JP2946388B2 - 車輌用放電灯の点灯回路 - Google Patents

車輌用放電灯の点灯回路

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は新規な車輌用放電灯の点
灯回路に関する。詳しくは、放電灯への始動用パルスが
放電灯に供給される矩形波の極性との間に関連性をもっ
て発生するようにタイミング制御を行う車輌用放電灯の
点灯回路において、始動用パルスの発生タイミングにズ
レが生じる確率を低減することができる新規な車輌用放
電灯の点灯回路を提供するものである。
【０００２】
【従来の技術】メタルハライドランプ等の高圧放電灯の
点灯に関しては、その始動用パルスを発生させて放電灯
に供給する必要がある。
【０００３】図１４は従来の点灯回路の構成の一例を示
すものである。
【０００４】点灯回路ａは直流電源回路ｂによる直流電
圧を矩形波状電圧に変換するためのブリッジ回路ｃと、
始動用パルス発生回路ｄとを有し、始動用パルス発生回
路ｄにより発生される始動用パルスをブリッジ回路ｃが
出力する矩形波に重畳して放電灯に印加することによっ
て起動がかけられるように構成されている。
【０００５】そして、始動用パルス発生回路ｄは、図１
５に示すように、電圧源ｅ、トランスｆ、スイッチ素子
ｇ、コンデンサｈを有し、コンデンサｈの端子電圧が所
定レベルに達したときにスイッチ素子ｇがオンし、この
ときに発生するパルスがトランスｆにより昇圧されてブ
リッジ回路ｃの出力である矩形波に重畳されて放電灯ｉ
に印加されるように構成されている。
【０００６】尚、図示は省略するが、ブリッジ回路ｃ
は、２対の半導体スイッチ素子を交互にスイッチングさ
せることによって交番出力を得ることができるように構
成されている。
【０００７】ところで、放電灯ｉのグロー放電からアー
ク放電への推移のしやすさは始動用パルスの電圧方向と
ブリッジ回路ｃの出力する矩形波の極性との間の位相関
係により異なることが解っており、例えば、図１５に示
すように、ブリッジ回路ｃの出力端子と放電灯ｉの給電
端子とを結ぶ２本の給電ラインｊ、ｊ′のうち、トラン
スの２次巻線が設けられた方の給電ラインｊに係る出力
電圧を「Ｖ（１）」とし、他方の給電ラインｊ′に係る
出力電圧を「Ｖ（２）」とすると、Ｖ（１）が低レベル
で、Ｖ（２）が高レベルの時に、図１５に矢印Ａに示す
向きで始動用パルスを発生させるようにした方が放電灯
の点灯性が良好となる。
【０００８】そこで、このようなタイミングで始動用パ
ルスを発生する方法には、Ｖ（２）が高レベルの時だけ
スイッチ素子ｇがオンするように、トリガー端子を有す
るスイッチ素子とその制御回路を設けることによって同
期制御を行う方法と、スイッチ素子ｇにスパークギャッ
プ等の自己降伏型スイッチ素子を用い、矩形波の特定位
相においてのみコンデンサが充電されるようにする方法
が考えられる。
【０００９】しかし、前者の方法では、高耐圧のスイッ
チ素子及びその駆動及び／又は制御回路が必要になり、
回路構成が複雑になってしまうという不都合がある。そ
こで、後者の方法が実用上用いられ、例えば、図１６に
示すような回路構成が考えられる。
【００１０】ｋは始動用パルス発生回路であり、定電圧
源ｌ、トランスｍ、自己降伏型スイッチ素子ｎ、コンデ
ンサｏを有する。
【００１１】トランスｍの１次巻線と２次巻線は逆相巻
きとされ、ブリッジ回路ｃの出力端子と放電灯ｉの給電
端子とを結ぶ給電ラインｊ、ｊ′のうちの一方ｊに２次
巻線が配置されている。そして、トランスｍの１次巻線
は、その始端側端子が自己降伏型スイッチ素子ｎの一端
に接続されるとともにトランスｍの２次巻線の終端側端
子に接続され、また１次巻線の終端側端子がコンデンサ
ｏを介して自己降伏型スイッチ素子ｎの他方の端子に接
続されている。
【００１２】定電圧源ｌは、その正側端子が抵抗ｐ及び
順方向接続のダイオードｑを介して自己降伏型スイッチ
素子ｎとコンデンサｏとの間に接続され、他端が給電ラ
インｊ′に接続されている。
【００１３】ブリッジ回路ｃが出力する矩形波の振幅を
「ｖ」とし、定電圧源ｌの電圧を「ｅｌ」とすると、コ
ンデンサｏへの充電電圧は、給電ラインｊに係る電圧Ｖ
（１）が高レベルの時に「ｅｌ−ｖ」となり、給電ライ
ンｊ′に係る電圧Ｖ（１）が高レベルの時に「ｅｌ＋
ｖ」となり、矩形波の位相によって変化する。
【００１４】よって、電圧ｅｌで自己降伏型スイッチ素
子ｎが降伏するように選定されている場合には、図１７
に示すようにコンデンサの端子電圧ＶｃがＶ（２）が高
レベルの期間においてのみ上昇し、該期間に限って自己
降伏型スイッチ素子ｎが降伏することになり、このとき
発生するパルスがトランスｍにより昇圧されてブリッジ
