JP3195692B2

JP3195692B2 - 電流共振型インバータ

Info

Publication number: JP3195692B2
Application number: JP17426693A
Authority: JP
Inventors: 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1993-07-14
Filing date: 1993-07-14
Publication date: 2001-08-06
Anticipated expiration: 2016-08-06
Also published as: JPH0731154A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電流共振型のＤＣ−Ａ
Ｃインバータまたはスイッチングレギュレータに係り、
より詳細には、出力電圧を可変とする電流共振型インバ
ータに関する。

【０００２】

【従来の技術】低電圧のＤＣ電源を用いて放電灯等の冷
陰極管を点灯させるインバータの１種に、コイルとコン
デンサとの直列共振回路を用いた電流共振型のインバー
タがある。このインバータでは、直列共振回路の共振周
波数に一致した周期でスイッチング手段の制御を行って
いる（これを従来技術１とする）。

【０００３】またその他のインバータの構成としては、
ロイヤー回路を使用した電圧共振型のインバータがあ
る。しかしこのインバータは、その構成上、出力電圧が
入力電圧に依存することになるので、調光を行うために
出力電圧を変化させる必要が生じたときには、インバー
タに与える直流電圧を制御する制御回路をインバータの
前段に設けた構成としている（これを従来技術２とす
る）。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来技術
１の構成では、スイッチングの周期を直列共振回路の共
振周波数に一致させる必要があるが、この共振周波数は
負荷の状態によって変化する。即ち共振周波数は、放電
灯の点灯状態や放電灯の個々の特性のばらつき等により
異なってくることを意味する。そのためスイッチングの
周期を固定した場合では動作が不安定となり、出力電圧
が安定しないことから放電灯にチラツキが発生するとい
う問題を生じていた。

【０００５】また従来技術２を用いて調光可能な構成と
する場合には、ＤＣ電源より供給される電力は、インバ
ータに与える電圧を変化させる制御回路とインバータと
の双方を介して放電灯に与えられることになる。そのた
め電力効率は、制御回路の効率とインバータの効率との
積となることから、総合的な変換効率が低下するという
問題を生じていた。

【０００６】本発明は上記課題を解決するため創案され
たものであり、その目的は、調光を行ったときの変換効
率の悪化を防止することのできる電流共振型インバータ
を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明に係る電流共振型インバータは、コイルとコ
ンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、この直
列共振回路の一対の端子とＤＣ電源との接続の開閉を行
うことにより、前記コンデンサを正極性に充電する第１
のスイッチング手段と、前記一対の端子の互いの接続を
開閉することにより、第１のスイッチング手段によって
正極性に充電された前記コンデンサから充電電荷を引き
抜くと共に前記コンデンサを逆極性に充電する第２のス
イッチング手段と、前記一対の端子の互いの接続を開閉
することにより、第２のスイッチング手段によって逆極
性に充電された前記コンデンサの充電電荷を引き抜くと
共に前記コンデンサを正極性に充電する第３のスイッチ
ング手段と、その電圧が可変である設定電圧を生成する
電圧設定手段と、放電灯の管電流値に比例した電圧を出
力する管電流検出手段と、この管電流検出手段の検出電
圧と前記設定電圧との比較を行い、前記検出電圧が前記
設定電圧より低いときには、前記第３のスイッチング手
段をオフのままとして、前記第１のスイッチング手段を
オン、前記第２のスイッチング手段をオフとする動作
と、前記第１のスイッチング手段をオフ、前記第２のス
イッチング手段をオンとする動作とを繰り返し、前記Ｄ
Ｃ電源より前記第１のスイッチング手段を介して前記コ
ンデンサを正極性に充電することにより出力電圧を上昇
させ、前記検出電圧が前記設定電圧より高いときには、
前記第１のスイッチング手段をオフのままとして、前記
第２のスイッチング手段をオン、前記第３のスイッチン
グ手段をオフとする動作と、前記第２のスイッチング手
段をオフ、前記第３のスイッチング手段をオンとする動
作とを繰り返し、前記ＤＣ電源から電力の供給を受けな
いで前記第３のスイッチング手段を介して前記コンデン
サを正極性に充電することにより出力電圧を減少させる
電圧制御手段とを備えた構成とする。

