JPH10321393A - 放電灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ブリッジ用スイッチング素子の駆動を安定し
て行うことを目的とする。 【解決手段】 ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの各電源端子Ｖ
ｃｃは、フライバックトランス２９の二次側に接続され
ている。つまり、図６に示すようにフライバックトラン
ス２９の二次側には、抵抗９５とツェナーダイオード９
７よりなる。第１電源回路９６が設けられており、電源
端子Ｖｃｃへの印加電圧は、第１電源回路９６により発
生された所定電圧Ｖ２（１５Ｖ）となる。ＩＣ素子４３
ａ、４３ｂは、二次巻線２９ｂにて発生する二次電圧
（上記ランプ電圧）を利用して、上記Ｈブリッジ制御回
路１１にて制御されるようになっている。これにより、
バッテリ電圧ＶＢが低下しても、フライバックトランス
２９の二次側から駆動電圧を得ることで、ＭＯＳトラン
ジスタ４１ａ〜４１ｄを安定して駆動制御することがで
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高圧放電灯を点灯
する放電灯装置に関し、特に車両用前照灯に用いると好
適である。

【０００２】

【従来の技術】高圧放電灯（以下、放電灯）を車両用前
照灯に用いたものとして、トランスにて１次側のバッテ
リー電圧を２次側で高圧化して放電灯の点灯を行うもの
が知られている。また、放電灯は交流点灯されるが、こ
の交流点灯は４つのＭＯＳトランジスタで構成されたＨ
型ブリッジ回路（インバータ回路）によって行われてい
る。すなわち、Ｈ型ブリッジ回路における対角線上にあ
るＭＯＳトランジスタＴＲが交互にオン・オフされて交
流点灯が行われている。

【０００３】そして、このＨ型ブリッジ回路におけるＭ
ＯＳトランジスタＴＲのオン・オフ用の電源として定電
圧源が必要とされるが、従来では、トランスの１次側に
特別に専用の回路用ＤＣ−ＤＣコンバータを設け、これ
を定電圧源として利用している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、回路用
ＤＣ−ＤＣコンバータを設けたことによって部品点数が
増加してコスト高になるため、コスト削減を図るために
は回路用ＤＣ−ＤＣコンバータの廃止が要求される。し
かしながら、回路用ＤＣ−ＤＣコンバータの廃止によっ
てＭＯＳトランジスタＴＲのオン・オフ用の定電圧源が
なくなるという問題がある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明者は、先
ずブリッジ用スイッチング素子の駆動電源を、トランス
の一次側である直流電源から得るものを検討した。しか
しながら、このようにすると、例えば直流電源の電源電
圧が低下すると、ブリッジ用スイッチング素子への駆動
電圧も低下してしまう。これにより、ブリッジ用スイッ
チング素子の駆動が不安定になるという問題がある。

【０００６】そこで、本発明者は、トランスの一次側か
らでは無く、高電圧となるトランスの二次側を着目し、
この二次側からブリッジ用半導体素子への駆動電源を得
ることで、ブリッジ用半導体スイッチング素子の駆動を
安定して行うことができるという点に着目した。このよ
うな着目により、請求項１ないし４記載の発明では、ト
ランス（２９）の二次側に設けられ、二次側の電圧を所
定電圧（Ｖ２）にする定電圧電源回路（９６）とを有
し、駆動制御回路（４３ａ、４３ｂ）は、前記電源回路
（９６）から駆動電源が得られるように構成されている
ことを特徴としている。

【０００７】これにより、トランスの二次側に電源回路
を設け、駆動制御回路がこの電源回路から駆動電圧を得
るようになっているので、ブリッジ用スイッチング素子
を安定して駆動制御することができる。なお、ここで言
うトランスは、一次側と二次側が巻線にて構成されたも
のと、一次側のみが巻線にて構成されたリアクターとを
含む。

【０００８】また、請求項２記載の発明では、駆動制御
回路（４３ａ、４３ｂ）は、電源回路（９５、９７）か
ら駆動電源が得られるとともに、直流電源（１）側から
も駆動電源が得られるようになっていることを特徴とし
ている。ここで、電源回路に所定電圧より小さい電圧が
発生しているときには、駆動制御回路を駆動が不安定に
なる。そこで、請求項２記載の発明によれば、この場合
は駆動制御回路を直流電源側からの駆動電源にて駆動で
きる。なお、ここでいう所定電圧より小さい電圧とは、
定電圧電源回路に全く電圧が発生していないときを含
む。

【０００９】例えば、請求項２において、請求項３記載
の発明では、トランス（２９）の一次側に接続され、一
次側を流れる一次電流を制御する一次用スイッチング素
子（１９）と、放電灯（２）の放電電圧に相当する電圧
信号（ＶＬ）と、放電灯（２）の放電電流（ＩＬ）に相
当する電流信号（ＩＬ）とに基づいて、一次用スイッチ
ング素子（１９）を制御することで、放電灯（２）の電
力を制御する電力制御手段（９、１０）とを有するよう
にした。

【００１０】このようにすると、放電灯は、電力制御手
段により、上記電圧信号および上記電流信号に基づいて
電力が制御される。そして、例えば一次側に始めて一次
電流が流れた直後には、二次側には電圧は発生していな
い。従って、例えば一次側に始めて一次電流が流れた直
後には、ブリッジ回路は駆動制御できず、最悪の場合制
御遅れや制御が不安定になる可能性がある。

【００１１】そこで、請求項３記載の発明によれば、駆
動制御回路は、直流電源（１）側からの駆動電源が得ら
れるようになっているので、上記問題を解決できる。さ
らに請求項２において、請求項３記載の発明では、駆動
制御回路（４３ａ、４３ｂ）は、二次側の駆動電源の電
圧が所定電圧より低下する異常状態になると、直流電源
（１）側から駆動電源を得ることで、複数のブリッジ用
半導体スイッチング素子（４１ａ〜４１ｄ）の導通を全
て遮断することを特徴としている。

【００１２】ここで、本発明者の検討によると、何らか
の原因で放電灯装置が異常状態となり、この異常状態に
対応しようとするために、複数のブリッジ用スイッチン
グ素子の導通を全て遮断することを着想した。しかしな
がら、本発明者の検討によると、このような異常状態に
なったときには、二次側の駆動電源の電圧が所定電圧よ
り低下してしまうため、電源回路による駆動電源も低下
し、複数のブリッジ用スイッチング素子の駆動が不安定
になり、確実に導通を全て遮断することができない可能
性があることが分かった。

【００１３】そこで、請求項３記載の発明によれば、駆
動制御回路は、二次側の駆動電源の電圧が所定電圧より
低下する異常状態になると、直流電源側から駆動電源を
得るようにしてあるので、確実に複数のブリッジ用スイ
ッチング素子の導通を全て遮断できる。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図に基
づいて説明する。なお、本実施形態は本発明の放電灯装
置１００を車両用前照灯に適用したものである。図１に
本実施形態における放電灯装置１００の全体構成図、図
２に本実施形態における放電灯装置１００の制御系のブ
ロック図を示す。

【００１５】１は車両に搭載された直流電源（以下、バ
ッテリという、定格電圧（バッテリ電圧ＶＢ）１２Ｖ）
であり、１ａは電源端子、１ｂはアース端子、２は車両
前照灯であるメタルハライドランプ等の高圧放電灯（以
下、ランプという）である。ＳＷは、車室内に設けら
れ、使用者の操作により、上記ランプ２の点灯消灯を設
定する点灯スイッチである。５０は、放電灯装置１００
に過電流が流れたときに溶断するヒューズである。

【００１６】放電灯装置１００は、図１に示すように逆
接保護回路３、平滑回路４、フライバックトランス２９
を有する直流電源回路５、テークオーバー回路６、Ｈブ
リッジ回路７ａを含むインバータ回路７、始動回路８等
の回路機能部を有する。本実施形態では、図２に示すよ
うに上記回路機能部を制御する制御回路として、ＰＷＭ
（パルス幅変調）制御回路９、後述のランプ電圧ＶＬお
よびランプ電流ＩＬに基づいて、ランプ電力を所望電力
に制御するランプパワー制御回路１０、上記Ｈブリッジ
回路７ａを制御するＨブリッジ制御回路１１等を有す
る。

【００１７】また、本実施形態では、上記制御回路とし
てその他に、ランプ電圧ＶＬを所定のタイミングでサン
プリングおよびホールドするサンプルホールド回路１
２、ランプ点灯開始時に、上記始動回路８を制御して、
ランプ２に高電圧を印加させてランプ２を電極間で絶縁
破壊させる高電圧発生制御回路１３、放電灯装置１００
が後述の異常状態となったときに、上記Ｈブリッジ制御
回路１１を通じてＨブリッジ回路７ａを制御するフェイ
ルセーフ回路１４と、ランプ２のコネクタ３５の外れを
検出するコネクタ外れ検出回路１５とを有している。

【００１８】さらに、各制御回路９〜１５の駆動電力は
バッテリ電圧ＶＢ等に基づいて行われるが、１次側電圧
が過電圧となった際に、この過電圧から各制御回路９〜
１５を保護するための過電圧保護回路１６も放電灯装置
１００には備えられている。ここで、先ず、放電灯装置
１００の点灯動作の概略を説明する。上記点灯スイッチ
ＳＷがオンされると、フライバックトランス２９にてバ
ッテリ電圧ＶＢが昇圧され、これにより、Ｈブリッジ回
路７ａを通じて始動回路８のコンデンサ５３が充電され
る。そして、コンデンサ５３が充電されると、始動回路
８にて充電された電荷が放電されて、トランス４７にて
さらに高電圧化された電圧がランプ２に印加され、ラン
プ２が電極間で絶縁破壊し点灯されるようになる。

【００１９】その後、ランプ２が点灯すると、Ｈブリッ
ジ回路７ａによりランプ２への放電電圧の極性（放電電
流の向き）を交互に切り換えることで、ランプ２を交流
点灯させる。次に、上記回路機能部および上記制御回路
の構成の概略について簡単に説明する。

【００２０】逆接保護回路３は、抵抗１７、コンデンサ
１９、およびＭＯＳトランジスタ１２とからなる。逆接
保護回路３は、後述する電源端子に負極性の高電圧が発
生したときに、ＭＯＳトランジスタ２１を保護するもの
である。また、バッテリ１を極性が逆にして車両に取り
付けるといった逆接時には、ヒューズ５０を溶断しない
ようにするものである。

【００２１】平滑回路４は、上記電源端子１ａに発生す
る電圧を平滑するものであり、コンデンサ２３、２５
と、コイル２７とからなるコンデンサ入力型平滑回路
（チョーク入力型平滑回路）である。直流電源回路５
は、一次側と二次側とが共に巻線で構成されたフライバ
ックトランス２９を有している。フライバックトランス
２９は、バッテリ側に配された一次巻線２９ａと、ラン
プ２側に配された二次巻線２９ｂを有している。また、
フライバックトランス２９は、図１に示すように一次巻
線２９ａと二次巻線２９ｂとは電気的に導通可能となっ
ている。直流電源回路５には、上記ＰＷＭ回路９により
スイッチング制御されるＭＯＳトランジスタ３１が設け
られている。上記一次巻線２９ａの一次電流は、このＭ
ＯＳトランジスタ３１により制御される。

【００２２】つまり、フライバックトランス２９は、Ｍ
ＯＳトランジスタ３１がオンのときには、一次巻線２９
ａに一次電流が流れることで、一次巻線２９ａにエネル
ギーが蓄えられるようになっている。そして、フライバ
ックトランス２９は、ＭＯＳトランジスタ３１がオフに
なると、一次巻線２９ａのエネルギーを二次巻線２９ｂ
に供給するようになっている。

【００２３】また、直流電源回路５の二次巻線２９ｂに
は、整流用のダイオード３３と、平滑用コンデンサ３５
が設けられている。テークオーバー回路６は、コンデン
サ３７と抵抗３９とからなる。コンデンサ３７は、上記
点灯スイッチＳＷがオンされると電荷が充電されるよう
になっている。テークオーバー回路６は、上記始動回路
８によりランプ２を電極間で絶縁破壊させたのち、速や
かにアーク放電に移行させるものである。

【００２４】インバータ回路７は、フライバックトラン
ス２９の二次巻線２９ｂ側に設けられ、バッテリ１から
の電力を交流変換することで、ランプ２を交流点灯させ
るものである。インバータ回路７を構成するＨブリッジ
回路７ａは、ランプ２の放電電流の向きを交互に反転さ
せるものである。Ｈブリッジ回路７ａは、Ｈブリッジ状
に配置された複数のブリッジ用半導体スイッチング素子
をなす４つのＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄを有す
る。これら４つのＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄ
は、図中４３ａ、４３ｂにて示すブリッジ駆動回路（本
例ではＩＣ素子、以下、ＩＣ素子という）によって制御
される。

【００２５】ブリッジ制御回路１１は、ＩＣ素子４３
ａ、４３ｂを制御することで、Ｈブリッジ回路７ａのう
ち対角線上にあるＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄが
オフ状態であるときは、対角線上にあるＭＯＳトランジ
スタ４１ｂ、４１ｃをオン状態に切換制御し、ＭＯＳト
ランジスタ４１ｂ、４１ｃがオン状態であるときは、Ｍ
ＯＳトランジスタ４１ａと４１ｄをオフ状態に切換制御
する。この結果、ランプ２の放電電流の向きが交互に切
り換わる、言い換えるとランプ２の印加電圧（放電電
圧）の極性が反転することで、ランプ２は交流点灯す
る。

【００２６】Ｈブリッジ回路７ａは、ランプ点灯開始時
には長い一定周期でＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄ
をオン・オフさせ、その後は短い一定周期でＭＯＳトラ
ンジスタ４１ａ〜４１ｄをオン・オフさせるようになっ
ている。なお、図中４５は、Ｈブリッジ回路７ａを点灯
始動時に発生する高圧パルスから保護する保護用のコン
デンサである。

【００２７】始動回路８は、ランプ２を点灯開始させる
ものであって、上記Ｈブリッジ回路７ａの中点電位点
と、アース端子１ｂとの間に設置されている。始動回路
８は、一次巻線４７ａと二次巻線４７ｂとからなるトラ
ンス４７、ダイオード４９、５１、コンデンサ５３、抵
抗５５、および一方向性半導体素子であるサイリスタ５
７とからなる。

【００２８】サイリスタ５７は、上記点灯スイッチＳＷ
がオンされたときには、オフとなっており、これによ
り、コンデンサ５３は充電を開始する。その後、上記高
電圧発生制御回路１３によりサイリスタ５７がオンとさ
れる。この結果、コンデンサ５３は放電を開始する。す
ると、コンデンサ５３に蓄えられたエネルギーが、トラ
ンス４７を通じて高電圧化されることで、ランプ２に高
電圧が印加される。この結果、ランプ２は、電極間で絶
縁破壊し点灯する。

【００２９】ＰＷＭ制御回路９は、鋸歯状波に対するス
レッショルドレベルを可変にすることで、上記ＭＯＳト
ランジスタ３１のオン・オフ時間、つまりデューティー
比を制御するものである。ランプパワー制御回路１０
は、ランプ電流ＩＬと、上記サンプルホールド回路１２
によってサンプルホールドされたランプ電圧ＶＬとに基
づいて、ランプ電力が所望値となるように制御するもの
である。なお、ランプ電流ＩＬは、Ｈブリッジ回路７ａ
に設けられた電流検出用抵抗５９にて検出される。

【００３０】本実施形態におけるランプパワー制御回路
１０によるランプパワー制御は、以下のようなものであ
る。ランプパワー制御回路１０は、ランプ２の点灯開始
時にランプ２の電極温度が低いと、ランプ２に立ち消え
が生じ易いので、ランプ電力を大きな値（例えば７５
Ｗ）として電極温度を迅速に高め、電極温度が徐々に高
くなると、ランプ電力を徐々に低下させていき、ランプ
２が安定状態になるとランプ電力を所定値（３５Ｗ）一
定に制御するものである。

【００３１】また、ランプ電圧ＶＬが高電圧（例えば４
００Ｖ）となってランプ２の点灯が開始された直後で
は、ランプ電圧ＶＬは最も小さくなり、その後ランプ電
圧ＶＬは徐々に大きくなる。一方、ランプ電流ＩＬは、
ランプ２の点灯が開始された直後には、ランプ電圧ＶＬ
に反して徐々に小さくなる。そして、このようなランプ
パワー制御を行うために、上記ＰＷＭ制御回路９は、上
記ランプパワー制御回路１０の指令信号を受けて、上記
ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフのディーティ比を
可変することで、ランプ電力を制御する。

【００３２】上記サンプルホールド回路１２は、ランプ
電圧ＶＬのうち、Ｈブリッジ回路７ａの切換時に発生す
る後述の過渡電圧をマスクし、上記ランプパワー制御回
路１０による制御を精度良く行うものである。上記フェ
イルセーフ回路１４は、放電灯装置１００に何らかの異
常が生じたときに、上記ＰＷＭ制御回路９の制御を停止
するとともに、Ｈブリッジ回路７ａのＭＯＳトランジス
タ４１ａ〜４１ｄの導通を全てオフするものである。