回路ｃの出力である矩形波に重畳されて放電灯ｉに印加
される。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、自己降
伏型スイッチ素子は所定電圧に達したときに直ちに降伏
する訳ではなく、ある遅延時間をもって作動するため、
始動用パルスの発生時点と矩形波の位相との関係にずれ
が生じ、所期のタイミングをもって始動用パルスが発生
されない事態が起こり得るという問題がある。
【００１６】即ち、自己降伏型スイッチ素子ｎは、理想
的には、図１７に示すように、コンデンサｏの端子電圧
がｅｌに達した時点ｔａにおいて降伏すべきであるが、
実際には、この時点ｔａからΔｔだけ遅れた時点ｔｂに
おいて降伏し、この時点ｔｂが、次の半波期間（つま
り、Ｖ（１）が高レベルである期間）にズレ込んでしま
う場合があり、Ｖ（２）が高レベルのときに始動用パル
スを発生させることができなくなっしまうという不都合
が生じることになる。
【００１７】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明車輌用放
電灯の点灯回路は、上記した課題を解決するために、直
流電源回路部の直流電圧を矩形波状の交流電圧に変換し
て放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、放電
灯への始動用パルスを発生させてこれを直流−交流変換
回路の出力に重畳して放電灯に供給する始動用パルス発
生回路とを備えた車輌用放電灯の点灯回路において、下
記の（イ）乃至（ニ）に示す構成を有するものである。 （イ）始動用パルス発生回路はトランスを有し、該トラ
ンスの２次巻線が直流−交流変換回路の出力端子と放電
灯とを結ぶ給電ライン上に設けられ、トランスの１次巻
線に対して直列にコンデンサ及び自己降伏型スイッチ素
子が接続され、自己降伏型スイッチ素子の降伏時に当該
素子及び１次巻線、コンデンサによる直列回路が閉成さ
れることによって発生されること。 （ロ）始動用パルス発生回路内のコンデンサの充電が直
流−交流変換回路の矩形波に係る一方の極性についての
み行われ、かつ自己降伏型スイッチ素子の降伏時点から
遅延時間の経過後に始動用パルスが発生されること。 （ハ）放電灯の点灯又は不点灯状態を判別する点灯判別
回路を設けたこと。 （ニ）点灯判別回路により放電灯の不点灯状態が判別さ
れた場合に直流−交流変換回路が出力する矩形波の周波
数の方が放電灯の点灯状態が判別された場合の矩形波の
周波数より低くなるように周波数を変化させる点灯周波
数制御手段を設け、該矩形波の半周期に対して自己降伏
型スイッチ素子の降伏時の遅延時間が占める比率を小さ
くしたこと。
【００１８】
【作用】本発明によれば、放電灯の点灯又は不点灯状態
の判別を行い、放電灯の点灯前の方が点灯後よりも矩形
波の周波数が低くなるように点灯周波数を変化させるこ
とによって、矩形波の半周期に対する自己降伏型スイッ
チ素子の遅延時間の比率を小さくし、始動用パルスの発
生時点と矩形波の位相との関係にずれが生じる確率を低
減することができる。
【００１９】
【実施例】以下に、本発明車輌用放電灯の点灯回路の詳
細を図示した実施例に従って説明する。尚、図示した実
施例は本発明を自動車用メタルハライドランプの点灯回
路に適用したものである。
【００２０】図１は点灯回路１の概要を示すものであ
り、バッテリー２が直流電圧入力端子３と３′との間に
接続される。
【００２１】４、４′は直流電源ラインであり、その一
方のプラスライン４上には点灯スイッチ５が設けられて
いる。
【００２２】６は直流電源回路であり、点灯スイッチ５
を介して供給されるバッテリー電圧の昇圧のために設け
られており、例えば、チョッパー型のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの構成が用いられ、後述する制御回路によってその
昇圧制御が行なわれるようになっている。尚、本実施例
では直流電源回路６においてバッテリー電圧の昇圧を行
っているが、バッテリー電圧が高い場合には降圧制御を
も行うように回路設計がなされる。
【００２３】７は直流−交流変換回路であり、上記直流
電源回路６の後段に設けられ、直流電源回路６から送ら
れてくる直流電圧を矩形波電圧に変換するための回路で
ある。
【００２４】この直流−交流変換回路７は、複数対の半
導体スイッチ素子（図１３の７（ｉ）（ｉ＝１、２、
３、４）を参照。）により構成されるブリッジ回路７Ａ
とその駆動制御回路７Ｂとからなっている。尚、ブリッ
ジ回路７Ａ及び駆動制御回路７Ｂの具体的な構成につい
ては後述する。
【００２５】８は始動用パルス発生回路であり、上記直
流−交流変換回路７の後段に配置され、交流出力端子９
