JP2005050661A - 高圧放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で高圧放電灯の始動時に十分な始動電圧が得られるとともに点灯時に高圧放電灯に流れるランプ電流の電流リップルを低減する。
【解決手段】第２の共振回路３を構成する第２のインダクタＬ２及び第３のコンデンサＣ３がフィルタとなり、放電灯ＤＬに流れる矩形波のランプ電流Ｉ_DLからリップル成分を低減することができる。始動時における始動電圧は第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２と第１のコンデンサＣ１からなる第１の共振回路２の回路定数によって決めることができ、定常点灯時におけるフィルタ特性を第２のインダクタＬ２のインダクタンス値及び第３のコンデンサＣ３の容量値によって決めることができるため、十分な始動電圧と、定格点灯時における電流リップルの低減を両立した設計が容易に行える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、高圧放電灯を始動及び点灯する高圧放電灯点灯装置に関するものである。

特許文献１に開示されている従来の高圧放電灯点灯装置の一例を図１８に示す。

この従来装置では、直流電源Ｅの両端にトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の直列回路が接続され、各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２にはダイオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されるとともに、トランジスタＴｒ２の両端にインダクタＬ１０を介して高圧放電灯（以下、「放電灯」と略す）ＤＬとコンデンサＣ１０の直列回路が接続され、さらに放電灯ＤＬにコンデンサＣ１１が並列接続されている。各トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の制御電極（ベース）には、それぞれ図１９に示すような制御信号が供給されている。

図１９に示すように、動作期間Ｔ１，Ｔ３ではトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が交互にオン・オフ（以下、スイッチングという）されることにより、放電灯ＤＬに高周波電圧が印加される。一方、動作期間Ｔ２では、トランジスタＴｒ２がオフのままトランジスタＴｒ１が高周波でスイッチングされることにより、放電灯ＤＬに正の直流電圧が印加される。また、動作期間Ｔ４では、トランジスタＴｒ１がオフのままトランジスタＴｒ２が高周波でスイッチングされることにより、放電灯ＤＬに負の直流電圧が印加される。したがって、放電灯ＤＬの両端電圧Ｖ２は、図２０に示すように動作期間Ｔ１，Ｔ３の高周波交流電圧と、動作期間Ｔ２，Ｔ４の直流電圧が交互に現れる波形となる。なお、結合用のコンデンサＣ１０として、数十μＦ〜数百μＦ程度の静電容量値のものを使用すれば、放電灯ＤＬの定常点灯状態においては、コンデンサＣ１０の両端電圧が直流電源Ｅの電圧Ｖ１の約半分の電圧となる。したがって、動作期間Ｔ２，Ｔ４で放電灯ＤＬに印加される直流電圧Ｖａの大きさは、直流電源Ｅの電圧Ｖ１の約半分となる。

ここで、動作期間Ｔｌ，Ｔ３における回路動作について詳しく説明する。この期間においては、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が所定のデッドオフタイムを経て交互にスイッチングされる。まず、トランジスタＴｒ１がオン、トランジスタＴｒ２がオフのときには、直流電源ＥからトランジスタＴｒ１、インダクタＬ１０、コンデンサＣ１１を介して電流が流れてコンデンサＣ１０が充電される。放電灯ＤＬは消灯状態（無負荷状態）であるので、ほとんど電流が流れない。その後、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が共にオフすると、インダクタＬ１０に蓄積されたエネルギーが放出されて、インダクタＬ１０からコンデンサＣ１１、コンデンサＣ１０、ダイオードＤ２を介して電流が流れる。

次に、トランジスタＴｒ１がオフ、トランジスタＴｒ２がオンのときには、コンデンサＣ１０からコンデンサＣ１１、インダクタＬ１０、トランジスタＴｒ２を介して電流が流れてコンデンサＣ１０が放電される。その後、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が共にオフすると、インダクタＬ１０に蓄積されたエネルギーが放出されてインダクタＬ１０からダイオードＤ１、直流電源Ｅ、コンデンサＣ１０を介して電流が流れる。以下、上記の過程を繰り返すことでインダクタＬ１０とコンデンサＣ１１の直列共振回路に高周波電流が流れる。この高周波電流の周波数は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のスイッチング周波数により決まる。

したがって、スイッチング周波数を直列共振回路の共振周波数に近い周波数（通常は共振周波数よりも少し高い周波数）に設定すれば、コンデンサＣ１１の両端には共振作用により高周波の高電圧が発生し、放電灯ＤＬに印加される。この高周波の高電圧の振幅は、インダクタＬ１０とコンデンサＣ１１よりなる直列共振回路の共振周波数と、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のスイッチング周波数との関係により自由に設定することができるので、使用する放電灯ＤＬに応じてインダクタＬ１０やコンデンサＣ１１の回路定数、スイッチング周波数の設計値を変更すれば、所望の始動性能を得ることが可能となる。
特許第２９４８６００号公報

上記従来装置では、放電灯ＤＬを始動する際の始動電圧については所望の始動電圧が得られるものの、反面、高圧放電灯ＬＤが定格点灯している時のランプ電流に生じる電流リップルが大きくなりやすいという欠点があった。なぜなら、高圧放電灯の場合、定格点灯時は音響的共鳴現象を回避するため、一般的に数１００Ｈｚ程度の矩形波交流電圧が印加されるが、そのような周波数における電流リップルを低減するために、高圧放電灯ＬＤに直列にインダクタＬ１０を接続し、そのインダクタＬ１０と高圧放電灯ＬＤに並列に接続されたコンデンサＣ１１によるフィルタ効果により電流リップルを低減している。ここで、上述したような高周波電圧を発生させるためは、その高周波の電圧値や直流電源Ｅの電源電圧Ｖ１の値にもよるが、概ね、インダクタＬ１０のインダクタンス値は０．数ｍＨ〜数１０ｍＨ程度、コンデンサＣ１１の容量は、０．数ｎＦ〜数１０ｎＦ程度の値となり、これらの値を有するインダクタＬ１０やコンデンサＣ１１を用いたフィルタでは、数１００Ｈｚ程度の周波数で点灯する高圧放電灯ＬＤの電流リップルを十分に低減させることができないのである。一方、電流リップルを十分に低減しようとしてインダクタＬ１０のインダクタンス値やコンデンサＣ１１の容量値を大きくすると、共振回路のＱ値が減少するため、本来の目的である十分な始動電圧を得るのが困難になったり、あるいは、部品が大型化して装置の大型化を招いてしまうといった問題があった。すなわち、上記従来装置では、十分な始動電圧と、定格点灯時における電流リップルの低減を両立した設計が困難であった。