【００３３】なお、上記制御回路９〜１５は、全て図示
しない集積回路内に設けられている。 〔始動回路８について〕次に、始動回路８の詳細につい
て説明する。始動回路８は、ランプ２を点灯開始させる
ものであって、上記Ｈブリッジ回路７ａの中点電位点
と、アース端子１ｂとの間に設置されている。

【００３４】始動回路８の作動について、図３に示すタ
イムチャートを基に説明する。但し、図３において
（ａ）はランプ２の両端電圧Ｖｌａｍｐであり、（ｂ）
はコンデンサの充電電圧Ｖｃであり、（ｃ）はサイリス
タ５７のゲートに出力されるゲート駆動信号であり、
（ｄ）は２次巻線４７ｂに発生する高電圧である。上記
点灯スイッチＳＷがオンされると、Ｈブリッジ回路７ａ
を構成するＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・
オフが開始される（図３のｔ１の時点）。ＭＯＳトラン
ジスタ４１ａ、４１ｄがオンする時には、ゲート駆動信
号はローレベル信号が出力されて、サイリスタ５７はオ
フ状態となる。これにより、コンデンサ５３は充電を始
める（図３のｔ２の時点）。このコンデンサ５３の充電
がＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄのオン期間中に十
分になされた後、ＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｄが
オフして、ＭＯＳトランジスタ４１ｂ、４１ｃがオンと
なる（図３のｔ３の時点）。

【００３５】そして、サイリスタ５７のゲート駆動信号
がハイレベル信号に変わるとサイリスタ５７がオンして
電流が流れ、トランス４７の２次巻線４７ｂに高電圧が
発生する（図３のｔ４の時点）。この高電圧がランプ２
に印加され、ランプ２の電極間で絶縁破壊し、ランプ２
が点灯開始する（図３ｔ５の時点）。さらに、サイリス
タ５７に対してダイオード５１を並列接続することによ
り、サイリスタ５７オン時にコンデンサ５３と一次巻線
４７ａとで、ＬＣ共振させている。２次巻線４７ｂから
の高電圧によりランプ２の電極間で絶縁破壊するとラン
プ２の電極間には、火花放電電流が流れ、この火花放電
電流は、上記ＬＣ共振により減衰振動電流となる。これ
により、火花放電電流の持続時間はダイオード５１を接
続しない場合に比べ、格段に長くすることができる。

【００３６】ランプ２で火花放電電流が流れている間の
ランプ電圧は、コンデンサ３５、及びコンデンサ３７の
充電電圧より低くなり、この時にＨブリッジ回路７ａを
介してランプ２に流れ込むことにより、ランプ２は点灯
を開始する。従って、ダイオード５１を接続することに
より、火花放電電流の持続時間が長くなり、コンデンサ
３５、およびコンデンサ３７からＨブリッジ回路７ａを
介して確実にランプ２へ点灯開始するに十分な電流を流
れ込ませることができ、確実にランプ２を点灯させるこ
とができる。すなわちランプ２の点灯性を向上させるこ
とができる。

【００３７】また、Ｈブリッジ回路７ａの中点電位点に
てコンデンサ５３の充電を行っているため、ＭＯＳトラ
ンジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・オフ切換え時にコンデ
ンサの高圧側電位が０Ｖになる。このため、サイリスタ
５７を確実にオフさせることができる。つまり、サイリ
スタ５７は１度オンすると、所定の条件（例えば、サイ
リスタ５７のアノード側電位＞カソード側電位）を満た
すまでオフしないが、このような場合にはコンデンサ５
３への充電が再び行えなくなる。このため、仮にＭＯＳ
トランジスタ４１ａ〜４１ｄのオン・オフの１周期目で
ランプ２が点灯しなかった場合に、その後ランプ２の点
灯ができなくなってしまうが、Ｈブリッジ回路７ａの中
点電位点によってコンデンサ５３の充電を行っているた
め、これを防止でき、ランプ２を確実に点灯させること
ができる。

【００３８】さらに、フライバックトランス２９の２次
側である中点電位点にてコンデンサ５３の充電を行って
いるため、直流電源回路５で高圧変換された電圧によっ
てコンデンサ５３の充電が成されることになる。従来で
は、コンデンサ５３の両端電圧を高圧にするためのトラ
ンスを直流電源回路５とは別個に設けていたが、このた
めにのみトランスを設ける必要がない。このように、始
動回路８と直流電源回路５とでフライバックトランス２
９を共用しているためトランスを１つにでき、コスト削
減を図ることができる。

【００３９】なお、上記ゲート駆動信号は、ＭＯＳトラ
ンジスタ４１ａ〜４１ｄの切換えタイミングに同期して
高電圧発生制御回路１３から出力されるが、高電圧発生
制御回路１３にはＨブリッジ制御回路１１からＭＯＳ４
１ａ〜４１ｄの切換えタイミングを知らせる信号が入力
されており、この信号に基づいてゲート駆動信号の出力
タイミングが設定されている。

【００４０】また、ランプ２が点灯すると始動回路８を
駆動する必要がなくなるため、ゲート駆動信号はローレ
ベル信号が出力される。このランプ点灯は、ランプ電流
ＩＬが所定値以上であるか否かによって判定している。
すなわち、ランプ２が点灯するとＨブリッジ回路７ａを
介して電流検出用抵抗３２にランプ電流ＩＬが流れるた
め、ランプ電流ＩＬが検出されるとゲート駆動信号をロ
ーレベル信号にするようになっている。

【００４１】〔ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの駆動回路につ
いて〕次に、上記ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの駆動につい
て説明する。図４にＩＣ素子４３ａ、４３ｂを駆動する
回路図を示す。但し、図４は図１中の構成要件を一部削
除してある。ＩＣ素子４３ａは、ハイアンドロードライ
バー回路（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｒｅｃｔｉｆ
ｉｅｒ社製、ＩＲ２１０１）を使用している。なお、Ｉ
Ｃ素子４３ａ、４３ｂの構成は全く同じである。

【００４２】ＩＣ素子４３ａ、４３ｂの各電源端子Ｖｃ
ｃは、フライバックトランス２９の二次側に接続されて
いる。つまり、フライバックトランス２９の二次側に
は、抵抗９５とツェナーダイオード９７よりなる第１電
源回路９６が設けられており、電源端子Ｖｃｃへの印加
電圧は、第１電源回路９６により発生された所定電圧Ｖ
２（１５Ｖ）となる。

【００４３】また、ＩＣ素子４３ａの高電圧側入力端子
Ｈｉｎと、ＩＣ素子４３ｂの低電圧側入力端子Ｌｉｎと
が接続されている。そして、これら２つの端子Ｈｉｎと
Ｌｉｎには、Ｈブリッジ制御回路１１中の端子１１ａか
らのハイレベル信号、もしくはローレベル信号が同じよ
うに入力される。さらにＩＣ素子４３ａの低電圧側入力
端子Ｌｉｎと、ＩＣ素子４３ｂの高電圧側入力端子Ｈｉ
ｎとが接続されている。そして、これら２つの端子Ｈｉ
ｎとＬｉｎとには、Ｈブリッジ制御回路１１の端子１１
ｂからのハイレベル信号、もしくはローレベル信号が同
じように入力される。そして、Ｈブリッジ制御回路１１
の１１端子ａ、ｂは、互いにハイレベル信号とローレベ
ル信号とが反転するようになっている。

【００４４】簡単に作動を説明すると、Ｈブリッジ制御
回路１１の端子１１ａからハイレベル信号が、端子１１
ｂからローレベル信号が出力されると、ＭＯＳトランジ
スタ４１ａ、４１ｄがオンとなり、ＭＯＳトランジスタ
４１ｂ、４１ｃがオフとなる。また、Ｈブリッジ制御回
路１１の端子１１ａからローレベル信号が出力され、端
子１１ｂからハイレベル信号が出力されると、ＭＯＳト
ランジスタ４１ｂ、４１ｃがオンとなり、ＭＯＳトラン
ジスタ４１ａ、４１ｄがオフとなる。

【００４５】このように本実施形態では、ＩＣ素子４３
ａ、４３ｂは、二次巻線２９ｂにて発生する二次電圧
（上記ランプ電圧）を利用して、上記Ｈブリッジ制御回
路１１にて制御されるようになっている。これにより、
バッテリ電圧ＶＢが低下しても、フライバックトランス
２９の二次側から駆動電圧を得ることで、ＭＯＳトラン
ジスタ４１ａ〜４１ｄを安定して駆動制御することがで
きる。

【００４６】ところで、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂは、ト
ランス２９の二次側の電圧の他に、一方向性半導体スイ
ッチング素子であるダイオード９９を介して一次側の電
圧（バッテリ電圧ＶＢ）にて駆動制御可能になってい
る。このようにした理由は、以下の２つの理由からであ
る。 上述したランプパワー制御回路１０により、ランプ
２のランプ電力がランプ２の放電電圧に相当するランプ
電圧ＶＬ（電圧信号）、およびランプ２の放電電流に相
当するランプ電流ＩＬ（電流信号）に基づいて、所望値
となるようにフィードバック制御が行われる。

【００４７】そして、例えば上記点灯スイッチＳＷがオ
ンされた直後には、二次巻線２９ｂ側には電圧は発生し
ていない。従って、点灯スイッチＳＷがオンされた直後
には、Ｈブリッジ回路７ａは駆動制御できず、最悪の場
合制御遅れやフィードバック制御が不安定になる可能性
がある。そこで、本例では、上記点灯スイッチＳＷがオ
ンされた直後にでも、Ｈブリッジ回路７ａを駆動制御出
来ようにするため、バッテリ電圧ＶＢによってＩＣ素子
４３ａ、４３ｂを駆動できるようにしている。

【００４８】 ランプ電圧ＶＬが上記所定電圧Ｖｒ１
より低下してしまう後述の異常状態になると、ＩＣ素子
４３ａ、４３ｂの駆動電源が不足し、Ｈブリッジ回路７
ａをオフ（ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄの導通を
全て遮断状態、以下これをＨブリッジ回路７ａをオフと
いう）できない。そこで、本例ではＩＣ素子４３ａ、４
３ｂは、上記異常状態となると、バッテリ電圧ＶＢによ
り駆動電源を得るようにした。これにより、上記異常状
態において確実にＨブリッジ回路７ａをオフすることが
できる。

【００４９】なお、上記異常状態のときには、図４中２
４２で示す第１異常用回路の２つの出力信号を共にハイ
レベル信号とすることで、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂを通
じてＨブリッジ回路７ａをオフする。なお、バッテリ電
圧ＶＢが１２Ｖであるときに、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂ
の各電源端子Ｖｃｃへの印加電圧は、ツェナーダイオー
ド９７により定電圧１５Ｖに制御される。従って、図４
中ダイオード９９は逆流防止の機能を果たす。また、１
０１は、ノイズ除去用のコンデンサであり、４２０は電
流制限用の抵抗である。

【００５０】〔ＭＯＳトランジスタ３１の駆動電源につ
いて〕次に上記ＭＯＳトランジスタ３１の駆動電源の得
方について図５を用いて説明する。トランス２９の二次
側には、上記抵抗９５と上記ツェナーダイオード９７と
によって、二次側に発生する高電圧を所定電圧Ｖ２（例
えば１５Ｖ）に定電圧化する第１電源回路９６が設けら
れている。

【００５１】バッテリ１側（一次側）には、抵抗１０５
とコンデンサ１０７とによって、バッテリ電圧によって
決まる所定電圧Ｖ３（第２所定電圧）を得る第２電源回
路１１０が設けられている。第１電源回路９６と第２電
源回路１１０との間には、第１電源回路９６側に抵抗１
２０を介して、切換手段をなすダイオード１１１が設け
られている。

【００５２】ダイオード１１１は、上記所定電圧Ｖ３
と、所定電圧Ｖ２から抵抗１２０にて電圧降下した所定
電圧Ｖ４（第１所定電圧）とのうち、所定電圧Ｖ３の方
が高いときに、電流を流す。なお、本例では、バッテリ
電圧ＶＢがほぼ定格電圧にあるときには、抵抗１２０に
より所定電圧Ｖ３が所定電圧Ｖ４より高くなるようにし
てある（以下、これを正常状態）。

【００５３】第１電源回路９６と第２電源回路１１０と
の間には、抵抗１１４を介して上記ＭＯＳトランジスタ
３１を駆動する駆動回路１２４を構成するダーリントン
接続された２つのＮＰＮトランジスタ１１２、１１３が
接続されている。なお、ダイオード１１１は、ＮＰＮト
ランジスタ１１２、１１３の両コレクタ間に設けられて
いる。

【００５４】従って、上記正常状態においては所定電圧
Ｖ３が所定電圧Ｖ４よい高いため、ダイオード１１１は
電流を流す。このため、トランス２９の一次側よりＮＰ
Ｎトランジスタ１１２にベース電流が流れて、ＮＰＮト
ランジスタ１１２がオンとなる。すると、ＮＰＮトラン
ジスタ１１２のコレクタ電流がＮＰＮトランジスタ１１
３のベース電流となって、トランス２９の一次側からＮ
ＰＮトランジスタ１１３にコレクタ電流が流れる。

【００５５】一方、所定電圧Ｖ４が所定電圧Ｖ３より高
いとき、例えば、バッテリ電圧が低下したときには、二
次側からＮＰＮトランジスタ１１２のベース電流が流れ
て、ＮＰＮトランジスタ１１２がオンとなる。すると、
ＮＰＮトランジスタ１１３もオンとなって、トランス２
９の一次側よりＮＰＮトランジスタ１１３にはコレクタ
電流が流れる。

【００５６】この時、所定電圧Ｖ４が所定電圧Ｖ３より
も高くなっているため、ダイオード１１１は、電流を流
さない。このため、所定電圧Ｖ４が所定電圧Ｖ３より高
いという関係が維持される。上記ＮＰＮトランジスタ１
１２、１１３の作動は、図５に示すように上記ＰＷＭ制
御回路９の出力信号を受けて、オン・オフする５つのＮ
ＰＮトランジスタ１１５〜１１９にて制御されるように
なっている。以下、この５つのＮＰＮトランジスタ１１
５〜１１９について説明する。

【００５７】ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６は、Ｐ
ＷＭ制御回路９の出力信号（デューティー信号）に応じ
てオン・オフするようになっている。以下、出力信号の
うち、ハイレベル信号をオン信号、ローレベル信号をオ
フ信号として説明する。例えば、出力信号がオン信号で
あると、ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６がオンとな
り、定電流源１２１からの定電流がＮＰＮトランジスタ
１１５のコレクタ電流となる。これにより、ＮＰＮトラ
ンジスタ１１７、１１８がオフし、ＮＰＮトランジスタ
１１９もオフとなる。

【００５８】つまり、デューティー信号がオン信号であ
ると、ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６はオン、ＮＰ
Ｎトランジスタ１１７〜１１９はオフとなる。従って、
ＮＰＮトランジスタ１１２のコレクタ電流は、ＮＰＮト
ランジスタ１１３のベースに流れ込んで、ＮＰＮトラン
ジスタ１１３がオンされる。この結果、ＮＰＮトランジ
スタ１１３のコレクタ電流がＭＯＳトランジスタ３１の
ゲートに流れ込み、ＭＯＳトランジスタ３１がオンとな
る。

【００５９】一方、上記出力信号がオフ信号であると、
ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６がオフとなるので、
定電流源１２１によりＮＰＮトランジスタ１１７がオン
される。これにより、ＮＰＮトランジスタ１１７には定
電流源１２２からの定電流が流れる。また、この際、定
電流源１２１によりＮＰＮトランジスタ１１８もオンと
なる。これにより、ＮＰＮトランジスタ１１２のコレク
タ電流は、ＮＰＮトランジスタ１１８に流れ込む。この
結果、ＮＰＮトランジスタ１１３はオフとなる。

【００６０】また、ＮＰＮトランジスタ１１６はオフで
あるので、ＮＰＮトランジスタ１１７を流れたコレクタ
電流がＮＰＮトランジスタ１１９のベースに流れ込み、
ＮＰＮトランジスタ１１９がオンとなる。これにより、
ＮＰＮトランジスタ１１３のコレクタ電流は、ＭＯＳト
ランジスタ３１のゲートに流れ込まず、ＮＰＮトランジ
スタ１１９のコレクタ電流となり、ＭＯＳトランジスタ
３１はオフとなる。