【０００８】

【０００９】

【作用】本発明の作用を以下に示す。

【００１０】

【００１１】

【００１２】

【００１３】

【００１４】第１のスイッチング手段は、直列共振回路
の一対の端子とＤＣ電源との接続の開閉を行うことによ
り、コンデンサを正極性に充電する。また第２のスイッ
チング手段は、第１のスイッチング手段によって正極性
に充電されたコンデンサから充電電荷を引き抜くと共に
コンデンサを逆極性に充電する。また第３のスイッチン
グ手段は、第２のスイッチング手段によって逆極性に充
電されたコンデンサの充電電荷を引き抜くと共にコンデ
ンサを正極性に充電する。

【００１５】このことは、第１のスイッチング手段と第
２のスイッチング手段とによって直列共振回路を駆動し
たときには、ＤＣ電源からの電力による駆動となり、出
力電圧を上昇させることを意味する。また、第２のスイ
ッチング手段と第３のスイッチング手段とによって直列
共振回路を駆動したときには、ＤＣ電源から電力の供給
を受けることのない駆動となるので、出力電圧は下降と
なることを意味する。

【００１６】一方、電圧制御手段は、管電流検出手段の
検出電圧と設定電圧との比較を行い、検出電圧が設定電
圧より低いときには、第３のスイッチング手段をオフの
ままとして、第１のスイッチング手段をオン、第２のス
イッチング手段をオフとする動作と、第１のスイッチン
グ手段をオフ、第２のスイッチング手段をオンとする動
作とを繰り返し、ＤＣ電源より第１のスイッチング手段
を介してコンデンサを正極性に充電するとにより、出力
電圧を上昇させる。また、検出電圧が設定電圧より高い
ときには、第１のスイッチング手段をオフのままとし
て、第２のスイッチング手段をオン、第３のスイッチン
グ手段をオフとする動作と、第２のスイッチング手段を
オフ、第３のスイッチング手段をオンとする動作とを繰
り返し、ＤＣ電源から電力の供給を受けないで、第３の
スイッチング手段を介してコンデンサを正極性に充電す
ることにより、出力電圧を減少させる。

【００１７】

【実施例】本発明の一実施例について図面を参照しつつ
以下に説明する。

【００１８】図１は、本発明の電流共振型インバータの
一実施例の電気的接続を示すブロック線図である。

【００１９】図１において、電源スイッチＳ１を介して
導かれたＤＣ電源１５の出力は、抵抗Ｒ１、Ｒ２からな
る分圧回路、第１のスイッチング手段１１の一方の端
子、および安定化電源２３の入力に導かれている。そし
て第１のスイッチング手段１１の他方の端子は、抵抗Ｒ
３、Ｒ４からなる分圧回路、第２のスイッチング手段１
２の一方の端子、第３のスイッチング手段１３の一方の
端子、およびコイルＬ１とコンデンサＣ１とにより構成
された直列共振回路１４の一対の端子の一方（コイルＬ
１の端子の一方）に接続されている。そして直列共振回
路１４の一対の端子の他方（コンデンサＣ１の端子の一
方）は接地されている。

【００２０】またコイルＬ１とコンデンサＣ１との接続
点は、出力ＬＥＶＥＬＣとして、ドライブ手段２１に導
かれており、コイルＬ２は、一方の端子がコンデンサＣ
２を介して放電灯２２の一方の端子に接続され、他方の
端子は接地されている。また放電灯２２の他方の端子
は、管電流検出手段２０を介して接地されている。管電
流検出手段２０は、放電灯２２の管電流値に比例した正
電圧を出力する。

【００２１】タイミング検出手段１６には、抵抗Ｒ１、
Ｒ２からなる分圧回路の出力ＲＥＦと、抵抗Ｒ３、Ｒ４
からなる分圧回路の出力ＬＥＶＥＬ１とが導かれてお
り、タイミング検出手段１６から送出される３つの出力
ＣＭＰ１〜３は、スイッチング制御手段および電圧制御
手段を構成するブロック１８に与えられている。