本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、簡単な構成でありながら、高圧放電灯の始動時には十分な始動電圧が得られるとともに点灯時には高圧放電灯に流れるランプ電流の電流リップルを低減することができる高圧放電灯点灯装置を提供することにある。

請求項１の発明は、上記目的を達成するために、高圧放電灯に矩形波の低周波交流電圧を印加して点灯する高圧放電灯点灯装置において、直流電源の直流電圧が印加される１乃至複数のスイッチング素子を具備し該スイッチング素子をスイッチングすることで直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部と、高圧放電灯の始動時には前記インバータ部から高周波交流電圧を出力させるとともに高圧放電灯の点灯時には前記インバータ部から矩形波の低周波交流電圧を出力させるように１乃至複数の前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、高圧放電灯の始動時に前記インバータ部の出力を増幅して高圧放電灯に印加する第１の共振回路と、高圧放電灯の点灯時に前記インバータ部の出力を増幅して高圧放電灯に印加する第２の共振回路とを備えたことを特徴とする。

この発明によれば、始動時における始動電圧は第１の共振回路の回路定数によって決めることができるとともに、点灯時におけるフィルタ特性は第２の共振回路の回路定数によって決めることができるため、十分な始動電圧と、点灯時における電流リップルの低減を両立した設計が容易に行える。したがって、簡単な構成でありながら、高圧放電灯の始動時には十分な始動電圧が得られるとともに点灯時には高圧放電灯に流れるランプ電流の電流リップルを低減することができる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、逆方向への電流を阻止しない第１及び第２のスイッチング素子が直流電源の両端間に直列接続された直列回路からなる前記インバータ部と、高圧放電灯に直列接続され且つ高圧放電灯とともに前記直列回路に並列接続された第１のコンデンサ、第２のコンデンサを介して前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続された第１のインダクタ、該第１のインダクタの他端と前記第１のコンデンサの高圧放電灯に接続された一端とに直列接続された第２のインダクタからなる前記第１の共振回路と、前記第１及び第２のインダクタの接続点に一端が接続されるとともに他端が第３のスイッチング素子を介して前記第１のコンデンサ又は高圧放電灯の前記第１又は第２のスイッチング素子との接続点に接続された第３のコンデンサ、並びに前記第１及び第２のインダクタからなる前記第２の共振回路とを備え、前記制御部は、高圧放電灯の始動時に前記第３のスイッチング素子をオフした状態で前記第１及び第２のスイッチング素子を高周波で交互にスイッチングする第１のスイッチング制御を行い、高圧放電灯の点灯時に前記第３のスイッチング素子をオンした状態で前記第１又は第２のスイッチング素子を高周波でスイッチングするとともに低周波で交番する第２のスイッチング制御を行うことを特徴とする。

この発明によれば、第２の共振回路を構成する第２のインダクタ及び第３のコンデンサがフィルタとなり、高圧放電灯に流れる矩形波のランプ電流からリップル成分を低減することができ、しかも、フィルタを構成する第３のコンデンサは、高圧放電灯の始動時には第３のスイッチング素子がオフすることで回路から切り離され、点灯時にのみ第３のスイッチング素子がオンすることで回路に接続されるから、始動時における始動電圧を第１及び第２のインダクタと第１のコンデンサからなる第１の共振回路の回路定数によって決めることができ、点灯時におけるフィルタ特性を第２の共振回路を構成する第２のインダクタのインダクタンス値及び第３のコンデンサの容量値によって決めることができるため、十分な始動電圧と、点灯時における電流リップルの低減を両立した設計が容易に行える。

請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記制御部は、高圧放電灯の始動後から所定時間が経過した後に前記第１のスイッチング制御から第２のスイッチング制御に移行することを特徴とする。

この発明によれば、高圧放電灯が始動した後も所定時間だけ第１のスイッチング制御が継続されるため、高圧放電灯には高周波のランプ電流が流れ続けることになり、始動時のランプ電流の押し込み不足による高圧放電灯の立ち消え等の現象を回避することができる。

請求項４の発明は、請求項２又は３の発明において、前記第２の共振回路を構成する第２のインダクタと第３のコンデンサからなるフィルタのカットオフ周波数を前記第１の共振回路の共振周波数よりも低い値に設定したことを特徴とする。

この発明によれば、電流リップルを低減する設計が容易に行える。

請求項５の発明は、請求項２又は３又は４の発明において、前記制御部は、前記第２のスイッチング制御における第１又は第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を前記第２の共振回路を構成する第２のインダクタと第３のコンデンサからなるフィルタのカットオフ周波数よりも高くすることを特徴とする。

この発明によれば、点灯時における電流リップルを確実に低減することができる。

請求項６の発明は、請求項２〜５の何れかの発明において、前記制御部は、前記第１及び第２のスイッチング制御において第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を同一の上限値及び下限値の間で連続的に変化させることを特徴とする。

この発明によれば、制御部の構成を複雑にすることなく高圧放電灯の点灯直後における立ち消えが抑制できる。

請求項７の発明は、請求項２〜６の何れかの発明において、前記制御部は、前記第２のスイッチング制御の開始前に、前記第１又は第２のスイッチング素子のうちで前記直流電源と第２のコンデンサと高圧放電灯を含む閉ループ上に存在する方のスイッチング素子を高周波でスイッチングすることにより前記第２のコンデンサを所定電圧に達するまで充電することを特徴とする。

この発明によれば、第１のスイッチング制御から第２のスイッチング制御に移行した時点で第２のコンデンサ並びに高圧放電灯に流れる突入電流を抑制してストレスを低減することができる。

請求項８の発明は、請求項２〜６の何れかの発明において、前記制御部は、前記第１のスイッチング制御において第１及び第２のスイッチング素子のオンデューティ比を異ならせることを特徴とする。

この発明によれば、第１のスイッチング制御から第２のスイッチング制御に移行した時点で第２のコンデンサ並びに高圧放電灯に流れる突入電流を抑制してストレスを低減することができる。

請求項９の発明は、請求項２〜８の何れかの発明において、前記制御部は、前記第２のコンデンサの両端電圧が高圧放電灯の点灯維持電圧に達した時点で第２のスイッチング制御における高周波でスイッチングするスイッチング素子を交番させることを特徴とする。

この発明によれば、高圧放電灯の安定な点灯維持が可能となる。

請求項１０の発明は、請求項２〜９の何れかの発明において、前記制御部は、前記第１のスイッチング制御におけるスイッチング周波数を第１の共振回路の共振周波数の近傍で連続的に変化させることを特徴とする。