【００６１】このように上記オン信号およびオフ信号に
よって、ＭＯＳトランジスタ３１がオン・オフするよう
になっている。また、図５に示すようにＭＯＳトランジ
スタ３１のゲートと、定電流源１２２との間には、ダイ
オード１２３が設けられている。このダイオード１２３
は、ＭＯＳトランジスタ３１がオンからオフになるとき
のスイッチング速度を高めるものである。つまり、ＭＯ
Ｓトランジスタ３１がオンからオフになるときには、Ｍ
ＯＳトランジスタ３１のゲートに蓄えられた電荷を、ダ
イオード１２３を通じて引き抜いて、ＮＰＮトランジス
タ１１７のコレクタ電流を増加させる。これにより、Ｎ
ＰＮトランジスタ１１９のベース電流が増加するので、
ＮＰＮトランジスタ１３１が迅速にオフとなる。この結
果、ＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング速度を向上
できる。

【００６２】次に、上記図５の回路の作動を詳しく説明
する。 前提としてバッテリ電圧ＶＢがほぼ定格電圧あり、
第２電源回路１１０が所定電圧Ｖ３を発生し、この際、
上記点灯スイッチＳＷがオンされ、ＰＷＭ制御回路９の
出力信号がオン信号であったとする。この際、上記点灯
スイッチＳＷがオンされた直後には、トランス２９の二
次側には電圧が発生していない。従って、この場合は、
第２電源回路１１０の所定電圧Ｖ３によりＮＰＮトラン
ジスタ１１２がオンされ、ＮＰＮトランジスタ１１３も
オンとなる。つまり、ＮＰＮトランジスタ１１２、１１
３のベース電流およびコレクタ電流は、第２電源回路１
１０により流れる（得られる）。この結果、ＭＯＳトラ
ンジスタ３１は、フライバックトランス２９の一次側、
つまり第２電源回路１１０から駆動電源を得て、オンと
なる。

【００６３】その後、ＰＷＭ制御回路９がオン・オフ信
号を繰り返すと、二次巻線２９ｂが一次巻線２９ａのエ
ネルギーを受け取ることで、二次側の電圧は徐々に上昇
していく。これにより、第１電源回路９６にて所定電圧
Ｖ２が発生し、さらには所定電圧Ｖ４が発生する。 次に前提としてランプ点灯中にバッテリ電圧が低下
したために、所定電圧Ｖ３も低下して、所定電圧Ｖ３が
所定電圧Ｖ４より低くなったとする。

【００６４】すると、ダイオード１１１は、ＮＰＮトラ
ンジスタ１１２、１１３のベース電流をトランス２９の
二次側（第１電源回路９６）から得るように電流経路を
切換える。つまり、ＮＰＮトランジスタ１１２は、トラ
ンス２９の二次側（第１電源回路９６）より、駆動電源
を得ることになる。この結果、本実施形態ではバッテリ
１の電源電圧ＶＢが点灯中に低下したときには、トラン
ス２９の二次側の第１電源回路９６にてＮＰＮトランジ
スタ１１２、１１３、およびＭＯＳトランジスタ３１を
安定して駆動制御することができる。

【００６５】従って、本実施形態では、上記所定電圧Ｖ
３が上記所定電圧Ｖ４より低くなったときのみに、ＮＰ
Ｎトランジスタ１１２の駆動電源を第１電源回路９６よ
り得る。これにより、以下の効果がある。トランス２９
の二次側には、上述したように４００Ｖといった高電圧
が発生する。従って、ツェナーダイオード９７を小型で
安価なものとすると、抵抗９５は抵抗値が非常に大きな
ものを使用する必要がある。しかしながら、このように
すると、抵抗値の大きな抵抗９５にて大きな電力が消費
されるといった問題がある。

【００６６】そこで、本例では上記所定電圧Ｖ３が上記
所定電圧Ｖ４より低くなったときのみに、上記抵抗９５
に電流が流れるようにしており、これにより、抵抗９５
での消費電力を小さくできる。また、トランス２９の二
次側には、上述したように４００Ｖといった高電圧が発
生するが、抵抗９５での消費電力は、抵抗値が大きい程
小さくなる。そして、この抵抗９５の抵抗値の最大値Ｒ
（９５）＝（ＶＬ−Ｖ２）／Ｉｓという関係がある。

【００６７】なお、ＶＬは、トランス２９の二次側電圧
（ＮＰＮトランジスタ１１２を正常作動させるに必要な
最低値）であり、Ｉｓは第１電源回路９６が負荷に供給
する電流である。この様な関係において、上記Ｖ２とＩ
ｓは回路によって決まる固定値である。よって、抵抗９
５の抵抗値は上記ＶＬの最低値を何ボルトにするかによ
って決まる。従って、本例では上記所定電圧Ｖ３が上記
所定電圧Ｖ４より低くなったときのみに、ＮＰＮトラン
ジスタ１１２の駆動電源を第１電源回路９６より得る。
これにより、抵抗９５の抵抗値を大きくすることができ
るので、抵抗９５での消費電力を小さくすることができ
る。

【００６８】また、本実施形態では、ＮＰＮトランジス
タ１１２とＮＰＮトランジスタ１１３とをダーリントン
接続したことで、以下の効果がある。但し、上記抵抗１
１４での電圧降下を無視して説明する。バッテリ電圧Ｖ
Ｂがほぼ定格電圧であるときには、上述したようにＮＰ
Ｎトランジスタ１１２、１１３の各ベース電流およびコ
レクタ電流は、トランス２９の一次側（第２電源回路１
１０）から流れる。従って、ＮＰＮトランジスタ１１３
のコレクタ−エミッタ間の電位差は、上記電圧降下分の
和と、コレクタ−エミッタの電位降下分と、ダイオード
１１１の順方向電圧降下分の和となる。すなわち、本例
ではＭＯＳトランジスタ３１のゲートに印加される電圧
は、Ｖ３−（ＶＢＥ１１２＋ＶＢＥ１１３）＝Ｖ３−
１．４（Ｖ）となる。

【００６９】なお、ＶＢＥ１１２は、トランジスタ１１
２のエミッタ−ベース間の順方向電圧降下分であり、Ｖ
ＢＥ１１３は、トランジスタ１１３のエミッタ−ベース
間の順方向電圧降下分である。そして、例えば、バッテ
リ電圧ＶＢが定格電圧から徐々に低下していき、所定電
圧Ｖ３が所定電圧Ｖ４より低くなったとする。この場合
は、上述したようにＮＰＮトランジスタ１１３は、第１
電源回路９６によってオンされ、上記所定電圧Ｖ４とＮ
ＰＮトランジスタ１１３のエミッタとの間の電位差は、
ＮＰＮトランジスタ１１２、１１３のベース−エミッタ
間の各電圧降下分の和となる。

【００７０】しかしながら、この場合は、ダイオード１
１１により第１電源回路９６と第２電源回路１１０とは
分離していると考えられるので、この場合ＮＰＮトラン
ジスタ１１３のエミッタ−コレクタ間の電位差は、エミ
ッタ−コレクタ間の電圧降下分のみとなる。すなわち、
ＭＯＳトランジスタ３１のゲートに印加される電圧は、
Ｖ３−ＶＣＥ１１３＝Ｖ３（Ｖ）となる。なお、ＶＣＥ
は、トランジスタ１１３のコレクタ−エミッタ間の電圧
降下分＝０（Ｖ）である。

【００７１】従って、バッテリ電圧ＶＢが、ＭＯＳトラ
ンジスタ３１のスイッチング動作を行うのに必要なゲー
ト電圧に低下するまでは、確実にＭＯＳトランジスタ３
１をオンさせることができる。なお、図５中２４６はＮ
ＰＮトランジスタであり、これは後述する異常状態が発
生したときに、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止、つまり
ＭＯＳトランジスタ３１をオフするために、第２異常用
回路２４４にてＮＰＮトランジスタ１１５、１１６を強
制的に共にオフするものである。

【００７２】〔ランプパワー制御回路１０について〕次
に、ランプパワー制御回路１０の具体的構成を図６に示
す。ランプパワー制御回路は、ランプ２の放電点灯状態
を示す信号であるランプ電圧ＶＬやランプ電流ＩＬ等に
応じた出力を発生する誤差増幅回路（積分回路）６１が
備えられており、この誤差増幅回路６１の出力がＰＷＭ
制御回路に入力されようになっている。このランプパワ
ー制御回路１０は、最終的に誤差増幅回路（積分回路）
６１の出力電圧（出力信号）を上記ＰＷＭ制御回路９内
で反転させることで、ランプ電力を制御する。

【００７３】つまり、ＰＷＭ制御回路９は、誤差増幅回
路６１の出力電位が高くなるほど、鋸歯状波に対するス
レッショルドレベルを小さくして、ＭＯＳトランジスタ
３１のオン・オフデューティー比が大きくなるように制
御する。これにより、ランプ電力が増加する。一方、Ｐ
ＷＭ制御回路９は、誤差増幅回路６１の出力電位が低く
なるほど、鋸歯状波に対するスレッショルドレベルを大
きくして、ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフデュー
ティー比が小さくなるように制御する。これにより、ラ
ンプ電力が低下する。

【００７４】図６に示すように誤差増幅回路６１の非反
転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力されており、
反転入力端子には、ランプ電力ＰＬを制御するためのパ
ラメータとなる電圧Ｖ１が入力されている。これによ
り、誤差増幅回路６１は、電圧Ｖ１に応じた出力を発生
し、この出力に基づき上記オン・オフデューティー比が
設定される。

【００７５】そして、電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆより
高くなると、誤差増幅回路６１の出力電圧は低くなり、
電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると、誤差増幅
回路６１の出力電圧は高くなるように作動する。この電
圧Ｖ１は、ランプ電流ＩＬ及びランプ電圧ＶＬ等の複合
信号、すなわちランプ電流ＩＬと、定電圧Ｖ２により流
れる電流ｉ1 と、第１電流設定回路６３にて設定される
電流ｉ２と、第２電流設定回路６５にて設定される電流
ｉ３に基づいて決定される。

【００７６】電圧Ｖ１が基準電圧Ｖｒｅｆより高くなる
と、誤差増幅回路６１の出力電圧は低くなり、電圧Ｖ１
が基準電圧Ｖｒｅｆより低くなると誤差増幅回路６１の
出力電圧は高くなるように作動する。なお、ランプ電圧
ＶＬは、上記サンプルホールド回路１２からの出力値で
ある。また、電流ｉ1 と電流ｉ2 と電流ｉ3 との和は、
上記ランプ電流ＩＬより十分小さく設定されている。

【００７７】ここで、第１電流設定回路６３は、図に示
すようにランプ電圧ＶＬが高くなる程、電流ｉ２を大き
く設定するものである。さらに、電流ｉ２は、図に示す
ようにランプ電圧ＶＬが高くなるほど傾きが緩やかにな
る異なる直線を繋げたような関係にて設定されるように
なっている。第２電流設定回路６５は、図に示すように
電流ｉ３を時間Ｔが長くなるほど大きくなるように設定
する。なお、この時間Ｔは、ランプ２が消灯してからの
経過時間に相当し、上記電極温度の状態を間接的に予測
するものである。

【００７８】つまり、ランプ２がある程度の時間継続し
て点灯されると、電極温度は十分温かくなっており、そ
の後短時間ランプ２を消灯させて再度ランプ２を点灯し
たときには、電極温度の温度低下量は少ない。従って、
この場合、ランプ電力は、例えば外気温程度まで電極が
冷えきった状態に比べて小さくて良い。この結果、本実
施形態では、ランプパワー制御回路１０により電極温度
を間接的に予測して、電極温度に応じてランプ電力を制
御することができる。

【００７９】このように、ランプパワー制御回路１０
は、ランプ電流ＩＬ及びランプ電圧ＶＬに基づいて制御
を行っているため、これらランプ電流ＩＬ及びランプ電
圧ＶＬを正確に検出することが重要となる。本実施形態
では、これらランプ電圧ＶＬ及びランプ電流ＩＬを正確
に検出するために、クランプ回路６９やサンプルホール
ド回路１２が設けられている。以下これらクランプ回路
６９とサンプルホールド回路１２について説明する。

【００８０】クランプ回路６９は、誤差増幅回路６１の
反転入力端子に入力される電圧Ｖ１をクランプするもの
である。図に示すように、クランプ回路６９は電圧ホロ
ワ回路を構成している。このクランプ回路６９に備えら
れたオペアンプ６９ａの非反転入力端子には、誤差増幅
回路６１の非反転入力端子に入力される所定電圧Ｖｒｅ
ｆよりも所定電圧低いＶｒｅｆ−αの電圧が入力され
る。ただし、クランプ回路６９の出力端子にはダイオー
ド６９ｂが接続されており、オペアンプ６９ａが出力端
子側から電流を引き込めないようになっている。

【００８１】このような構成において、電圧Ｖ１が所定
電圧Ｖｒｅｆ−αよりも高い場合には、オペアンプ６９
ａの非反転入力端子よりも反転入力端子の方が高電圧に
なるため、オペアンプ６９ａは出力端子側から電流を引
き込もうとする。しかし、出力端子側にはダイオード６
９ｂが備えられているためにオペアンプ６９ａは電流を
引き込むことができず、電圧Ｖ１は、クランプ回路６９
の影響を受けずに誤差増幅回路６１に入力される。

【００８２】また、電圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆ−αよ
りも低くなると、オペアンプ６９ａの非反転入力端子の
方が反転入力端子よりも高電圧になるため、オペアンプ
６９ａは出力端子側へ電流を押し出す。これにより、電
圧Ｖ１が所定電圧Ｖｒｅｆ−α以下にならないように維
持される。このようにクランプ回路６９を設けた場合の
電圧Ｖ１の変化を図７に示す。図７に示すように、Ｈブ
リッジ回路７ａにおけるＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４
１ｄのオン・オフ切換え時において、ランプ電流ＩＬが
一瞬大きく低下し、電圧Ｖ１は瞬間的に変化する。しか
しながら、クランプ回路６９によって電圧Ｖ１が所定電
圧Ｖｒｅｆ−α以下にならず、所定電圧Ｖｒｅｆ−α以
上の電圧に維持される。このため、電圧Ｖ１の急激な変
化は生じない。

【００８３】これにより、ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜
４１ｄの切換え時（ランプ２の放電電流の切換え時）に
おける電圧Ｖ１の変化を小さくすることができるため、
バッテリ１からの供給電力をフィードバック制御するに
際し、ランプ電流ＩＬの瞬間的な変化による影響を抑制
することができる。また、ランプ電流ＩＬが低下する時
間は、トランス４７ｂのインダクタンスが大きくなれば
なるほど大きくなる。そして、本実施形態においては、
始動回路８と直流電源回路５に必要なトランスをフライ
バックトランス２９で共用していることから、トランス
４７ｂのインダクタンスが大きく、ランプ電流ＩＬによ
る影響が大きくなる。しかしながら、このように、クラ
ンプ回路６９を設けているため、このような場合でも効
果的にランプ電流ＩＬによるフィードバック制御への影
響を抑制することができる。

【００８４】なお、ＭＯＳトランジスタ４１ａ〜４１ｄ
のスイッチング周波数が高い場合には、フィードバック
制御の遅れによってランプ電流ＩＬの変化によるフィー
ドバク制御への影響が顕著になるが、このようなスイッ
チング周波数が高い場合においても上記影響を抑制でき
るため有効である。また、誤差増幅回路６１には積分用
コンデンサ６１ａが備えられており、このコンデンサ６
１ａの容量を大きくすることによりランプ電流ＩＬの影
響を緩和することも可能であるが、このようにコンデン
サ６１ａの容量を大きくした場合には、誤差増幅回路６
１の応答性が確保できなくなるため、クランプ回路６９
を設けることが有効となる。

【００８５】図８に、サンプルホールド回路１２の回路
構成を示す。サンプルホールド回路１２は、二次巻線４
７ｂ及びコンデンサ３５によって生じる過渡電圧を排除
するものである。このサンプルホールド回路１２は反転
入力端子１２５と出力端子１４７が接続されたバッファ
アンプ回路１２９と、バッファアンプ回路１２９におけ
る出力を所定期間維持するマスク回路１３１とを備えて
おり、これらの回路によって過渡電圧を含んだランプ電
圧ＶＬから、過渡電圧を排除している。サンプルホール
ド回路１２には、演算増幅器１５２が備えられており、
この演算増幅器１５２によって、サンプルホールド回路
１２の出力を発生し、最終的にランプパワー制御回路１
０にランプ電圧ＶＬに応じた制御信号を送っている。

【００８６】また、図９にサンプルホールド回路１２を
介して検出されるランプ電圧ＶＬの模式図を示す。以
下、図８に基づきサンプルホールド回路１２の作動につ
いて説明する。サンプルホールド回路１２は、デジタル
回路（図示しない）からのタイミング信号に基づきマス
ク回路１３１におけるＮＰＮトランジスタ１３３ａ、１
３３ｂをオン・オフする。そして、サンプルホールド回
路１２は、マスク回路１３１へのタイミング信号（入力
信号）がローレベル信号である場合にはその時のランプ
電圧ＶＬをサンプリングしてランプ電圧ＶＬに応じた出
力を発生し、タイミング信号がハイレベル信号に切り換
わった場合にはその直前にサンプリングしたランプ電圧
ＶＬに応じた出力を維持（ホールド）する。以下、具体
的な作動を、タイミング信号がローレベル信号である場
合とハイレベル信号に切り換わった場合に分けて説明す
る。

