KR20070007727A - 방전등 점등 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명은 방전등의 고주파 점등 회로에 있어서, 점등시의 공진 주파수의 변화에 따라 스위칭 소자의 구동 주파수의 하한 규제를 자동적으로 행함으로써, 구동주파수가 그 최저값을 하회한 상태가 길게 계속되지 않도록 하는 것을 목적으로 한다.

방전등 점등 회로(1)는 복수의 스위칭 소자(5H, 5L)와 직렬 공진 회로(8, 9, 7p)를 갖는 직류-교류 변환 회로(3)와, 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 그 최저 주파수를 하회한 상태가 계속되지 않도록 하기 위한 제어 수단(17)을 구비한다. 방전등이 점등하고 있을 때에는 직렬 공진 주파수보다도 높은 주파수 영역에서 스위칭 소자의 구동 제어를 하는 동시에, 구동 상태 검출 회로(15)를 이용하여, 스위칭 소자의 구동 상태를 방전등에 흐르는 램프 전류의 위상과의 관계에 기초하여 감시한다. 그리고, 스위칭 소자의 구동 주파수가 최저 주파수 미만이 된 상태를 검출한 경우에 상기 구동 주파수를 올림으로써 구동 주파수의 하한이 자연히 규제되도록 구성하였다.

Description

방전등 점등 회로{DISCHARGE LAMP LIGHTING CIRCUIT}

도 1은 본 발명에 따른 기본 구성예를 도시한 도면,

도 2는 LC 직렬 공진에 따른 주파수 특성을 설명하기 위한 개략적인 그래프도,

도 3은 스위칭 소자의 구동 상태 검출에 대해서 설명하기 위한 도면,

도 4는 구동 상태 검출 회로의 구성예를 도시한 도면,

도 5는 도 6 및 도 7과 함께 도 4의 회로 동작에 대해서 설명하기 위한 타이밍 차트도이며, 본 도면은 공진 주파수보다도 높은 주파수 영역에서의 동작 상태를 도시한 도면,

도 6은 공진 주파수보다도 낮은 주파수 영역에 들어가고 나서 얼마되지 않은 동작 상태를 도시한 도면,

도 7은 도 6과의 비교를 위해서, 공진 주파수보다도 낮은 주파수 영역으로, 더 들어간 경우의 동작 상태를 도시한 도면,

도 8은 구동 상태 제어부에 따른 회로 구성예를 도시한 도면,

도 9는 도 8에 있어서 회로부(51)가 없다고 가정한 경우의 동작 설명도,

도 10은 도 8에 있어서 회로부(51)를 고려한 경우의 동작 설명도,

도 11은 구동 상태 제어부에 따른 회로 구성에 대해서 다른 예를 도시한 도 면,

도 12는 구동 상태 제어부에 따른 회로 구성에 대해서 더 다른 예를 도시한 도면,

도 13은 도 12의 회로 동작에 대해서 설명하기 위한 도면, 및

도 14는 방전등의 기동 직후에서의 공진 곡선 및 공진 주파수의 변화를 도시한 개략도이다.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

1 : 방전등 점등 회로

3 : 직류-교류 변환 회로

5H, 5L : 스위칭 소자

7p, 8, 9 : 직렬 공진 회로

15 : 구동 상태 검출 회로

17 : 제어 수단

본 발명은 공진형 고주파 점등 방식의 방전등 점등 회로, 예컨대, 방전관의 음향 공명 대역을 피하기 위해 2MHz 이상의 점등 주파수로 한 회로에 있어서, 상기 주파수의 최저값을 보증하기 위한 제어 기술에 관한 것이다.

자동차용 조명 광원에 이용되는 메탈 할라이드 램프 등의 방전등의 점등 회 로에는, DC-DC 컨버터의 구성을 가진 직류 승압 회로, 직류-교류 변환 회로(소위 인버터), 및 기동 회로를 구비한 구성이 알려져 있다(예컨대, 특허 문헌 1 참조).

방전등의 점등 제어에 있어서는 방전등이 점등하기 전(소등시)의 무부하시 출력 전압(이하, 「OCV」라고 함)을 제어하고, 방전등에 대하여 기동 회로에 의한 기동용 신호를 인가함으로써 상기 방전등을 점등시킨 후, 과도 투입 전력을 저감하면서 정상 점등 상태로 이행시킨다.

직류 승압 회로에는 예컨대, 트랜스를 이용한 스위칭 조절기가 이용되고, 또한, 직류-교류 변환 회로에는 예컨대, 여러 쌍의 스위칭 소자를 이용한 풀 브릿지형 구성 등을 들 수 있다.

직류 승압 회로와 직류-교류 변환이라는 2 단계의 변환을 하는 구성 형태에서는 회로 규모가 커져 소형화에 적합하지 않게 되기 때문에, 그 대책으로서, 직류-교류 변환 회로에서의 1 단계의 전압 변환에 의해 승압된 출력을 방전등에 공급하도록 한 구성이 알려져 있다.

예컨대, 콘덴서와 인덕턴스 소자를 이용한 직렬 공진 회로를 구비한 형태에 있어서, 상기 회로의 임피던스가 주파수에 의해 변화하는 것을 이용하여, 직류-교류 변환 회로를 구성하는 하프 브릿지의 동작 주파수(스위칭 소자의 구동 주파수)를 변화시킴으로써 방전등에의 투입 전력을 제어할 수 있다.

직렬 공진 회로에 따른 인덕턴스를 「L」로 표기하고, 공진 콘덴서의 정전 용량을 「C」로 표기할 때, 공진 주파수 「f0」은 「f0＝1/(2·π·√(L·C))」로 표시되고, f0을 중심으로 하여 대략 대칭적인 주파수 특성을 갖는다. 회로 동작의 안정성을 고려한 경우에, f0보다도 높은 주파수 영역에 있어서, 직류-교류 변환 회로를 구성하는 반도체 스위칭 소자의 구동 주파수를 변화시켜 전력 제어를 하는 것이 바람직하다.

공진 주파수(f0)보다도 높은 주파수 영역(유도성 영역 혹은 지상 영역)에서는 주파수의 감소에 대하여 투입 전력이 증가하는 경향을 나타내기 때문에, 목표로 하는 투입 전력을 연산으로 구하며, 그 결과와 실제의 출력 전력의 편차에 기초하여 스위칭 소자의 구동 주파수를 변화시킴으로써 피드백 제어계를 형성할 수 있다.

[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 평성 제7-142182호 공보

그런데, 방전등의 점등시에, 공진 주파수보다도 높은 주파수 영역에서 상기피드백 제어를 하는 경우에, 방전등에의 투입 전력을 올리고자 할 때에는 구동 주파수를 내리면 좋지만, 상기 주파수가 공진 주파수 미만이 된 경우에는 구동 주파수를 내리면 투입 전력이 저하되어 버린다. 즉, 공진 주파수(f0)보다도 낮은 주파수 영역(용량성 영역 혹은 진상 영역)에서는 주파수의 감소에 대하여 투입 전력이 감소하는 경향을 나타내기 때문에, 그대로는 투입 전력의 저하에 의해 중도에 꺼지는 일 등이 발생하게 된다.

방전등에 따른 통상의 점등 상태에서는 공진 주파수 이상의 주파수 영역에서 방전등에 대하여 충분한 투입 전력을 얻을 수 있도록 직류-교류 변환 회로나 공진 회로, 트랜스 등을 포함한 전력계의 회로 설계가 행해지지만, 예컨대 하기에 나타내는 사항에 관해서 구동 주파수를 규정하는 것이 곤란하다.

· 경시 변화나 주위 환경 조건의 변화 등, 어떠한 원인으로 점등 회로에의 전원 전압이 저하하고, 목표로 하는 전력을 출력할 수 없는 경우

· 방전등에 기동용 고압 신호를 인가하여 상기 방전등이 기동된 직후에 있어서, 방전등 아크의 성장을 재촉하기 위해 점등 회로의 최대 능력으로의 전력을 방전등에 투입하기 위해 개방 루프 제어에 의해 전력 공급을 행하고자 하는 경우.

또한, 공진 주파수(f0)는 상기한 바와 같이, 「L·C」에 의존하여 결정되고, L 값이나 C 값이 고정된 값인 경우에는 f0 값이 고정값이 되기 때문에, 구동 주파수가 이 값 이하가 되지 않도록 규제하기 위한 하한 주파수 리미터를 설치하여, f0 미만의 주파수 영역에서 전력 제어가 행해지지 않도록 하면 좋다.

그러나, 점등 회로에 사용하는 부품의 변동 등에 의해 회로마다 공진 주파수가 다르며, 또한, 주위 환경 조건 등에 의해서도 L 값이나 C 값이 변화하기 때문에 공진 주파수의 값이 변동한다.

그래서, 점등 회로의 최저 구동 주파수를 사전에 설정하기 위해서는, 설계 상의 여유도를 크게 취하거나 또는 회로마다 조정이나 설정 변경을 하는 것을 고려할 수 있다. 그러나, 전자에서는 회로 사양이 과잉되어 비용 상승 등의 문제가 우려되고, 또한 후자에서는 양산화에 있어서 하한 주파수를 개별로 설정해야 하기 때문에 현실적이지 않다.

본 발명은 방전등의 고주파 점등 회로에 있어서, 점등시의 공진 주파수의 변화에 따라 스위칭 소자의 구동 주파수의 하한 규제를 자동적으로 행함으로써, 구동주파수가 그 최저값을 하회한 상태가 길게 계속되지 않도록 하는 것을 과제로 한 다.