この発明によれば、高圧放電灯の始動に必要十分な始動電圧を得ることができる。

本発明によれば、始動時における始動電圧は第１の共振回路の回路定数によって決めることができるとともに、点灯時におけるフィルタ特性は第２の共振回路の回路定数によって決めることができるため、十分な始動電圧と、点灯時における電流リップルの低減を両立した設計が容易に行え、したがって、簡単な構成でありながら、高圧放電灯の始動時には十分な始動電圧が得られるとともに点灯時には高圧放電灯に流れるランプ電流の電流リップルを低減することができるという効果がある。

（実施形態１）
本実施形態の高圧放電灯点灯装置は、図１に示すように図示しない寄生ダイオードを有する電界効果トランジスタからなる第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が直流電源Ｅの両端間に直列接続された直列回路からなるインバータ部１と、高圧放電灯（以下、「放電灯」と略す）ＤＬに直列接続され且つ放電灯ＤＬとともに第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路に並列接続された第１のコンデンサＣ１、第２のコンデンサＣ２を介して第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に一端が接続された第１のインダクタＬ１、第１のインダクタＬ１の他端と第１のコンデンサＣ１の放電灯ＤＬに接続された一端とに直列接続された第２のインダクタＬ２からなる第１の共振回路２と、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２の接続点に一端が接続されるとともに他端が第３のスイッチング素子Ｑ３を介して放電灯ＤＬの第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点に接続された第３のコンデンサＣ３、並びに第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２からなる第２の共振回路３と、第１〜第３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３をスイッチング制御する制御部４とを備える。なお、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として電界効果トランジスタを用いているが、従来例と同様にダイオードが逆並列に接続されたバイポーラトランジスタを用いることも可能である。

制御部４はマイコンを主構成要素とし、予め搭載されているプログラムを実行することで後述するような第１のスイッチング制御並びに第２のスイッチング制御等を実行するものである。また、第２のコンデンサＣ２は電解コンデンサからなり、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に正極が接続されている。なお、本実施形態では放電灯ＤＬとして高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）を用いるが、高圧放電灯の種類は高輝度放電灯に限定されるものではない。

次に、図２のタイムチャートを参照して本実施形態の動作を説明する。但し、図２の（ａ）は制御部４から第１のスイッチング素子Ｑ１の制御端子（ゲート）に出力される制御信号、図２（ｂ）は制御部４から第２のスイッチング素子Ｑ２の制御端子に出力される制御信号、図２（ｃ）は制御部４から第３のスイッチング素子Ｑ３の制御端子に出力される制御信号をそれぞれ示しており、制御信号がＨレベルのときに各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３がオンとなり、Ｌレベルのときにオフとなる。また、図２（ｄ）は放電灯ＤＬの両端に印加される電圧（ランプ電圧）Ｖ_DL、図２（ｅ）は放電灯ＤＬに流れる電流（ランプ電流）Ｉ_DLをそれぞれ示している。

まず、放電灯ＤＬの始動時の動作を説明する。始動時における制御部４は、第３のスイッチング素子Ｑ３をオフした状態で第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波で交互にスイッチングする第１のスイッチング制御を行う期間Ｔ１，Ｔ３、第２のスイッチング素子Ｑ２のみを高周波でスイッチングする期間Ｔ２、並びに第１のスイッチング素子Ｑ１のみを高周波でスイッチングする期間Ｔ４を期間Ｔ１−Ｔ２−Ｔ３−Ｔ４−Ｔ１の順序で周期的に繰り返している。

期間Ｔ１において、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンのときには、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２に蓄積されているエネルギの放出による回生電流が、第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→第１のコンデンサＣ１→直流電源Ｅ→第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１の経路で流れた後、直流電源Ｅを電源として直流電源Ｅ→第１のコンデンサＣ１→第２のインダクタＬ２→第１のインダクタＬ１→第２のコンデンサＣ２→第２のスイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅの経路で電流が流れる。

一方、第１のスイッチング素子Ｑ１がオン、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフのときには、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２に蓄積されているエネルギの放出による回生電流が、第２のインダクタＬ２→第１のインダクタＬ１→第２のコンデンサＣ２→第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→第１のコンデンサＣ１→第２のインダクタＬ２の経路で流れた後、第１のコンデンサＣ１を電源として第１のコンデンサＣ１→第１のスイッチング素子Ｑ１→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→第１のコンデンサＣ１の経路で電流が流れる。そして、上記動作が高周波で繰り返されることにより、放電灯ＤＬの両端電圧Ｖ_DLは第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２と第１のコンデンサＣ１からなる第１の共振回路２で増幅された高周波電圧となる（図２（ｄ）参照）。

期間Ｔ２において、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンのときには、直流電源Ｅを電源として直流電源Ｅ→第１のコンデンサＣ１→第２のインダクタＬ２→第１のインダクタＬ１→第２のコンデンサＣ２→第２のスイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｅの経路で電流が流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフのときには、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２に蓄積されているエネルギの放出による回生電流が、第２のインダクタＬ２→第１のインダクタＬ１→第２のコンデンサＣ２→第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→第１のコンデンサＣ１→第２のインダクタＬ２の経路で流れる。そして、上記動作が高周波で繰り返されることにより、放電灯ＤＬの両端電圧Ｖ_DLは直流電源Ｅの負極（グランド）に対して負の直流電圧となる（図２（ｄ）参照）。

期間Ｔ３における動作は期間Ｔ１と共通であって、放電灯ＤＬの両端電圧Ｖ_DLは第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２と第１のコンデンサＣ１からなる第１の共振回路２で増幅された高周波電圧となる（図２（ｄ）参照）。

期間Ｔ４において、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンのときには、第１のコンデンサＣ１を電源として第１のコンデンサＣ１→第１のスイッチング素子Ｑ１→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→第１のコンデンサＣ１の経路で電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフのときには、第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→第１のコンデンサＣ１→直流電源Ｅ→第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１の経路で流れる。そして、上記動作が高周波で繰り返されることにより、放電灯ＤＬの両端電圧Ｖ_DLは直流電源Ｅの負極（グランド）に対して正の直流電圧となる（図２（ｄ）参照）。

而して、制御部４が期間Ｔ１〜Ｔ４の動作を繰り返すことにより、放電灯ＤＬの始動に必要十分な高周波電圧（始動電圧）を得ることができる。尚、上述の動作説明における高周波とは、数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度の周波数である。

次に、放電灯ＤＬが始動した後の定常点灯時の動作を説明する。定常点灯時における制御部４は、第３のスイッチング素子Ｑ３をオンした状態で第１のスイッチング素子Ｑ１を高周波でスイッチングする期間Ｔ５と、第２のスイッチング素子Ｑ２を高周波でスイッチングする期間Ｔ６を低周波で交番する第２のスイッチング制御を行う。