【００２２】またブロック１８からは、第１のスイッチ
ング手段１１の開閉を制御する出力ＤＲＶ１、第２のス
イッチング手段１２の開閉を制御する出力ＤＲＶ２、お
よびドライブ手段２１の動作を制御する出力ＣＮＴ３が
送出されている。そして電圧設定手段１７からの出力Ｓ
ＥＴＶ、スタート信号生成手段１９の出力ＳＴＡＲＴ、
および管電流検出手段２０の出力ＬＥＶＥＬ２は、ブロ
ック１８に導入されている。そしてドライブ手段２１の
出力ＤＲＶ３は第３のスイッチング手段１３に導かれて
いる。

【００２３】なお、上記構成における分圧回路の抵抗Ｒ
１〜Ｒ４については、分圧比を互いに等しくするため、
下式

【００２４】

【数１】Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）なる関係を満たすように設定されている。

【００２５】図２は、第１のスイッチング手段１１の電
気的接続を示す回路図、図３は、第２のスイッチング手
段１２の電気的接続を示す回路図、図４は、第３のスイ
ッチング手段１３の電気的接続を示す回路図、図５は、
管電流検出手段２０の電気的接続を示す回路図、図６
は、ドライブ手段２１の電気的接続を示す回路図、図７
は、タイミング検出手段１６の電気的接続を示す回路
図、図８は、スタート信号生成手段１９の電気的接続を
示す回路図、図９は、ブロック１８の電気的接続を示す
回路図である。

【００２６】必要に応じて同図を参照しつつ、構成の説
明を続ける。

【００２７】ＤＣ電源１５は、バッテリ等からなる携帯
用の低圧直流電源であり、安定化電源２３は、３端子レ
ギュレータ等によって構成され、ＤＣ電源１５より供給
される直流電圧から、論理回路の動作に必要とする安定
化された電圧を生成するブロックである。

【００２８】また第１のスイッチング手段１１は、図２
に示すように、出力ＤＲＶ１がＨレベルとなったときに
は、トランジスタＱ２のコレクタ電流によってトランジ
スタＱ１がオンとなり、出力ＤＲＶ１がＬレベルである
ときにはトランジスタＱ１がオフとなるブロックとなっ
ており、直列共振回路１４の一対の端子とＤＣ電源との
接続の開閉を行うことにより、コンデンサＣ１を正極性
に充電する（ダイオードＤ１は、電流が逆方向に流れる
ことを防止する）。

【００２９】また第２のスイッチング手段１２は、図３
に示すように、出力ＤＲＶ２がＨレベルであるときには
トランジスタＱ３がオンとなり、Ｌレベルであるときに
はオフとなるブロックとなっており、直列共振回路１４
の一対の端子の互いの接続の開閉を行うことによって、
第１のスイッチング手段１１によって正極性に充電され
たコンデンサＣ１から充電電荷を引き抜くと共にコンデ
ンサＣ１を逆極性に充電する（ダイオードＤ２は、電流
が逆方向に流れることを防止する）。

【００３０】また第３のスイッチング手段１３は、図４
に示すように、出力ＤＲＶ３に電流が流れ出すときには
トランジスタＱ４がオンとなり、電流が流れ出さないと
きにはオフとなるブロックとなっており、直列共振回路
１４の一対の端子の互いの接続の開閉を行うことによっ
て、第２のスイッチング手段１２によって逆極性に充電
されたコンデンサＣ１から充電電荷を引き抜くと共にコ
ンデンサＣ１を正極性に充電する（ダイオードＤ３は、
電流が逆方向に流れることを防止する）。

【００３１】また管電流検出手段２０は、図５に示すよ
うに、放電灯２２の管電流を、ダイオードＤ４とコンデ
ンサＣ３とによって直流に変換した後、出力ＬＥＶＥＬ
２として送出するブロックである。なお、抵抗Ｒ６、Ｒ
７は、損失を少なくするよう低抵抗値が選択設定され
る。

【００３２】またドライブ手段２１は、図６に示すよう
に、出力ＣＮＴ３がＨレベルとなったときには、トラン
ジスタＱ７、Ｑ６の双方がオンとなることによってトラ
ンジスタＱ５をオンとするブロックであり、第３のスイ
ッチング手段１３のトランジスタＱ４のベース電流を、
出力ＤＲＶ３の側から出力ＬＥＶＥＬＣ側に流すことに
より、トランジスタＱ４をオンとする。