본 발명은 상기한 과제를 해결하기 위해, 복수의 스위칭 소자와 직렬 공진 회로를 갖는 직류-교류 변환 회로와, 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 그 최저 주파수를 하회하는 상태가 계속되지 않도록 하기 위한 제어 수단을 구비한 방전등 점등 회로에 있어서, 방전등이 점등하고 있을 때에는 직렬 공진 회로에 따른 공진 주파수보다도 높은 주파수 영역에서 스위칭 소자를 구동하도록 제어를 하는 동시에, 상기 스위칭 소자의 구동 상태를 방전등에 흐르는 램프 전류의 위상 관계에 기초하여 감시하고, 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 최저 주파수 미만이 된 상태를 검출한 경우에 상기 구동 주파수를 올리도록 구성한 것이다.

본 발명에서는 스위칭 소자의 구동 상태로 관해서 공진 주파수의 변화나 공진 상태의 위상 관계를 무시하여 최저 주파수값을 고정적으로 설정하는 것은 아니고, 스위칭 소자의 구동 상태를 방전등에 흐르는 램프 전류의 상대적인 위상 관계에 기초하여 감시한다. 그리고, 스위칭 소자의 구동 주파수가 최저 주파수 미만의 상태가 된 경우에는 상기 구동 주파수를 올림으로써 상기 구동 주파수의 저하 상태가 지속되지 않도록 주파수의 하한이 자연히 규제된다.

도 1은 본 발명에 따른 기본 구성예를 도시하는 것이며, 방전등 점등 회로(1)는 직류 전원(2)으로부터 전원 공급을 받는 직류-교류 변환 회로(3)와 기동 회로(4)를 구비하고 있다.

직류-교류 변환 회로(3)는 직류 전원(2)으로부터 직류 입력 전압(도면의 「 ＋B」 참조)을 수신하여 교류 변환 및 승압을 행하기 위해 설치되어 있다. 본 예에서는 2개의 스위칭 소자(5H, 5L)와, 이들을 구동하기 위한 구동 회로(6)(하프 브릿지 드라이버 등)를 구비하고 있다. 즉, 상호 직렬로 접속된 스위칭 소자 중 고단측에 위치하는 스위칭 소자(5H)의 일단이 전원 단자에 접속되고, 상기 스위칭 소자의 타단이 저단측에 위치하는 스위칭 소자(5L)를 통해 접지되어 있으며, 구동 회로(6)로부터의 신호에 의해 각 소자(5H, 5L)가 교대로 온/오프 제어된다. 또한, 도면에서는 간단화를 위해 소자(5H, 5L)를 스위치의 기호로 나타내고 있지만, 전류 효과 트랜지스터(FET)나 바이포라 트랜지스터 등의 반도체 스위칭 소자가 이용된다.

직류-교류 변환 회로(3)는 전력 전송 및 승압용 트랜스(7)를 갖고 있으며, 본 예에서는 그 일차측에 있어서 공진용 콘덴서(8)와, 인덕터 또는 인덕턴스 성분의 공진 현상을 이용한 회로 구성이 이용되고 있다. 즉, 구성 형태로서는, 예컨대 하기의 3 종류를 들 수 있다.

(I) 공진용 콘덴서(8)와 인덕턴스 소자의 공진을 이용한 형태

(II) 공진용 콘덴서(8)와 트랜스(7)의 누설(샘) 인덕턴스의 공진을 이용한 형태

(III) 공진용 콘덴서(8)와, 인덕턴스 소자 및 트랜스(7)의 누설 인덕턴스의 공진을 이용한 형태

우선, 상기 (I)에서는 공진용 코일 등의 인덕턴스 소자(9)를 부설하고, 예컨대, 상기 소자의 일단을 공진용 콘덴서(8)에 접속하여, 상기 콘덴서(8)를 스위칭 소자(5H와 5L)의 접속점에 접속한다. 그리고, 인덕턴스 소자(9)의 타단을 트랜 스(7)의 일차 권선(7p)에 접속한 구성을 들 수 있다.

또한, 상기 (II)에서는 트랜스(7)의 인덕턴스 성분을 이용함으로써, 공진용 코일 등의 추가가 불필요하다. 즉, 공진용 콘덴서(8)의 일단을 스위칭 소자(5H와 5L)의 접속점에 접속하고, 상기 콘덴서(8)의 타단을 트랜스(7)의 일차 권선(7p)에 접속하면 좋다.

상기 (III)에서는 인덕턴스 소자(9)와 누설 인덕턴스의 직렬 합성 리액턴스를 이용할 수 있다.

어느 쪽의 형태에서도 공진용 콘덴서(8)와 유도성 요소(인덕턴스 성분이나 인덕턴스 소자)의 직렬 공진을 이용하고, 스위칭 소자(5H, 5L)의 구동 주파수를 직렬 공진 주파수 이상의 값으로 규정하여 상기 스위칭 소자를 교대로 온/오프시키고, 트랜스(7)의 이차 권선(7s)에 접속된 방전등(10)(차량용 등기구에 이용되는 메탈 할라이드 램프 등)을 점등시킨다. 또한, 각 스위칭 소자의 구동 제어에 있어서, 스위칭 소자가 함께 온 상태가 되지 않도록 상반적으로 각각의 소자를 구동해야 한다(온듀티의 제어 등에 의함). 또한, 직렬 공진 주파수에 대해서는 전원 투입 후의 점등 전의 공진 주파수를 「Foff」, 점등 상태에서의 공진 주파수를 「Fon」으로 표기하고, 공진용 콘덴서(8)의 정전 용량을 「Cr」, 인덕턴스 소자(9)의 인덕턴스를 「Lr」, 트랜스(7)의 일차측 인덕턴스를 「Lp」라고 표기할 때, 예컨대, 상기 형태(III)에 있어서, 전원 투입 후의 방전등의 점등 전에서는 「Foff＝1/(2·π·√(Cr·(Lr＋Lp))」가 된다. 예컨대, 구동 주파수가 Foff보다도 낮으면 스위칭 소자의 손실이 커져 효율이 악화되기 때문에, Foff보다도 높은 주파수 영역에서의 스 위칭 동작이 행해진다. 또한, 방전등의 점등 후에는 「Fon≒1/(2·π·√(Cr·Lr))」이 된다(Foff＜Fon). 이 경우에, Fon보다도 높은 주파수 영역에서 스위칭 동작이 된다.

점등 회로의 전원 투입 후에는 방전등의 소등 상태(무부하 상태)에 있어서 Foff 부근의 주파수값을 갖고 OCV를 제어하고, 기동용 신호에 의한 방전등의 기동 후에 점등 상태로 이행한 경우에는 Fon보다도 높은 주파수 영역에서의 점등 제어를 하는 것이 바람직하다.

기동 회로(4)는 방전등(10)에 기동용 신호를 공급하기 위해 설치되어 있으며, 기동시에 있어서의 기동 회로(4)의 출력 전압이 트랜스(7)에서 승압되어 방전등(10)에 인가된다[교류 변환된 출력에 대하여 기동용 신호가 중첩되어 방전등(10)에 공급됨]. 본 예에서는 기동 회로(4)의 출력 단자의 한쪽을 트랜스(7)의 일차 권선(7p) 도중에 접속하고, 다른 한쪽의 출력 단자를 일차 권선(7p)의 일단(그라운드측 단자)에 접속한 형태를 나타내고 있다. 기동 회로(4)에의 인력에 대해서는, 예컨대 트랜스(7)의 이차측 또는 시동용 권선으로부터 기동 회로에의 입력 전압을 얻는 형태나, 인덕턴스 소자(9)와 함께 트랜스를 구성하는 보조 권선을 설치하여 상기 권선으로부터 기동 회로에의 입력 전압을 얻는 형태 등을 들 수 있다.

도 1과 같이 직류-교류 변환 회로(3)에서 직류 입력으로부터 교류에의 변환 및 승압을 행하여, 방전등의 전력 제어를 하는 회로 형태에 있어서, 방전등(10)에 걸리는 램프 전압을 검출하는 경우에는, 예컨대, 트랜스(7)의 출력 전압을 분압하는 방법 또는 트랜스(7)에 검출용 권선이나 검출용 단자를 추가하여 검출하는 방법 을 들 수 있다.

또한, 방전등(10)에 흐르는 램프 전류를 검출하는 경우에는, 예컨대, 트랜스(7)의 이차측에 전류 검출용 저항(11)을 설치하여 전압 변환하는 방법을 들 수 있지만, 이것에 한정되지 않고, 예컨대, 인덕턴스 소자(9)와 함께 트랜스를 형성하는 보조 권선을 설치하여, 방전등(10)에 흐르는 전류의 해당 전류를 검출하는 방법 등이라도 상관없다.

방전등(10)에 따른 전압이나 전류의 검출 신호는 투입 전력 연산부(12)에 송출되고, 여기서는 방전등(10)에 투입해야 하는 전력값이 산출되며, 연산 결과에 기초하는 제어 신호가 에러 앰프(13)를 통해 전압-주파수 변환부(이하, rV-F 변환부」라고 표기함)(14)에 송출된다.

V-F 변환부(14)는 그 입력 전압에 따라 변화하는 주파수를 가진 신호(펄스 주파수 변조 신호)를 생성하고, 상기 신호를 구동 회로(6)에 송출한다. 이것에 의해 구동 회로(6)로부터 스위칭 소자(5H, 5L)의 제어 단자에 각각 인가되는 신호의 구동 주파수가 제어된다.