と９′との間に接続される定格電力３５Ｗのメタルハラ
イドランプ１０への始動用パルスを発生させ、直流−交
流変換回路７による矩形波に重畳してメタルハライドラ
ンプ１０に供給するために設けられている。
【００２６】図４は始動用パルス発生回路８の基本構成
を示すものであり、始動用パルス発生回路８は定電圧源
１１、トランス１２、コンデンサ１３、自己降伏型スイ
ッチ素子１４（図ではスイッチの記号で示す。）を有す
る。
【００２７】トランス１２は、その１次巻線１２ａと２
次巻線１２ｂとが逆相巻きの関係とされ、２次巻線１２
ｂが直流−交流変換回路７の出力端子の一方と交流出力
端子９とを結ぶ給電ライン１５（１）上に設けられてい
る。また、１次巻線１２ａの一端が２次巻線１２ｂの端
子のうち反メタルハライドランプ１０側の端子に接続さ
れるとともに、自己降伏型スイッチ素子１４の一端に接
続されており、１次巻線１２ａの他端は互いに並列に接
続されたコンデンサ１３及び抵抗１６を介して自己降伏
型スイッチ素子１４の他方の端子に接続されている。
【００２８】コンデンサ１３は、定電圧源１１から抵抗
１７及びダイオード１８を通ってコンデンサ１３に至る
ラインを介して充電されるようになっている。即ち、定
電圧源１１の正側端子が抵抗１７を介してダイオード１
８のアノードに接続されており、該ダイオード１８のカ
ソードが自己降伏型スイッチ素子１４とコンデンサ１３
との間に接続されている。そして、定電圧源１１の負側
端子が直流−交流変換回路７の出力端子と交流出力端子
９′とを結ぶ給電ライン１５（２）に接続されている。
【００２９】定電圧源１１としては、例えば、図５
（ａ）に示すように、直流電源回路６をフライバック型
ＤＣ−ＤＣコンバータの構成とし、そのトランス１９の
２次側に始動用巻線２０を設けるとともに、その出力を
後段の整流回路２１で整流することによって定電圧を得
るようにしたり、あるいは、図５（ｂ）に示すように、
給電ライン１５（１）と１５（２）との間にダイオー
ド、コンデンサ、抵抗からなる倍電圧整流回路２１を設
けることによって定電圧を得るようにすれば良い。
【００３０】始動用パルス発生回路８において、定電圧
源１１によって充電されるコンデンサ１３の端子電圧が
所定値に達すると、自己降伏型スイッチ素子１４の降伏
によって発生されるパルスがトランス１２によって昇圧
されて矩形波に重畳されることになるが、この始動用パ
ルスは給電ライン１５（２）に係る電圧位相が高レベル
の時にのみ発生される。
【００３１】図１において２２は直流電源回路６の出力
電圧を制御するための制御回路であり、直流電源回路６
の出力端子間に設けられた電圧検出抵抗２３、２３によ
って検出される直流電源回路６の出力電圧に対応した電
圧検出信号が入力される。
【００３２】また、直流電源回路６と直流−交流変換回
路７とを結ぶグランドライン上に設けられた電流検出抵
抗２４によって、直流電源回路６の出力電流に対応した
電流検出信号が電圧変換されて制御回路２２に入力され
るようになっている。
【００３３】尚、本実施例ではメタルハライドランプ１
０のランプ電圧やランプ電流の相当信号を直流電源回路
６の出力段から得るようにしているが、これらを直接的
に検出するような構成を採用しても良いことは勿論であ
る。
【００３４】制御回路２２は以上の検出信号に応じた制
御信号を発生して直流電源回路６に送出し、その出力電
圧を制御することで、メタルハライドランプ１０の始動
状態に合せた電力制御を行い、ランプの始動時間や再始
動時間を短縮して速やかに定電力制御へと移行させるよ
うになっており、Ｖ（電圧）−Ｉ（電流）制御部２５と
ＰＷＭ（パルス幅変調）制御部２６を有する。
【００３５】Ｖ−Ｉ制御部２５は、所定の制御曲線に基
づいてメタルハライドランプ１０の点灯制御を行うよう
に構成されており、直流電源回路６の出力電圧に関する
検出信号が電圧検出抵抗２３、２３から送られて来る
と、検出信号に応じた電流指令値を演算により求め、こ
れと電流検出抵抗２４による電流検出値とを比較して指
令信号をＰＷＭ制御部２６に送出するようになってい
る。
【００３６】ＰＷＭ制御部２６は、Ｖ−Ｉ制御部２５か
らの指令信号に応じて変化されるパルス幅をもった信号
を生成し、これを直流電源回路６の半導体スイッチ素子
（図示せず。）への制御信号として送出するようになっ
ている。
【００３７】２７は点灯判別回路であり、上記電流検出
抵抗２４によりランプ電流に対応する検出電流が所定の
基準値以上であるか否かによってメタルハライドランプ
１０の点灯又は不点灯状態の判別を行うものである。
【００３８】図２は点灯判別回路２７の構成例を示すも
のであり、電流検出抵抗２４の端子電圧の増幅電圧を所
定の基準電圧と比較することによって２値化された出力
