的误差放大信号Vea1的电压为0。因此，从CMP0输出的电平信号CV1为低电平，与门A2输出的电压信号为低电平，也即或门G1的输出信号由与门A3输出的信号决定。因为此时与第二恒流充电控制电路650输出的电平信号CC_low进行逻辑与操作的CV2依然为高电平，因此或门G1输出的控制信号s1由电平信号CC_low决定。此时，反激式电源变换系统工作在第二恒流充电控制模式。

图11是根据本发明示例性实施例的第二恒流充电控制电路650的示例性电路图。本领域技术人员应该理解，该电路图仅是为了使本领域技术人员更加容易地理解本发明而给出的示例，并不作为对本发明的限制。

如图11所示，所述第二恒流充电控制电路650由电流镜I2和电流镜I2’、非门N11、电容C11、比较器cmp_ccl以及两个开关K2和K2’构成，其中，电流镜I2’的电流是电流镜I2的电流的k2(k2＞k1)倍。这里，开关K2’和电流镜I2’串联形成串联电路，该串联电路与电容C11并联形成并联电路。电流镜I2、开关K2串联之后与上述并联电路一端相连，而该并联电路的另一端接地。其中，电流镜I2的另一端输入电源电压AVDD。电容C11上的电压信号Vramp_ccl输入到比较器cmp_ccl的正向输入端，而参考电压Va则输入到比较器cmp_ccl的负向输入端。当电压信号Vramp_ccl的电压值大于或等于参考电压Va时，比较器cmp_ccl输出的电平信号CC_low为高电平，否则为低电平。这里从退磁检测器620输出的退磁信号demag直接控制开关K2’的断开和闭合，同时经过非门N11来控制开关K2的断开和闭合。

可以看到图11所示的电路与图9所示的电路具有基本上相同的电路结构，因此在这里不对图11所示的电路的工作原理进行详细描述。这里需要注意的是，在第二恒流充电控制模式下，变压器原边峰值电流为：

$\mathrm{Ip}=\frac{\mathrm{Vth}\_\min }{\mathrm{Rs}}---<12>$

基于上面对第一恒流充电控制模式下电池的充电电流，也即副边绕组的输出电流的推导过程及分析，可知在第二恒流充电控制模式下副边绕组的输出电流Icc_l为：

$\mathrm{Icc}\_l=\frac{N}{2}\&CenterDot;\frac{1}{k2+1}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Vth}\_\min }{\mathrm{Rs}}---<13>$

因此，由公式<11>和公式<13>可以得到：

$\frac{\mathrm{Icc}\_h}{\mathrm{Icc}\_l}=\frac{k2+1}{k1+1}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Vth}\_\min }{\mathrm{Vth}\_\max }---<14>$

其中，k2＞k1＞1，并且k1和k2都为定值。

通常，第一过电流保护阈值电压Vth_max是给定值，第二过电流保护阈值电压Vth_min的正常取值范围一般在1/3～1/2倍的第一过电流保护阈值电压Vth_max。当然上面给出的范围只是示例性的，根据本发明的实施例，通常设定k1为固定值(例如k1＝1.5)，根据电池特性所需要的Icc_h和Icc_l比值要求，最后计算出k2；也可以预先设定好k1、k2，计算出Vth_min的取值。这里，为了避免采样出错，第二过电流保护阈值电压Vth_min通常不能小于1/3倍的第一过电流保护阈值电压Vth_max。

第二恒压充电控制模式

当电池的充电电压Vo等于电压V2时(即采样电压Vc0等于参考电压Ref2时)，采样电压Vc0大于参考电压Ref1，因此误差放大器EA1输出的电压信号Vea1的电压为0。因此，从CMP0输出的电平信号CV1为低电平，与门A2输出的电压信号为低电平，也即或门G1的输出信号由与门A3输出的信号决定。因为此时与第二恒流充电控制电路650输出的电平信号CC_low进行逻辑与操作的电平信号CV2的频率Fcv2低于电平信号CC_low的频率Fcc_low，因此或门G1输出的控制信号s1由电平信号CV2决定。此时，反激式电源变换系统工作在第二恒压充电控制状态。