期間Ｔ５において、第１のスイッチング素子Ｑ１がオンのときには、直流電源Ｅを電源として直流電源Ｅ→第１のスイッチング素子Ｑ１→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→放電灯ＤＬ→直流電源Ｅの経路で電流が流れ、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフのときには、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２に蓄積されているエネルギの放出による回生電流が、第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→放電灯ＤＬ→第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１の経路で流れる。そして、上記動作が高周波（数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）で繰り返されることにより、放電灯ＤＬの両端には直流電源Ｅの負極（グランド）に対して正の直流電圧Ｖ_DLが印加される（図２（ｄ）参照）。

一方、期間Ｔ６において、第２のスイッチング素子Ｑ２がオンのときには、第２のコンデンサＣ２を電源として第２のコンデンサＣ２→第２のスイッチング素子Ｑ２→放電灯ＤＬ→第２のインダクタＬ２→第１のインダクタＬ１→第２のコンデンサＣ２の経路で電流が流れ、第２のスイッチング素子Ｑ２がオフのときには、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２に蓄積されているエネルギの放出による回生電流が、第２のインダクタＬ２→第１のインダクタＬ１→第２のコンデンサＣ２→第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→直流電源Ｅ→放電灯ＤＬ→第２のインダクタＬ２の経路で流れる。そして、上記動作が高周波（数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）で繰り返されることにより、放電灯ＤＬの両端には直流電源Ｅの負極（グランド）に対して負の直流電圧Ｖ_DLが印加される（図２（ｄ）参照）。さらに制御部４は、期間Ｔ５，Ｔ６を低周波（数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で交番させており、その結果、定常点灯時における放電灯ＤＬには矩形波の交流電圧が印加されることになる。

ここで期間Ｔ５，Ｔ６においては、第２の共振回路３を構成する第２のインダクタＬ２及び第３のコンデンサＣ３がフィルタとなり、放電灯ＤＬに流れる矩形波のランプ電流Ｉ_DLからリップル成分を低減することができる。しかも、フィルタを構成する第３のコンデンサＣ３が始動時には第３のスイッチング素子Ｑ３がオフすることで回路から切り離され、定常点灯時にのみ第３のスイッチング素子Ｑ３がオンすることで回路に接続されるから、始動時における始動電圧を第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２と第１のコンデンサＣ１からなる第１の共振回路２の回路定数（インダクタンス値及び容量値）によって決めることができ、定常点灯時におけるフィルタ特性を第２の共振回路３を構成する第２のインダクタＬ２のインダクタンス値及び第３のコンデンサＣ３の容量値によって決めることができるため、十分な始動電圧と、定格点灯時における電流リップルの低減を両立した設計が容易に行えるようになる。

また、定常点灯時に放電灯ＤＬに流れるランプ電流Ｉ_DLは、期間Ｔ５，Ｔ６においては正極性又は負極性の直流電流となるから、第１のコンデンサＣ１には２つの期間Ｔ５，Ｔ６が切り換わる瞬間以外にはほとんど電流が流れない。すなわち、定常点灯時には第１の共振回路２を構成する第１のコンデンサＣ１から放電灯ＤＬに流れ込む電流がほぼゼロであるため、例えば、放電灯ＤＬが始動した瞬間に第１のコンデンサＣ１→放電灯ＤＬ→直流電源Ｅ→第１のコンデンサＣ１の経路で流れ込む突入電流を低減することができる。尚、このような突入電流の低減効果は第１のコンデンサＣ１の容量値が小さいほど顕著である。

さらに、第２のインダクタＬ２のインダクタンス値を第１のインダクタＬ１のインダクタンス値よりも大きい値に設定すれば、定常点灯時に第２の共振回路３による共振電圧の大部分が第２のインダクタＬ２に印加され、第３のコンデンサＣ３及び第３のスイッチング素子Ｑ３に印加される電圧を小さくしてストレスを低減することができる。その結果、始動電圧が数ｋＶとなるような場合においても、第３のスイッチング素子Ｑ３の電圧耐量を第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧耐量と同程度に抑えることが可能となる。

（実施形態２）
図３に本実施形態の高圧放電灯点灯装置の回路図を示す。但し、実施形態１と共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴である制御部４の構成及び動作についてのみする。

放電灯ＤＬと第３のスイッチング素子Ｑ３との間にランプ電流Ｉ_DLを検出する検出抵抗Ｒｘが接続され、検出抵抗Ｒｘで検出される検出電圧Ｖ_Rxが制御部４に取り込まれる。制御部４はオペアンプＯＰ１からなる差動増幅器で検出電圧Ｖ_Rxとランプ電流Ｉ_DLの目標値を決める指令値との差分を増幅しており、この差動増幅器の出力端が第２の切換スイッチＳＷ２の一方の切換端子ｂ２に接続されている。第２の切換スイッチＳＷ２の他方の切換端子ａ２には直流電圧Ｖ２が印加されており、共通端子ｃ２がコンパレータＣＰ１のマイナス側入力端子に接続されている。また、コンパレータＣＰ１のプラス側入力端子には、高周波発振器４ａから出力される三角波のパルス信号が入力されている。

コンパレータＣＰ１の出力端は、２つのアンドゲートＡＤ１，ＡＤ２の一方の入力端にそれぞれ接続されている。これら２つのアンドゲートＡＤ１，ＡＤ２の他方の入力端にオアゲートＯＲ１，ＯＲ２の出力端がそれぞれ接続され、アンドゲートＡＤ１，ＡＤ２の出力が第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに駆動信号を出力する駆動回路４ｂに入力されている。

２つのオアゲートＯＲ１，ＯＲ２の一方の入力端には低周波発振器４ｃから出力される矩形波のパルス信号が入力され、他方の入力端には第１の切換スイッチＳＷ１の共通端子ｃ１が接続されている。第１の切換スイッチＳＷ１の一方の切換端子ｂ１には直流電圧Ｖ１が印加され、他方の切換端子ａ１はグランドに接地されている。また、第３のスイッチング素子Ｑ３のゲートに駆動信号を出力する駆動回路４ｄにも第１の切換スイッチＳＷ１の共通端子ｃ１が接続されている。