구동 상태 검출 회로(15)는 전류 검출용 저항(11)에 의한 램프 전류의 검출 신호나, 구동 회로(6)에 송출되는 직사각형 파형의 구동 신호에 기초하여 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 최저 주파수를 하회하고 있는 상태인지 여부를 검출한다. 예컨대, 스위칭 소자의 구동이 공진 상태 또는 공진 상태의 근방에서의 주파수영역에서 행해지고 있는지 여부가 검출된다(그 구체예에 대해서는 뒤에 상세히 설명함).

구동 상태 검출 회로(15)에 의한 검출 신호는 후단의 구동 상태 제어부(16)에 송출되고, 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 최저 주파수 미만이 된 상태가 검출된 경우에, 상기 구동 주파수를 올릴지 또는 방전등에의 투입 전력이 저하하는 방향으로 제어를 행한다.

구동 상태 제어부(16)의 출력 신호는 V-F 변환부(14)에 송출되거나 또는 에러 앰프(13)의 출력을 변화시키기 위해 이용된다. 즉, 최저 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 스위칭 소자의 구동이 행해지고 있는 상태가 검출된 경우에, 예컨대 하기에 나타내는 제어 형태를 들 수 있다.

(A) V-F 변환부(14)로부터 구동 회로(6)에 송출되는 신호를 조작하는 형태

(B) V-F 변환부(14)의 전단에 있어서 투입 전력의 제어 목표(또는 제어 지령값)를 조작하는 형태

상기 형태(A)에서는 예컨대, 상기 스위칭 소자에 공급되는 직사각형 파형 구동 신호를 강제적으로 극성 반전시켜 구동 주파수를 올림으로써, 상기 소자의 구동주파수가 최저 주파수 미만이 되는 상태가 계속되지 않도록 제어한다(하한 리미트).

또한, 상기 형태(B)에서는 최저 주파수(예컨대, 공진 주파수 또는 이것보다도 높은 주파수)로부터의 편차량, 즉 현재의 구동 주파수가 최저 주파수를 하회한 경우에 있어서의 그 저하량에 따라 방전등에의 투입 전력의 목표값을 저하시킴으로써, 상기 소자의 구동 주파수가 최저 주파수 미만이 된 상태가 지속되지 않도록 규제한다.

각 형태의 구체적인 회로 구성이나 동작에 대해서는 뒤에 상세히 설명한다.

또한, 본 예에서는 투입 전력 연산부(12), 에러 앰프(13), V-F 변환부(14), 구동 회로(6), 구동 상태 검출 회로(15), 구동 상태 제어부(16)가 제어 수단(17)을 구성하고 있으며, 상기 수단에 의해 스위칭 소자(5H, 5L)의 구동 주파수가 제어되는 동시에 그 최저 주파수가 보증된다.

다음에, 상기 점등 회로에서의 OCV 및 전력의 제어에 대해서 설명한다.

도 2는 LC 직렬 공진을 이용한 경우의 주파수 특성에 대해서 설명하기 위한 개략적인 그래프도이며, 횡축에 구동 주파수 「f」를 취하고, 종축에는 점등 회로의 출력 전압 「Vo」 또는 출력 전력 「OP」를 취하여 방전등의 소등시의 공진 곡선 「g1」 및 점등시의 공진 곡선 「g2」를 도시하고 있다.

또한, 공진 곡선 「g1」에 대해서는 종축이 출력 전압 「Vo」를 나타내고, 공진 곡선 「g2」에 대해서는 종축이 출력 전력 「OP」를 나타낸다.

방전등의 소등시에는 트랜스(7)의 이차측이 고임피던스이며, 상기 트랜스의 일차측의 인덕턴스값이 높고, 공진 주파수(Foff)의 공진 곡선(g1)을 얻을 수 있다. 또한, 방전등의 점등시에는 트랜스(7)의 이차측의 임피던스가 낮고(수 Ω 내지 수백 Ω 정도), 일차측의 인덕턴스값이 낮아지며, 공진 주파수(Fon)의 공진 곡선(g2)이 얻어진다(점등시에는 전압의 변화량이 비교적 작고, 주로 전류가 크게 변화함).

도면 중에 나타내는 각 기호의 의미는 하기와 같다.

· 「fa1」＝「f＜Foff」의 주파수 영역(「f＝Foff」의 좌측에 위치하는 용량성 영역 혹은 진상 영역)

· 「ia2」＝「f＞Foff」의 주파수 영역(「f＝Foff」의 우측에 위치하는 유도성 영역 혹은 지상 영역)

· 「fb」＝「f＞Fon」에 위치하는 주파수 영역(점등시의 주파수 영역이며, 「f＝Fon」의 우측의 유도성 영역 내임)

· 「focv」＝ 점등 전(소등시)에 있어서의 출력 전압의 제어 범위(이하, 이것을 「OCV 제어 범위」라고 한다. 이것은 fa2 내에서 Foff의 근방 영역에 위치함).

· 「Lmin」＝ 방전등의 점등 유지가 가능한 출력 레벨

· 「P1」＝ 전원 투입 전의 동작점

· 「P2」＝ 전원 투입 직후의 초기 동작점

· 「P3」＝ 소등시에 CCV의 목표값에의 도달 시점을 나타내는 동작점(focv 내)

· 「P4」＝ 점등 후의 동작점(영역 fb 내)

· 「f1」＝ 방전등의 점등 개시 직전에서의 스위칭 소자의 구동 주파수(예컨대, 동작점 P3에서의 구동 주파수)

· 「f2」＝ 방전등의 점등시에 있어서의 스위칭 소자의 구동 주파수(예컨대, 동작점 P4에서의 구동 주파수)

· 「Fmax」＝ g2와 Lmin의 교점에 있어서의 주파수(허용 상한 주파수)

방전등에 따른 점등 이행 제어의 흐름을 개조서로 나타내면, 예컨대 이하와 같이 된다.

(1) 회로 전원을 투입한다(P1→P2)

(2) OCV 제어 범위 focv에서 OCV 값을 높인다(P2→P3)

(3) 기동 펄스를 발생시켜 방전등에 인가한다(P3)

(4) 방전등이 점등을 시작한 후에 점등 주파수(스위칭 소자의 구동 주파수)의 값을 일정 기간(이하, 「주파수 고정 기간」이라고 함)에 걸쳐 고정한다(P3)

(5) fb 내에서의 전력 제어에 이행시킨다(P3→P4)

전원 투입 직후나 방전등이 일단 점등되고 나서 소등한 직후에 있어서, 일시적으로 구동 주파수를 높게 하고 난 후(P1→P2), 서서히 주파수를 내려 f1에 가까워져 간다(P2→P3).

focv 내에서 0CV의 제어를 행하고, 방전등에의 기동용 신호를 발생시켜 상기 신호의 인가에 의해 방전등을 점등시킨다. 예컨대, 0CV의 제어에 있어서, 주파수를 내려 공진 주파수(Foff)로 고주파측으로부터 가까이 가면, 출력 전압(Vo)이 점차로 커져가며 동작점(P3)에서 목표값에 도달한다. 또한, 방전등이 점등하기 전의 소등시에 영역(fa1)에서 OCV의 제어를 하는 방법에서는 스위칭 손실이 꽤 커져 회로효율이 악화된다. 또한, 영역(fa2)에 있어서 OCV의 제어를 하는 방법에 있어서, 무부하시에 회로를 연속하여 동작시키는 기간이 필요 이상으로 길어지지 않도록 주의가 필요하다.

동작점(P3)에 있어서, 기동 회로(4)에 의해 방전등이 기동하면, 주파수 고정 기간 중에 구동 주파수가 일정값이 된 후, 영역(fb)으로 이행한다(도면의 「ΔF」 참조). 또한, 0CV 제어 범위(focv)에서 영역(Fb)으로의 주파수 이행에 있어서는, 방전등이 점등을 시작한 후에 f1에서 f2로 주파수를 연속적으로 변화시키는 것이 바람직하다.

상기한 바와 같이, 방전등의 소등시에는 공진 주파수(Foff)보다도 높은 주파수 영역(fa2)에서의 출력 전압 제어가 행해지고, 방전등의 점등시에는 공진 주파수(Fon)보다도 높은 주파수 영역(fb)에서 전력 제어가 행해지는 구성(유도성 영역에서는 전류 변동에 대한 억제 작용에 의해 전력이 안정되기 쉬움)에 있어서, 출력을 올리는 경우에는 스위칭 소자의 구동 주파수를 낮게 하는 제어가 행해진다. 단, 구동 주파수가 너무 내려가서 최저 주파수 미만이 되었을 때의 상태를 검출한 경우에는 구동 주파수를 올리거나 또는 방전등에의 투입 전력이 저하하는 방향으로 제어가 행해진다.

다음에, 스위칭 소자의 구동 상태 검출에 대해서 설명한다.

도 3은 스위칭 소자에 따른 구동 신호(브릿지 구동용 신호) 「Sdrv」와, 각 스위칭 소자(5H, 5L)의 온/오프 상태와, 도 1에 도시하는 직류-교류 변환 회로(3)의 하프 브릿지 출력 전압 「Vout」과, 램프 전압 파형 「VL」이나 램프 전류 파형 「IL」에 대해서 시간적 변화를 예시한 것이며, 이들의 위상 관계를 나타내고 있다(또한, 각 전압이나 전류의 방향에 대해서는 도 1에 도시하는 각각의 화살표의 방향으로 정의함).

신호 Sdrv는 V-F 변환부(14)에서 구동 회로(6)로 송출되는 신호에 의해 제어되는 직사각형파(혹은 사각형파)형의 신호가 되고, 본 예에서는 Sdrv가 하이(High:H) 레벨의 기간에서 하이 사이드의 스위칭 소자(5H)가 오프 상태가 되며, 로우(Low:L) 사이드의 스위칭 소자(5L)가 온 상태가 되고, 양 소자의 상태는 역상 관계에 있다.