图12示出了根据本发明示例性实施例的模式选择电路5310中的第二恒压充电控制电路660示例性电路图。如图12所示，所述第二恒压控制电路660包括误差放大器EA2、电容C20、压控振荡器VCO。其中，误差放大器EA2的负向输入端输入采样电压Vc0，其正向输入端输入参考电压Vref2，其中，当电池的充电电压到达电压V2时，采样电压Vc0等于参考电压Vref2，这里，参考电压Vref2大于参考电压Vref1。误差放大器EA2的输出端分别连接到压控振荡器VCO和C20，其中，C20的另一端接地。误差放大器EA2对输入的信号之间的电压差进行放大并输出电压信号Vea2并向压控振荡器VCO输入电压信号Vea2。压控振荡器VCO在电压信号Vea2的控制下输出具有某种频率的电平信号CV2。

图13示出了压控振荡器VCO的输出频率Fcv2与电压信号Vea2之间的关系示图。如图13所示，在电压信号Vea2小于电压Vg时，压控振荡器VCO输出的电平信号CV2的频率Fcv2为Fmin，在电压信号Vea2大于电压Vf而小于电压Ve时，压控振荡器VCO输出的电平信号CV2的频率Fcv2为Fcc_low，而电压信号Vea2在电压Vg和电压Vf之间变化时，压控振荡器VCO输出的电平信号CV2的频率Fcv2在从Fmin逐渐上升到频率Fcc_low，当电压信号Vea2的电压大于电压Ve时，电平信号CV2一直为高电平，也即电平信号CV2的频率Fcv2为0。因此，电平信号CV2的频率Fcv2也随着电池的充电电压Vo而增大，从频率为0变为频率Fcc_low，然后又下降至频率Fmin。当电池的充电电压Vo等于电压V2时，电压信号Vea2控制压控振荡器VCO输出频率Fcv2小于Fcc_low和Fcc_high，因此Fcc_low和Fcc_high被屏蔽，控制信号s1由电平信号CV2决定，电流检测电阻Rs上的电压Vcs的最大值则由Vth_min决定。

图14示出了根据本发明示例性实施例的根据电池的充电电压Vo的变化而改变的电池的充电电流Io、过电流保护的电压Vcs_peak以及开关Q的工作频率(即反激式电源变换系统的工作频率)Fo的变化的示意图。

根据图14所示，当电池的充电电压Vo小于电压V1时，根据本发明示例性实施例的反激式电源变换系统工作在第一恒流充电控制区域，电池的充电电流为恒定的电流Icc_h，用于过电流保护的电压Vcs_peak为Vth_max，而开关Q的工作频率由电平信号cc_high的频率Fc_high决定，并且该频率随着电压的升高而逐渐上升。当电池的充电电压Vo等于电压V1时，所述反激式电源变换系统工作在第一恒压充电控制区域，电池的充电电流Io逐渐下降至电流Icc_l，用于过电流保护的电压Vcs_peak由Vth_max逐渐降低变为Vth_min，而开关Q的工作频率如Fcv1所示逐渐下降。当电池的充电电压Vo大于电压V1时，所述反激式电源变换系统工作在第二恒流充电控制区域，电池的充电电流Io为恒定的电流Icc_l(Icc_h大于Icc_l)，而用于过电流保护的电压Vcs_peak为Vth_min，而开关Q的工作频率由电平信号cc_low的频率Fcc_low决定，并且该频率随着电压的升高而逐渐上升。当电池的充电电压Vo等于V2时，系统工作在第二恒压充电控制区域，电池的充电电流Io逐渐下降至0，而开关Q的工作频率如Fcv2所示由频率Fcc_low逐渐下降至最小频率Fmin。