【００３３】またタイミング検出手段１６は、図７に示
すように、直列共振回路１４の一対の端子の電圧を示す
出力ＬＥＶＥＬ１と、ＤＣ電源１５の電圧（予め設定さ
れた電圧）を示す出力ＲＥＦとの比較を行う比較器３
１、出力ＬＥＶＥＬ１とグランドレベル（予め設定され
た電圧）との比較を行う比較器３２、３３の３つの比較
器によって構成されており、比較器３１、３２を用いる
ことによって、直列共振回路１４に流れる電流の向きの
それぞれにおいて、その電流値が０近傍の値となるタイ
ミングを検出する。

【００３４】なお、タイミング検出手段１６の構成要素
として示された３つの比較器３１〜３３のうち、比較器
３３は、本発明に係わる電圧制御手段を実現する構成要
素となっているが、図面を簡明なものとするため、タイ
ミング検出手段１６の内部に記載している。

【００３５】またスタート信号生成手段１９は、図８に
示すように、コンデンサＣ４と抵抗Ｒ５との時定数によ
って定まる時間において、出力ＳＴＡＲＴにＨレベルを
送出することにより、ブロック１８のイニシャライズを
行うブロックである。

【００３６】また電圧設定手段１７は、可変抵抗器によ
って変化させることが可能な直流電圧を、設定電圧とし
て出力ＳＥＴＶに送出するブロックとなっている。

【００３７】またブロック１８は、スイッチング制御手
段と本発明に係わる電圧制御手段との双方の構成が組み
合わされたブロックとなっており、電圧制御手段として
の構成には、既に説明したように、タイミング検出手段
１６内の比較器３３を含む構成となり、図９に示すよう
に、タイミング検出手段１６からの３種の出力ＣＭＰ１
〜３、電圧設定手段１７からの出力ＳＥＴＶ、管電流検
出手段２０からの出力ＬＥＶＥＬ２、スタート信号生成
手段１９からの出力ＳＴＡＲＴとに基づく動作を行うブ
ロックである。

【００３８】そしてスイッチング制御手段としては、Ｄ
Ｃ電源１５から直列共振回路１４方向に流れる電流値が
０近傍の値となったときには（出力ＣＭＰ１により示さ
れる）、第１のスイッチング手段１１の接続を開くと共
に第２のスイッチング手段１２の接続を閉じさせ、直列
共振回路１４からＤＣ電源１５方向に流れる電流値が０
近傍の値となったときには（出力ＣＭＰ２により示され
る）、第２のスイッチング手段１２の接続を開くと共に
第１のスイッチング手段１１の接続を閉じさせる。

【００３９】また、本発明に係わる電圧制御手段として
は、管電流検出手段２０の検出電圧（出力ＬＥＶＥＬ
２）と設定電圧（出力ＳＥＴＶ）との比較を行い（出力
ＣＭＰ４により示される）、出力電圧が設定電圧より低
いときには、第１のスイッチング手段１１と第２のスイ
ッチング手段１２との制御を行うことによって直列共振
回路１４を駆動する。そして出力電圧が設定電圧より高
いときには、第２のスイッチング手段１２と第３のスイ
ッチング手段１３との制御を行うことによって直列共振
回路１４の駆動を行う。

【００４０】なお、図９に示す回路において、マルチプ
レクサ４７は、セレクト端子Ｓに導かれた出力ＣＮＴ−
ＭＰＸがＨレベルであるとき、入力端子ＩＮ１に導かれ
たレベルを出力ＯＵＴ−ＭＰＸに送出し、出力ＣＮＴ−
ＭＰＸがＬレベルであるときには、入力端子ＩＮ２に導
かれたレベルを出力ＯＵＴ−ＭＰＸに送出する。

【００４１】またフリップフロップ５５は、出力ＣＭＰ
２に現れる立ち上がりエッジでもって出力ＣＭＰ４の読
み込みを行う。またＯＲゲート５６、５７は、イニシャ
ライズのための出力ＳＴＡＲＴに対応するゲートであ
り、イニシャライズが終了した後には、単なるスルー接
続と等しくなる。