次に、上述のような回路構成を有する制御部４の動作を説明する。

まず、放電灯ＤＬの始動時の動作を説明する。始動時においては、第１及び第２の切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２がそれぞれ一方の切換端子ａ１，ａ２に切り換えられる。第１の切換スイッチＳＷ１が切換端子ａ１に接続されていることから、駆動回路４ｄの入力がＬレベルとなり、駆動回路４ｄから出力される駆動信号もＬレベルとなって第３のスイッチング素子Ｑ３はオフ状態となる（図４（ｃ）参照）。また、第１の切換スイッチＳＷ１の共通端子ｃ１に接続されている２つのオアゲートＯＲ１，ＯＲ２は、低周波発振器４ｃの出力に関わらず、その出力が常にＨレベルとなるため、２つのアンドゲートＡＤ１，ＡＤ２の出力は、コンパレータＣＰ１の出力に応じて相補的にＨ，Ｌが切り換えられることになる。コンパレータＣＰ１は、第２の切換スイッチＳＷ２を介して印加される直流電圧Ｖ２と高周波発振器４ａの出力とを比較することにより高周波の矩形波パルスを出力する。なお、直流電圧Ｖ２のレベルを高周波発振器４ａの出力パルスのピーク値の半分にすれば、コンパレータＣＰ１の出力パルスのオンデューティ比が５０％となり、直流電圧Ｖ２を増減することで出力パルスのオンデューティ比が調整可能である。そして、アンドゲートＡＤ１，ＡＤ２の出力を受けて駆動回路４ｂが、若干のデッドオフタイムを設けた上で第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに駆動信号を出力することにより、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にオン・オフ（スイッチング）される（図４（ａ）（ｂ）参照）。

上述のようにして第３のスイッチング素子Ｑ３をオフした状態で第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高周波でスイッチングすることにより、図４（ｄ）に示すように放電灯ＤＬに印加される電圧Ｖ_DLが高周波の交流電圧となる。ここで、図４では模式的に示しているが、高周波発振器４ａの出力パルスの周波数を変動させることにより、放電灯ＤＬに印加される始動電圧Ｖ_DLのレベルを調整することが可能であるから、例えば、周波数を上限値と下限値の間で連続的に変化させることにより、図４（ｄ）に示すように放電灯ＤＬに印加される電圧Ｖ_DLのピーク値を周期的に増減させることができる。あるいは、高周波発振器４ａの出力パルスの周波数を時間的に変動しない一定値に固定すれば、ほぼ一定の振幅を有する電圧Ｖ_DLを放電灯ＤＬに印加することができることは言うまでもない。なお、本実施形態では実施形態１における期間Ｔ２，Ｔ４の動作を省略しているため、放電灯ＤＬに印加される電圧Ｖ_DLが直流電圧となる期間は存在しない。

次に、放電灯ＤＬが始動した後の定常点灯時の動作を説明する。定常点灯時においては、第１及び第２の切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２がそれぞれ他方の切換端子ｂ１，ｂ２に切り換えられる。第１の切換スイッチＳＷ１が切換端子ｂ１に接続されていることから、駆動回路４ｄの入力がＨレベルとなり、駆動回路４ｄから出力される駆動信号もＨレベルとなって第３のスイッチング素子Ｑ３がオン状態となる（図４（ｃ）参照）。また、第１の切換スイッチＳＷ１の共通端子ｃ１に接続されている２つのオアゲートＯＲ１，ＯＲ２の出力が低周波発振器４ｃの出力に依存するため、２つのアンドゲートＡＤ１，ＡＤ２の出力は、コンパレータＣＰ１の出力と低周波発振器４ｃの出力の論理積に応じて相補的にＨ，Ｌが切り換えられることになる。コンパレータＣＰ１は、第２の切換スイッチＳＷ２を介して印加される差動増幅器（オペアンプＯＰ１）の出力と高周波発振器４ａの出力とを比較することにより高周波の矩形波パルスを出力する。

ここで差動増幅器においては、ランプ電流Ｉ_DLの目標値を決める指令値（電圧値）とランプ電流Ｉ_DLの検出電圧Ｖ_Rxとの差分をオペアンプＯＰ１の入力抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２の比（＝Ｒ２／Ｒ１）で決まる増幅率で増幅しているため、差動増幅器の出力はランプ電流Ｉ_DLにフィードバックがかかった形となり、指令値に追従した値となる。

したがって、２つのアンドゲートＡＤ１，ＡＤ２の出力は、高周波のパルス信号が低周波で交互に切り換わることとなり、実施形態１と同様に、第２の共振回路３を構成する第２のインダクタＬ２及び第３のコンデンサＣ３がフィルタとなってリップル成分が低減された矩形波のランプ電流Ｉ_DLが放電灯ＤＬに供給される（図４（ｅ）参照）。尚、実施形態１で説明したように定常点灯時に第１のコンデンサＣ１に流れる電流は、ランプ電流Ｉ_DLに比べて極めて小さいため、ほとんど無視することができる。

ここで、図５に示すように第３のスイッチング素子Ｑ３と直列に接続された検出抵抗Ｒｙで第３のコンデンサＣ３に流れる電流Ｉ_C3を検出し、その検出電圧Ｖ_Ryとランプ電流Ｉ_DLの検出電圧Ｖ_Rxとの和から第１のインダクタＬ１に流れる電流Ｉ_L1を制御部４にて求め、この電流Ｉ_L1が略ゼロとなる期間を経て連続して流れるように第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチングする、いわゆる電流境界モードで動作させれば、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２におけるスイッチング損失を低減することができる。また、図示は省略しているが、放電灯ＤＬと第２のインダクタＬ２との接続点の電圧を検出して制御部４に入力し、この電圧を用いて放電灯ＤＬの点灯判別を行うこともできる。

ところで、図６に示すように交流電源ＡＣから直流電圧を得る電源回路５を直流電源Ｅの代わりに用いても構わない。この電源回路５は、交流電源ＡＣを整流するダイオードブリッジＤＢと、チョークコイルＬ３と、スイッチング素子Ｑ４と、ダイオードＤ１と、平滑コンデンサＣ４と、平滑コンデンサＣ４の両端電圧を目標電圧に一致させるようにスイッチング素子Ｑ４をＰＷＭ制御するチョッパ制御部５ａとを具備する従来周知の昇圧チョッパ回路で構成され、平滑コンデンサＣ４の両端に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続される。但し、このような昇圧チョッパ回路の動作は従来周知であるから、説明は省略する。

このような電源回路５を用いた場合、放電灯ＤＬが半波放電状態になり、例えば図６における矢印の向きにしかランプ電流Ｉ_DLが流れなくなったとき、すなわち、平滑コンデンサＣ４→第１のスイッチング素子Ｑ１→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→放電灯ＤＬ→平滑コンデンサＣ４の経路でしか電流が流れなくなったときでも、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード（図示せず）によって第２のコンデンサＣ２の両端電圧が平滑コンデンサＣ４の両端電圧以上に上昇することはなく、しかも、平滑コンデンサＣ４の両端電圧（昇圧チョッパ回路の出力電圧）はチョッパ制御部５ａによって一定値に制御されるため、第２のコンデンサＣ２の両端電圧が異常に上昇することもない。また、図６における矢印と反対の向きにしかランプ電流Ｉ_DLが流れなくなったとき、すなわち、第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→放電灯ＤＬ→第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード→第２のコンデンサＣ２の経路でしか電流が流れなくなったときでも、第２のコンデンサＣ２の両端電圧がゼロになるとそれ以上流れなくなり、第２のコンデンサＣ２が逆充電されることもなく、第２のコンデンサＣ２へ加わるストレス（過充電や過放電）を低減することができる。