为了方便本领域技术人员更好地理解开关Q的工作频率Fo和电池的充电电压Vo之间的关系，下面将对此进行简略描述。

这里，变压器中电感和电压、电流以及时间之间的关系为L·I＝V·T，其中，L表示变压器某一边的电感量，I表示流过变压器该边的电流，V表示该边的电压，T表示退磁时间，因此，可以得到如下所示的公式：

$\begin{array}{c}\mathrm{Tdemag}=\frac{L\sec \&CenterDot;I\sec }{\mathrm{Vo}}\\ =\frac{1}{N^2}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Lpri}\&CenterDot;N\&CenterDot;\mathrm{Ipri}}{\mathrm{Vo}}\\ =\frac{\mathrm{Lpri}\&CenterDot;\mathrm{Ipri}}{N\&CenterDot;\mathrm{Vo}}\\ =\frac{\mathrm{Lpri}\&CenterDot;\left(\frac{\mathrm{Vcs}\_\mathrm{peak}}{\mathrm{Rs}}\right)}{N\&CenterDot;\mathrm{Vo}}\end{array}---<15>$

在上面所述的公式里，Tdemag表示退磁时间，Lsec表示副边绕组的电感量，Isec表示副边绕组的输出电流，Vo表示电池的充电电压，Lpri表示原边的电感量，N表示原边绕组和副边绕组的匝数比，Ipri表示原边绕组的电流值，Vcs_peak表示用于过电流保护的电压，也即电阻Rs上施加的最高电压。

以第一恒流充电控制模式为例，开关导通和关断的周期Tcc_h＝(1+k1)·Tdemag，综合上述两个公式，可知开关Q的工作频率Fcc_h为：

$\mathrm{Fcc}\_h=\frac{1}{\mathrm{Tcc}\_h}=\frac{1}{k1+1}\&CenterDot;\frac{N\&CenterDot;\mathrm{Vo}}{\mathrm{Lpri}\&CenterDot;\frac{\mathrm{Vcs}\_\mathrm{peak}}{\mathrm{Rs}}}---<16>$

在第一恒流充电控制模式下，在电流检测电阻Rs上输出的电流(也即Vcs_peak/Rs)为定值(因为此时用于过电流保护的电压Vcs_peak为第一过电流保护阈值电压Vth_max)，Lpri，k1，N为定值，因此从上述公式可以知道，第一恒流充电控制模式下工作频率Fcc_h和Vo成正比关系。同理，第二恒流充电控制模式下工作频率Fcc_l和Vo也成正比关系。因此，在第一恒流充电控制模式和第二恒流充电控制模式下电池的充电电压Vo越大，频率越高。

在第一恒压充电控制模式和第二恒压充电控制模式下，所述反激式电源变换系统的输出功率Pout为：

$\mathrm{Pout}=\mathrm{Vo}\&CenterDot;\mathrm{Io}=\frac{1}{2}\&CenterDot;L\&CenterDot;{\left(\frac{\mathrm{Vcs}\_\mathrm{peak}}{\mathrm{Rs}}\right)}^2\&CenterDot;\mathrm{Fo}---<17>$

这里，Vcs_peak表示用于过电流保护的电压。

在第一恒压充电控制模式下，电池的充电电压Vo恒定，采样电压Vc0等于参考电压Vref1，误差放大器EA1输出的电压信号Vea1控制用于过电流保护的电压Vcs_peak，同时电压信号Vea1也控制电平信号CV1的频率。如果电压信号Vea1的电压越高，用于过电流保护的电压Vcs_peak也越高，电平信号CV1的频率(即开关Q的工作频率Fo)越高，从上述公式也可以看出，输出功率越大；反之，当电压信号Vea1的电压越低，输出功率也越低。这里，当采样电压Vc0高于或者低于参考电压Vref1时，则误差放大器EA1开环，电压信号Vea1为低电平或者高电平，此时则不工作在第一恒压充电控制模式。

在第二恒压充电控制模式下，电池的充电电压Vo恒定，采样电压Vc0等于Vref2，误差放大器EA2输出电压信号Vea2来控制VCO频率输出。此时，用于过电流保护的电压Vcs_peak固定在Vth_min，即Vea2只控制公式中Fo频率，Vea2越高，VCO输出频率(也即电平信号CV2的频率Fcv2)越高，输出功率越高，反之，输出功率越低。这里，Io和Fo成正比关系。