【００４２】また遅延素子５０、５１は、第１〜第３の
スイッチング手段１１〜１３のオン、オフの切り換えに
おいて、第１のスイッチング手段１１と第２のスイッチ
ング手段１２、あるいは第２のスイッチング手段１２と
第３のスイッチング手段１３との双方が同時にオンとな
ることを防止するため設けられている。そのため、一方
のスイッチング手段をオフに設定した後、この遅延素子
５０、５１の遅延時間の経過を待って、他方のスイッチ
ング手段をオンとする設定を行っている。

【００４３】図１０、図１１は、本実施例の主要信号の
タイミングを示すタイミングチャートである。必要に応
じて同図を参照しつつ、以下に本発明の一実施例の動作
を説明する。

【００４４】電源スイッチＳ１がオンとなったときに
は、時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、出力ＳＴＡＲＴに
Ｈレベルが送出される。この結果、ＡＮＤゲート５８の
出力である出力ＤＲＶ１にＨレベルが送出されることか
ら、第１のスイッチング手段１１がオンとなり、電流Ｉ
ＳがコイルＬ１を経由してコンデンサＣ１に流れ込むこ
とになる。そのためコンデンサＣ１は、電磁共振原理に
従って正極性に充電され、時刻ｔ２で、コンデンサＣ１
の充電電圧ＥＣはＤＣ電源１５の出力電圧より高くな
る。

【００４５】一方、時刻ｔ１〜ｔ３の期間において、Ａ
ＮＤゲート５９の出力である出力ＤＲＶ２はＬレベルと
なり、第２のスイッチング手段１２はオフとなる。また
抵抗Ｒ３、Ｒ４は、その抵抗値が高く設定されていて、
流れる電流値が無視できるレベルとなっているので、充
電電圧ＥＣは、時刻ｔ３まで放電されない。

【００４６】時刻ｔ２で電流ＩＳが０となるため、第１
のスイッチング手段１１の出力である電圧ＥＳは充電電
圧ＥＣと同レベルとなり、比較器３１の出力ＣＭＰ１が
Ｈレベルとなる。このＨレベルは、マルチプレクサ４７
を介してＮＯＲゲート４９に導かれる。比較器３１は、
電圧ＥＳがＤＣ電源１５の電圧より高い場合にのみ、Ｈ
レベルを出力するようオフセット調整されている。

【００４７】一方、２つのＮＯＲゲート４８、４９は、
遅延素子５０、５１を介して、フリップフロップを構成
するように接続されている。そのため、時刻ｔ１〜ｔ２
の期間においては、出力ＣＭＰ２および出力ＯＵＴ−Ｍ
ＰＸの双方が共にのＬレベルのため、フリップフロップ
の出力は不定となるが、時刻ｔ２で出力ＯＵＴ−ＭＰＸ
がＨレベルとなり、ＮＯＲゲート４９の出力ＣＮＴ−Ｔ
Ｒ１がＬレベルとなる。また遅延素子５０の遅延時間が
経過した時刻ｔ２’には、ＮＯＲゲート４８の出力ＣＮ
Ｔ−ＴＲ２のＨレベルが確定する。

【００４８】また放電灯２２の管電流は、管電流検出手
段２０において前述の通り検波整流され、出力ＬＥＶＥ
Ｌ２として比較器５２のマイナス入力に与えられる。こ
の出力ＬＥＶＥＬ２は、インバータとしての発振勢力に
比例するものであり、その発振勢力が弱いことから、こ
の電圧は、比較器５２のプラス入力に与えられた出力Ｓ
ＥＴＶの設定電圧よりは低い電圧となる。そのため比較
器５２の出力ＣＭＰ４はＨレベルとなる。

【００４９】時刻ｔ３で出力ＳＴＡＲＴがＬレベルにな
ると、出力ＤＲＶ１はＬレベル、更に時刻ｔ３′で出力
ＤＲＶ２はＨレベル、ＡＮＤゲート６０の出力ＣＮＴ３
はＬレベルとなり、第１のスイッチング手段１１と第３
のスイッチング手段１３とはオフ、第２のスイッチング
手段１２はオンとなる。そのためコンデンサＣ１の充電
電荷は、第２のスイッチング手段１２を介して放電を開
始する。