（実施形態３）
図７に本実施形態の高圧放電灯点灯装置の回路図を示す。但し、実施形態１及び２と共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略し、本実施形態の特徴である制御部４の構成及び動作についてのみする。

本実施形態における制御部４が実施形態２における制御部４と異なる点は、放電灯ＤＬが点灯しているか否かを判別して第１及び第２の切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２に対する切換信号ＦＧを出力する点灯判別部４ｅと、点灯判別部４ｅから出力される切換信号ＦＧを遅延させて第１及び第２の切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２に出力する遅延部４ｆとを具備する点にある。

点灯判別部４ｅは、ランプ電流Ｉ_DLを整流するダイオードＤｆ、ダイオードＤｆで整流されたランプ電流Ｉ_DLを検出する検出抵抗Ｒｆ、検出抵抗Ｒｆと並列接続されたコンデンサＣｆ、検出抵抗Ｒｆで検出された検出電圧Ｖ_Rfがプラス側入力端子に入力され、マイナス側入力端子に入力される基準電圧Ｖ３と比較するコンパレータＣＰ２からなり、放電灯ＤＬの消灯時にＬレベルとなり、点灯時にＨレベルとなる切換信号ＦＧがコンパレータＣＰ２から出力される。

遅延部４ｆは、マイナス側入力端子に入力される切換信号ＦＧをプラス側入力端子に入力される基準電圧Ｖ４と比較するコンパレータＣＰ３、コンパレータＣＰ３のマイナス側入力端子を制御電圧Ｖccにプルアップするプルアップ抵抗Ｒｄ、マイナス側入力端子とグランドの間に挿入されるコンデンサＣｄからなり、遅延部４ｆを介して出力される切換信号ＦＧによりアナログスイッチからなる第１及び第２の切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２が動作する。

放電灯ＤＬの始動時においては、ランプ電流Ｉ_DLが流れないために点灯判別部４ｅの検出抵抗Ｒｆの両端に検出電圧が発生せず、コンパレータＣＰ２の出力（切換信号ＦＧ）が常にＬレベルとなる（図８（ｄ）参照）。遅延部４ｆに入力される切換信号ＦＧがＬレベルであれば、コンパレータＣＰ３のマイナス側入力端子もＬレベルとなり、遅延部４ｆから出力される切換信号ＦＧはＨレベルとなる。切換信号ＦＧがＨレベルのときには第１の切換スイッチＳＷ１の共通端子ｃ１は切換端子ａ１に接続され、第２の切換スイッチＳＷ２の共通端子ｃ２は切換端子ａ２に接続されるから、実施形態２で説明したように動作して放電灯ＤＬに高周波の始動電圧（ランプ電圧Ｖ_DL）が印加される。

始動電圧の印加によって放電灯ＤＬが絶縁破壊を起こして始動すると、放電灯ＤＬにランプ電流Ｉ_DLが流れ始めて点灯判別部４ｅの検出抵抗Ｒｆの両端に検出電圧が発生し、コンパレータＣＰ２の出力（切換信号ＦＧ）がＬレベルからＨレベルに変化する（図８（ｄ）参照）。すると、遅延部４ｆにおけるコンデンサＣｆが抵抗Ｒｆを介して制御電圧Ｖccにより徐々に充電されるからコンパレータＣＰ３のマイナス側入力端子の入力電圧も徐々に上昇し、やがて基準電圧Ｖ４を超えた時点でコンパレータＣＰ３の出力、すなわち切換信号ＦＧがＨレベルからＬレベルに変化することになる。切換信号ＦＧがＨレベルからＬレベルに変化すると第１及び第２の切換スイッチＳＷ１，ＳＷ２では、共通端子ｃ１，ｃ２がそれぞれ一方の切換端子ａ１，ａ２から他方の切換端子ｂ１，ｂ２に切り換えられる。ここで、遅延部４ｆに入力される切換信号ＦＧからＬレベルからＨレベルに変化した時点ｔ１から遅延部４ｆから出力される切換信号ＦＧがＨレベルからＬレベルに変化して第３のスイッチング素子Ｑ３がオンする時点ｔ２までの期間が遅延部４ｆによる遅延期間ｔｄとなる。

この遅延期間ｔｄにおいては、放電灯ＤＬは点灯しているものの、第１〜第３のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３は始動時と同様に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にスイッチングされるとともに第３のスイッチング素子Ｑ３がオフしているため、図８（ｆ）に示すように放電灯ＤＬには高周波のランプ電流Ｉ_DLが流れ続けることになり、始動時のランプ電流Ｉ_DLの押し込み不足による放電灯ＤＬの立ち消え等の現象を回避することができる。

一方、遅延期間ｔｄの経過後においては、実施形態１における定常点灯時と同様に第３のスイッチング素子Ｑ３がオン、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波でスイッチングされる状態が低周波で交互に切り換えられる。このとき、遅延期間ｔｄの経過時点において第１のスイッチング素子Ｑ１を高周波でスイッチングする期間Ｔ５から開始することが望ましい。すなわち、第１のスイッチング素子Ｑ１を高周波でスイッチングする場合には直流電源Ｅを電源として放電灯ＤＬにランプ電流Ｉ_DLを流すことができるが、第２のスイッチング素子Ｑ２を高周波でスイッチングする場合には第２のコンデンサＣ２を電源としてランプ電流Ｉ_DLを流すために第２のコンデンサＣ２の放電ととともにランプ電流Ｉ_DLも徐々に減少して電流の不足による立ち消えが生じてしまう虞があり、上述のように期間Ｔ５から開始することでこのような立ち消えの発生を未然に防止することができる。

尚、本実施形態では放電灯ＤＬの点灯判別をランプ電流Ｉ_DLにより行っているが、第１のコンデンサＣ１と放電灯ＤＬの接続点の電位から高圧放電灯DLのランプ電圧Ｖ_DLを検出して点灯判別を行うようにしても構わない。

（実施形態４）
本実施形態の回路構成は実施形態３と同一であるから図示並びに説明は省略する。

図９の実線イは第２のインダクタＬ２及び第３のコンデンサＣ３からなるローパスフィルタのゲイン特性を示しており、カットオフ周波数ｆ０は次式で求められる。

ｆ０＝｛２π（Ｌ２・Ｃ３）^1/2｝^-1
したがって、放電灯ＤＬの定常点灯時における第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数をカットオフ周波数ｆ０よりも大きい周波数に設定することでランプ電流Ｉ_DLの電流リップルを低減することができる。