尽管已描述了本发明的特定实例，然而本领域技术人员应该明白，存在与所描述实例等同的其它实例。因此，本领域技术人员应该明白，本发明不局限于所示出的特定实例，而是仅由权利要求的范围来限定。

Claims (16)

1.一种充电控制电路，所述充电控制电路包括：

模式选择电路，接收第一输入电压信号，并基于第一输入电压信号选择第一恒流充电控制模式、第一恒压充电控制模式、第二恒流充电控制模式以及第二恒压充电控制模式中的一种充电控制模式，并输出与选择的充电控制模式有关的第一控制信号以及电压控制信号；

过电流保护电路，接收第二输入电压信号和从模式选择电路输出的电压控制信号，并将第二输入电压信号与电压控制信号、第一过电流保护阈值电压、第二过电流保护阈值电压进行比较以输出第二控制信号；

逻辑驱动电路，基于从模式选择电路输出的第一控制信号以及从过电流保护电路输出的第二控制信号输出第三控制信号，

其中所述第二控制信号是基于所述第二输入电压信号分别与所述电压控制信号、所述第一过电流保护阈值电压、所述第二过电流保护阈值电压相比较的结果得出的。

2.如权利要求1所述的充电控制电路，其中：模式选择电路包括：

退磁检测器，将第一输入电压与第一参考电压相比较并输出退磁信号，其中，当退磁过程正在进行时，退磁信号为高电平，当退磁过程结束时，退磁信号为低电平；

第一恒压充电控制电路，基于第一输入电压、第二参考电压和退磁信号输出第一电平信号和第一电压信号；

第一恒流充电控制电路，基于退磁信号输出第二电平信号；

第二恒流充电控制电路，基于退磁信号输出第三电平信号，其中，第二电平信号的频率高于第三电平信号的频率；

第二恒压充电控制电路，基于第一输入电压和第三参考电压输出第四电平信号；

控制电压输出电路，基于从第一恒压充电控制电路输出的第一电压信号而输出电压控制信号；

其中，第二电平信号与第四电平信号进行逻辑与操作，并将该逻辑与操作的结果与第一电平信号进行逻辑与操作获得第一逻辑与操作结果；

第三电平信号与第四电平信号进行逻辑与操作，并将该逻辑与操作的结果与第一逻辑与操作结果进行逻辑或操作以输出第一控制信号。

3.如权利要求2所述的充电控制电路，其中，第一恒压充电控制电路包括：

采样控制器，根据退磁检测器输出的退磁信号来生成用于控制采样开关的通断的采样控制信号，其中，采样开关一端接入第一输入电压信号，另一端连接至第一电容和第一误差放大器，第一电容的另一端接地，其中，将第一电容上的电压作为采样电压输入至第一误差放大器；

第一误差放大器，将采样电压与第二参考电压之间的差值进行放大以输出第一电压信号，并将第一电压信号输入至第一比较器和控制电压输出电路；

斜坡信号发生器，在退磁信号变为高电平的时刻，将斜坡信号复位到第一电压值，并输出电压在第一电压值和第二电压值之间逐渐降低的斜坡信号，其中，第一电压值大于第二电压值；

第一比较器，将从第一误差放大器输出的第一电压信号和斜坡信号发生器输出的斜坡信号进行比较，并输出第一电平信号。

4.如权利要求3所述的充电控制电路，其中，在第一恒流充电控制电路中，第一电流镜、第一开关、第二开关、第二电流镜依次串联连接，退磁信号经过非门控制第一开关，并直接控制第二开关，第二电容与第二开关和第二电流镜所形成的串联电路并联，第二电容上的电压信号输入第二比较器以将该电压信号与第四参考电压进行比较并输出第二电平信号，其中，第二电流镜的输出电流是第一电流镜的输出电流的第一倍数。