출력 전압 「Vout」는 신호 Sdrv에 대하여 역상 관계에 있으며, 또한, 램프 전압 파형 「VL」에는 Vout와 대략 동상 관계에 있어서 Vout의 극성 전환시의 재점호 전압이 중첩하고, 왜곡된 정현파가 된다.

램프 전류 파형 「IL」에 대해서는 상단에 스위칭 소자의 구동 주파수가 공진 주파수(Fon)보다도 높은 경우(유도성 영역에서의 구동 상태)를 나타내고, 중단에는 공진 상태, 즉, 구동 주파수가 공진 주파수와 같은 경우(최대 전력의 출력 상태)를 나타내며, 하단에는 구동 주파수가 공진 주파수(Fon)보다도 낮은 경우(용량성 영역에서의 구동 상태)를 나타내고 있다.

또한, 도면 중에 도시하는 기간 「T1」에서는 스위칭 소자(5H)가 오프 상태, 스위칭 소자(5L)가 온 상태가 되고, 공진 상태에서는 정반파의 램프 전류가 되며, 상기 상태를 기준으로 하여 유도성 영역에서는 지연 파형이 되며, 용량성 영역에서는 진행 파형이 된다. 또한, 도면 중에 도시하는 기간 「T2」에서는 스위칭 소자(5H)가 온 상태, 5L이 오프 상태가 되며, 공진 상태에 있어서 부반파의 램프 전류가 된다.

구동 주파수가 공진 주파수보다도 저하된 상태, 즉, 용량성 영역에서의 구동제어는 바람직하지 않기 때문에, 상기 상태가 검출된 경우에는 이 상태가 지속되지 않도록 구동 주파수를 올려 유도성 영역에서의 구동 제어로 복귀해야 한다.

구동 주파수가 공진 주파수보다도 저하된 상태를 판정하기 위한 조건은 하기 와 같아진다.

(α1) 기간 「T1」의 구동 상태에서는 하기의 2 조건에 대해서 AND(논리곱) 조건을 취한다.

(α1-1) Sdrv의 수직 상승 시점에서 램프 전류가 정값을 나타내는 것.

(α1-2) Sdrv가 H 레벨의 경우에 램프 전류가 부값을 나타내는 시기가 있는 것.

(α2) 기간 「T2」의 구동 상태에서는 하기의 2 조건에 대해서 AND(논리곱) 조건을 취한다.

(α2-1) Sdrv의 하강 시점에서 램프 전류가 부값을 나타내는 것.

(α2-2) Sdrv가 L 레벨의 경우에 램프 전류가 정값을 나타내는 시기가 있는 것.

상기 (α1) 또는 (α2)의 조건이 만족된 경우에, 용량성 영역에서의 동작이 행해지고 있는 것이 판정된다. 즉, 최종적인 판정 조건은 상기 (α1)와 상기 (α2)의 OR(논리합) 조건으로서, 이것이 실제값을 나타내는 경우에 용량성 영역에서의 구동 상태가 검출된다.

도 4는 구동 상태 검출 회로(15)의 구성예를 도시하는 것이며, 본 예에서는 스위칭 소자를 구동하기 위한 신호와, 방전등의 램프 전류의 검출 신호 사이의 위상차를 검출하고, 공진 주파수 미만의 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되고 있는지 여부를 판정하여 공진 상태로부터의 일탈 정도(벗어난 상태)를 검출한다.

전류 검출용 저항(11)에 의해 얻어지는 램프 전류의 검출 신호는 차동 증폭 회로(18)에 보내진다.

차동 증폭 회로(18)는 예컨대, 연산 증폭기(19)를 이용하여 구성되고 있으며, 그 비반전 입력 단자가 저항(20)을 통해 전류 검출용 저항(11)의 일단[방전등(10)측의 단자]에 접속되는 동시에, 저항(21)을 통해 접지되어 있다. 연산 증폭기(19)의 반전 입력 단자는 저항(22)을 통해 전류 검출용 저항(11)의 타단에 접속되어 있으며, 반전 입력 단자와 출력 단자 사이에 귀환 저항(23)이 사이에 삽입되어 있다.

연산 증폭기(19)의 출력 신호는 후단의 히스테리시스 비교기(24)에 송출된다.

D 플립플롭(25)은 그 D 단자에 히스테리시스 비교기(24)의 출력 신호가 공급되고, 또한, 그 클록 신호 입력 단자(CK)에는 신호 Sdrv가 공급된다. 그리고, 그 Q 출력이 후단의 3 입력 AND 게이트(26)에 송출된다.

AND 게이트(26)에는 D 플립플롭(25)의 출력 신호 외에, 신호 Sdrv나 히스테리시스 비교기(24)로부터 NOT(논리 부정) 게이트(27)를 통한 신호가 입력되고, 이들 3 신호의 논리곱 연산의 결과를 나타내는 출력 신호가 후단의 OR 게이트(28)에 송출된다.

D 플립플롭(29)은 그 D 단자에 NOT 게이트(27)의 출력 신호가 공급되고, 또한, 그 클록 신호 입력 단자(CK)에는 신호 Sdrv가 NOT 게이트(30)를 통해 공급된다. 그리고, 그 Q 출력이 후단의 3 입력 AND 게이트(31)에 공급된다.

AND 게이트(31)에는 D 플립플롭(29)의 출력 신호 외에, NOT 게이트(30)의 출 력 신호나 히스테리시스 비교기(24)의 출력 신호가 입력되고, 이들 3 신호의 논리곱 연산의 결과를 나타내는 출력 신호가 후단의 OR 게이트(28)에 송출된다.

2 입력 OR 게이트(28)는 AND 게이트(26, 31)의 각 출력 신호의 OR(논리합) 연산 결과를 나타내는 신호를 출력한다. 상기 신호가 최종적인 구동 상태 검출 신호이다.

전류 검출용 저항(11)에 전류가 흐른 경우의 전압 강하가 검출되어 연산 증폭기(19)에 의해 증폭되고, 후단의 히스테리시스 비교기(24)에 있어서 미리 결정된 임계치의 비교 결과로부터 램프 전류가 흐르고 있는지 여부를 판별하며, 판별 결과에 따른 2 값 신호가 상기 비교기(24)로부터 출력된다(정전류의 검출시에 H 레벨 신호가 출력되고, 부전류 검출시에는 L 레벨 신호가 출력됨).

신호 Sdrv가 L 레벨에서 H 레벨로 상승한 시점에서 히스테리시스 비교기(24)의 출력 신호 레벨이 D 플립플롭(25)에 의해 래치된다. 상기 플립플롭(25)의 Q 출력 신호가 H 레벨이고[상기 조건(α1-1) 참조], 또한, 신호 Sdrv가 H 레벨시에 히스테리시스 비교기(24)의 출력 신호가 L 레벨인 경우[상기 조건(α1-2) 참조]에 AND 게이트(26)로부터 H 레벨 신호가 출력된다(즉, 도 3의 기간 T1에서 공진 주파수 미만의 주파수 영역에서 스위칭 소자의 구동이 행해지고 있는 상태가 검출됨).

또한, 신호 Sdrv가 H 레벨에서 L 레벨로 상승한 시점에서, NOT 게이트(27)의 출력 신호 레벨이 D 플립플롭(29)에 의해 래치된다. 상기 플립플롭(29)의 Q 출력 신호가 H 레벨이고[상기 조건(α2-1) 참조], 또한, 신호 Sdrv가 L 레벨시에 히스테리시스 비교기(24)의 출력 신호가 H 레벨인 경우[상기 조건(α2-2) 참조]에 AND 게 이트(31)로부터 H 레벨 신호가 출력된다(즉, 도 3의 기간 T2에서 공진 주파수 미만의 주파수 영역에서 스위칭 소자의 구동이 행해지고 있는 상태가 검출됨).

도 5 내지 도 7은 상기 회로의 동작예를 도시한 타이밍 차트도이며, 도면 중에 도시하는 각 기호의 의미는 하기한 바와 같다.

· 「S24」＝ 히스테리시스 비교기(24)의 출력 신호

· 「S25」＝ D 플립플롭(25)의 Q 출력 신호

· 「S26」＝ AND 게이트(26)의 출력 신호

· 「S29」＝ D 플립플롭(29)의 Q 출력 신호

· 「S31」＝ AND 게이트(31)의 출력 신호

· 「S28」＝ OR 게이트(28)의 출력 신호

또한, Sdrv, IL에 대해서는 전술한 바와 같다.

도 5는 스위칭 소자의 구동 주파수가 공진 주파수(Fon)보다도 높은 유도성 영역에서의 동작 상태를 예시한 것이며, 신호 Sdrv에서의 「Ta」는 주기를 도시한다.

신호 S24는 램프 전류 IL의 정기간에서 H 레벨을 나타내고, 램프 전류 IL의 부기간에서 L 레벨을 나타낸다.

신호 S25에 대해서는 신호 Sdrv의 수직 상승 시점에서 신호 S24를 취입하고, L 레벨 신호를 나타낸다.

또한, 신호 S29에 대해서는 신호 Sdrv의 하강 시점에서 신호 S24의 논리 부정 신호를 취입하고, L 레벨 신호를 나타낸다.

따라서, 신호 S26, S31, S28은 모두 L 레벨이 된다. 즉, 구동 상태 검출 회로(15)의 출력 신호(구동 상태 검출 신호)는 유도성 영역에서 L 레벨을 나타낸다.

도 6은 스위칭 소자의 구동 주파수가 공진 주파수(Fon)보다도 낮은 용량성 영역에 들어와 얼마되지 않았을 때의 동작 상태를 예시한 것이다.