一方、図９の実線ロは第１の共振回路２の共振特性を示しており、その共振周波数ｆ１は次式で求められる。

ｆ１＝〔２π｛（Ｌ１＋Ｌ２）・Ｃ１｝^1/2〕^-1
したがって、始動時には第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共振周波数ｆ１の近傍の周波数でスイッチングすることにより、十分な始動電圧を得ることができる。

ここで、第１の共振回路２の共振周波数ｆ１をフィルタのカットオフ周波数ｆ０よりも大きい値とし、両者の周波数間隔を十分に離すことにより、定常点灯時における電流リップルを十分に小さくすることができる。このためには、第３のコンデンサＣ３の容量値を第１のコンデンサＣ１の容量値よりも十分に大きい値とするか、あるいは第２のインダクタＬ２のインダクタンス値を第１のインダクタＬ１のインダクタンス値よりも十分に大きい値とするか、若しくはそれらを同時に行えば良い。このようにすれば、カットオフ周波数ｆ０はより低く、共振周波数ｆ１はより高くなる方向へ設計されるため、放電灯ＤＬの点灯時に十分にリップルを低減できる周波数範囲がより広くなり、設計が容易になる。例えば、第１のコンデンサＣ１の容量値としては数ｎ〜数１０ｎＦ、コンデンサＣ３は０．１μＦ〜２μＦ程度に設定すれば良く、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンス値としてはそれぞれ数１００μＨ〜１ｍＨ、２〜５ｍＨ程度に設定すれば良い。

ところで本実施形態においては、始動時における第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数（制御部４の高周波発振器４ａの発振周波数）を、図１０に示すように上限値ｆｄから下限値ｆｃまで連続的に変化させるとともに下限値ｆｃに達したら再び上限値ｆｄに戻って同じ動作を繰り返すようにしており、放電灯ＤＬの始動直後においても第１の共振回路２の共振をより強める方向へ動作させて押し込み電流不足による放電灯ＤＬの立ち消えを抑制することができる。尚、本実施形態では下限値ｆｃと上限値ｆｄの間に共振周波数ｆ１を含むようにしているが、必ずしも共振周波数ｆ１を含む必要はない。但し、共振周波数ｆ１を含まない場合には下限値ｆｃを共振周波数ｆ１よりも大きい値に設定して第１の共振回路２を誘導側、すなわち、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に流れる電流が遅相となる側の領域を用いることが望ましい。このように共振周波数ｆ１近傍の周波数で第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチングすることにより、第２の共振回路２の共振電圧を十分に高い値とすることができるため、例えば、始動時における直流電源Ｅの電源電圧が低くても放電灯ＤＬに十分な始動電圧を印加することができる。

上述の動作は遅延期間ｔｄが終了するまで継続され、遅延期間ｔｄが終了すると第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数がカットオフ周波数ｆ０よりも大きい周波数ｆｂに切り換えられ、以降、時間の経過とともにより低い周波数ｆａ（＞ｆ０）まで連続的に変化させられて電流リップルが低減される（図１０参照）。

但し、遅延期間ｔｄ終了後の定常点灯時における第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を、図１１に示すように始動時における上限値ｆｄから下限値ｆｃの範囲で連続的に変化するようにしても構わない。このようにすれば、制御部４の高周波発振器４ａの周波数範囲を切り換える必要がなくなり、制御部４の回路構成を簡素化することができる。また、定常点灯時におけるスイッチング周波数がフィルタのカットオフ周波数ｆ０からさらに大きく離れるため、電流リップルの一層の低減が図れるという利点もある。但し、スイッチング周波数は必ずしも連続的に変化させる必要はなく、一定の周波数で固定しても構わない。スイッチング周波数を固定する場合には第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティ比により放電灯ＤＬへの供給電力を調整すればよい。

（実施形態５）
本実施形態の回路構成は実施形態３と同一であるから図示並びに説明は省略する。

遅延期間ｔｄを含めて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が高周波で交互にスイッチングされている間は電解コンデンサからなる第２のコンデンサＣ２にはほとんど電荷が蓄積されないが、放電灯ＤＬが点灯して遅延期間ｔｄが終了し、第２のスイッチング制御が開始されると、直流電源Ｅ→第１のスイッチング素子Ｑ１→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→放電灯ＤＬ→直流電源Ｅの経路で電流が流れて第２のコンデンサＣ２が充電されることになる。このとき、第２のコンデンサＣ２の充電電荷がほぼゼロであるから、大きな突入電流が第２のコンデンサＣ２に流れて大きなストレスが加えられることになる。

そこで本実施形態においては、図１２に示すように遅延期間ｔｄが終了した時点ｔ２から所定期間ｔｄ’だけ第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を大きくすることにより、第２のコンデンサＣ２に流れ込む電流Ｉ_C2のピーク値Ｉｐを抑え、第２のコンデンサＣ２に加わるストレスを低減している。但し、所定期間ｔｄ’のスイッチング周波数を大きくする代わりにオンデューティ比を小さくしても同様の効果が得られ、あるいは、スイッチング周波数とオンデューティ比の両方を制御するようにしても構わない。

（実施形態６）
本実施形態の回路構成は実施形態３と同一であるから図示並びに説明は省略する。

実施形態５で説明したように、放電灯ＤＬが点灯して遅延期間ｔｄが終了し、第１又は第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方が高周波でスイッチングされる期間が低周波で交番されるようになると、直流電源Ｅ→第１のスイッチング素子Ｑ１→第２のコンデンサＣ２→第１のインダクタＬ１→第２のインダクタＬ２→放電灯ＤＬ→直流電源Ｅの経路で放電灯ＤＬにも突入電流が流れることになるが、このときに第２のコンデンサＣ２に電荷を充電しておけば、放電灯ＤＬに流れる突入電流を抑制することができる。

そこで本実施形態では、図１３に示すように第１のスイッチング制御における第１のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティ比を第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティ比よりも大きくしてアンバランスにスイッチングすることにより、第２のコンデンサＣ２を充電してその両端電圧Ｖ_C2を徐々に大きくし、やがてオンデューティ比で決まる一定電圧に落ち着くようにしている。このように第２のコンデンサＣ２に予め電荷を充電することにより、放電灯ＤＬに流れる突入電流を抑制し、放電灯ＤＬに加わるストレスを低減することができる。