信号を得るように構成されている。
【００３９】即ち、電流検出抵抗２４の端子電圧はアン
プ２８に入力され、該アンプ２８の増幅出力と基準電圧
Ｅｒｅｆとがコンパレータ２９により比較されるように
なっており、上記増幅出力が基準電圧Ｅｒｅｆより大き
い場合にメタルハライドランプ１０が点灯状態となって
いると判断して点灯判別信号としてＨ（ハイ）信号を出
力し、上記増幅出力が基準電圧Ｅｒｅｆ以下の場合にメ
タルハライドランプ１０が不点灯状態となっていると判
断して点灯判別信号としてＬ（ロー）信号を出力する。
そして、この点灯判別信号が後段の点灯周波数制御回路
３０に送出される。尚、増幅回路としては、図示するよ
うに演算増幅器を用いた反転増幅回路の構成とされ、電
流検出抵抗２４の一端が抵抗を介して演算増幅器の反転
入力端子に接続され、電流検出抵抗２４の他端が分圧抵
抗を介して演算増幅器の反転入力端子に接続されてい
る。
【００４０】点灯周波数制御回路３０は、メタルハライ
ドランプ１０の点灯前において矩形波の周波数を低い値
に設定し、点灯後には矩形波の周波数を高くするもので
あり、上記点灯判別信号に応じた周波数制御を行う。
【００４１】図３は点灯周波数制御回路３０の基本構成
を示すものであり、セット及びリセット可能なフリップ
フロップ３１が用いられている。
【００４２】フリップフロップ３１のクロック入力端子
（ＣＫ）には発振部３２からの基本クロック信号（その
基本周波数を「ｆ１」とする。）が入力され、基本クロ
ック信号と上記点灯判別信号とがＡＮＤゲート３３を介
してフリップフロップ３１のセット端子（Ｓ）に供給さ
れる。そして、フリップフロップ３１のリセット端子
（Ｒ）には点灯判別信号が供給される。
【００４３】フリップフロップ３１のＱ出力信号は前記
駆動制御回路７Ｂに送出され、ＦＥＴのスイッチング制
御信号として利用される。尚、フリップフロップ３１の
Ｑバー信号はＤ入力端子に送出される。
【００４４】図６は点灯周波数制御回路３０の動作を説
明するためのタイムチャート図であり、「Ｓｏ（２
７）」は点灯判別信号、「Ｓｃｌ（３２）」は基本クロ
ック信号、「Ｓｏ（３３）」はＡＮＤゲート３３の出力
信号、「Ｓｏ（３１）」はフリップフロップ３１のＱ出
力信号である。
【００４５】点灯判別信号Ｓｏ（２７）がＬ信号、つま
り、ランプが不点灯状態であると判別された時には、フ
リップフロップ３１のセット端子にＬ信号が加わるの
で、フリップフロップ３１のＱ出力信号Ｓｏ（３１）と
しては、基本クロック信号の２分の１分周信号（その基
本周波数を「ｆ２」とすると、ｆ２＝ｆ１／２とな
る。）が出力される。
【００４６】また、点灯判別信号Ｓｏ（２７）がＨ信
号、つまり、ランプが点灯状態であると判別された時に
は、フリップフロップ３１のリセット端子にＨ信号が加
わるので、基本クロック信号に同期してフリップフロッ
プ３１がセットされるので、フリップフロップ３１のＱ
出力信号Ｓｏ（３１）としては、基本クロック信号が出
力される。
【００４７】以上のように、点灯周波数制御回路３０に
あってはランプの点灯前には基本周波数ｆ２（＜ｆ１）
の矩形波信号が出力され、ランプの点灯後には基本周波
数ｆ１の矩形波信号が出力されるが、これはランプに供
給される矩形波状電圧の位相と始動用パルスの発生時点
との関係にできるだけズレが生じないようにするためで
ある。
【００４８】上述したように、点灯回路１における始動
用パルスの発生時点は、ランプに供給される矩形波の極
性に対してある関連性をもっている。つまり、図４に矢
印Ａに示すように、始動用パルスが正電圧で発生したと
すると、給電ライン１５（２）の電圧Ｖ（２）が高レベ
ル（給電ライン１５（１）の電圧Ｖ（１）は逆に低レベ
ルとなる。）の時の方が、その逆位相の時よりグロー放
電からアーク放電に推移しやすいことが検証されてお
り、この知見に基づいて上記点灯回路１ではＶ（２）が
高レベルの期間において始動用パルスが発生される確率
が高くなるように構成されている。
【００４９】図７は始動用パルスの発生について説明す
るためのタイムチャート図であり、「Ｖ（２）」が給電
ライン１５（２）に係る出力電圧、「Ｖ（１）」が給電
ライン１５（１）に係る出力電圧をそれぞれ示し、「Ｖ
ｃ（２５）」がコンデンサ１３の端子電圧を示し、「Ｖ
ｄｉｆｆ（１，１１＋）」は給電ライン１５（１）と定
電圧源１１の正側端子との間の電位差を示している。
【００５０】図示するように、矩形波出力であるＶ
（２）とＶ（１）は互いに反相の関係にあり、振幅ｖの
矩形波状をなしている。
【００５１】定電圧源１１による電圧をｅ（＞ｖ）とす
ると、コンデンサ１３の端子電圧Ｖｃ（２５）は、コン
デンサ１３の静電容量及び抵抗１６の抵抗値によって決
まる時定数をもって最大電圧ｅ＋ｖまで上昇することに