신호 Sdrv는 그 주기 「Tb」가 상기 「Ta」보다도 길게 되어 있다.

신호 S25에 대해서는 신호 Sdrv의 수직 상승 시점에서 신호 S24를 취입하고 나서 H 레벨 신호를 나타낸다.

신호 S26은 신호 S25와, 신호 S24의 논리 부정 신호와, Sdrv의 논리곱 신호 이며, S24의 하강 시점에 동기한 펄스형의 신호이다.

또한, 신호 S29에 대해서는 신호 Sdrv의 하강 시점에서 신호 S24의 논리 부정 신호를 취입하고 나서 H 레벨 신호를 나타낸다.

신호 S31은 신호 S29와, 신호 S24와, 신호 Sdrv의 논리 부정 신호의 논리곱 신호이며, 신호 S24의 수직 상승 시점에 동기한 펄스형의 신호이다.

신호 S28은 신호 S26과 신호 S31의 논리합 신호로서, 용량성 영역에서 구동 상태 검출 회로(15)의 출력 신호(구동 상태 검출 신호)를 나타내고 있으며, 도면 중 「w」는 그 펄스 폭을 나타내고 있다.

도 7은 도 6의 상태에 비하여, 스위칭 소자의 구동 주파수가 더 저하하고, 용량성 영역에 깊이 들어간 경우의 동작 상태를 예시한 것이다.

도 6의 상위점은 하기에 도시한 바와 같다.

· 신호 Sdrv의 주기 「Tc」가 상기 「Tb」보다도 긴 것.

· 램프 전류의 위상 편차가 크게 되어 있는 것(Sdrv에 대하여 진행 위상 방향에의 편차량이 큼).

· 신호 S26, S31, S28에 관하여 이들의 펄스 폭이 큰 것.

각 신호의 위상 관계에 대해서는 도 6에서 설명한 바와 같지만, 스위칭 소자의 구동 주파수가 더 낮아져 용량성 영역에 깊이 들어간 구동 상태이기 때문에, 신호 S28의 펄스 폭이 크게 되어 있다. 즉, 용량성 영역에서 구동 상태 검출 회로(15)의 출력 신호(구동 상태 검출 신호)는 용량성 영역에의 진입의 정도(혹은 용량성의 강함)를 나타내는 정보를 펄스 폭(「w」 참조)의 크기로 하여 포함하고 있다(용량성이 강해지는 정도, 펄스 폭이 커짐).

또한, 본 예에서는 상기 조건 (α1) 및 (α2)을 이용하여 도 3의 기간 T1 및 T2에 있어서 구동 상태의 검출을 각각 행함으로써, 시간 지연 등을 발생시키지 않는 구성 형태를 나타내고 있지만, 본 발명의 적용상 필요에 따라 상기 조건 (α1) 또는 (α2) 중 한쪽만을 이용한 검출 형태라도 상관없다.

또한, 본 예에 나타내는 구동 상태 검출 회로에서는 스위칭 소자의 구동이 공진 주파수 Fon보다도 낮은 주파수 영역에서 행해지고 있는 상태인지 여부를 검출하고, Fon보다도 낮은 상태인 것이 검출된 경우에 펄스형 신호를 얻을 수 있도록 구성하였지만, 본 발명의 적용에 있어서는 이것에 한정되지 않고, 스위칭 소자의 구동 상태가 Fon 근방의 고주파측에 설정되는 최저 주파수보다도 낮은 상태인지 여부를 검출하는 동시에, 상기 상태가 검출된 경우에, 스위칭 소자의 구동 주파수를 올리거나 또는 방전등에의 투입 전력을 저하시키는 방향으로 전력 제어를 하는 구 성 형태가 가능하다.

예컨대, 도 5 내지 도 7에 도시하는 신호 Sdrv 또는 S24의 위상을 지연 회로등으로 늦출 수 있다. 즉, 신호 Sdrv의 위상을 의도적으로 늦춤으로써 공진 주파수에 가까운 유도성 영역 내에 최저 주파수를 설정할 수 있고, 또한, 신호 S24의 위상을 의도적으로 늦춤으로써 공진 주파수에 가까운 용량성 영역 내에 최저 주파수를 설정할 수 있다. 또한, 구체적인 회로 구성에 대해서는, 예컨대 지연 회로가 저항 및 콘덴서를 이용한 CR 적분 회로와 그 후단에 슈미트 트리거 회로를 갖는 경우에, 저항값 및 콘덴서의 정전 용량으로 결정되는 시상수에 의해 지연 시간을 설정하고, 적분 출력을 슈미트 트리거 회로에 의해 파형 정형한다. 도 4에 도시하는 구성에 있어서, 신호 Sdrv가 상기 지연 회로를 통해 플립플롭(25)이나 AND 게이트(26), NOT 게이트(30)에 송출되도록 하면, 상기 신호에 대하여 원하는 위상 지연을 부여할 수 있다. 혹은, 히스테리시스 비교기(24)의 후단에 상기 지연 회로를 사이에 삽입하여 그 출력 신호가 플립플롭(25), NOT 게이트(27), AND 게이트(31)에 송출되도록 구성하면, 신호 S24에 대하여 원하는 위상 지연을 부여할 수 있다.

또한, 본 발명에 적용에 있어서, 스위칭 소자를 구동하기 위한 신호 Sdrv 대신에 직류-교류 변환 회로의 출력 전압에 따른 검출 신호나 방전등의 램프 전압의 검출 신호 등, Sdrv와 동기한 관계를 갖는 신호를 이용하는 한 각종 형태에서의 실시가 가능하다.

다음에, 구동 상태 제어부(16)에 대해서 설명한다.

도 8은 상기 형태 (A)에 따른 회로 구성의 일례(32)에 대해서 그 주요부를 도시한 것이며, 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 저하하여 용량성 영역에 들어 간 경우에, 브릿지 구동용 신호 Sdrv를 강제적으로 극성 반전시키도록 한 구성 형태를 도시한다.

에러 앰프(13)에 있어서, 그 부측 입력 단자에는 투입 전력 연산부(12)로부터의 제어 전압[이하, 이것을 「V12」라고 기재함)이 공급되고, 또한, 그 정측 입력 단자에는 도면에 정전압원의 기호로 나타내는 기준 전압 「Eref」가 공급된다. 즉, V12의 레벨이 높으면(낮으면), 에러 앰프(13)의 출력이 저하(상승)한다. 상기 앰프의 출력 신호는 후단의 V-F 변환부(14)에 송출된다.

또한, 투입 전력 연산부(12)는 예컨대, 방전등이 점등을 시작한 후의 과도기에 투입되는 전력의 제어나 안정적인 정상 상태에서의 전력 제어 등을 행하기 위한 회로 구성을 갖고 있으며, 그 출력값은 방전등의 투입 전력의 목표값이나 지령값에 해당하지만(예컨대, 유도성 영역에서의 구동 상태에 있어서, 출력값이 작은 경우에 투입해야 하는 전력값이 큼), 본 발명의 적용에 있어서, 투입 전력 연산부(12)에 따른 구성의 여하는 묻지 않는다.

V-F 변환부(14)는 본 예에 있어서, 그 입력 전압의 증가(감소)에 대하여 출력 주파수가 저하(상승)하는 제어 특성이 되고, 전류 미러를 이용한 전류원(33)과 램프파 발생부(34)를 구비하고 있다.

커런트 미러를 구성하는 PNP 트랜지스터(35, 36)는 이들의 이미터가 전원 단자(38)에 접속되어 있으며, 베이스끼리가 접속되어 있다. 그리고, 트랜지스터(35)의 콜렉터가 상기 트랜지스터의 베이스에 접속되어 있는 동시에 저항(37)을 통해 에러 앰프(13)의 출력 단자에 접속되어 있다.

트랜지스터(36)는 그 콜렉터가 다이오드(39)의 애노드에 접속되고, 상기 다이오드의 캐소드가 콘덴서(40)를 통해 접지되어 있다.

저항(41)은 그 일단이 전원 단자(38)에 접속되고, 타단이 콘덴서(40)에 접속되어 있다.

콘덴서(40)의 일단(비접지측 단자)은 히스테리시스 비교기(42)의 입력 단자에 접속되고, 상기 비교기(42)의 출력 신호는 NOT 게이트(43) 및 저항(44)을 통해 트랜지스터(45)의 베이스에 공급되는 동시에 OR 게이트(47)에 입력된다.

에미터 접지가 되는 NPN 트랜지스터(45)는 그 콜렉터가 저항(46)을 통해 다이오드(39)와 콘덴서(40) 사이에 접속되어 있다.

2 입력 OR 게이트(47)는 저항(48), 트랜지스터(49), 저항(50)과 함께, 구동 상태 제어를 위한 회로부[램프파 발생부(34)에 대한 부가 회로](51)를 구성하고 있다. 즉, 상기 회로부(51)는 최저 주파수(본 예에서는 공진 주파수)보다도 낮은 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되고 있는 것이 검출된 경우에, 상기 스위칭 소자의 구동에 이용하는 직사각형 파형 신호의 위상을 강제적으로 반전시키기 위한 회로이다. 본 예에서는 상기 구동 상태 검출 회로(15)로부터의 검출 신호(구동 상태 검출 신호 S28)가 2 입력 OR 게이트(47)의 한쪽 입력 단자에 공급되는 동시에, 저항(48)을 통해 트랜지스터(49) 베이스에 공급된다.

이미터 접지가 되는 NPN 트랜지스터(49)는 그 콜렉터가 저항(50)을 통해 히스테리시스 비교기(42)의 입력 단자에 접속되어 있다.