5.如权利要求4所述的充电控制电路，其中，在第二恒流充电控制电路中，第三电流镜、第三开关、第四开关、第四电流镜依次串联连接，退磁信号经过非门控制第三开关，并直接控制第四开关，第三电容与第四开关和第四电流镜所形成的串联电路并联，第三电容上的电压信号输入第三比较器以将该电压信号与第四参考电压进行比较并输出第三电平信号，其中，第四电流镜的输出电流是第三电流镜的输出电流的第二倍数，其中，第二倍数大于第一倍数。

6.如权利要求5所述的充电控制电路，其中，在第二恒压控制电路中，第三参考电压和采样电压输入至第二误差放大器以将第三参考电压和采样电压之间的差值进行放大并输出第二电压信号，第二误差放大器的输出端连接有第四电容和压控振荡器，其中第四电容的另一端接地，压控振荡器根据第二误差放大器输出的电压信号来输出第四电平信号。

7.如权利要求6所述的充电控制电路，其中：

当采样电压小于第三参考电压时，第四电平信号为高电平；

当采样电压小于第二参考电压时，第一电平信号为高电平，第二电平信号的频率大于第三电平信号的频率，第一控制信号由第二电平信号决定，模式选择器选择第一恒流充电控制模式；

当采样电压等于第二参考电压时，第一电平信号为具有第一频率的电平信号，其中，第一频率低于第二电平信号的频率并高于第三电平信号的频率，第一控制信号由第一电平信号决定，模式选择器选择第一恒压充电控制模式；

当采样电压大于第二参考电压小于第三参考电压时，第一电平信号为低电平，第一控制信号由第三电平信号决定，模式选择器选择第二恒流充电控制模式；

当采样电压等于第三参考电压时，第一电平信号为低电平，第四电平信号的频率低于第三电平信号的频率，第一控制信号由第四电平信号决定，模式选择器选择第二恒压充电控制模式。

8.如权利要求3所述的充电控制电路，其中，第一恒压充电控制电路输出的第一电压信号输入至控制电压输出电路中串联连接的第一电阻和第二电阻，第二电阻上的电压作为电压控制信号经控制电压输出电路中的低通滤波器滤波后输出至过电流保护电路。

9.如权利要求8所述的充电控制电路，其中，过电流保护电路包括：

第四比较器，将第二输入电压信号和电压控制信号相比较，从而在第二输入电压信号的电压等于电压控制信号的电压时输出高电平；

第五比较器，将第二输入电压信号和第一过电流保护阈值电压相比较，从而在第二输入电压信号的电压等于第一过电流保护阈值电压时输出高电平；

第六比较器，将第二输入电压信号和第二过电流保护阈值电压相比较，从而在第二输入电压信号的电压等于第二过电流保护阈值电压时输出高电平；

其中，第四比较器的输出结果与第六比较器的输出结果进行逻辑与操作，并且该逻辑与操作的结果与第五比较器的输出结果进行逻辑或操作以输出第二控制信号，

其中，第一过电流保护阈值电压大于第二过电流保护阈值电压。

10.如权利要求9所述的充电控制电路，其中，当采样电压小于第二参考电压时，第一误差放大器输出的第一电压信号为第三电压值，其中，第三电压值大于第一电压值，第一过电流保护阈值电压被设定为在第一电压信号为第一电压值时第二电阻上的电压值，并且第二过电流保护阈值电压小于第一过电流保护阈值电压。

11.如权利要求10所述的充电控制电路，其中，

当采样电压小于第二参考电压时，在第二输入电压信号的电压小于第一过电流保护阈值电压时，第二控制信号为低电平，而在第二输入电压信号的电压等于第一过电流保护阈值电压时，第二控制信号为高电平；

当采样电压等于第二参考电压时，第一误差放大器输出的第一电压信号在第一电压值和第二电压值之间变化，当第二输入电压信号的电压等于在电压控制信号和第二过电流保护阈值电压中的较高电压与第一过电流保护阈值电压中选择的较低的电压时，第二控制信号为高电平；当第二输入电压信号的电压小于电压控制信号和第二过电流保护阈值电压中的至少一个并且小于第一过电流保护阈值电压时，第二控制信号为低电平；