【００８７】 タイミング信号がローレベル信号であ
る場合 この場合には、ＮＰＮトランジスタ１３３ａ、１３３ｂ
がオフであるため、ランプ電圧ＶＬに応じた出力を発生
する。非反転入力端子１２７に入力されたランプ電圧Ｖ
Ｌが増加すると、反転入力端子１２５の電圧と非反転入
力端子１２７の電圧との差電圧が大きくなり、トランジ
スタ１３５、１５５、１３７、１３９による差動回路の
出力であるトランジスタ１４１のベース端子の電圧が上
昇し、エミッタフォロア回路を構成するトランジスタ１
４１、１４５により電流増幅し、バッファアンプ回路１
２９の出力端子１４７の電圧は上昇する。この作動によ
り非反転入力端子１２７の電圧と反転入力端子１２５の
電圧（バッファアンプ回路１２９の出力端子１４７の電
圧）は等しくなるように作動する。

【００８８】すなわち、バッファアンプ回路１２９は、
出力端子１４７の電圧がランプ電圧ＶＬと同様の電圧に
なるように差動増幅回路としての作動を行う。従って、
リップル平滑用抵抗１４９を介してコンデンサ１５１に
流れ込む電流が増加し、コンデンサ１５１の充電電圧が
増加する。そして、この充電電圧の増加に伴った出力を
演算増幅器１５２は出力する。

【００８９】なお、ＰＮＰトランジスタ１３５に流れる
電流値の減少により、定電流源１４３からＰＮＰトラン
ジスタ１５５を流れる電流は増加し、反転入力端子１２
５に流れるバイアス電流が増加するが、この電流は極め
て微小であるためコンデンサ１５１の充電には影響を与
えない。また、非反転入力端子１２７に入力されたラン
プ電圧ＶＬが減少すると、上述した作動とは逆の作動を
行って、出力端子１４７の電圧がランプ電圧ＶＬと同様
の電圧になるようにする。

【００９０】すなわち、タイミング信号がローレベル信
号である時には、その時のランプ電圧ＶＬに応じた電圧
がコンデンサ１５１に蓄積されており、サンプルホール
ド回路１２はその時のランプ電圧ＶＬをサンプリングす
る。 タイミング信号がハイレベル信号に切り換わった場
合 この場合には、ＮＰＮトランジスタ１３３ａ、１３３ｂ
がオンする。このため、定電流源１４３からの電流がト
ランジスタ１３３ａに流れ込むと共に、定電流源１５７
からの電流がトランジスタ１３３ｂに流れ込み、ＮＰＮ
トランジスタ１４５、１５９、１６１がオフする。従っ
て、この時はコンデンサ１５１に電流が流れず、タイミ
ング信号がハイレベル信号に切り換わる直前の充電電圧
をコンデンサ１５１は保持する。すなわち、タイミング
信号がハイレベルに切り換わった場合には、バッファア
ンプ回路１２９は差動増幅回路としての作動を行わな
い。

【００９１】このように、過渡電圧発生時以外にはバッ
ファアンプ回路１２９が差動増幅回路としての作動を行
って、過渡電圧発生時にはバッファアンプ回路１２９が
差動増幅回路としての作動を行わないように過渡電圧部
分をマスクするようにしている。これにより、過渡電圧
発生時にはランプ電圧ＶＬをサンプリングしないように
することができ、過渡電圧発生時以外の通常時における
ランプ電圧ＶＬを検出することができる。従来において
は、チョークコイルを用いてランプ電圧ＶＬを平坦化し
て、これによって通常時におけるランプ電圧ＶＬが検出
できるようにしていたが、このようにサンプルホールド
回路１２を設けることにより、チョークコイルを用いな
くても通常時のランプ電圧ＶＬを検出することができ
る。

【００９２】なお、上述したデジタル回路が発生するタ
イミング信号は、Ｈブリッジ回路７ａにおけるＭＯＳト
ランジスタ４１ａ〜４１ｄの切換えタイミングと同期し
たものにしており、具体的にはＭＯＳトランジスタ４１
ａ〜４１ｄの切換え後、数十μｓ〜数百μｓの間ハイレ
ベル信号を出力するように構成されている。 〔ＰＷＭ制御回路９について〕次に、ＰＷＭ制御回路９
の詳細について説明する。図１０にＰＷＭ制御回路９の
回路図を示す。

【００９３】図１０に示すように、ＰＷＭ制御回路９は
鋸歯状波を形成する鋸歯状波形成回路１６３と鋸歯状波
におけるスレッショルドレベル（デューティー比）を設
定するスレッショルドレベル設定回路１６５及び鋸歯状
波とスレッショルドレベルを比較してＭＯＳトランジス
タ３１のオン・オフのデューティー比を設定するコンパ
レータ１６７を備えている。

【００９４】鋸歯状波形成回路１６３について説明す
る。この鋸歯状波形成回路１６３は、定電流源１６９か
らダイオード１７１を介して流れ込む電流Ｉｋや定電圧
源１７３における電圧に基づき抵抗１７５を介して流れ
込む電流Ｉｔによって充電されるコンデンサ１７７の充
電電圧を可変することによって鋸歯状波を形成してい
る。すなわち、コンパレータ１８１の出力に基づいてＮ
ＰＮトランジスタ１８３ａ、１８３ｂをオン・オフさ
せ、これによって抵抗１７９ａ〜１７９ｃによって設定
されるしきい電圧を可変させて鋸歯状波を形成してい
る。以下、鋸歯状波形成回路１６３の基本作動について
説明する。

【００９５】この基本作動によって形成される鋸歯状波
を図１１（ａ）に示す。以下、図１０及び図１１（ａ）
に基づき、鋸歯状波の形成について説明する。コンデン
サ１７７の充電は、定電流源１６９からダイオード１７
１を介して流れ込む電流Ｉｋと、定電圧源１７３におけ
る電圧に基づき抵抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔに
よって行われる。

【００９６】そして、コンデンサ１７７の充電電圧が抵
抗１７９ｂ、１７９ｃの両端電圧である第１のしきい電
圧Ｖａになるまでコンデンサ１７７の充電が続き、この
充電が完了するまでの間、コンデンサ１７７の充電電圧
は所定の傾きをもって増加する。この後、コンデンサ１
７７の充電電圧が電圧Ｖａになると、コンパレータ１８
１はハイレベル信号を出力し、ＮＰＮトランジスタ１８
３ａ、１８３ｂがオンする。これにより、第１のしきい
電圧Ｖａが抵抗１７９ｂの両端電圧である第２のしきい
電圧Ｖｂに減少すると共に、抵抗２０１を介してコンデ
ンサ１７７の放電が行われる。このコンデンサ１７７の
放電によって、コンデンサ１７７の充電電圧が急激に低
下する。

【００９７】そして、コンデンサ１７７の充電電圧が第
２のしきい電圧Ｖｂまで低下すると、コンパレータ１８
１はローレベル信号を出力し、ＮＰＮトランジスタ１８
３ａ、１８３ｂがオフする。これにより、第２のしきい
電圧Ｖｂが第１のしきい電圧Ｖａに戻る。さらに、この
後もコンデンサ１７７への充電・放電が同様に繰り返さ
れ、比較的周期が短い、すなわち比較的周波数の高い鋸
歯状波が形成される。

【００９８】このような作動を行う鋸歯状波形成回路
は、周波数変更回路１８５を備え、この周波数変更回路
１８５によって鋸歯状波の周波数を変更させている。周
波数変更回路１８５は、ランプ２の点灯前・点灯後とで
スイッチング周波数を変更する回路１８５ａとバッテリ
電圧ＶＢに応じてスイッチング周波数を変更する回路１
８５ｂとからなる。

【００９９】これら、回路１８５ａと回路１８５ｂはそ
れぞれランプ点灯前と点灯後において主に鋸歯状波形成
回路１６３の作動に影響を与える。以下、回路１８５ａ
と回路１８５ｂに分けて鋸歯状波形成回路１６３の作動
説明を行う。まず、回路１８５ａの構成について説明す
る。回路１８５ａは、ランプ電流ＩＬを電圧変換した電
圧ＶＩＬ（電流検出用抵抗５９の高電圧側）と所定電圧
Ｖｓとを比較するコンパレータ１８７と、このコンパレ
ータ１８７の出力信号によってオン・オフ制御が成され
るＮＰＮトランジスタ１８９を備えている。このように
構成された回路１８５ａを備えることによって、鋸歯状
波形成回路１６３が形成する鋸歯状波の周波数が以下に
示すように変更される。以下、ランプ２の点灯前・点灯
後に分けて鋸歯状波の形成について説明する。

【０１００】ランプ２の点灯前 ランプ２の点灯前において形成される鋸歯状波を図１１
（ｂ）に示す。ランプ２が点灯する前には電圧ＶＩＬが
零であるためコンパレータ１８７はハイレベル信号を出
力し、ＮＰＮトランジスタ１８９はオンする。これによ
り、定電流源１６９からの電流Ｉｋがコンデンサ１７７
に流れ込まず、定電圧源１７３における電圧に基づき抵
抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔのみによってコンデ
ンサ１７７の充電が成される。従って、図１１（ｂ）に
示すように、コンデンサ１７７の充電時間が長くなって
鋸歯状波の周期が長くなる。

【０１０１】この後は、上述した基本作動と同様にコン
デンサ１７７の放電と充電を繰り返して、鋸歯状波形成
回路１６３が基本作動することによって形成される鋸歯
状波よりも周波数が低下した、比較的周期の長い鋸歯状
波が形成される。 ランプの点灯後 ランプ２の点灯後には、電圧ＶＩＬが所定の電圧となる
ため、コンパレータ１８７はローレベル信号を出力し、
ＮＰＮトランジスタ１８９はオフする。このため、鋸歯
状波形成回路１６３は、回路１８５ａによって影響を受
けることなく鋸歯状波を形成する。

【０１０２】次に、回路１８５ｂの構成について説明す
る。回路１８５ｂは、バッテリ電圧ＶＢを分圧する抵抗
１９１ａ、１９１ｂを備えている。そして、これらによ
って分圧された電圧ＶＢ１がオペアンプ１９３に入力さ
れている。これにより、電圧ＶＢ１が定電圧源１７３に
おける定電圧以上である場合にはトランジスタ１９７は
オフし、定電圧未満である場合にはトランジスタ１９７
はバッテリ電圧ＶＢに応じた電流を流すようになってい
る。そして、バッテリ電圧ＶＢが低下した際には、カレ
ントミラー回路１９９を介して、トランジスタ１９７に
流れる電流に比例した電流がトランジスタ１９９ａに流
れるようになっている。

【０１０３】このように構成された回路１８５ａを備え
ることによって、鋸歯状波形成回路１６３が形成する鋸
歯状波の周波数が以下に示すように変更される。以下、
バッテリ電圧ＶＢが十分な場合とバッテリ電圧ＶＢが低
下した場合に分けて鋸歯状波の形成について説明する。 バッテリ電圧ＶＢが十分にある場合 この場合には、上述したようにトランジスタ１９７はオ
フしている。このため、コンデンサ１７７の充電は、定
電流源１６９からダイオード１７１を介して流れ込む電
流Ｉｋと、定電圧源１７３における電圧に基づき抵抗１
７５を介して流れ込む電流Ｉｔによって行われる。従っ
て、鋸歯状波形成回路１６３は、上述した基本作動を行
って、図１１（ａ）と同様の鋸歯状波を形成する。

【０１０４】 バッテリ電圧ＶＢが低下している場合 バッテリ電圧ＶＢが低下している場合において形成され
る鋸歯状波を図１１（ｃ）に示す。上述したようにトラ
ンジスタ１９７はバッテリ電圧ＶＢに比例した電流を流
す。このため、カレントミラー回路１９９を介して、バ
ッテリ電圧ＶＢに応じた電流がトランジスタ１９９ａに
流れ込む。その結果、バッテリ電圧ＶＢに応じた電流が
定電流源１６９からの定電流が引き抜かれる。

【０１０５】このため、定電流源１６９からの電流Ｉｋ
が減少されてコンデンサ１７７に流れ込む。従って、コ
ンデンサ１７７の充電は、バッテリ電圧ＶＢの低下分減
少された電流Ｉｋと定電圧源１７３における電圧に基づ
き抵抗１７５を介して流れ込む電流Ｉｔによって成され
る。これにより、バッテリ電圧ＶＢが十分にある場合に
比べてコンデンサ１７７の充電時間が長くなって、図１
１（ｃ）に示すように鋸歯状波の周期が長くなる。

【０１０６】この後、鋸歯状波形成回路１６３は、上記
と同様にコンデンサ１７７の放電と充電を繰り返して、
バッテリ電圧ＶＢが十分にあるとともにランプ２が点灯
している時よりも周波数が低下した比較的周期の長い鋸
歯状波を形成する。このように、ランプ２の点灯前にお
いては、上述したように回路１８５ａによって鋸歯状波
の周波数を一律に比較的低いものに変更しており、ラン
プ点灯後においては、回路１８５ｂによってバッテリ電
圧ＶＢに応じて鋸歯状波の周波数を変更している。

【０１０７】次に、スレッショルドレベル設定回路１６
５について説明する。スレッショルドレベル設定回路１
６５は、ランプパワー制御回路１０（誤差増幅回路６
１）からの指令信号に応じたスレッシュルドレベルを設
定すると共にランプが点灯していない状態の時に、ラン
プ電圧ＶＬが所定電圧以上にならないように定電圧制御
（例えば、４００Ｖ制御）するためのスレッシュルドレ
ベルを設定する。また、スレッシュルドレベル設定回路
１６５は、ランプパワー制御回路１０（誤差増幅回路６
１）からの指令信号を反転する反転回路を有している。
ランプパワー制御回路１０による指令信号のレベルは供
給したいランプ電力ＰＬに応じて変化し、供給したいラ
ンプ電力ＰＬが大きいほどデューティー比を低くして電
力供給を大きくする必要があるため、スレッシュルドレ
ベル設定回路１６５の中に反転回路を設けて指令信号の
レベルとスレッシュルドレベルが反転するようにしてい
る。

【０１０８】なお、後で詳しく説明するが、スレッシュ
ルドレベル設定回路１６５はデューティー比の上限値と
なるデューティーリミット値を設定する回路を設けてい
る。続いて、コンパレータ１６７について説明する。コ
ンパレータ１６７は、上述した鋸歯状波と、スレッショ
ルドレベルを比較して、ＭＯＳトランジスタ３１のオン
・オフのデューティー比を設定している。

【０１０９】また、この時のＭＯＳトランジスタ３１の
スイッチング周波数は、上述した鋸歯状波形成回路１６
３で形成された鋸歯状波の周波数と同じであるため、
ランプ２が点灯する前にはバッテリ電圧ＶＢの高低に係
わらず比較的低い周波数であり、ランプ２が点灯して
いる時であって、バッテリ電圧ＶＢが十分にある時には
比較的高い周波数であり、ランプ２が点灯している時
であって、バッテリ電圧ＶＢが低下している時にはバッ
テリ電圧ＶＢの低下分に応じた比較的低い周波数であ
る。

【０１１０】ここで、ランプ２の点灯前におけるランプ
電圧ＶＬの波形を図１２に示す。図１２の一点鎖線
（ａ）はバッテリ電圧ＶＢが十分な場合、実線（ｂ）は
バッテリ電圧ＶＢが低下している場合、破線（ｃ）はス
イッチング周波数を低くしない場合を示す。図１２
（ａ）、（ｂ）に示すように、ＭＯＳトランジスタ３１
のスイッチング周波数を比較的低くした場合には、ラン
プ電圧ＶＬはランプ点灯に必要な所定値に達して所定値
（例えば、上述した４００Ｖ）に定電圧制御される。ま
た、スイッチング周波数を変化させない場合は、（ｃ）
に示すようにランプ電圧ＶＬはバッテリ電圧ＶＢによっ
て変化し、バッテリ電圧ＶＢが低下するほどランプ電圧
ＶＬも低下する。つまり、スイッチング周波数を低くす
ることによりトランス２９の一次巻線２９ａを流れる一
次電流の遮断電流値を大きくでき、スイッチング周波数
を変化させない場合に比べて直流電源回路５の出力電力
を大きくすることができる。