なるが、コンデンサ１３の充電は端子電圧Ｖｃ（２５）
が電圧ｅに近づいて来た時にＶ（２）が高レベルである
期間に限って行われ、Ｖ（２）が低レベルである期間に
はコンデンサ１３の充電は行われない。
【００５２】即ち、定電圧源１１の正極端子と給電ライ
ン１５（１）との間の電位差Ｖｄｉｆｆ（１，１１＋）
は、図示するように、Ｖ（２）が高レベルの期間におい
てピーク値がｅ＋ｖであり、また、Ｖ（２）が低レベル
の期間においてボトム値がｅ−ｖの矩形波状となり、コ
ンデンサ１３の端子電圧がｅ−ｖを越えてからは、Ｖ
（２）が高レベルの期間においてのみコンデンサ１３が
充電され、その端子電圧Ｖｃ（２５）が段階的に上昇す
ることになる。
【００５３】よって、自己降伏型スイッチ素子１４が電
圧ｖで降伏するように素子を選定すれば、理論上は図７
に「×」印で示す時点でコンデンサ１３の端子電圧Ｖｃ
（２５）がｖを越えて始動用パルスが発生し、この時点
はＶ（２）が高レベルである期間内に限られることにな
る。
【００５４】しかしながら、自己降伏型スイッチ素子１
４に係る降伏の遅れによって、実際に始動用パルスが発
生する時点が遅れてしまい、矩形波の極性が切り換わっ
てＶ（２）がＬレベルの期間に始動用パルスが発生して
しまうことがある。
【００５５】図８は点灯周波数と始動用パルスの発生時
点との関係を示すものであり、（ａ）は点灯周波数が高
い場合（Ｆ１）を示し、（ｂ）は点灯周波数が低い場合
（Ｆ２）を示している。
【００５６】自己降伏型スイッチ素子１４の降状の遅れ
をΔｔとすると、Ｖ（２）が高レベルの期間から始動用
パルスの発生時点が外れる確率は、点灯周波数に比例す
る。
【００５７】即ち、図８（ａ）に示すように点灯周波数
Ｆ１に対応する周期を「２・Ｔ１」とすると、Ｖ（２）
が高レベルである期間Ｔ１内に始動用パルスが発生する
確率は、（Ｔ１−Δｔ）／Ｔ１となる。これは、始動用
パルスの発生時点がＶ（２）が高レベルである期間Ｔ１
の開始時点に始まって、終了時点よりΔｔだけ前の時点
に至る期間に限られるからである。
【００５８】点灯周波数が低い場合には、図８（ｂ）に
示すように、点灯周波数Ｆ２に対応する周期を「２・Ｔ
２」とすると、Ｖ（２）が高レベルである期間Ｔ１内に
始動用パルスが発生する確率は、（Ｔ２−Δｔ）／Ｔ２
となる。
【００５９】よって、Ｔ１＜Ｔ２の関係から、「（Ｔ１
−Δｔ）／Ｔ１＜（Ｔ２−Δｔ）／Ｔ２」という関係式
が導かれる。
【００６０】始動用パルスの発生時期がＶ（２）の高レ
ベル期間から外れる確率は図８（ａ）の場合に「Δｔ／
Ｔ１」であり、図８（ｂ）の場合に「Δｔ／Ｔ２」であ
るので、上記の関係式は「Δｔ／Ｔ１＞Δｔ／Ｔ２」と
置き換えることもできる。つまり、周期と周波数の反比
例関係により、始動用パルスの発生時期がＶ（２）の高
レベル期間から外れる確率が点灯周波数に比例すること
になる。
【００６１】例えば、具体的な数値を挙げると、Δｔを
仮に０．１ｍｓとし、Ｆ１＝５００Ｈｚ（Ｔ１＝１ｍ
ｓ）、Ｆ２＝２５０Ｈｚ（Ｔ２＝２ｍｓ）とすると、Δ
ｔ／Ｔ１＝０．１、Δｔ／Ｔ２＝０．０５となり、始動
用パルスの発生時期がＶ（２）の高レベル期間から外れ
る確率がそれぞれ１０％、５％になる。
【００６２】上記した点灯周波数制御回路３０では、ラ
ンプの点灯前における矩形波の基本周波数ｆ２が上記の
Ｆ２に相当し、ランプの点灯後における矩形波の基本周
波数ｆ１が上記のＦ１に相当するものと考えれば良いの
で、始動用パルスの発生時期がＶ（２）の高レベル期間
から外れる確率はランプの点灯前において小さくなる。
【００６３】尚、ランプが一旦点灯した後は、始動用パ
ルスを発生させる必要がないので、点灯の安定性が良好
となる周波数ｆ１でもってブリッジ回路７Ａを制御すれ
ば良い。
【００６４】ところで、メタルハライドランプ１０が点
灯してから暫くの間は点灯状態が不安定であり、この間
にランプ電流がゼロクロスポイントを通過しようとする
と、極性反転が行われずに、ランプ電流値がゼロとなっ
てしまい、メタルハライドランプ１０が立ち消えてしま
うことがある。
【００６５】このような不都合を解消するためには、点
灯周波数をＦ２からＦ１にいきなり変化させるのではな
く、図９に示すように、両者間に放電灯を直流点灯させ
る期間（以下、「直流点灯期間」という。）を介在させ
た方が点灯の確実を期す上で好ましい。つまり、放電灯
の点灯状態が未だ不安定な期間では放電灯を直流点灯さ
せ、直流点灯期間が経過した後に点灯周波数がＦ１とな
るように制御を行う。
【００６６】そのための点灯周波数制御回路３０Ａの構
成例を図１０に示す。
【００６７】点灯周波数制御回路３０Ａは、発振部３
４、フリップフロップ３５及び３６、カウンタ３７等を
有する。