히스테리시스 비교기(42)의 출력 신호와 상기 구동 상태 검출 회로(15)로부터의 검출 신호의 논리합 신호는 OR 게이트(47)로부터 D 플립플롭(52)의 클록 신호 입력 단자(CK)에 공급된다.

D 플립플롭(52)은 그 D 단자가 Q 바 단자에 접속됨으로써 T(토글)형 구성으로 되어 있으며, Q 출력 신호가 신호 Sdrv로서 상기한 구동 회로(6)에 송출된다.

도 9는 도 8의 구성에 있어서 상기 회로부(51)가 없는 것으로 가정한 경우[즉, 히스테리시스 비교기(42)의 출력 신호가 D 플립플롭(52)의 클록 신호 입력 단자에 공급됨]에 있어서의 각부의 파형을 예시한 것이며, 각 기호의 의미는 하기한 바와 같다.

· 「Srmp」＝ 다이오드(39)와 콘덴서(40)의 접속점에서의 전위(PFM 램프파를 나타낸다. 「PFM」＝ 펄스 주파수 변조)

· 「S42」＝ 히스테리시스 비교기(42)의 출력 신호

또한, 신호 Sdrv는 D 플립플롭(52)의 Q 출력이다.

본 예에서는 에러 앰프(13)의 출력에 따른 전류가 트랜지스터(35, 36)를 통해 절첩되고, 상기 출력에 따른 전위의 기울기(시간 변화율이며, 도면의 각도 「θ」 참조)를 갖고 콘덴서(40)가 충전된다[에러 앰프(13)의 출력 전압 레벨이 높을수록 콘덴서(40)의 충전 전류가 작음). 그리고, 상기 콘덴서의 단자 전압이 히스테리시스 비교기(42)에 있어서 소정의 임계치(도시한 상한 임계치 「U」 참조)와 비교된다. 즉, 콘덴서(40)의 전위가 상승하여 상기 임계치에 도달한 시점에서 트랜지스터(45)가 온 상태가 된다.

이것에 의해 콘덴서(40)의 방전이 개시되고, 상기 콘덴서의 단자 전압이 히스테리시스 비교기(42)에 있어서 소정의 임계치(도시한 하한 임계치 「D」 참조)와 비교된다. 즉 콘덴서(40)의 전위가 저하하여 상기 임계치에 도달한 시점에서 트랜지스터(45)가 오프 상태가 되며, 재차 콘덴서(40)의 충전이 개시된다.

이와 같이, 콘덴서(40)의 충전 동작과, 콘덴서(40)의 방전 동작이 반복됨으로써, Srmp로서, 에러 앰프(13)의 출력에 따른 램프파(PFM 램프파)를 얻을 수 있다. 그리고, 이것이 D 플립플롭(52)을 거쳐 듀티 사이클 50%의 직사각형 파형 신호(PFM 출력 신호)가 된다.

에러 앰프(13)의 출력에 따라 콘덴서(40)의 충전 전류가 결정되며, 램프파의 경사가 변화함으로써 주파수(PFM 주파수)가 가변 제어된다. 즉, 에러 램프(13)의 출력 저하(상승)에 의해 충전 전류가 증가(감소)하여 주파수가 높아(낮아)진다.

도 10은 상기 회로부(51)를 고려한 경우에 있어서 각부의 파형을 예시한 도면이며, 상기 Srmp, S28, Sdrv를 도시하고 있다.

본 예에서는 Srmp의 전위 변화를 도시하는 경사(충전 기간에서의 슬로프)가 완만하여, 주파수가 낮고, 용량성 영역에서의 구동 상태를 도시하고 있다.

구동 상태 검출 신호 S28이 회로부(51)에 입력되고, 어떤 시점에서 H 레벨을 나타내면, Srmp의 레벨이 히스테리시스 비교기(42)의 상간 임계치에 도달하지 않아도 트랜지스터(49)가 온 상태가 되어 콘덴서(40)가 강제적으로 방전된다. 그 결과, 램프파의 주파수가 높아지도록 주파수의 하한 규제가 자동적으로 작동한다. 또한, S28은 OR 게이트(47)를 통해 D 플립플롭(52)에 보내지고, Sdrv의 극성이 강제적으 로 반전된다.

이와 같이 회로부(51)는 구동 상태 검출 신호 S28에 따라 주파수의 하한 규제를 하는 역할을 갖고 있다.

다음에, 상기 형태(B)에 따른 회로 구성예(53)에 대해서 설명한다.

도 11은 스위칭 소자의 구동 주파수가 저하하여 최저 주파수 이하가 된 경우에, 공진 상태로부터의 일탈 정도에 따라 투입 전력의 제어 목표를 내리도록 한 구성 형태에 대해서 회로 구성의 주요부를 도시한 것이다.

도 8에 도시하는 구성예의 상위점은 하기와 같다.

· 램프파 발생부(34)에 있어서 회로부(51)가 없는 것.

· 에러 앰프(13)와 병렬로 접속된 회로부(54)가 설치되어 있는 것.

구동 상태 검출 신호 S28이 입력되는 회로부(54)는 스위칭 소자에 따른 구동 상태 제어를 위해 부가된 회로이며, 최저 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되고 있는 것이 검출된 경우에, 최저 주파수로부터의 편차량에 따라 방전등에의 투입 전력의 목표값을 저하시키기 위해 설치되어 있다. 본 예에서는 회로부(54)가 로퍼스 필터(55) 및 앰프(56)를 갖는다.

로퍼스 필터(55)는 저항(57) 및 콘덴서(58)를 포함하는 적분 회로와, 다이오드(59) 및 저항(60)의 직렬 회로로 이루어지며, 다이오드(59)의 애노드가 저항(57)의 일단에 접속되는 동시에, 상기 다이오드의 캐소드가 저항(60)을 통해 저항(57)과 콘덴서(58)의 접속점에 접속되어 있다.

앰프(56)에는 예컨대, 연산 증폭기가 이용되고, 그 반전 입력 단자가 콘덴 서(58)의 일단(비접지측 단자)에 접속되며, 연산 증폭기의 비반전 입력 단자가 접지 되어 있다. 그리고, 앰프(56)의 출력 단자가 다이오드(61)의 캐소드에 접속되어 있으며, 상기 다이오드의 애노드가 트랜지스터(35)의 콜렉터에 접속되어 있다.

전술한 바와 같이, 구동 상태 검출 신호 S28의 펄스 폭은 공진 상태로부터의 편차의 정도(즉, 용량성의 강함)를 나타내고 있으며, 본 예에서는 상기 검출 신호가 회로부(54)에 입력되면, 로퍼스 필터(55)를 거쳐 완만해진 파형이 된다. 로퍼스 필터(55)의 출력 전압은 공진 상태로부터 용량성 영역에의 일탈 정도를 반영하고 있으며, 그 콘덴서(58)의 전압 신호를 앰프(56)로 증폭한 후에, PFM 램프파의 생성에 따른 상기 전류원(33)의 기준측에 다이오드(61)를 통해 가해지고 있다(전류 싱크형으로서 접속함).

로퍼스 필터(55)의 출력 전압의 증가에 의해 전류원(33)으로부터 콘덴서(40)에의 충전 전류가 증가함으로써, PFM 램프파의 주파수가 높아져 구동 주파수를 용량성 영역으로부터 빼낼 수 있도록 하고 있다. 즉, 공진 주파수보다도 낮은 주파수영역에서 공진 상태로부터의 편차가 현저할수록 주파수를 보다 높이는 작용이 작동함으로써 구동 주파수의 하한 규제가 실현된다.

또한, 본 예에 있어서, 에러 앰프(13)와 전류원(33) 사이에는 저항(37)이 사이에 삽입되어 있지만, 회로부(54)와 전류원(33) 사이에는 저항을 설치하지 않거나 또는 저항(37)보다도 충분히 작은 저항값을 가진 저항을 사이에 삽입함으로써, 회로부(54)에 의한 주파수 하한 규제가 우선적으로 작동하도록 구성한다.

다음에, 스위칭 소자의 구동 주파수가 저하하여, 공진 상태로부터 용량성 영 역으로 이행한 것이 구동 상태 검출 회로(15)에 의해 검출된 경우에, 미리 결정된 시상수를 갖고, 구동 주파수를 서서히 높이도록 한 회로 구성에 대해서 설명한다.

도 12는 회로 구성예(62)의 주요부를 도시한 것이며, 파선 프레임으로 도시하는 회로부(63)에 있어서 도 11에 도시하는 구성과 상이하다.

구동 상태 검출 신호 S28이 입력되는 회로부(63)는 스위칭 소자에 따른 구동 상태 제어를 위해 부가된 회로이며, 제1 로퍼스 필터(64)와, RS 플립플롭(65), 제2 로퍼스 필터(66)를 갖는다.

제1 로퍼스 필터(64)는 동작 안정성을 보증하기 위한 지연 회로로서 설치되어 있으며, 저항(67) 및 콘덴서(68)를 포함하는 적분 회로와, 상기 저항(67)에 대하여 병렬로 접속된 다이오드(69)를 갖는다. 상기 다이오드는 그 애노드가 저항(67)과 콘덴서(68) 사이에 접속되어 있다.

구동 상태 검출 신호 S28은 RS 플립플롭(65)의 세트(S) 단자에 보내지는 동시에, NOT 게이트(70)를 통해 로퍼스 필터(64)에 보내진다. 상기 로퍼스 필터(64)의 출력 신호가 슈미트 트리거 회로(71)를 통해 RS 플립플롭(65)의 리셋(R) 단자에 보내진다.