【０１１１】また、単位時間当たりに一次巻線２９ａに
蓄積されるエネルギー総和Ｗ（≒直流電源回路５の出力
電力）は、数式１で表される。

【０１１２】

【数１】Ｗ＝ｆ×１／２ＬＩ² 但し、ｆ：スイッチング周波数、Ｌ：１次巻線２９ａの
インダクタンス、Ｉ：１次電流である。 この数式１に表されるように、単位時間当たりに一次巻
線２９ａに蓄積されるエネルギーの総和Ｗはスイッチン
グ周波数や電流の二乗に比例して大きくなる。このた
め、ＭＯＳトランジスタ３１のオン・オフ周期（＝１／
スイッチング周波数）を長くすることによって、スイッ
チング周波数が低下しても１次電流が大きくなるため、
単位時間当たりに１次巻線２９ａに蓄積されるエネルギ
ーの総和Ｗは大きくなる。

【０１１３】本実施形態においては、ＭＯＳトランジス
タ３１のスイッチング周波数を比較的低くしているた
め、上記したように単位時間当たりに１次巻線に蓄積さ
れるエネルギーの総和Ｗは大きくなる。つまり、直流電
源回路５の出力電力は大きくなり、ランプ点灯に必要な
所定電圧値のランプ電圧ＶＬをバッテリ電圧ＶＢが低下
している場合においても供給することができる。

【０１１４】このように、回路１８５ａによって、ラン
プ２が点灯していない時にはランプ２が点灯している時
よりもＭＯＳトランジスタ３１のスイッチング周波数を
一律に低くすることにより、ランプ２の点灯に必要な電
力を供給することができるため、ランプ２の点灯性を良
好にすることができる。また、ランプ２の点灯後は所定
のスイッチング周波数でランプ２の交流点灯を行うこと
により、ランプ電流のリップルが低くでき、これにより
音響共鳴現象を抑制することができる。

【０１１５】続いて、ランプ２が点灯している時におい
て、バッテリ電圧ＶＢが十分にある時とバッテリ電圧Ｖ
Ｂが低下した時における１次電流の波形の比較図をそれ
ぞれ図１３（ａ）、（ｂ）に示す。本実施形態において
は、バッテリ電圧低下に応じてＭＯＳトランジスタ３１
のスイッチング周波数を低くしているため、図１３
（ａ）、（ｂ）に示されるように、バッテリ電圧ＶＢが
十分にある時だけでなくバッテリ電圧ＶＢが低下してい
る時においても１次電流が十分に大きくなる。このた
め、上述したように、２次巻線２９ｂに供給できる単位
時間当たりのエネルギーの総和Ｗが大きくなる。また、
周波数が低くなっているため、ＭＯＳトランジスタ３１
がオフする時間も長くなり、二次巻線２９ｂへのエネル
ギー供給が十分に行えるようになる。

【０１１６】このように、ランプ２が点灯している時に
おいて、バッテリ電圧ＶＢが十分にある場合にはＭＯＳ
トランジスタ３１のスイッチング周波数が比較的高い所
定周波数にして、バッテリ電圧ＶＢが低下している場合
にはバッテリ電圧ＶＢの低下分に応じて前記所定周波数
を低くしているため、フライバックトランス２９の２次
側へのエネルギー供給が十分に行えるようになってい
る。

【０１１７】従って、ランプ２が点灯しているときにバ
ッテリ電圧ＶＢが低下した場合などにおいてもエネルギ
ー消費効率を良好にすることができ、例えばランプ２が
点灯している途中で消えてしまったりすることを抑制す
ることができる。 〔スレッショルドレベル設定回路１６５について〕次
に、上記スレッショルドレベル設定回路１６５の詳細に
ついて、図１４を用いて説明する。

【０１１８】スレッショルドレベル設定回路１６５は、
ランプパワー制御回路１０（誤差増幅回路６１）が出力
する指令信号を反転する反転回路１６５ａと、デューテ
ィー比の上限値となる上記デューティーリミット値（以
下、リミット値）を設定するリミット値設定回路１６５
ｂと、ランプ２の点灯前におけるランプ電圧ＶＬを所定
値に定電圧制御する制御６５ｃと、ランプ２の点灯前に
おけるランプ電圧ＶＬを所定値に定電圧制御する制御回
路１６５ｃとを有する。

【０１１９】なお、上記リミット値は、上述のようにフ
ライバックトランス２９の二次側に十分エネルギーが供
給されるようにするためのものである。つまり、フライ
バックトランス２９の二次側出力は、上記デューティー
比に対して上に凸の関係がある。従って、例えば大幅に
ランプ電力を増加しようとして、ランプパワー制御回路
１０がデューティー比を大きくするように機能したとき
に、逆にフライバックトランス２９の二次側出力が低下
するのを防止するために設定されている。

【０１２０】先ず、反転回路１６５ａについて説明す
る。反転回路１６５ａは、定電圧源２０３より電流が流
れるカレントミラー回路２０５と、このカレントミラー
回路２０５を流れる電流ｉＳをベース電流とするＮＰＮ
トランジスタ２０７とからなる。上記誤差増幅回路６１
の出力端子は、抵抗２０９を介して２つのＮＰＮトラン
ジスタ２０５ａ、２０５ｂよりなる上記カレントミラー
回路２０５に接続されている。ここで、誤差増幅回路６
１の出力によりランプ電力が制御されているときには、
上記制御回路１６５ｃのトランジスタ４００はオフ状態
にある。そこで、この場合における反転回路１６５ａの
作動は、以下のようになる。

【０１２１】ランプ電力を低下させる場合には、誤差増
幅回路６１の出力電圧が下がり、抵抗２０９に流れる電
流ｉｓａは増加する。この際、この電流をカレントミラ
ー回路２０５でミラーした電流ｉｓｂは、ｉｓａとな
る。そして、この電流ｉｓｂを抵抗２１０にて電圧に変
換した電圧ＶＭは高くなり、この電圧ＶＭはエミッタフ
ォロア回路をなすトランジスタ２０７を介してコンパレ
ータ１６７の反転入力端子の入力電圧ＶＮとなる。従っ
て、入力電圧ＶＮは高くなり、スレッショルドレベルが
高くなって、デューティー比が小さくなる。

【０１２２】一方、ランプ電力を大きくさせる場合に
は、誤差増幅回路６１の出力電圧が上がり、抵抗２０９
を流れる電流ｉｓａは減少する。これにより、この電流
ｉｓｂを抵抗２１０にて電圧に変換した電圧ＶＭは低下
する。従って、コンパレータ１６７の反転入力端子の入
力電圧ＶＮは低下しスレッショルドレベルが低くなっ
て、デューティー比が大きくなる。

【０１２３】次にリミット値設定回路１６５ｂについて
説明する。リミット値設定回路１６５ｂは、バッテリ電
圧ＶＢに応じて上記リミット値を可変する第１リミット
値設定回路２１１と、ランプ２の供給電力を示す（相当
する）情報であるランプ電圧ＶＬに応じて上記リミット
値を可変する第２リミット値設定回路２１３と、バッテ
リ電圧ＶＢが所定値以下になると、上記リミット値を回
路上設定可能な最大値に設定する第３リミット値設定回
路２１５とを有する。

【０１２４】第１リミット値設定回路２１１は、バッテ
リ１とフライバックトランス２９の一次巻線２９ａとの
間に設けられた上記端子Ａからバッテリ電圧ＶＢのみを
検出するようになっている（図１参照）。第１リミット
値設定回路２１１は、抵抗２２３〜２２５で構成されて
いる。これら抵抗２２３〜２２５の接続点の電圧Ｖ０
は、後述のトランジスタ２２７がオフ（バッテリ電圧が
十分ある場合）で、ランプ電圧ＶＬが０の場合は抵抗２
２３〜２２５の分圧だけで決まり、バッテリ電圧ＶＢに
応じた値となる。そして、バッテリ電圧ＶＢが低下する
と、電圧Ｖ０は低下し、バッテリ電圧ＶＢが高くなる
と、電圧Ｖ０は高くなる。

【０１２５】第２リミット値設定回路２１３は、抵抗２
２２、カレントミラー回路２２１（ＮＰＮトランジスタ
２２１ａ，２２１ｂ）で構成されており、ランプ２の供
給電力を示すランプ電圧ＶＬのみを上記端子Ｃから検出
するようになっている。第２リミット値設定回路２１３
は、ランプ電圧ＶＬが大きくなると、これに応じて上記
リミット値を大きく設定するものである。

【０１２６】つまり、カレントミラー回路２２１を流れ
る電流は、ランプ電圧ＶＬのみに応じて可変され、ラン
プ電圧が高くなる程大きくなり、ランプ電圧ＶＬが高く
なると、カレントミラー回路２２１のＮＰＮトランジス
タ２２１ｂのコレクタ電流は増加する。従って、電圧Ｖ
０はＮＰＮトランジスタ２２１ｂのコレクタ電流が増加
した分低下する。一方、ランプ電圧ＶＬが低下すると、
ＮＰＮトランジスタ２２１ｂのコレクタ電流が減少し、
電圧Ｖ０は高くなる。

【０１２７】すなわち、スレッショルドレベル設定回路
１６５は、バッテリ電圧ＶＢおよびランプ電圧ＶＬとで
決定される電圧をＶ０とし、誤差増幅回路６１の出力電
圧に相当するＮＰＮトランジスタ２０７のベース側の電
圧をＶＭとすると、以下のような機能を果たす。但し、
説明上分かり易くするため、上記ＮＰＮトランジスタ２
０７とＮＰＮトランジスタ２１７との各ベース−コレク
タ間の電圧降下を無視する。

【０１２８】例えば、誤差増幅回路６１の出力信号によ
り、ランプ電力を増加させようとして、電圧ＶＭが低く
なったとする。そして、この際、上記電圧ＶＭが上記電
圧Ｖ０より高いと、ＮＰＮトランジスタ２１７はオフと
なる。これにより、入力電圧ＶＮは、電圧ＶＭとなり、
誤差増幅回路６１の出力信号に応じて、スレッショルド
レベルが設定される。

【０１２９】一方、誤差増幅回路６１の出力信号によ
り、ランプ電力を大幅に増加させようとして、例えば電
圧ＶＭが上記電圧Ｖ０より低くなったとする。すると、
ＮＰＮトランジスタ２０７はオフ、ＮＰＮトランジスタ
２１７はオンとなる。これにより、入力電圧ＶＮは、電
圧Ｖ０で、この電圧Ｖ０が上記リミット値となり、スレ
ッショルドレベルはこれ以上大きくならないように制限
される。

【０１３０】つまり、第１リミット値設定回路２１１
は、バッテリ電圧ＶＢのみに応じ、バッテリ電圧ＶＢが
低下すると、上記電圧Ｖ０も低下するので、バッテリ電
圧ＶＢが低くなる程、上記リミット値を大きく設定す
る。また、第２リミット値設定回路２１３は、ランプ電
圧ＶＬのみに応じ、ランプ電圧ＶＬが高くなると上記電
圧Ｖ０は低くなるので、ランプ電圧ＶＬが高くなる程、
上記リミット値を大きく設定する。

【０１３１】このように、本例では、バッテリ電圧ＶＢ
のみを検出する手段として、図１に示すように端子Ａを
設け、この端子Ａより検出されるバッテリ電圧ＶＢに応
じて、上記リミット値を可変するようにした。これによ
り、バッテリ電圧ＶＢに応じて、精度良く上記リミット
値を設定できる。また、上述したランプ電圧ＶＬのみを
検出する手段として、図１に示すように端子Ｃを設け、
この端子Ｃより検出されるランプ電圧ＶＬに応じて、上
記リミット値を可変するようにした。これにより、ラン
プ２の負荷であるランプ電圧ＶＬに応じて、精度良く上
記リミット値を設定できる。

【０１３２】また、上記ランプ２の負荷として、上記ラ
ンプパワー制御回路１０で使用する制御信号（ＶＬ）を
利用しているので、特別にランプ２の負荷を検出する手
段を設ける必要は無く、コスト低減を図れる。ところ
で、上述した第１、第２リミット値設定回路２１１、２
１３は、例えば抵抗２２３や２２５等にて決定される回
路定数によって、上記リミット値を設定している。そし
て、本例では第１リミット値設定回路２１１は、バッテ
リ電圧ＶＢが定格電圧１２Ｖから約７Ｖまで低下する間
に、リミット値が精度良く設定できるようにしてある。

【０１３３】従って、例えばバッテリ電圧ＶＢが大きく
低下して７Ｖより小さくなると、上記リミット値は適切
で無く、リミット値をさらに大きくする必要がある。つ
まり、バッテリ電圧ＶＢがさらに大幅に低下した場合で
は、フライバックトランス２９の二次側出力も大きく低
下するので、これに応じて上記リミット値を大きくしな
いと、二次側の出力が十分得られない。

【０１３４】そこで、上記第３リミット値設定回路２１
５にて、バッテリ電圧ＶＢが７Ｖより低下したときに、
適切に上記リミット値を設定する。以下、これについて
説明する。なお、この場合のリミット値は、上述したよ
うにデューティー比が高くなった場合に、フライバック
トランス２９の二次巻線２９ｂへのエネルギー供給が十
分行える範囲で設定される。

【０１３５】上記第３リミット値設定回路２１５は、図
１４に示すように抵抗２２５と並列に接続されたＮＰＮ
トランジスタ２２７と、このＮＰＮトランジスタ２２７
をオンオフするコンパレータ２２９とからなる。コンパ
レータ２２９は、非反転入力端子に所定電圧ＶＫ（７
Ｖ）が入力されており、反転入力端子に上記端子Ａより
バッテリ電圧ＶＢが入力されている。従って、バッテリ
電圧ＶＢが７Ｖより低下すると、ＮＰＮトランジスタ２
２７がオンとなる。これにより、上記電圧Ｖ０は、抵抗
２２３と抵抗２２５との分圧で無く、ほぼ０Ｖになる。

【０１３６】この結果、上記リミット値は、デューティ
ー比がほぼ１００％にできる値まで低下する。これによ
り、バッテリ電圧ＶＢが７Ｖより低下した場合にも、最
適なリミット値を設定できる。次に、制御回路１６５ｃ
について説明する。制御１６５ｃは、ランプ２の点灯前
におけるランプ電圧ＶＬを所定値に定電圧化（例えば４
００Ｖ）制御する回路である。そして、端子４０１は、
ランプ電圧ＶＬを検出する端子で図１の端子Ｃに接続さ
れている。点灯スイッチＳＷがオンされ、ランプ２が点
灯するまで（ランプ２にランプ電流が流れていない状
態）は、誤差増幅回路６１の出力端子の電圧は、最も高
い電圧となり、抵抗２０９には電流が流れない。すなわ
ち、誤差増幅回路６１はランプ２に最大電力を供給する
指令信号を出力する。

【０１３７】従って、ＰＷＭ制御回路９は、第２リミッ
ト値設定回路１６５ｂにより決まる最大デューティーの
状態で作動する。これにより、直流電源回路５が作動
し、ランプ電圧ＶＬが上昇し、上記所定値に達すると、
制御回路１６５ｃにより、ランプ電圧ＶＬを定電圧制御
する。詳しく説明すると、ランプ電圧ＶＬを抵抗４０
２、４０３で分圧した電圧と、基準電圧Ｖｄとをコンパ
レータ２３０にて比較し、ＮＰＮトランジスタ４０４を
オンオフ制御する。つまり、ランプ電圧ＶＬが所定値以
下ではＮＰＮトランジスタ４０４はオフし、所定値以上
ではＮＰＮトランジスタ４０４はオンする。ＮＰＮトラ
ンジスタ４０４がオンとなると、抵抗４０５で決まる電
流がＮＰＮトランジスタ２０５ａに流れる。そして、こ
の電流と同じ電流がＮＰＮトランジスタ２０５ｂに流
れ、電圧ＶＭが上昇し、入力電圧ＶＮが上昇する。

【０１３８】但し、この際、出力電圧ＶＮは、抵抗４０
５の抵抗値の設定にて、コンパレータ１６７の非反転入
力端子に入力される鋸歯状波のピーク電圧（図１１中Ｖ
ａ）より高くなる。従って、コンパレータ１６７の出力
信号は、ローレベル信号に固定され、ＭＯＳトランジス
タ３１はオフとなり、ランプ電圧ＶＬの上昇は停止す
る。

【０１３９】そして、この後、時間の経過とともにラン
プ２以外の箇所による電力消費により、ランプ電圧ＶＬ
が、徐々に低下して上記所定値以下となると、ＮＰＮト
ランジスタ４０４は再度スイッチング動作して、ランプ
電圧ＶＬが上昇する。このように、この動作を繰り返し
て、ランプ電圧ＶＬは定電圧制御される。 〔フェイルセーフ回路１４について〕次に上記フェイル
セーフ回路１４について説明する。先ず、フェイルセー
フ回路１４の機能の前提となるランプ２の車両取付構造
について図１５に基づき説明する。

【０１４０】図１５に示すように車両前照灯２３１は、
ランプ２の光を車両前方に向けて反射させるリフレクタ
２３３を有する。リフレクタ２３３は、碗状に形成され
ており、内部にランプ２を収納している。ランプ２は、
図１５中左側からリフレクタ２３３内に挿入されてお
り、コネクタ２３５によりリフレクタ２３３に取り付け
られている。