【００６８】発振部３４は基本クロック信号（その基本
周波数を「ｆ３」とする。）を生成してこれをフリップ
フロップ３５のクロック入力端子（ＣＫ）及び２入力Ａ
ＮＤゲート３８、３９に送出する。
【００６９】フリップフロップ３５はセット及びリセッ
ト可能なＤ型フリップフロップとされ、そのリセット端
子（Ｒ）に点灯判別信号が供給される。
【００７０】カウンタ３７はリップルキャリーカウンタ
とされ、所定段数の出力端子（Ｑ８）から出力される信
号をＮＯＴゲート４０によって反転した後これとＡＮＤ
ゲート３９により基本クロック信号との論理積をとるこ
とによって得られる信号がクロック入力端子（「ＣＫ」
の上にネガティブエッジトリガを示すバーを付して示
す。）に供給される。そして、ＡＮＤゲート３８により
Ｑ８でのカウンタ出力と基本クロック信号との論理積を
とることによって得られる信号がフリップフロップ３５
のセット端子（Ｓ）に供給される。
【００７１】フリップフロップ３５のＱ出力信号は後段
のＤ型フリップフロップ３６のクロック入力端子（Ｃ
Ｋ）に送出され、フリップフロップ３５のＱバー出力信
号はフリップフロップ３５のＤ入力端子に送出されると
ともに、ＮＯＴゲート４１を介してカウンタ３７のリセ
ット端子（Ｒ）に送出される。
【００７２】フリップフロップ３６では、そのＤ入力端
子とＱバー出力端子とが接続されており、そのＱ出力信
号及びＱバー出力信号はデッドタイム制御部４２、４
２′にそれぞれ送出される。
【００７３】デッドタイム制御部４２と４２′とは同じ
構成を有するので、その一方４２について説明すると、
入力信号は２つに分岐してその一方が２入力ＮＡＮＤゲ
ート４３の一方の入力端子にそのまま入力され、他方が
抵抗及びコンデンサからなる積分回路４４を介してＮＡ
ＮＤゲート４３の他方の入力端子に入力される。
【００７４】デッドタイム制御部４２′においてデッド
タイム制御部４２の構成部分と同様の部分にはデッドタ
イム制御部４２の同様の部分に付した符号に「′」を付
すことによって説明を省略する。
【００７５】図１１及び図１２は点灯周波数制御回路３
０Ａの動作について説明するためのタイムチャート図で
あり、図１１はランプの点灯前における各部の信号を示
し、図１２はランプの点灯直後における各部の信号を示
す。
【００７６】図中、「Ｓ（３４）」は基本クロック信
号、「Ｓ￣ｏ（３５）」はフリップフロップ３５のＱバ
ー出力信号、「Ｓｏ（３７）」はカウンタ３７のＱ８出
力信号、「Ｓｏ（３５）」はフリップフロップ３５のＱ
出力信号、「Ｓｏ（３６）」はフリップフロップ３６の
Ｑ出力信号、「Ｓ￣ｏ（３６）」はフリップフロップ３
６のＱバー出力信号、「Ｓｏ（４２）」はデッドタイム
制御部４２の出力信号、「Ｓｏ（４２′）」はデッドタ
イム制御部４２′の出力信号をそれぞれ示している。
尚、Ｓｏ（２７）は前述したように点灯判別信号であ
る。
【００７７】ランプの点灯前は点灯判別信号が、図１１
に示すようにＬ信号であり、フリップフロップ３５はリ
セットされず、Ｑ出力信号Ｓｏ（３５）は基本クロック
信号Ｓ（３４）の２分の１分周信号となり、これが後段
のフリップフロップ３６によってさらに２分の１に分周
される。この分周信号の基本周波数が上記の周波数Ｆ２
に相当する。尚、この間はＱバー出力信号Ｓ￣ｏ（３
５）の反転信号によってカウンタ３７がリセットされ続
けるので、カウンタ３７の出力信号Ｓｏ（３７）はＬ信
号であり、ＡＮＤゲート３８の出力信号がＬ信号に固定
される。
【００７８】図１２に示すようにランプが点灯して点灯
判別信号がＨ信号となり、これがフリップフロップ３５
のリセット端子に加わると、フリップフロップ３５のＱ
バー出力信号Ｓｏ（３５）がＨ信号に固定され、これに
よってカウンタ３７に対するリセットが解除され、基本
クロック信号のカウントが開始される。そして、カウン
タ３７の出力信号Ｓｏ（３７）がＨ信号になると、その
反転信号がＡＮＤゲート３９に送られるのでカウントさ
れなくなり、カウンタ３７の出力信号Ｓｏ（３７）がＨ
信号に固定される。よって、フリップフロップ３５のセ
ット端子には基本クロック信号と同期した信号が供給さ
れ、そのＱ出力信号Ｓｏ（３５）は基本周波数ｆ３の矩
形波となり、これが後段のフリップフロップ３６によっ
て２分の１に分周される。この分周信号の基本周波数が
上記のＦ１に相当する。
【００７９】フリップフロップ３６のＱ出力信号は、図
１２のＴｄｃに示す期間に亘ってＨ信号となり、該期間
が直流点灯期間に相当する。
【００８０】尚、直流点灯期間において一旦点灯したラ
ンプが立ち消えた場合には、点灯判別信号がＬ信号にな
ってフリップフロップ３５にリセットがかかり、Ｑバー
出力がＬレベルになった時点でカウンタ３７がリセット