RS 플립플롭(65)의 Q 바 출력은 후단에 설치된 제2 로퍼스 필터(66), 즉 저항(72) 및 콘덴서(73)로 이루어지는 적분 회로를 통해 버퍼 앰프(74)에 입력된다. 이 제2 로퍼스 필터(66)가 구동 주파수를 변화시키는 경우의 시상수를 결정하고 있다.

버퍼 앰프(74)는 예컨대, 연산 증폭기를 이용하여 구성되고, 그 비반전 입력 단자에 로퍼스 필터(66)의 출력이 공급된다. 그리고, 그 출력 단자가 다이오드(75)의 캐소드에 접속되어 있으며, 상기 다이오드의 애노드가 연산 증폭기의 반전 입력 단자에 접속되는 동시에, 상기 트랜지스터(35)의 콜렉터에 접속되어 있다.

도 13은 상기 회로부(63)에 있어서의 각부의 파형을 예시한 도면이며, 각 기호의 의미는 하기한 바와 같다.

· 「S64」＝ 로퍼스 필터(64)의 출력 전압

· 「S65」＝ RS 플립플롭(65)의 출력 신호(Q 바 출력)

· 「S66」＝ 로퍼스 필터(66)의 출력 전압

또한, S28에 대해서는 이미 설명한 바와 같다.

구동 상태 검출 신호 S28을 수신하여 RS 플립플롭(65)이 세트되고, 신호 S65가 L 레벨이 되면 로퍼스 필터(66)의 콘덴서(73)가 상기 콘덴서의 정전 용량 및 저항(72)의 저항값에 의해 결정되는 시상수를 가지고 방전한다. S66의 전압 저하는 버퍼 앰프(74)를 통해 전류원(33)의 기준 전류를 증가시키고, 콘덴서(40)에의 충전전류가 증가하여 램프파의 주파수, 나아가서는 PFM 출력 주파수가 상승한다.

S64는 S28에 있어서 L 레벨 기간(펄스 간격을 나타냄)에서 상승하지만, 다음에 도래하는 펄스에 의해 콘덴서(68)가 방전하여 전압이 그 때마다 내려간다. 그리고, S28의 펄스 간격이 긴 경우에, S64의 레벨이 소정값[슈미터 트리거 회로(71)의 임계치 「Ush」참조]을 초과한 시점(도면의 「tu」 참조)에서 RS 플립플롭(65)의 출력이 반전하고, S65가 L 레벨에서 H 레벨로 된다.

S28의 다음 펄스가 올 때까지 S65가 H 레벨을 나타내고, S66이 점차로 상승 한다. 즉, 이 전압 상승은 버퍼 앰프(74)를 통해 전류원(33)의 기준 전류를 저하시키고, 콘덴서(40)에의 충전 전류가 감소하며 램프파의 주파수, 나아가서는 PFM 출력 주파수가 저하한다.

이상과 같이 공진 주파수 미만의 용량성 영역에서는 로퍼스 필터(66)의 시상수를 갖고 구동 주파수가 상승하고, 이것에 따라 S28의 펄스 간격이 점차로 길게 되어 간다. 그렇게 하면, 이번은 S66이 상승하여 구동 주파수가 서서히 내려간다. 그리고, 구동 주파수가 너무 내려가면, 용량성 영역에서의 구동 상태가 검출되고, S28의 펄스 간격이 짧게 되어 구동 주파수를 높이는 제어로 이행한다.

이러한 반복에 의해, 구동 주파수가 공진 주파수의 근변에서 안정되게 된다. 즉 최저 주파수가 되는 공진 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되고 있는 상태가 검출된 경우에는, 미리 결정된 시상수에 따라 상기 소자의 구동 주파수를 상승시키고, 그 후, 공진 주파수보다도 높은 주파수 영역에서 상기 소자의 구동 제어가 행해지고 있는 상태가 검출된 경우에, 미리 결정된 시상수에 따라 상기 소자의 구동 주파수가 내려간다.

본 예에서는 로퍼스 필터(66)를 이용함으로써 주파수 제어의 안정성을 보증하고 있다. 즉, 용량성 영역에서의 구동 상태가 검출된 경우에 구동 주파수를 급격히 높이면, 상기 구동 상태로부터 탈출한 것이 검출되었을 때에 구동 주파수를 저하시키고자 하는 제어가 행해진 경우에, 용량성 영역에서의 구동 상태로 복귀되게 되고, 일종의 발진 상태(혹은 헌팅)가 발생한다. 이러한 문제점을 억제하기 위해 로퍼스 필터(66)의 시상수의 설정에 의해, 주파수 제어계의 응답을 둔화시켜 제어 를 안정화시킬 수 있다. 단, 로퍼스 필터(66)의 차단 주파수의 설정값에 의해서는 그 본래의 역할을 다하지 않게 되는 것뿐만 아니라, 그 영향에 의해 방전등의 광량이 변화하고, 이것이 육안으로도 인정되게 되는 등의 문제가 일어날 수 있다. 여기서, 로퍼스 필터(66)의 차단 주파수에 대해서는 광량 변화가 시인되지 않도록 하기 위해, 예컨대 200 Hz 이상으로 설정하는 것이 바람직하다.

이상으로 설명한 구성에 의하면, 하기에 도시하는 각종의 이점를 얻을 수 있다.

· 스위칭 소자의 구동 주파수에 대해서 그 하한을 규제하고, 방전등이 점등하고 있는 경우에 구동 주파수를 내려 출력 전력을 올리거나 또는 구동 주파수를 올려 출력 전력을 내리거나 하는 제어로 행하고, 게다가 방전등이 중도에 꺼지는 일 등의 발생을 방지할 수 있는 것.

방전등이 점등하고 있는 경우에, 공진 주파수 미만의 주파수 영역에서의 구동 상태에서는 출력 전력의 부족에 의해 구동 주파수를 저하시키고자 하여 전력을 더 저하시켜 버리는 결과, 방전등이 중도에 꺼지는 일 등이 발생하게 된다. 즉, 공진 주파수보다도 높은 주파수 영역에서의 구동 제어를 그대로의 형태로 공진 주파수 미만의 주파수 영역에서의 구동 제어에 적용할 수는 없기 때문에, 각 주파수 영역에서 특성에 맞춘 주파수 제어가 필요해진다(구체적으로는, 공진 주파수 미만의 용량성 영역에서는 구동 주파수를 올림으로써 투입 전력을 올리거나 또는 구동 주파수를 내림으로써 투입 전력을 내리는 제어를 행함). 그러나, 그와 같은 형태에서는 회로 구성이나 제어 방법이 복잡화되어 버리기 때문에, 상기 구성을 채용함으로 써, 방전등이 점등하고 있을 때에는 구동 주파수를 내려 출력 전력을 올리는(혹은 구동 주파수를 올려 출력 전력을 내리는 것) 일관된 제어가 가능하다.

· 구동 주파수의 하한 규제를 피드백 루프 중에서 자동적으로 적용시킴으로써, 회로 부품의 변동이나 경시 변화, 주위 환경 변화 등에의 대응에 유효한 것.

공진 주파수는 사용 부품의 제조상의 변동 등에 의해 일정하지 않기 때문에, 그 대책으로서, 각 부품의 설계 마진을 크게 취하면, 부품 비용의 상승이나 회로 장치의 대형화 등의 원인이 된다. 또한, 제조 후에 회로 특성을 조사하여 제어 회로에 공진 조건 등을 기억시키는 개별적인 대책에서는 제조 비용의 상승을 초래하고, 또한, 경시 변화나 사용 조건 등의 변화에 대응할 수 없다. 그래서, 공진 주파수가 변화하였다고 해도, 스위칭 소자의 구동이 공진 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 행해지고 있는 상태인지 여부를 항상 검출하는 형태가 바람직하다(즉, 공진 주파수 그 자체를 검출하는 것은 아니고, 공진 상태를 기준으로서 상대적으로 주파수가 높은 상태인 것이지 또는 낮은 상태인 것인지를 검출함).

· 최저 구동 주파수를 공진 주파수 또는 그 근방으로 하고, 점등 회로의 최대 능력을 발휘할 수 있는 것.

점등시의 공진 곡선에 있어서, 공진 주파수를 경계로 하여 주파수에 대한 전력의 제어 특성이 역회전하기 때문에(도 2 참조), 구동 주파수의 하한값을 공진 주파수 또는 그 근방값으로 설정함으로써, 회로 능력을 충분히 발휘시킨 동작을 확실하게 행할 수 있다. 또한, 점등 회로에의 입력 전원 전압이 저하한 경우나, 방전등의 기동 직후에 최대한의 전력을 투입하고자 하는 경우에는 정상 상태에서의 주파 수에 비해서 낮은 주파수를 가지고 오픈 루프 제어를 용이하게 행할 수 있으며, 따라서, 제어 회로의 간소화나 소형화, 저비용화로 유리하다.

· 방전등의 기동 직후로부터 시시각각 변화하는 공진 주파수에 따른 구동 제어에 의해 방전등의 점등 시동성의 향상에 기여하는 것.

방전관은 그 기동 직후의 수초간에 임피던스가 수 킬로 Ω에서 10 Ω 정도까지 변화한다. 직렬 공진 회로의 인덕턴스는, 예컨대 공진 코일과 트랜스의 일차 권선의 합성 인덕턴스가 되며, 기동 직후에서의 방전관의 임피던스 변화가 공진 회로의 인덕턴스 변화로서 현출한다.

도 14는 기동 직후에서의 공진 곡선 및 공진 주파수의 변화를 개략적으로 도시한 것이며, 공진 곡선(g2)은 주파수(f)의 증가 방향으로 점차로 이동하면서, 그 피크가 저하되어 간다.