【０１４１】簡単に説明すると、コネクタ２３５は、脱
着可能なコネクタ部２３５ａ、２３５ｂとからなり、コ
ネクタ部２３５ａは、図１５中左側からリフレクタ２３
３内に挿入されており、挿入後に回転させることでリフ
レクタ２３３に取付られている。この後、コネクタ部２
３５ｂが、２３５ａにはめ込まれると、ランプ２が点灯
可能となる。

【０１４２】コネクタ２３５ｂには、アルミニウム等に
て形成されたシールド部２３７が覆うようにして取り付
けられている。シールド部２３７は、図１５に示すよう
にアースされるとともに、ランプ２の電気配線部２３９
を押しつけるようにしてコネクタ部２３５ｂに取り付け
られている。ここで、このシールド部２３７は、ランプ
２の点灯にて発生する電波をランプ２（リフレクタ２３
３）の外部に洩れださないようにするためのものであ
る。これにより、電波により自車や他車の電気機器に悪
影響を起こさないようにすることができる。また、この
ような電波発生を防止するために、リフレクタ２３３の
内面にはアルミニウムが蒸着されており、このアルミニ
ウムはアースされている。さらに、同様な理由により、
図示しないがリフレクタ２３３内でランプ２の車両前方
側にも、カップ状のシールド部が設けられている。

【０１４３】このような構成からなる車両全照明灯２３
１においては、ランプ２を交換する時などに、ランプ２
の電気配線部２３９がシールド部２３７に挟みこまれ
て、ランプ２の電気配線部２３９がアースされる可能性
がある。この結果、上記一次巻線２９ａおよび二次巻線
２９ｂを通じて、例えばＨブリッジ回路７ａに過電流が
流れ、Ｈブリッジ回路７ａにて多大な熱が発生し、最悪
ヒューズ５０が溶断するといった問題が起こる。

【０１４４】そこで、このように異常状態に対処するた
め、上記フェイルセーフ制御回路１４にて以下の異常制
御を行う。以下、フェイルセーフ制御回路１４の具体的
構成および異常制御の内容を図１６にて説明する。な
お、以下の異常制御は、上記点灯スイッチＳＷがオンに
設定されているときに行われる。図１６に示すようにフ
ェイルセーフ制御回路２４１は、大別して５つの機能ブ
ロック２４１ａ〜２４１ｅとからなる。

【０１４５】２４１ａは、コンパレータ２４３と抵抗２
４５とからなる。コンパレータ２４３は、反転入力端子
には、上記サンプリングホールド回路１２から上記ラン
プ電圧ＶＬが入力されており、非反転入力端子には所定
電圧Ｖｒ１が入力されている。つまり、２４１ａは、ラ
ンプ電圧ＶＬが所定電圧Ｖｒ１（例えば、２０Ｖ）より
小さい第１状態であるか否かを判定する電圧判定手段を
構成してしている。

【０１４６】２４１ｂは、コンパレータ２４７とコンデ
ンサ２４８と抵抗２４９とからなる。コンパレータ２４
７は、反転入力端子に上記ランプ電流ＩＬ（電圧換算Ｖ
ＩＬ）が入力されており、非反転入力端子に所定電圧Ｖ
ｒ２が入力されている。つまり、２４１ｂは、上記ＶＩ
Ｌと所定電圧Ｖｒ２とを比較することにより、ランプ電
流ＩＬが所定電流より小さい第２状態であるか否かを判
定する電流判定手段を構成している。

【０１４７】２４１ｃは、上記コンパレータ２４３、２
４７の出力が共にハイレベル信号になると、ハイレベル
信号を出力するＡＮＤゲートである。つまり、ＡＮＤゲ
ート２４１ｃの出力信号がハイレベル信号になるという
ことは、上述した異常状態を検出したということであ
る。すなわち、ＡＮＤゲート２４１ｃは、上記電気配線
部２３９がアースされるといった異常状態を検出する手
段で、ランプ電圧ＶＬ（電圧信号）が所定電圧値より低
く、かつランプ電流（電流信号）が所定電流値より低い
ときに異常状態と検出する。

【０１４８】ここで、簡単にランプ電圧ＶＬとランプ電
流ＩＬとで上記異常判定を行うことができる理由を説明
する。上述したようにランプ２が電力制御されていると
きでは、ランプ電圧ＶＬは例えば２０Ｖ〜４００Ｖの所
定範囲にある。この際、電気配線部２３９がアースされ
ると、フライバックトランス２９の二次側に過電流が流
れ、ランプ電圧ＶＬは上記２０Ｖより低くなる。従っ
て、この場合は上記電気配線部２３９がアース接地され
ているおそれがある。

【０１４９】また、上述したようにランプ２が電力制御
されているときでは、ランプ電流ＩＬは、所定範囲
（０．３５〜２．６Ａ）にある。そして、上記電気配線
部２３９がアースされると、二次巻線２９ｂ側からの過
電流は、上記Ｈブリッジ回路７ａを流れずに電気配線部
２４３からアースに落ちる。これにより、ランプ電流Ｉ
Ｌは、上記所定範囲より小さく、所定電流（例えば、
０．２Ａ）以下になる。従って、この場合電気配線部２
３９がアースされているおそれがある。

【０１５０】このように本例では、異常状態をランプ電
圧ＶＬとランプ電流ＩＬとのＡＮＤ条件にて検出してい
る。また、本例では、異常状態と検出するのは、上記第
１状態と第２状態とが共に成り立ったときである。この
ような２つの状態を両方とも満足したときに、異常状態
と判定するのは以下の理由がある。

【０１５１】例えば、何らかの異常が生じてランプ２の
両端が短絡してしまうと、上記ランプ電圧ＶＬは、上記
所定電圧Ｖｒ１より小さくなるが、上記ランプ電流ＩＬ
は上記所定電流より大きくなる。また、何らかの異常が
生じてランプ２が開放してしまうと、上記ランプ電流Ｉ
Ｌは上記所定電流より小さくなるが、上記ランプ電圧Ｖ
Ｌは、上記所定電圧Ｖｒ１より大きくなる。

【０１５２】従って、一方の条件だけでは、電気配線部
２３９がアースされたのか、ランプ２が短絡もしくは開
放なのか判定できない。そこで、本例では、電気配線部
２３９のアースを確実に検出するために、上記第１状態
と第２状態との両方を満足したときに異常状態と判定す
る。これにより、確実に電気配線部２３９がアースされ
る異常状態を把握でき、精度良く過電流が流れることを
防止できる。

【０１５３】時間計数回路２４１ｄは、Ｄ型フリップフ
ロップ２５１と、ＮＯＲゲート２５３と、ＡＮＤゲート
２５５と、ＪＫ型フリップフロップ２５７とからなる。
時間計数回路２４１ｄは、上記第１状態および第２状態
の両方を満足する時間が、所定時間Ｔ以上経過したか否
かを判定するものである。そして、Ｄ型フリップフロッ
プ２５１およびＪＫ型フリップフロップ２５７のクロッ
ク端子には、同一のクロック信号ＣＬが入力されるよう
になっている。

【０１５４】リセット回路２４１ｅは、Ｄ型フリップフ
ロップにて構成されている。Ｄ型フリップフロップリセ
ット回路２４１ｅのＤ入力端子には、定電圧源２５９が
入力されている。Ｄ型フリップフロップリセット回路２
４１ｅの出力端子には、上記Ｈブリッジ制御回路１１が
接続されている。なお、定電圧源２５９は、上記点灯ス
イッチＳＷがオンのときに、定電圧（例えば５Ｖ）を発
生するようになっている。

【０１５５】次に上述の回路２４１ａ〜リセット回路２
４１ｅまでの作動を図１７のタイムチャートにて説明す
る。但し、ＡＮＤゲート２４１ｃの出力信号をα、ＪＫ
型フリップフロップ２５７の出力信号をβ、Ｄ型フリッ
プフロップ２４１ｅの出力信号をγとする。また、上記
点灯スイッチＳＷがオンされると、Ｄ型フリップフロッ
プリセット回路２４１ｅは、図示しないリセット回路か
らのリセット信号によりリセットされる。また、本実施
形態では、Ｄ型フリップフロップリセット回路２４１ｅ
の出力信号γがハイレベル信号のときに、Ｈブリッジ制
御回路１１によりＨブリッジ回路７ａをオフとする。

【０１５６】先ず、点灯スイッチＳＷがオンとなって、
例えば時間ｔ３になると、再度電気配線部２３９がアー
スされて出力信号αがローレベル信号からハイレベル信
号になり、この状態が以後続いたとする。そして、出力
信号αがハイレベル信号である状態が、クロックパルス
ＣＬの一周期時間より長く続くと、ＡＮＤゲート２５５
ｃとＮＯＲゲート２５３を介して、ＪＫ型フリップフロ
ップ２５７の出力信号βは、反転されてハイレベル信号
になる。すると、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅの出力
信号γは、ハイレベル信号となる。これにより、図４に
示すように第１異常用回路２４２の２つ出力端子から共
にローレベル信号が、ＩＣ素子４３ａ、４３ｂに出力さ
れ、上記Ｈブリッジ回路７ａがオフとされる。

【０１５７】これにより、電気配線部２３９のアースに
よる過電流が、ＭＯＳトランジスタ４１ａ、４１ｃによ
り遮断されることになる。この結果、Ｈブリッジ回路７
ａや、Ｈブリッジ回路７ａ以降の電流経路に所定値より
大きい過電流が流れることを防止でき、ヒューズ５０の
溶断を防止できるとともに、放電灯装置１００での多大
な発熱を防止できる。

【０１５８】これに加え、この出力信号γがハイレベル
信号になると、上記ＰＷＭ制御回路９の制御を停止、つ
まりＭＯＳトランジスタ３１の導通を遮断する。具体的
には、このような異常状態となると、図５に示すように
第２異常用回路２４４にてハイレベル信号が出力される
ことで、ＮＰＮトランジスタ２４６がオンとされる。従
って、ＮＰＮトランジスタ１１５、１１６は、ＰＷＭ制
御回路９の出力信号に係わらず、オフとなる。これによ
り、ＭＯＳトランジスタ３１の導通が遮断され、放電灯
装置１００への全ての電力供給が停止される。このよう
にした理由を以下に説明する。

【０１５９】例えば、電気配線部２３９がアースされた
ときに、電気配線部２３９とシールド２３７との間にあ
る接触抵抗があったとする。そして、この接触抵抗によ
りフライバックトランス２９の二次側のエネルギー（電
力）が大きく消費されるといった問題が起こったとす
る。すると、ランプパワー制御回路９は、一次巻線２９
ａに蓄えられるエネルギーを増加させるように、ＰＷＭ
制御回路９のデューティ比が大きくなるように制御す
る。これにより、フライバックトランス２９の一次巻線
２９ａには過大な電流が流れるといった問題がある。

【０１６０】そこで、このような場合を考慮して、ＰＷ
Ｍ制御回路９の制御を停止、つまり、ＭＯＳトランジス
タ３１の導通を遮断するので、一次電流が過大となるこ
とを防止できる。また、上記した以外にも異常状態には
色々なモードが考えられる、例えば、ＭＯＳトランジス
タ３１の耐圧が劣化した場合には、点灯を開始するに必
要なランプ電圧（例えば、４００Ｖ）を発生することが
できず点灯できない。この場合、ＭＯＳトランジスタ３
１はＰＷＭ制御回路９からデューティー最大の駆動信号
が与えられてスイッチング作動を行うが、耐圧劣化して
いるために一次巻線２９ａに蓄積したエネルギーのほと
んどをＭＯＳトランジスタ３１自信が消費することにな
り、そのまま動作を続けると異常発熱しＭＯＳトランジ
スタ３１は短絡破壊する。その結果、ヒューズ５０の溶
断等の二次的故障に至る。

【０１６１】このような異常状態では、Ｈブリッジ回路
７ａをオフさせても前記結果は変わらない。そのため、
このような異常状態の場合はＰＷＭ制御回路９の制御を
停止し、ＭＯＳトランジスタ３１をオフ状態にホールド
するこにより二次的故障を回避できる。このように、各
種異常状態において異常判定した結果によりＨブリッジ
回路７ａをオフする事が有効な場合と、ＭＯＳトランジ
スタ３１をオフさせることが有効な場合があり、異常状
態に応じてＨブリッジ回路７ａをオフするのか、或いは
ＭＯＳトランジスタ３１をオフさせるかを使い分けるこ
とができる。しかしながら、このように使い分ける場合
には回路が複雑になり規模も大きくなるので得策ではな
い。従って、異常判定した場合には、全てＨブリッジ回
路７ａをオフすると同時に、ＭＯＳトランジスタ３１を
オフさせることにより回路は簡単化でき規模も小さくす
ることができる。

【０１６２】なお、図１７に示すように時間ｔ１におい
て、電気配線部２３９がアースされて出力信号αがロー
レベル信号からハイレベル信号になり、この状態が時間
ｔ２まで続いたとする。この場合は、時間計数回路２４
１ｄへの入力信号である信号αのハイレベル期間がクロ
ックパルスＣＬの一周期時間より短いので時間計数回路
２４１ｄの出力信号βは変化せず前の状態を維持してい
る。従って、信号γも同様に変化しない。すなわち、Ｈ
ブリッジ制御回路１１は何ら影響を受けない。

【０１６３】つまり、上述したＨブリッジ回路７ａをオ
フする条件は、上記第１状態と第２状態とが共に成りた
った時間が、所定時間Ｔ経過したときとなる。このよう
にした理由は、以下の通りである。例えば、点灯スイッ
チＳＷがオンとなっているときに、上記第１状態および
第２状態が始めて成り立った後、短時間にて電気配線部
２３９のアースが復帰し、電気配線部２３９が正常とな
ったとする。この場合、夜間の乗員の視認性を確保する
ために、できる限りランプ２は点灯状態を維持する必要
がある。

【０１６４】そこで、短時間の異常時には直ぐさまＨブ
リッジ回路７ａをオフしないようにし、上記第１状態と
第２状態とが所定時間Ｔ経過したときに、始めてＨブリ
ッジ回路７ａをオフする。なお、上記所定時間Ｔとは、
上記ヒューズ５０が溶断しない範囲の時間に設定されて
いるので、ヒューズ５０の溶断は未然に防止できる。ま
た、上記所定時間Ｔは以下のように設定されている。本
例では、図１５に示すような比較的簡単な回路構成に
て、上記異常状態を検出した。

【０１６５】しかしながら、上記電気配線部２３９は、
図２に示すようにランプ２の両端にある配線部２３９
ａ、２３９ｂを有し、これら２つの配線部２３９ａ、２
３９ｂが共にアースされることはほどんど無く、例えば
図１中一方の電気配線部２３９ａのみがアースされるこ
とが多い。従って、例えば上記異常状態が続いていると
きに、Ｈブリッジ回路７ａにてランプ２の放電電圧の極
性が変わると、上記ランプ電圧ＶＬは、所定電圧Ｖｒ１
より高くなる。

【０１６６】従って、異常状態が発生しているにも係わ
らず上記第１状態にならないので、上記ＡＮＤゲート２
４１ｃの出力信号は、ハイレベル信号にならず、異常状
態を検出することができない。そこで、本例では上記所
定時間Ｔは、上記Ｈブリッジ回路７ａの切換周期時間よ
り短くして、この切換周期時間の半分以下（０．８ｍ
ｓ）に設定してある。これにより、簡単な回路構成にて
上記異常状態が確実に検出できる。

【０１６７】また、上記異常状態を検出するために、上
述したランプパワー制御の制御信号である上記ランプ電
圧ＶＬとランプ電流ＩＬとを使用している。これによ
り、異常を判定するために別個に電圧検出用回路や電流
検出用回路を設ける必要が無い。 〔コネクタ外れ検出回路１５について〕次に、コネクタ
外れ検出回路１５について図１８を用いて説明する。

【０１６８】上記ランプ２は、破損故障等の際に２つの
コネクタ部２３５ａ、２３５ｂよりなるコネクタ２３５
にて脱着可能となっている。従って、ランプ２は、コネ
クタ部２３５ａ、２３５ｂがはめ込まれると、バッテリ
１と電気的に接続されて点灯可能となる。図１８に示す
ようにコネクタ２３５内には、コネクタ部２３５ａと２
３５ｂとが外れると、内部の電気的導通が遮断されるよ
うに電気配線部２６１が形成されている。具体的に説明
すると、電気配線部２６１の一端側は、電源端子１ａに
接続されている。また、電気配線部２６１の他端側はア
ースされている。

【０１６９】各コネクタ２３５ａ、２３５ｂの電気配線
部２６１の接続点２６１ａは、コネクタ２３５の外れを
検出するコネクタ外れ検出端子となっており、コネクタ
部２３５ａ、２３５ｂが外れると、コネクタ外れ検出回
路１５内に内蔵された外れ検出回路１５ａのトランジス
タ２６３がオフからオンとなるようにしてある。また、
外れ検出回路１５ａは、信号発生回路１３ａと始動回路
８との間に設けられ、コネクタ２３５の外れが検出され
たときには、信号発生回路１３ａからの信号を強制的に
始動回路８の作動を停止させる信号とするものである。