される。また、Ｓ￣ｏ（３５）とＳｏ（３５）とが反相
関係になっていないが、これはフリップフロップ３５の
仕様による。
【００８１】フリップフロップ３６のＱ出力信号、Ｑバ
ー信号はデッドタイム制御部４２、４２′にそれぞれ送
られ、ここで、本信号と遅延信号との論理積をとること
によって矩形波信号がデッドタイムをもつように整形さ
れ、これらが直流−交流変換回路７の駆動制御回路７Ｂ
に送出される。
【００８２】図１３はブリッジ回路７Ａ及び駆動制御回
路７Ｂの構成例を示すものである。 ブリッジ回路７Ａ
は、半導体スイッチ素子７（１）と７（４）とを対と
し、半導体スイッチ素子７（２）と７（３）とを対とし
て構成され、これらの半導体スイッチ素子に対して駆動
制御回路７Ｂから送出される制御信号により相反的にス
イッチング制御が行われる。つまり、半導体スイッチ素
子７（１）と７（４）とがオン状態となり、かつ半導体
スイッチ素子７（２）と７（３）とがオフ状態となった
場合に半導体スイッチ素子７（１）と７（２）の間及び
半導体スイッチ素子７（３）と７（４）の間から出力さ
れる電圧の極性に対して、半導体スイッチ素子７（２）
と７（３）とがオン状態となり、かつ半導体スイッチ素
子７（１）と７（４）とがオフ状態となった場合に半導
体スイッチ素子７（１）と７（２）の間及び半導体スイ
ッチ素子７（３）と７（４）の間から出力される電圧の
極性が逆相の関係となって矩形波出力が得られる。尚、
本例では半導体スイッチ素子７（ｉ）（ｉ＝１、２、
３、４）にＦＥＴが使用されている。 駆動制御回路７Ｂ
については、ソース接地とされたＮチャンネルＭＯＳＦ
ＥＴ４５、４６が半導体スイッチ素子７（１）、７
（３）の制御用にそれぞれ設けられ、ＦＥＴ４５のゲー
トにはデッドタイム制御部４２の出力信号Ｓｏ（４２）
がコンプリメンタリ対４７を介して供給される。また、
ＦＥＴ４６のゲートにはデッドタイム制御部４２′の出
力信号Ｓｏ（４２′）がコンプリメンタリ対４８を介し
て供給される。
【００８３】そして、デッドタイム制御部４２の出力信
号Ｓｏ（４２）がＮＯＴゲート４９を介して反転されて
コンプリメンタリ対５０を経て半導体スイッチ素子７
（４）への制御信号として送られ、デッドタイム制御部
４２′の出力信号がＮＯＴゲート５２を介して反転され
てコンプリメンタリ対５１を経て半導体スイッチ素子７
（２）への制御信号として送られる。
【００８４】これによって、半導体スイッチ素子７
（１）、７（４）と、半導体スイッチ素子７（２）、７
（３）とが、所定のデッドタイムをもって略相反的にス
イッチング制御される。但し、直流点灯期間において
は、Ｓｏ（４２）がＨ信号、Ｓｏ（４２′）がＬ信号で
あるため、半導体スイッチ素子７（１）及び７（４）が
オフ状態、半導体スイッチ素子７（２）及び７（３）が
オン状態となり、直流電源回路６の出力がそのままメタ
ルハライドランプ１０に供給される。
【００８５】
【発明の効果】以上に記載したところから明らかなよう
に、本発明車輌用放電灯の点灯回路によれば、放電灯の
点灯又は不点灯状態の判別を行い、放電灯の点灯前の方
が点灯後よりも矩形波の周波数が低くなるように点灯周
波数を変化させることによって、自己降伏型スイッチ素
子の降伏の遅れが原因となって始動用パルスの発生時点
と矩形波の位相との間に生じるずれの発生頻度を低減す
ることができる。
【００８６】また、放電灯の不点灯状態と点灯状態への
移行期間において放電灯の直流点灯を介在させるように
すれば、放電灯の点灯性について確実性を高めることが
できる。
【００８７】尚、上記実施例において示した具体的な回
路構成は何れも本発明の具体化に当たってのほんの一例
を示したものにすぎず、これらによって本発明の技術的
範囲が限定的に解釈されるものではない。例えば、前記
実施例では放電灯の点灯前における点灯周波数と点灯後
の点灯周波数との比を１：２としたが、これを任意の比
（１：Ｎ）にする等、本発明の趣旨を逸脱しない範囲に
おける実施の態様は全て本発明の技術的範囲に含まれ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る車輌用放電灯の点灯回路の構成を
示す回路図である。
【図２】点灯判別回路の構成例を示す回路図である。
【図３】点灯周波数制御回路の構成例を示す回路図であ
る。
【図４】始動用パルス発生回路の基本構成を示す回路図
である。
【図５】始動用パルス発生回路の具体例を示す図であ
り、（ａ）は直流昇圧回路のトランスの２次側に巻線を
付加することによって定電圧源を構成した例を示し、
（ｂ）は倍電圧整流回路を用いて定電圧源を構成した例
を示す。
【図６】図３の点灯周波数制御回路の動作を説明するた
めのタイムチャート図である。
【図７】始動用パルス発生回路の動作を説明するための