当采样电压大于第二参考电压并小于第三参考电压时或者当采样电压等于第三参考电压时，第一误差放大器输出的第一电压信号为低电平，当第二输入电压信号的电压小于第二过电流保护阈值电压时，第二控制信号为低电平，而当第二输入电压信号的电压等于第二过电流保护阈值电压时，第二控制信号为高电平。

12.如权利要求1所述的充电控制电路，其中，在第二控制信号为高电平时，逻辑驱动电路输出低电平的第三控制信号，而在第二控制信号为低电平而第一控制信号为高电平时，逻辑驱动电路输出高电平的第三控制信号。

13.一种包括如权利要求1-12中的任一项所述的充电控制电路的反激式电源变换系统，所述反激式电源变换系统还包括：

整流电路，将从交流电源输入的电压信号进行整流并输入至充电电路；

充电电路，基于整流电路输入的电压信号以及从充电控制电路输出的第三控制信号来对电池进行充电，

其中，在充电电路中，原边绕组、开关、电流检测电阻依次串联连接，电流检测电阻的另一端接地，电流检测电阻上的电压信号作为充电控制电路中的第二输入电压信号而输入至充电控制电路，充电控制电路输出的第三控制信号用于控制开关的导通和关断；充电电路中的副边绕组的输出电压用于对电池进行充电；充电电路中的辅助绕组反映副边绕组输出电压的变化，并且连接有串联连接的第三电阻和第四电阻，其中，第四电阻的另一端接地，第四电阻上的电压信号作为充电控制电路的第一输入电压信号将副边绕组对电池进行充电的输出电压反馈到充电控制电路。

14.如权利要求13所述的反激式电源变换系统，其中，在第一恒流充电控制模式下，副边绕组以第一恒定电流对电池进行充电；在第一恒压充电控制模式下，副边绕组以第一恒定电压对电池进行充电；在第二恒流充电控制模式下，副边绕组以第二恒定电流对电池进行充电；在第二恒压充电控制模式下，副边绕组以第二恒定电压对电池进行充电；其中，第一恒定电流大于第二恒定电流，第二恒定电压大于第一恒定电压。

15.一种在反激式电源变换系统中对电池进行充电的充电控制方法，包括：

基于反映反激式电源变换系统中的电池的充电电压的变化的第一输入电压信号选择第一恒流充电控制模式、第一恒压充电控制模式、第二恒流充电控制模式以及第二恒压充电控制模式中的一种充电控制模式，并产生与选择的充电控制模式有关的第一控制信号以及电压控制信号；

将与反激式电源变换系统中的原边绕组串联连接的反映原边绕组的电流变化的第二输入电压信号与电压控制信号、第一过电流保护阈值电压、第二过电流保护阈值电压进行比较产生第二控制信号；

基于第一控制信号和第二控制信号产生第三控制信号来控制反激式电源变换系统中与原边绕组串联连接的开关以对反激式电源变换系统的充电操作进行控制，

其中，当电池的充电电压小于第一预定值时，选择第一恒流充电控制模式从而以第一恒定电流对电池进行充电；在电池的充电电压等于第一预定值时，选择第一恒压充电控制模式从而以第一恒定电压对电池进行充电；在电池的充电电压大于第一预定值而小于第二预定值时，选择第二恒流充电控制模式从而以第二恒定电流对电池进行充电；在电池的充电电压等于第二预定值时，选择第二恒压充电控制模式，从而以第二恒定电压对电池进行充电；

其中，第一恒定电流大于第二恒定电流，第二恒定电压大于第一恒定电压。

16.如权利要求15所述的充电控制方法，其中，在第二控制信号为高电平时，产生低电平的第三控制信号从而使开关关断；在第二控制信号为低电平而第一控制信号为高电平时，产生高电平的第三控制信号从而使开关导通。