【０１７０】次に高電圧発生制御回路１３について説明
する。高電圧発生制御回路１３は、上記サイリスタ５７
のゲート駆動信号を発生させ、上述したようにＨブリッ
ジ回路７ａのオン・オフタイミングに同期して信号を出
力する信号発生回路１３ａを有する。そして、信号発生
回路１３ａは、例えば上記始動回路８が起動しても、ラ
ンプ２が点灯せずに消灯していると、ランプ２が点灯す
るまでは、上記信号発生回路１３ａにてサイリスタ５７
のオンオフを繰り返し、ランプ２に高電圧を印加するよ
うになっている。

【０１７１】上記信号発生回路１３ａにて、ハイレベル
信号が発生されると、トランジスタ２６５がオンとな
る。これにより、トランジスタ２６７はオフとなり、ト
ランジスタ２６９、２７５はオンとなる。また、トラン
ジスタ２７１、２７３はオフとなる。この結果、サイリ
スタ５７のゲート駆動信号はローレベル信号となり、サ
イリスタ５７はオフとなる。

【０１７２】一方、上記信号発生回路１３ａにて、ロー
レベル信号が発生されると、トランジスタ２６５がオフ
となる。これにより、トランジスタ２６７はオンとな
り、トランジスタ２６９、２７５はオフとなる。また、
トランジスタ２７１、２７３はオンとなる。この結果、
サイリスタ５７のゲート駆動信号はハイレベル信号とな
り、サイリスタ５７はオンとなる。

【０１７３】このように信号発生回路１３ａが発生する
信号が、ハイレベル信号であると、ゲート駆動信号はロ
ーレベル信号となり、サイリスタ５７はオフとなる。一
方、信号発生回路１３ａが発生する信号が、ローレベル
信号であると、ゲート駆動信号はハイレベル信号とな
り、サイリスタ５７はオンとなる。そして、本例では、
上記トランジスタ２６３のオン信号により、サイリスタ
５７のゲート駆動信号を強制的にローレベル信号にする
ことができる。つまり、外れ検出回路１５ａにてコネク
タ２３５が外れていると検出され、トランジスタ２６３
がオンすると、上記信号発生回路１３ａにて、サイリス
タ５７をオンとするローレベル信号が発生されても、ト
ランジスタ２６７はオフとなる。

【０１７４】従って、トランジスタ２６９、２７５はオ
ン、トランジスタ２７１、２７３はオフとなって、サイ
リスタ５７はオフとなる。この結果、例えば、コネクタ
２３５が外れてランプ２が消灯したときに、サイリスタ
５７による高電圧発生が未然に防止される。ところで、
上述したコネクタ２３５が外れたと検出されたときに、
例えば電気配線部２６１の接触不良である場合は、ラン
プ２の点灯機能は正常にある。そして、このような場合
は上記ＰＷＭ制御回路９の制御を停止して、ランプ２を
消灯する必要は無く、逆にランプ２の点灯を維持するの
が好ましい。

【０１７５】そこで、コネクタ２３５の外れ検出と平行
して、フェイルセーフ回路１４にて、上記点灯スイッチ
ＳＷがオンに設定されているにも係わらず、ランプ２が
消灯する異常状態を検出する。つまり、コネクタ外れ検
出回路１５によりコネクタ２３５が外れていると検出さ
れたときに、上記電気配線部２６１の接触不良で無く、
本当にコネクタ２３５が外されて、ランプ２が消灯して
しまったか否を判定する。

【０１７６】上記フェイルセーフ回路１４を表す論理回
路図を図１９に示す。フェイルセーフ回路１４は、点灯
検出手段をなすコンパレータ２７７と、ディレー回路
（タイマー回路）２７９と、ＯＲゲート２８１と、Ｄ型
フリップフロップ２４１ｅからなる。コンパレータ２７
７の非反転入力端子には、所定電圧ＶＲが入力されてい
る。一方、コンパレータ２７７の反転入力端子には、上
記端子Ｅが接続されている（図１参照）。つまり、コン
パレータ２７７は、ランプ２が点灯してランプ電流が流
れていると、ローレベル信号を出力し、ランプ電流が所
定値以下となると、ランプ２が消灯しているとしてハイ
レベル信号を出力する。

【０１７７】ディレー回路２７９は、上記コンパレータ
２７７の出力信号がハイレベル信号で、このハイレベル
信号が所定時間Ｔｍ継続するとハイレベル信号を出力す
る。つまり、ディレー回路２７９は、ランプ２が消灯し
た時間が所定時間Ｔｍ経過するとハイレベル信号を出力
する。ＯＲゲート２８１では、ディレー回路２７９の出
力信号が、ハイレベル信号となると、ハイレベル信号を
出力する。ＯＲゲート２８１の出力信号がハイレベル信
号になると、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅは、このハ
イレベル信号をクロックパルスとして、ハイレベル信号
を出力する。そして、Ｄ型フリップフロップ２４１ｅの
出力信号が、ハイレベル信号となると、バッテリ１から
ランプ２への電力を供給する電力制御手段をなす上記Ｐ
ＷＭ制御回路９の制御を停止（ＭＯＳトランジスタ３１
をオフ）するとともに、上記第１異常用回路２４２にて
上記Ｈブリッジ回路７ａをオフとする。

【０１７８】このようにすることで、ランプ２が点灯し
ている状態から消灯し、この消灯時間が所定時間Ｔｍ経
過すると、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止することでラ
ンプ２への電力供給が停止されるようになる。また、ラ
ンプ２が消灯して所定時間Ｔｍ経過するまでは、ＰＷＭ
制御回路９の制御を継続し、ランプ２への電力供給を行
う。

【０１７９】なお、図１９に示すようにＯＲゲート２８
１には、上述した電気配線部２６１がアースされる配線
異常状態となったときに対応するための入力端子や、他
の異常状態に対応するための入力端子が設けられてい
る。つまり、ＯＲゲート２８１は、図１６に示す上記Ｊ
Ｋ型フリップフロップ２５７と、Ｄ型フリップフロップ
２４１ｅとの間に設けられている。

【０１８０】次に、外れ検出回路１５ａ、高電圧発生制
御回路１３、およびフェイルセーフ回路１４の作動を図
２０のタイムチャートにて説明する。但し、外れ検出回
路１５ａにて検出される信号をｇとし、コネクタ２３５
が外れているときにはハイレベル信号、コネクタが外れ
ていないときにはローレベル信号とし、サイリスタ５７
のゲート駆動信号をｆ、点灯スイッチＳＷの信号をａと
して点灯スイッチＳＷがオンの時にはハイレベル信号、
オフのときにはローレベル信号とする。

【０１８１】また、信号発生回路１３ａの出力信号をｄ
とし、ＰＷＭ制御回路９の制御信号をｃで、ＰＷＭ制御
回路９が制御を行っているときにはハイレベル信号、制
御が停止しているときにはローレベル信号とし、コンパ
レータ２７７の出力信号をｋとし、ランプ２が消灯して
いるときにはハイレベル信号、ランプ２が点灯している
ときにはローレベル信号とする。さらにＤ型フリップフ
ロップ２４１ｅのＣ入力信号をｎとする。

【０１８２】先ず、時間ｔ１にて点灯スイッチＳＷがオ
ンされると、ランプ電圧ＶＬが徐々に増加して、例えば
時間ｔ２となると、サイリスタ５７のゲート駆動信号ｆ
がハイレベル信号なる。これにより、ランプ２が点灯し
てランプ電流ＩＬが流れ始める。その後、ランプ２が安
定制御状態（３５Ｗ）となり、時間ｔ３にて信号ｇがハ
イレベル信号となり、コネクタ２３５が外れたと検出さ
れたとする（図２０中） そして、時間ｔ３にてランプ電流ＩＬが所定値より小さ
く、例えば０となり、ランプ２が消灯する、つまり、電
気配線部２６１の接触不良では無くてコネクタ２３５が
本当に外れた場合には、信号ｋはハイレベル信号とな
る。しかし、この際、ディレー回路２７９によって信号
ｎはローレベル信号のままであり、ＰＷＭ制御回路９の
制御も継続される。

【０１８３】これにより、ランプ２が消灯してしまう
と、図２０に示すように時間ｔ４では、信号発生回路１
３ａの信号ｄは、サイリスタ５７をオフからオンとし
て、ランプ２を再度点灯させるようにハイレベル信号か
らローレベル信号に切り換わる。しかしながら、本例で
は、ランプ２の点灯に係わらずコネクタ外れを検出する
と、信号ｇがハイレベル信号になることで、信号ｆはロ
ーレベル信号となる。従って、コネクタ２３５の外れが
検出されたときに、始動回路８によるコンデンサン５３
の放電が停止され、コネクタ２３５での高電圧の発生が
防止できる。

【０１８４】そして、時間ｔ５にて、ランプ２が消灯し
た継続時間が、所定時間Ｔｍ経過したならば、信号ｎが
ハイレベル信号となって、ＰＷＭ制御回路９の制御を停
止するとともに、Ｈブリッジ回路７ａをオフとする。つ
まり、コネクタ２３５が外れてランプ２が消灯する場合
には、サイリスタ５７をオフとして、所定時間Ｔｍ経過
後、ＰＷＭ制御回路９の制御を停止して、ランプ２への
電力供給を停止する。

【０１８５】これにより、上記ランプ２の電気配線部２
６１が、短時間接触不良を起こしたときには、ランプ２
への電力供給を維持してランプ２の点灯が維持できると
ともに、ランプ２が所定時間Ｔｍ継続して消灯している
ときには、速やかにランプ２への電力供給を停止でき
る。次に、上記の状態、つまリコネクタ２３５が実際
に外れている状態から、一旦時間ｔ６で点灯スイッチＳ
Ｗをオフとして、時間ｔ７にて再度オンしたとする。
（図２０中） すると、ランプ電圧ＶＬが徐々に増加して、時間ｔ８に
なると、信号発生回路１３ａの信号ｄは、サイリスタ５
７をオフからオンとして、ランプ２を点灯させるように
ハイレベル信号からローレベル信号に切り換わる。しか
し、上述したようにランプ２の点灯に係わらずコネクタ
外れを検出すると、信号ｇがハイレベル信号になること
で、信号ｆはローレベル信号となる。従って、コネクタ
２３５が外れたときに、始動回路８によってコネクタ２
３５での高電圧発生を防止できる。

【０１８６】その後、時間ｔ９にて、コネクタ２３５が
外れたと検出された継続時間が所定時間Ｔｍ経過する
と、信号ｎがハイレベル信号となって、ＰＷＭ制御回路
９の制御を停止するとともに、Ｈブリッジ回路７ａをオ
フとする。次に、上記の状態、つまリコネクタ２３５
が実際に外れているた状態から、一旦時間ｔ１０で点灯
スイッチＳＷをオフとして、コネクタ２３５をはめ直
し、、時間ｔ１１にて再度オンしたとする。（図２０中
） すると、時間ｔ１２では、上述のように信号ｇがローレ
ベル信号になることで、信号ｆはハイレベル信号とな
り、始動回路８にてランプ２が点灯される。その後、例
えば、時間ｔ１３にて電気配線部２６１が接触不良にな
ったとする。この場合は、ランプ２は点灯しており、ラ
ンプ電流が所定値より大きくなっているので、信号ｋは
ローレベル信号である。

【０１８７】従って、電気配線部２６１が接触不良を起
こしたときに、ランプ２が点灯していると、ランプ２へ
の電力供給が維持される。この結果、電気配線部２６１
の接触不良を起こしても、ランプ２の点灯機能に異常が
無い場合には、ランプ２の点灯を維持できる。 〔逆接保護回路３について〕次に、逆接保護回路３につ
いて図２１を用いて説明する。なお、図２１は図１に車
両用電気機器であるオルタネータ等の電気負荷１２５を
加えたものである。

【０１８８】逆接保護回路３は、バッテリ１と、ランプ
２との間に設けられている。ＭＯＳトランジスタ２１の
ゲート（Ｇ）は、抵抗１７を介してバッテリの正極側
（電源端子１ａ）に接地されている。ＭＯＳトランジス
タ２１のソース（Ｓ）およびドレイン（Ｄ）は、アース
端子１ｂ側に接続され、放電灯装置１００を流れた電流
がソースからドレインに向かって流れるようになってい
る。

【０１８９】上記点灯スイッチＳＷをオンすると、バッ
テリ１からゲート（Ｇ）にゲート電圧を与えられ、ＭＯ
Ｓトランジスタ２１は導通状態となり、バッテリ１の電
力が放電灯装置１００に供給される。これにより、放電
灯装置１００が作動する。ＭＯＳトランジスタ２１のゲ
ート−ソース間には、導通手段であるコンデンサ１９が
並列に接続されている。上記抵抗１７は、電源端子１ａ
とＭＯＳトランジスタ２１のゲートとの間で、ＭＯＳ型
トランジスタ２１とコンデンサ１９との並列接続と直列
に接続されている。

【０１９０】そして、上記点灯スイッチＳＷがオンされ
ると、抵抗１７を介してコンデンサ１９が充電される。
コンデンサ１９の充電電流経路は、バッテリ１の正極側
から抵抗１７、コンデンサ１９、ＭＯＳトランジスタ２
１のソース−ドレイン間の寄生ダイオードを介して、バ
ッテリ１の負極側に流れる。そして、コンデンサ１９の
充電電圧が所定値に達すると、ＭＯＳトランジスタ２１
はオンとなる。また、ＭＯＳトランジスタ２１がオンす
るまでは、放電灯装置１００を流れる電流は、ＭＯＳト
ランジスタ２１のソース−ドレイン間の寄生ダイオード
を通じて流れる。

【０１９１】上記ＭＯＳトランジスタ２１は、以下のよ
うなときに放電灯装置１００に逆電圧が印加されないよ
うに保護する保護機能を有する。例えば、バッテリ１の
交換時に、誤ってバッテリ１の極性が逆に取り付けられ
て、この状態で乗員の操作により上記点灯スイッチＳＷ
がオンされたとする。この場合は、放電灯装置１００に
印加される逆電圧は、バッテり電圧ＶＢ（第１逆電圧）
である。

【０１９２】そして、このように放電灯装置１００にバ
ッテリ１の極性が逆に取り付けられたときには、ＭＯＳ
トランジスタ２１のドレインーソース間の耐圧にて放電
灯装置１００への逆電圧印加を遮断し、放電灯装置１０
０を保護する。これにより、従来のようにツェナーダイ
オードを通じてヒューズ５０に過電流が流れるといった
ことが無く、ヒューズ５０の溶断を未然に防止できる。

【０１９３】上記オルタネータ７１は、バッテリ１に対
して上記放電灯装置１００と並列に接続されている。オ
ルタネータ７１は、図示しない界磁コイル等のリアクタ
ンス成分を有する誘導性負荷（車両用電気機器）であ
り、車両の走行駆動源を起動する手段であるイグニッシ
ョンスイッチＩＧがオンされると、発電を開始する。そ
して、上記イグニッションスイッチＩＧがオンで点灯ス
イッチＳＷがオンの状態から、イグニッションスイッチ
ＩＧがオフされると、オルタネータ７１に流れていた電
流が遮断されることで、電源端子１ａに負極性の大きな
パルス電圧が発生する。このため、放電灯装置１００に
は、上記バッテリ１の逆接時より大きな逆電圧が印加さ
れることになる。

【０１９４】しかし、この際、コンデンサ１９に充電さ
れた電荷は、コンデンサ１９と抵抗１７とで決まる時定
数にて放電される。これにより、ＭＯＳトランジスタ２
１のゲートには所定時間、ゲート電圧が印加されるの
で、ＭＯＳトランジスタ２１は所定時間導通状態が維持
される。なお、電源端子１ａとアース端子１ｂとの間
に、大きなパルス電圧が一瞬発生したときには、オンし
ているＭＯＳトランジスタ２１を介してＭＯＳトランジ
スタ３１のソース−ドレイン間の寄生ダイオード、フラ
イバックトランス２９の一次巻線２９ａ、コイル２７と
いった電流経路でパルス電流を流すことにより、負極性
パルスのエネルギーを消費する。

【０１９５】このように、電源端子１ａとアース端子１
ｂとの間に、大きな逆電圧が発生したときには、コンデ
ンサ１９によりＭＯＳトランジスタ２１が強制的に導通
状態に維持されるので、ＭＯＳトランジスタ２１の上記
耐圧を全く考慮せずに済む。つまり、この耐圧は、上記
バッテリ１の逆接時に、放電灯装置１００に逆電圧が印
加されない程度（例えば１２Ｖ強）であれば良い。