タイムチャート図である。
【図８】点灯周波数と始動用パルスの発生時点との関係
について説明するための図であり、（ａ）は点灯周波数
が高い場合のコンデンサの端子電圧の上昇を示し、
（ｂ）は点灯周波数が低い場合のコンデンサの端子電圧
の上昇を示す。
【図９】放電灯の点灯前と点灯後との間に直流点灯期間
を設ける場合の制御信号を概略的に示す図である。
【図１０】直流点灯を含む周波数制御を行うための点灯
周波数制御回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】図１０の点灯周波数制御回路の点灯前の動作
について説明するためのタイムチャート図である。
【図１２】図１０の点灯周波数制御回路の点灯直後の動
作について説明するためのタイムチャート図である。
【図１３】ブリッジ回路及び駆動制御回路の構成例を示
す回路図である。
【図１４】従来の点灯回路の構成を示す図である。
【図１５】始動用パルス発生回路の構成例を示す図であ
る。
【図１６】始動用パルス発生回路の改良例を示す図であ
る。
【図１７】従来の問題点を説明するための図である。
【符号の説明】
１ 車輌用放電灯の点灯回路 ２、６ 直流電源回路部 ７ 直流−交流変換回路８ 始動用パルス発生回路 １０ 放電灯（メタルハライドランプ） １２ トランス １２ａ １次巻線 １２ｂ ２次巻線 １３ コンデンサ １４ 自己降伏型スイッチ素子 １５（１） 給電ライン ２７ 点灯判別回路 ３０ 点灯周波数制御手段（点灯周波数制御回路）
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−26792（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−82277（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−150895（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−283394（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−33297（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−266984（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 41/14 - 41/29

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流電源回路部の直流電圧を矩形波状の
    交流電圧に変換して放電灯に供給するための直流−交流
    変換回路と、放電灯への始動用パルスを発生させてこれ
    を直流−交流変換回路の出力に重畳して放電灯に供給す
    る始動用パルス発生回路とを備えた車輌用放電灯の点灯
    回路において、 （イ）始動用パルス発生回路はトランスを有し、該トラ
    ンスの２次巻線が直流−交流変換回路の出力端子と放電
    灯とを結ぶ給電ライン上に設けられ、トランスの１次巻
    線に対して直列にコンデンサ及び自己降伏型スイッチ素
    子が接続され、自己降伏型スイッチ素子の降伏時に当該
    素子及び１次巻線、コンデンサによる直列回路が閉成さ
    れることによって発生されること、 （ロ）上記コンデンサの充電が直流−交流変換回路の矩
    形波に係る一方の極性についてのみ行われ、かつ自己降
    伏型スイッチ素子の降伏時点から遅延時間の経過後に上
    記始動用パルスが発生されること、 （ハ）放電灯の点灯又は不点灯状態を判別する点灯判別
    回路を設けたこと、 （ニ）点灯判別回路により放電灯の不点灯状態が判別さ
    れた場合に直流−交流変換回路が出力する矩形波の周波
    数の方が放電灯の点灯状態が判別された場合の矩形波の
    周波数より低くなるように周波数を変化させる点灯周波
    数制御手段を設け、該矩形波の半周期に対して自己降伏
    型スイッチ素子の降伏時の遅延時間が占める比率を小さ
    くしたこと、 を特徴とする車輌用放電灯の点灯回路。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の車輌用放電灯の点灯回
    路において、点灯周波数制御手段が放電灯の不点灯状態
    から点灯状態への移行期間の所定期間に亘って放電灯を
    直流点灯させるように制御することを特徴とする車輌用
    放電灯の点灯回路。
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