【００５０】なお遅延素子６１は、第１および第２スイ
ッチング手段１１、１２のオン、オフの切り換えにおい
て、第１のスイッチング手段１１と第２のスイッチング
手段１２の双方が同時にオンになることを防止するため
に設けられている。そのため、時刻ｔ３にて第１のスイ
ッチング手段１１をオフに設定した後、遅延素子６１の
遅延時間を待って、時刻ｔ３′のタイミングで第第２の
スイッチング手段１２をオンする。

【００５１】この放電が行われる時刻ｔ３〜ｔ４の期間
では、直列共振の原理に従い、充電電圧ＥＣと電流ＩＳ
とは、図１０に示すように変化する。そして時刻ｔ４で
は、コンデンサＣ１は逆極性に充電されており、且つ電
流ＩＳが０となる。そのため電圧ＥＳは逆極性となり、
タイミング検出手段１６の出力において、出力ＣＭＰ１
はＬレベル、出力ＣＭＰ２はＨレベル、出力ＣＭＰ３は
Ｌレベルとなる。

【００５２】なお比較器３２および比較器３３は、信号
ＬＥＶＥＬ１のレベルがグラウンド（接地）レベルと同
一の場合、Ｌレベルを出力するようオフセット調整され
ている。

【００５３】そして時刻ｔ４において出力ＣＭＰ２に現
れる立ち上がりエッジでもって、比較器５２の出力ＣＭ
Ｐ４のＨレベルがフリップフロップ５５に読み込まれ、
フリップフロップ５５の出力ＣＮＴ−ＬＥＶＥＬがＨレ
ベルとなる。また出力ＣＭＰ２がＨレベルとなったこと
により、出力ＣＮＴ−ＴＲ２がＬレベル、出力ＤＲＶ２
がＬレベルとなって第２のスイッチング手段１２がオフ
となる。

【００５４】また時刻ｔ４’には、出力ＣＮＴ−ＴＲ１
がＨレベルとなり、出力ＤＲＶ１がＨレベルとなること
から、第１のスイッチング手段１１がオンとなる。その
ためコンデンサＣ１に逆極性に充電された充電電荷の放
電が開始される。

【００５５】時刻ｔ４’〜ｔ５の期間では、充電電圧Ｅ
Ｃと電流ＩＳとは、直列共振の原理に従い、図１０に示
す変化となり、時刻ｔ５では、コンデンサＣ１は正極性
に充電され、電流ＩＳが０となる。そのため電圧ＥＳは
ＤＣ電源１５の電圧より高くなり、第１のスイッチング
手段１１がオフ、第２のスイッチング手段１２がオンと
なる。この繰り返しによって直列共振回路１４の振幅が
増大する（コイルＬ２の出力電圧が上昇し、放電灯２２
の管電流が増加して発光強度が増す）。

【００５６】そして比較器５２の出力ＣＭＰ４がＨレベ
ルに固定されている限りでは、調光が不要であり、出力
電圧を変化させる必要が無い限り、上記したタイミング
に従って第１および第２のスイッチング手段１１、１２
が動作する。つまり直列共振回路１４は、その共振周波
数に従って駆動されることとなり、コイルＬ２の出力電
圧は、放電灯２２の消費電力も含めた回路総損失、ＤＣ
電源１５の電圧とコイルＬ１、Ｌ２の巻数比によって定
まる電圧でもって安定することとなり、出力電圧が固定
のＤＣ−ＡＣインバータとして動作することになる（こ
の動作は請求項１記載の発明としての動作である）。

【００５７】しかしながら、比較器５２の入力の一方に
は出力ＬＥＶＥＬ２、他方には出力ＳＥＴＶが与えられ
ているので、直列共振回路１４の共振勢力が増加し、放
電灯２２の管電流が増加すると、出力ＬＥＶＥＬ２が出
力ＳＥＴＶより高くなる。このタイミングは、図１１に
おいて時刻ｔＨとして示されている。