【０１９６】従って、ＭＯＳトランジスタ２１の上記耐
圧を非常に小さくすることができ、これにより、ＭＯＳ
トランジスタ２１の駆動抵抗を小さくでき、ＭＯＳトラ
ンジスタ２１での電力損失が小さくできる。ひいては、
ＭＯＳトランジスタ２１のチップサイズを小さくするこ
とができ、安価なＭＯＳトランジスタ２１を使用でき
る。

【０１９７】また、上述したようにコンデンサ１９に
て、ＭＯＳトランジスタ２１は強制的に導通状態となる
が、コンデンサ１９と抵抗１７が時定数回路を構成して
いるので、抵抗１７によってコンデンサ１９の放電時間
が延長される。この結果、ＭＯＳトランジスタ２１の導
通時間を長くできるので、確実にＭＯＳトランジスタ２
１の破壊破損を防止できる。なお、本発明者の検討によ
ると、上記時定数回路の時定数は、０．０１秒以上とす
ると、上記パルス電圧が発生している間、確実にＭＯＳ
トランジスタ２１をオン状態にすることができ、確実に
放電灯装置１００を保護できる。

【０１９８】〔過電圧保護回路１６について〕図２２
に、図２に示す過電圧保護回路１６の回路構成図を示
す。以下、図２２に基づき過電圧保護回路１６について
説明する。過電圧保護回路１６は、集積回路７３に備え
られた各制御回路９〜１５を過電圧から保護するもので
ある。この過電圧保護回路１６は、１次側電圧が所定の
しきい値電圧になると過電圧検出を行う過電圧検出回路
７７と、１次側電圧がしきい値電圧になったときに１次
側電圧を分圧する分圧回路７９とを備えている。そし
て、この過電圧保護回路１６を介して印加された１次側
電圧がこの定電圧回路７５で定電圧化され、各制御回路
９〜１５の駆動電圧に使用される。

【０１９９】過電圧検出回路７７は、比較的抵抗値が大
きな抵抗８１とツェナーダイオード８３及び抵抗８５で
構成されている。このツェナーダイオード８３のツェナ
ーダイ電圧によって上記しきい値電圧が設定されてい
る。また、抵抗８１は電流Ｉ制限用としてツェナーダイ
オード８３に直列に設けられており、これによってツェ
ナーダイオード８３の耐圧を低くする事ができる。な
お、抵抗８５はリーク防止のための逆バイアス抵抗であ
る。

【０２００】また、分圧回路７９は、抵抗８７、８９及
びダーリントン接続されたＮＰＮトランジスタ９１、９
３で構成されている。次に、このように構成された過電
圧保護回路１６の作動について説明する。１次側電圧が
所定のしきい値電圧未満の時には、ツェナーダイオード
８３は電流を流さないため、ダーリントン接続されたＮ
ＰＮトランジスタ９１、９３がオンしない。このため、
集積回路７３内の定電圧回路７５に印加される電圧ＶＩ
Ｃは、１次側電圧から抵抗８７での電圧降下を差し引い
た電圧となる。

【０２０１】そして、１次側電圧が所定電圧以上に上昇
すると、ツェナーダイオード８３がツェナー降伏によっ
て電流を流し、ＮＰＮトランジスタ９１、９３がオンす
る。このため、集積回路７３内の定電圧回路７５に印加
される電圧ＶＩＣは、１次側電圧が抵抗８７及び抵抗８
９で分圧された電圧となる。なお、このとき分圧された
電圧が各制御回路９〜１５の耐圧以下になるように、抵
抗８７及び抵抗８９の抵抗値を設定する必要がある。

【０２０２】なお、集積回路７３の中に定電圧回路７５
や各制御回路９〜１５等を形成したものを示したが、ツ
ェナーダイオード８３、抵抗８５及びＮＰＮトランジス
タ９１、９３等の過電圧保護回路１６の構成要素も集積
回路７３の中に形成しても良い。この場合には、これら
の各構成要素を集積回路の他の部分と共に形成すれば良
いため、よりコスト削減を図ることができる。

【０２０３】このように、分圧回路７９にて過電圧を分
圧しているため、集積回路７３に過電圧が印加されない
ようにすることができる。これにより、比較的高耐圧の
パワーツェナーダイオードを用いなくても、集積回路７
３の中の各制御回路９〜１５を過電圧から保護すること
ができ、コスト削減を図ることができる。また、過電圧
検出回路７７における抵抗８１には、過電圧が発生した
とき以外には電流がほとんど流れないようになっている
ため、過電圧が発生していないときにおける抵抗８１の
電力消費を防止することができる。

【０２０４】〔放電灯装置の検査について〕次に、放電
灯装置１００を車両に取り付ける前の検査について、図
２３に示すコネクタ１５内の回路構成等と、図２４に示
すクロック回路２８５の回路構成図に基づいて説明す
る。検査時においてクロック回路２８５が発生する信号
の周波数を擬似的に短くする為に、図２３及び図２４に
示すように、クロック切替え検出回路２８６、２８７が
放電灯装置には備えられている。このクロック切替え検
出回路２８６、２８７について説明する。

【０２０５】クロック切替え検出回路２８６、２８７
は、検査時であることを検出してクロック切替え検出信
号を出力する検査時検出回路２８６と、クロック切替え
検出信号に基づきクロック回路２８５が数える時間を擬
似的に速くするための時間短縮回路２８７とを備えてい
る。検査時検出回路２８６には、上記コネクタ外れ検出
端子２６１に印加されているバッテリ電圧ＶＢが同様に
印加される。上述したように、コネクタ外れ検出はバッ
テリ電圧ＶＢによって行われるため、コネクタ外れ検出
端子２６１ａにはバッテリ電圧ＶＢ以上の電圧が印加さ
れることがない。これを利用して、コネクタ外れ検出端
子２６１ａにバッテリ電圧ＶＢ＋α未満の電圧しか印加
されていない時には、検出時ではないとして検査時検出
回路２８６はハイレベル信号を出力し、コネクタ外れ検
出端子２６１ａにバッテリ電圧ＶＢ＋α以上の電圧が印
加されると検査時検出回路２８６はクロック切替え検出
信号となるローレベル信号を出力するようになってい
る。これにより、コネクタ外れ検出端子２６１ａを検査
用及びコネクタ外れ検出用の端子として共用している。

【０２０６】時間短縮回路２８７は図２４に示すように
クロック回路２８５に内蔵されている。クロック回路２
８５は、連続的に並べられた複数のＤ型フリップフロッ
プ２８９ａ〜２８９ｊを備えており、これらのＤ型フリ
ップフロップ２８９ａ〜２８９ｊによって時間が数えら
れている。すなわち、図示しない変換器が出力するクロ
ック信号ＣＬがＤ型フリップフロップ２８９ａに入力さ
れると、Ｄ型フリップフロップ２８９ａはこのクロック
信号の２倍の周期となる信号を出力し、次のＤ型フリッ
プフロップ２８９ｂでさらに２倍の周期の信号となって
出力される。各Ｄ型フリップフロップ２８９ａ〜２８９
ｊでこの動作を繰り返して、クロック信号の周期が倍々
される。そして、各制御回路は、各Ｄ型フリップフロッ
プ４０１ａ〜４０１ｊが出力する信号のうちから適合す
るものを選択し、各制御を行う際の時間に用いている。
例えば、ランプパワー制御回路１０においては、Ｄ型フ
リップフロップ２８９ｉの出力信号の周波数に基づいて
制御時間を設定している。

【０２０７】このように並べられた複数のＤ型フリップ
フロップの間に時間短縮回路２８７が配置されている。
以下、クロック回路２８５及びクロック切替え検出回路
２８７ａ、２８７における作動を実際にランプ２を使用
する時と検査時に分けて説明する。 実際にランプ２を使用する時 この時には、コネクタ３５にランプ２が接続されている
ため、クロック切替え検出回路２８７ａ、２８７はアー
ス状態となる。この場合には、コネクタ外れ検出接続端
子２６１ａにバッテリ電圧ＶＢ＋α以上の電圧が印加さ
れないため、検査時検出回路２８６はハイレベル信号を
出力する。

【０２０８】この時には、Ｄ型フリップフロップ２８９
ｇのクロックＣには、Ｄ型フリップフロップ２８９ｆの
出力信号が入力される。すなわち、時間短縮回路２８７
における処理によって、変換器が出力しているクロック
信号が無視され、Ｄ型フリップフロップ２８９ｆの出力
信号がＤ型フリップフロップ２８９ｇのクロック信号と
してクロックＣに入力される。従って、検査時以外に
は、Ｄ型フリップフロップ２８９ａ〜２８９ｆを介して
変換器からのクロック信号ＣＬの周期が倍々され、倍々
された周期の信号がＤ型フリップフロップ２８９ｇのク
ロック信号となる。このため、ランプパワー制御回路１
０は通常の時間でランプパワー制御を行う。

【０２０９】なお、ランプ２がコネクタ３５から外れた
場合においてもクロック切替え検出回路２８７ａ、２８
７にはバッテリ電圧ＶＢが印加されるだけであるから、
検査時検出回路２８６はハイレベル信号を出力し、クロ
ック回路２８５及びクロック切替え検出回路２８７ａ、
２８７は上記と同様の作動を行う。 検査をする時 この時には、コネクタ外れ検出端子２６１ａを検査用及
びコネクタ外れ検出用の端子として共用する。そして、
所定電源を用いて、バッテリ接続部分にバッテリ電圧と
同様の電圧を印加する。これにより、コネクタ外れ検出
端子２６１ａにはバッテリ電圧ＶＢが印加される。この
段階では、検査時検出回路２８６はハイレベル信号を出
力している。

【０２１０】そして、コネクタ外れ検出端子２６１ａに
バッテリ電圧ＶＢ＋α以上の電圧を印加する。これによ
り、検査時検出回路２８６はクロック切替え検出信号と
してローレベル信号を出力する。この時には、Ｄ型フリ
ップフロップ２８９ｇのクロックＣには、変換器からの
クロック信号が直接入力される。すなわち、時間短縮回
路２８７における処理によって、Ｄ型フリップフロップ
２８９ｆが出力している信号が無視され、変換器からの
クロック信号がＤ型フリップフロップ２８９ｇのクロッ
クとして入力される。従って、検査時には、Ｄ型フリッ
プフロップ２８９ａ〜２８９ｆを介さずに変換器からの
クロック信号がそのままＤ型フリップフロップ２８９ｇ
のクロック信号となる。このため、Ｄ型フリップフロッ
プ２８９ｇは変換器からのクロック信号を倍の周期の信
号にして出力する。

【０２１１】従って、時間短縮回路２８７以降のＤ型フ
リップフロップ２８９ｇ〜２８９ｊにおける出力信号の
周期、すなわち各制御回路９〜１５が基準にする時間が
擬似的に短縮され、各制御回路９〜１５は短縮された時
間に基づいてランプパワー制御を行う。このため、ラン
プパワー制御時間が短縮化される。このように、コネク
タ外れ検出端子２６１ａに、コネクタ外れ検出に用いる
電圧以上の電圧ＶＢが印加された場合に、検査時検出回
路２８６が検査時であると検出するようにし、この場合
には時間短縮回路２８７によって短縮された時間に基づ
いて各制御回路９〜１５が各制御を行うようにしてい
る。

【０２１２】これにより、各制御回路９〜１５が行う制
御時間を短縮することができ、検査時間を短縮すること
ができる。また、クロック切替え信号を時間短縮回路２
８７に入力するための端子をコネクタ外れ検出端子２６
１ａで行っているため、クロック切替え信号を入力する
ためのみに端子を形成する必要がない。なお、コネクタ
外れ検出端子２６１ａはランプ２が接続されているとき
にはランプで覆われるため、錆防止のための特別な処理
も必要ない。

【０２１３】（他の実施形態）上記実施形態では、Ｈブ
リッジ回路７ａを駆動するブリッジ駆動回路として、Ｉ
Ｃ素子４３ａ、４３ｂを使用したが、例えば絶縁型バイ
ポーラトランジスタ等を使用しても良い。また、上記各
実施形態では放電灯装置を車両用前照灯に適用したが、
本発明は船舶用や定置用等の放電灯装置に適用できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態における放電灯装置１００の
全体構成図である。

【図２】図１に示す放電灯装置１００の制御系を示すブ
ロック図である。

【図３】上記実施形態における始動回路の各地点の波形
を表すタイムチャートである。

【図４】上記実施形態におけるブリッジ駆動回路の構成
図である。

【図５】上記実施形態におけるＭＯＳトランジスタ３１
の駆動回路の構成図である。

【図６】上記実施形態におけるランプパワー制御回路の
構成図である。

【図７】上記図６における電圧Ｖ１の波形を示すタイム
チャートである。

【図８】上記実施形態におけるサンプルホールド回路１
２の構成図である。

【図９】図８におけるランプ電圧ＶＬの波形を示す説明
図である。

【図１０】上記実施形態におけるＰＷＭ制御回路９にお
ける鋸歯状波形成回路の構成図である。

【図１１】図１０における鋸歯状波形成回路が形成する
鋸歯状波を示す図である。

【図１２】図１１における鋸歯状波に応じて現れる一次
電流の波形を示す図である。

【図１３】図１１における鋸歯状波に応じて現れる一次
電流の波形を示す図である。

【図１４】上記実施形態におけるスレッショルドレベル
設定回路１６５の構成図である。

【図１５】上記実施形態におけるランプ２の取付構造図
である。

【図１６】上記実施形態における放電灯装置の異常状態
を検出する回路構成図である。

【図１７】図１６に示す回路における異常検出を表すタ
イムチャートである。

【図１８】上記実施形態におけるコネクタの外れを検出
する回路構成図である。

【図１９】上記実施形態におけるコネクタが外れる異常
状態を検出する回路構成図である。

【図２０】図１８、１９におけるコネクタ外れの検出を
表すタイムチャートである。

【図２１】上記実施形態における逆接保護回路の構成図
である。

【図２２】上記実施形態における過電圧保護回路の構成
図である。

【図２３】上記実施形態におけるコネクタ外れ検出回路
の要部詳細図である。

【図２４】上記実施形態における放電灯装置の検査時に
使用するクロック回路の説明図である。

【符号の説明】

１…直流電源、２…放電灯、７…インバータ回路、７ａ
…Ｈブリッジ回路、１８…トランス、１８ａ…一次巻
線、１８ｂ…二次巻線、２２ａ〜２２ｄ…ＭＯＳトラン
ジスタ、４３ａ、４３ｂ…ＩＣ素子。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源（１）からの電力をインバータ
   回路（７）にて交流変換することで、放電灯（２）を交
   流点灯する放電灯装置であって、 前記直流電源（１）側に設けられた一次側、および前記
   放電灯（２）側に設けられ、前記直流電源の電源電圧
   （ＶＢ）を高電圧化する二次側を有するトランス（２
   ９）と、 前記インバータ回路（７）を構成し、前記トランス（２
   ９）の二次側に設けられ、Ｈブリッジ状に配置された複
   数のブリッジ用スイッチング素子（４１ａ〜４１ｄ）
   と、 前記複数のブリッジ用スイッチング素子（４１ａ〜４１
   ｄ）を駆動制御することで、前記放電灯（２）の放電電
   流を交互に反転させて前記放電灯（２）を交流点灯させ
   る駆動制御回路（４３ａ、４３ｂ）と、 前記トランス（２９）の二次側に設けられ、二次側の電
   圧を所定電圧（Ｖ２）にする電源回路（９６）とを有
   し、 前記駆動制御回路（４３ａ、４３ｂ）は、前記電源回路
   （９５、９７）から駆動電源が得られるように構成され
   ていることを特徴とする放電灯装置。
2. 【請求項２】 前記駆動制御回路（４３ａ、４３ｂ）
   は、前記電源回路（９６）から駆動電源が得られるとと
   もに、前記直流電源（１）側からも駆動電源が得られる
   ようになっていることを特徴とする請求項１記載の放電
   灯装置。
3. 【請求項３】 前記トランス（２９）の一次側に接続さ
   れ、前記一次側を流れる一次電流を制御する一次用スイ
   ッチング素子（３１）と、 前記放電灯（２）の放電電圧に相当する電圧信号（Ｖ
   Ｌ）と、前記放電灯（２）の放電電流に相当する電流信
   号（ＩＬ）とに基づいて、前記一次用スイッチング素子
   （１９）を制御することで、前記放電灯（２）の電力を
   制御する電力制御手段（９、１０）とを有することを特
   徴とする請求項２記載の放電灯装置。
4. 【請求項４】 前記駆動制御回路（４３ａ、４３ｂ）
   は、前記トランス（２９）の二次側の電圧が所定電圧
   （Ｖｒ１）より低下する異常状態になると、前記直流電
   源（１）側から駆動電源を得ることで、前記複数のブリ
   ッジ用スイッチング素子（４１ａ〜４１ｄ）の導通を全
   て遮断することを特徴とする請求項２記載の放電灯装
   置。