방전관이 기동하여 얼마되지 않았을 때(예컨대, 1초 정도)에는 점등 회로에서 허가되는 최대한에서의 전력을 방전관에 투입하여 방전 아크의 성장을 재촉하는 것이 바람직하고, 그러기 위해서는 시간적으로 변화하는 공진 주파수로써 구동 제어를 행하면, 공진 곡선에서의 피크 전력을 얻을 수 있다. 즉, 구동 주파수의 하한을 공진 주파수로 하는 경우에 있어서, 기동 직후에는 공진 상태 또는 공진 주파수의 근방 영역에서의 구동 상태를 얻을 수 있도록 공진점을 항상 쫓아가는 제어가 바람직하다.

· 스위칭 소자에 따른 구동용 신호(Sdrv) 또는 상기 신호와 동등한 직류-교류 변환 회로의 출력에 따른 검출 신호 혹은 램프 전압(VL)의 검출 신호와, 방전등 의 램프 전류(IL)의 검출 신호 사이의 위상차를 검출함으로써, 공진 상태 또는 공진 상태의 근방에서의 주파수 영역보다도 낮은 주파수로 스위칭 소자의 구동 제어가 행해지고 있는지 여부를 판정하고, 또는 공진 상태로부터의 일탈 정도를 검출할 수 있는 것.

공진 상태에서의 구동 상태에 관한 판단 방법에는 방전등에의 출력이 그 구동 주파수에 있어서 최대가 되어 있는지 여부를 조사하는 방법을 들 수 있지만, 이 경우에 주파수를 의도적으로 변화시키면서 출력 전력의 변화를 조사해야 하기 때문에, 방전등의 점등 상태에서는 채용할 수 없다(∵ 광량 변화를 수반하기 위해).

여기서, 상기한 바와 같이 각 신호간의 위상차를 검출하여 공진 상태로부터의 편차를 조사하는 방법이 바람직하고, 그 때에는 예컨대, 방전등에 대하여 직렬로 전류 검출용 저항을 접속하여 그라운드 전위를 기준으로 하여 램프 전류를 검출하는 것이 바람직하다. 방전등의 전력 제어에는 램프 전류의 검출 신호의 사용이 필수가 되기 때문에, 상기 검출 신호를 겸용할 수 있다는 이점을 얻을 수 있다.

또한, 램프 전류의 검출 신호의 위상 관계에 관해서 비교 대상이 되는 신호에는, 램프 전압의 검출 신호보다도 상기한 신호 Sdrv 또는 상기 신호와 동등한 직류-교류 변환 회로의 출력에 따른 검출 신호를 이용하는 쪽이 정밀도 보증의 면에서 바람직하다[방전등의 램프 전압 파형(VL)은 상기한 바와 같이 브릿지의 극성 전환시의 재점호 전압이 중첩하고, 왜곡된 정현파가 되기 때문에, Sdrv와 같은 안정된 파형을 이용하는 쪽이 높은 정밀도로 위상 검출을 행할 수 있음].

· 상기 형태 (A)에서는 공진 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서의 구동 상 태가 검출된 경우에, 강제적으로 브릿지 구동용 신호의 위상을 반전시킴으로써 방전등의 전력 제어(피드백 제어)보다도 우선적이고, 또한 확실하게 주파수의 하한 규제를 작동시킬 수 있는 것.

상기 형태 (B)에서는 공진 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서의 구동 상태가 검출된 경우에, 공진 상태로부터의 일탈 정도에 따라 투입 전력의 제어 목표를 조작할 수 있고, 구동 상태 검출 신호에 기초하여 구동 주파수를 정치(精緻)하게 제어할 수 있는 것.

· 공진 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서의 구동 상태가 검출된 경우에는, 소정의 시상수에 따라 구동 주파수를 서서히 높이는 것이 구동 제어의 안정성을 보증하는 데에 있어서 바람직한 것.

본 발명에 의하면, 방전등이 점등하고 있는 경우에 있어서, 스위칭 소자의 구동 주파수가 최저값 미만이 되는 상태가 계속되지 않도록 보증할 수 있어 방전등이 중도에 꺼지는 것을 방지하는 등에 유효하다. 게다가, 그 때문에, 회로 설계 사양이 과잉되거나 현저한 비용 상승 등을 수반할 걱정이 없고, 또한, 회로 부품의 제조 변동이나 개체차 등을 고려하여 최저 주파수의 설정을 개개의 장치에 대해서 조정하거나 또는 변경할 필요가 없다.

상기 최저 주파수에 대해서는 방전등의 점등 상태에 있어서 상기 직렬 공진 회로에 따른 공진 주파수 또는 그 근방의 주파수로 하여, 상기 주파수 미만에서의 구동 제어를 규제하는 것이 바람직하고, 그러기 위해서는 스위칭 소자의 구동이 공 진 주파수 또는 그 근방의 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 행해지고 있는 상태인지 여부를 검출하기 위한 구동 상태 검출 회로를 설치하여, 상기 상태가 검출된 경우에 구동 주파수를 올리는 것이 바람직하다.

예컨대, 구동 상태 검출 회로가 스위칭 소자를 구동하기 위한 신호 또는 직류-교류 변환 회로의 출력 혹은 방전등의 램프 전압에 따른 검출 신호와, 방전등의 램프 전류의 검출 신호 사이의 위상차를 검출하는 형태에서는 회로 부품의 특성 변동 등의 영향을 받지 않고, 공진 주파수 또는 그 근방의 주파수 영역보다도 낮은 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되고 있는지 여부를 판정하며 또는 공진 상태로부터의 일탈 정도(벗어난 상태)를 정밀적으로 검출할 수 있다.

그리고, 최저 주파수(예컨대, 공진 주파수) 미만의 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되고 있는 것이 검출된 경우에는 스위칭 소자를 구동하기 위한 신호를 강제적으로 극성 반전(위상 반전)시키기 위한 회로부를 설치함으로써 구동 주파수를 올릴 수 있으며, 예컨대 방전등이 소등할 듯이 된 경우에, 스위칭 소자를 공진점에서의 구동 상태로 규정하여 최대 출력 전력을 방전등에 투입할 수 있다.

혹은, 최저 주파수(예컨대, 공진 주파수보다 높은 근방값) 미만의 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되고 있는 것이 검출된 경우에, 최저 주파수로부터의 편차량에 따라 방전등에의 투입 전력의 목표값을 저하시키는 것이 바람직하다(즉, 투입 전력의 저하 방향이 구동 주파수의 증가 방향에 합치되는 제어 특성을 갖는 경우).

또한, 최저 구동 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 스위칭 소자가 구동되 고 있는 것이 검출된 경우에는, 미리 결정된 시상수에 따라 상기 스위칭 소자의 구동 주파수를 상승시키기 위한 회로부를 설치하는 것이 제어의 안정성을 보증하는 데에 있어서 바람직하다(즉, 상기 검출 시점에서 구동 주파수를 갑자기 올리면, 그 후에 구동 주파수를 저하시키고자 하는 제어가 행해지는 경우에, 최저 주파수를 사이에 끼워 구동 주파수의 상승과 하강이 길게 반복되면, 점등 동작이 불안정화 되거나 또는 안정성을 해칠 우려가 있음).

Claims (6)

1. 복수의 스위칭 소자와 직렬 공진 회로를 갖는 직류-교류 변환 회로와, 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 그 최저 주파수를 하회하는 상태가 계속되지 않도록 하기 위한 제어 수단을 구비한 방전등 점등 회로에 있어서,

   상기 방전등이 점등하고 있을 때에는 상기 직렬 공진 회로에 따른 공진 주파수보다도 높은 주파수 영역에서 상기 스위칭 소자를 구동하도록 제어하는 동시에, 상기 스위칭 소자의 구동 상태를 상기 방전등에 흐르는 램프 전류의 위상과의 관계에 기초하여 감시하고, 상기 스위칭 소자의 구동 주파수가 상기 최저 주파수 미만이 된 상태를 검출한 경우에 상기 구동 주파수를 올리는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
2. 제 1항에 있어서,

   상기 최저 주파수가 상기 공진 주파수 또는 그 근방의 주파수가 되고, 상기 스위칭 소자가 상기 공진 주파수 또는 그 근방의 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 구동되고 있는 상태인지 여부를 검출하기 위한 구동 상태 검출 회로를 설치하는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
3. 제 2항에 있어서,

   상기 구동 상태 검출 회로가 상기 스위칭 소자를 구동하기 위한 신호 또는 상기 직류-교류 변환 회로의 출력 혹은 상기 방전등의 램프 전압에 따른 검출 신호와, 상기 램프 전류에 따른 검출 신호 사이의 위상차를 검출하고,

   상기 공진 주파수 또는 그 근방의 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 상기 스위칭 소자가 구동되고 있는지 여부를 판정하거나 공진 상태로부터의 일탈 정도를 검출하는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   상기 최저 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 상기 스위칭 소자가 구동되고 있는 것이 검출된 경우에, 상기 스위칭 소자를 구동하기 위한 신호의 극성을 강제적으로 반전시키는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   상기 최저 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 상기 스위칭 소자가 구동되고 있는 것이 검출된 경우에, 상기 최저 주파수로부터의 편차량에 따라 상기 방전등에의 투입 전력의 목표값을 저하시키는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.
6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,

   상기 최저 주파수보다도 낮은 주파수 영역에서 상기 스위칭 소자가 구동되고 있는 것이 검출된 경우에, 미리 결정된 시상수에 따라 상기 스위칭 소자의 구동 주파수를 상승시키는 것을 특징으로 하는 방전등 점등 회로.

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