【００５８】この時刻ｔＨでは、比較器５２の出力ＣＭ
Ｐ４がＬレベルとなる。そして時刻ｔ８では、出力ＣＭ
Ｐ２に現れる立ち上がりエッジでもって、出力ＣＭＰ４
のＬレベルがフリップフロップ５５に読み込まれ、出力
ＣＮＴ−ＬＥＶＥＬがＬレベル、出力ＤＲＶ２がＬレベ
ルとなり、第２のスイッチング手段１２はオフとなる。
そして時刻ｔ８’において、出力ＣＮＴ３がＨレベルと
なり、第３のスイッチング手段１３がオンとなる。その
ためコンデンサＣ１に逆極性に充電された充電電荷は、
第３のスイッチング手段１３を介して放電され始める。

【００５９】そのため時刻ｔ８〜ｔ９の期間では、充電
電圧ＥＣと電流ＩＳとは直列共振の原理に従って変化す
るが、この共振サイクルは、直列共振回路１４と第３の
スイッチング手段１３とによる共振サイクルであり、Ｄ
Ｃ電源１５から電力の供給を受けない共振である。その
ため、この共振はその勢力を減少させる共振となる。つ
まり出力電圧検出手段２０の出力ＬＥＶＥＬ２が電圧設
定手段１７の出力ＳＥＴＶを超える場合には、コンデン
サＣ１を正極性に充電するサイクルを、第３のスイッチ
ング手段１３を介して行うことにより、コイルＬ２の出
力電圧を減少させる。

【００６０】以下に続くサイクルでは、コンデンサＣ１
を正極性に充電させる場合、出力ＬＥＶＥＬ２が出力Ｓ
ＥＴＶより低い場合には、第１のスイッチング手段１１
を介してＤＣ電源１５の電力でもって充電する。また出
力ＬＥＶＥＬ２が出力ＳＥＴＶより高い場合には、第３
のスイッチング手段１３を介してコンデンサＣ１を充電
する。

【００６１】そのためコイルＬ２からの出力電圧は、電
圧設定手段１７によって設定された電圧となり、電圧設
定手段１７の設定を変化させたときには、その変化に追
従してコイルＬ２の出力電圧が変化する。

【００６２】なお図１０、図１１においては、遅延素子
５０、５１が与える遅延時間を拡大して表示しており、
実機では、この遅延時間は極めて短く、直列共振回路１
４の共振波形は正弦波に極めて近似した波形となってい
る。

【００６３】なお本発明は上記実施例に限定されず、コ
イルＬ２を放電灯２２に接続した構成とし、ＤＣ−ＡＣ
インバータの回路構成とした場合について説明したが、
コイルＬ２を整流回路に導くことによって、スイッチン
グレギュレータの構成とすることが可能であり、このと
きには極めて変換効率が良く、且つ出力電圧が可変とな
る電流共振型のスイッチングレギュレータの提供が可能
となっている。

【００６４】また第３のスイッチング手段１３について
は、そのアノードが接地され、カソードが直列共振回路
１４のコイルＬ１に接続されたダイオードとすることが
可能であり、このときには、第１のスイッチング手段１
１が開かれた状態にあり、且つコンデンサＣ１が逆極性
に充電されているときには、このダイオードを経由して
コンデンサＣ１の充電電荷が放電されると共に、逆極性
に充電される。そのためドライブ手段２１、出力ＣＮＴ
３を作成する部分を省略した構成とすることが可能であ
る。

【００６５】

【００６６】

【発明の効果】本発明に係る電流共振型インバータは、
直列共振回路のコンデンサを正極性に充電する第１のス
イッチング手段と、正極性に充電されたコンデンサから
充電電荷を引き抜くと共にコンデンサを逆極性に充電す
る第２のスイッチング手段と、直列共振回路の一対の端
子の互いの接続を開閉することにより、逆極性に充電さ
れたコンデンサの充電電荷を引き抜くと共に正極性に充
電する第３のスイッチング手段とを設けている。そして
出力電圧を規定する設定電圧と直列共振回路の出力電圧
との比較を行い、出力電圧が設定電圧より低いときに
は、第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段
との制御を行うことによって直列共振回路を駆動し、出
力電圧が設定電圧より高いときには、第２のスイッチン
グ手段と第３のスイッチング手段との制御を行うことに
よって直列共振回路を駆動する電圧制御手段を設けてい
るので、設定電圧の変化に追従して出力電圧が変化する
ことになり、入力電圧を変化させる必要がないことか
ら、電力の変換効率はインバータとしての効率のみで定
まるため、調光を行うときの変換効率の悪化を防止する
ことができる。

【００６７】また、ＤＣ電源からの電力による駆動と、
ＤＣ電源から電力の供給を受けない駆動とを、出力電圧
により切り換えることから、常に交流電圧が出力されて
おり、その出力レベルが変わるので、放電灯にちらつき
が発生しにくいといった効果も奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電流共振型インバータの一実施例
の電気的構成を示すブロック線図である。

【図２】第１のスイッチング手段の電気的接続を示す回
路図である。

【図３】第２のスイッチング手段の電気的接続を示す回
路図である。

【図４】第３のスイッチング手段の電気的接続を示す回
路図である。

【図５】放電灯の管電流検出手段の電気的接続を示す回
路図である。

【図６】ドライブ手段の電気的接続を示す回路図であ
る。

【図７】タイミング検出手段の電気的接続を示す回路図
である。

【図８】スタート信号生成手段の電気的接続を示す回路
図である。

【図９】電圧制御手段とスイッチング制御手段との双方
の組み合わせであるブロックの電気的接続を示す回路図
である。

【図１０】本発明の一実施例の主要信号の波形を示すタ
イミングチャートである。

【図１１】本発明の一実施例の主要信号の波形を示すタ
イミングチャートである。

【符号の説明】

１１第１のスイッチング手段１２第２のスイッチング手段１３第３のスイッチング手段１４直列共振回路１５ＤＣ電源１６タイミング検出手段１７電圧設定手段１８電圧制御手段およびスイッチング制御手段を組み
合わせたブロック１９スタート信号生成手段２０放電灯の管電流検出手段２１第３のスイッチング手段を駆動するドライブ手段

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】コイルとコンデンサとが直列に接続され
た直列共振回路と、この直列共振回路の一対の端子とＤＣ電源との接続の開
閉を行うことにより、前記コンデンサを正極性に充電す
る第１のスイッチング手段と、前記一対の端子の互いの接続を開閉することにより、第
１のスイッチング手段によって正極性に充電された前記
コンデンサから充電電荷を引き抜くと共に前記コンデン
サを逆極性に充電する第２のスイッチング手段と、前記一対の端子の互いの接続を開閉することにより、第
２のスイッチング手段によって逆極性に充電された前記
コンデンサの充電電荷を引き抜くと共に前記コンデンサ
を正極性に充電する第３のスイッチング手段と、その電圧が可変である設定電圧を生成する電圧設定手段
と、放電灯の管電流値に比例した電圧を出力する管電流検出
手段と、この管電流検出手段の検出電圧と前記設定電圧との比較
を行い、前記検出電圧が前記設定電圧より低いときに
は、前記第３のスイッチング手段をオフのままとして、
前記第１のスイッチング手段をオン、前記第２のスイッ
チング手段をオフとする動作と、前記第１のスイッチン
グ手段をオフ、前記第２のスイッチング手段をオンとす
る動作とを繰り返し、前記ＤＣ電源より前記第１のスイ
ッチング手段を介して前記コンデンサを正極性に充電す
ることにより出力電圧を上昇させ、前記検出電圧が前記
設定電圧より高いときには、前記第１のスイッチング手
段をオフのままとして、前記第２のスイッチング手段を
オン、前記第３のスイッチング手段をオフとする動作
と、前記第２のスイッチング手段をオフ、前記第３のス
イッチング手段をオンとする動作とを繰り返し、前記Ｄ
Ｃ電源から電力の供給を受けないで前記第３のスイッチ
ング手段を介して前記コンデンサを正極性に充電するこ
とにより出力電圧を減少させる電圧制御手段とを備えた
ことを特徴とする電流共振型インバータ。