あるいは、図１４に示すように第２のコンデンサＣ２及び第２のスイッチング素子Ｑ２と並列にスイッチング素子Ｑ５を接続するとともに第１のスイッチング素子Ｑ１と並列に抵抗Ｒｊを接続し、図１５に示すように遅延期間ｔｄには制御部４によりスイッチング素子Ｑ５をオンして直流電源Ｅ→抵抗Ｒｊ→第２のコンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ５→直流電源Ｅの経路で電流を流して第２のコンデンサＣ２を充電しておき、遅延期間ｔｄの終了時点ｔ２でスイッチング素子Ｑ５をオフするようにしても同様の効果が得られる。但し、この構成では点灯時においても抵抗Ｒｊに電流が流れて電力が消費されるため、抵抗Ｒｊの抵抗値はできるだけ小さくする必要がある。

（実施形態７）
本実施形態の回路構成は実施形態３と同一であるから図示並びに説明は省略する。

定常点灯時における第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2は、第１のスイッチング素子Ｑ１がスイッチングされている間は直流電源Ｅにより充電されて徐々に上昇し、第２のスイッチング素子Ｑ２がスイッチングされている間は放電灯ＤＬへの電力供給により放電されて徐々に下降する。このとき、第２のスイッチング制御における第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティ比を５０％とすれば、第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2は直流電源Ｅの電源電圧のおよそ半分の値をピーク値として変動することになる。

一方、一般に高圧放電灯の点灯維持電圧は定格ランプ電圧の約１．５〜２倍が必要であるといわれており、点灯維持電圧以下で点灯させると放電が不安定になって立ち消えを起こす可能性がある。

そこで本実施形態においては、図１６に示すように第２のコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_C2が放電灯ＤＬの点灯維持電圧Ｖthに達した時点で第２のスイッチング制御を行うことにより、少なくとも立ち消えの発生する可能性が高いスイッチング制御の切換時点におけるランプ電圧Ｖ_DLが点灯維持電圧Ｖthを下回らないようにして安定した放電が維持されるようにしている。

あるいは、図１７に示すように第２のコンデンサＣ２の許容電圧値Ｖｍを上限とし、上記点灯維持電圧Ｖthを下限として第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の高周波スイッチングを交番する第２のスイッチング制御を行えば、放電灯ＤＬを一層安定して点灯させることが可能である。

実施形態１の回路構成図である。 同上の動作説明図である。 実施形態２の回路構成図である。 同上の動作説明図である。 同上の他の回路構成図である。 同上のさらに他の回路構成図である。 実施形態３の回路構成図である。 同上の動作説明図である。 実施形態４の動作説明図である。 同上の動作説明図である。 同上の他の動作説明図である。 実施形態５の動作説明図である。 実施形態６の動作説明図である。 同上の他の回路構成図である。 同上の動作説明図である。 実施形態７の動作説明図である。 同上の他の動作説明図である。 従来例の回路構成図である。 同上の動作説明図である。 同上の動作説明図である。

符号の説明

１ インバータ部
２ 第１の共振回路
３ 第２の共振回路
４ 制御部
Ｑ１ 第１のスイッチング素子
Ｑ２ 第２のスイッチング素子
Ｑ３ 第３のスイッチング素子
Ｌ２ 第２のインダクタ
Ｃ３ 第３のコンデンサ

Claims (10)

1. 高圧放電灯に矩形波の低周波交流電圧を印加して点灯する高圧放電灯点灯装置において、直流電源の直流電圧が印加される１乃至複数のスイッチング素子を具備し該スイッチング素子をスイッチングすることで直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部と、高圧放電灯の始動時には前記インバータ部から高周波交流電圧を出力させるとともに高圧放電灯の点灯時には前記インバータ部から矩形波の低周波交流電圧を出力させるように１乃至複数の前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、高圧放電灯の始動時に前記インバータ部の出力を増幅して高圧放電灯に印加する第１の共振回路と、高圧放電灯の点灯時に前記インバータ部の出力を増幅して高圧放電灯に印加する第２の共振回路とを備えたことを特徴とする高圧放電灯点灯装置。
2. 逆方向への電流を阻止しない第１及び第２のスイッチング素子が直流電源の両端間に直列接続された直列回路からなる前記インバータ部と、高圧放電灯に直列接続され且つ高圧放電灯とともに前記直列回路に並列接続された第１のコンデンサ、第２のコンデンサを介して前記第１及び第２のスイッチング素子の接続点に一端が接続された第１のインダクタ、該第１のインダクタの他端と前記第１のコンデンサの高圧放電灯に接続された一端とに直列接続された第２のインダクタからなる前記第１の共振回路と、前記第１及び第２のインダクタの接続点に一端が接続されるとともに他端が第３のスイッチング素子を介して前記第１のコンデンサ又は高圧放電灯の前記第１又は第２のスイッチング素子との接続点に接続された第３のコンデンサ、並びに前記第１及び第２のインダクタからなる前記第２の共振回路とを備え、前記制御部は、高圧放電灯の始動時に前記第３のスイッチング素子をオフした状態で前記第１及び第２のスイッチング素子を高周波で交互にスイッチングする第１のスイッチング制御を行い、高圧放電灯の点灯時に前記第３のスイッチング素子をオンした状態で前記第１又は第２のスイッチング素子を高周波でスイッチングするとともに低周波で交番する第２のスイッチング制御を行うことを特徴とする請求項１記載の高圧放電灯点灯装置。
3. 前記制御部は、高圧放電灯の始動後から所定時間が経過した後に前記第１のスイッチング制御から第２のスイッチング制御に移行することを特徴とする請求項２記載の高圧放電灯点灯装置。
4. 前記第２の共振回路を構成する第２のインダクタと第３のコンデンサからなるフィルタのカットオフ周波数を前記第１の共振回路の共振周波数よりも低い値に設定したことを特徴とする請求項２又は３記載の高圧放電灯点灯装置。
5. 前記制御部は、前記第２のスイッチング制御における第１又は第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を前記第２の共振回路を構成する第２のインダクタと第３のコンデンサからなるフィルタのカットオフ周波数よりも高くすることを特徴とする請求項２又は３又は４記載の高圧放電灯点灯装置。
6. 前記制御部は、前記第１及び第２のスイッチング制御において第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を同一の上限値及び下限値の間で連続的に変化させることを特徴とする請求項２〜５の何れかに記載の高圧放電灯点灯装置。
7. 前記制御部は、前記第２のスイッチング制御の開始前に、前記第１又は第２のスイッチング素子のうちで前記直流電源と第２のコンデンサと高圧放電灯を含む閉ループ上に存在する方のスイッチング素子を高周波でスイッチングすることにより前記第２のコンデンサを所定電圧に達するまで充電することを特徴とする請求項２〜６の何れかに記載の高圧放電灯点灯装置。
8. 前記制御部は、前記第１のスイッチング制御において第１及び第２のスイッチング素子のオンデューティ比を異ならせることを特徴とする請求項２〜６の何れかに記載の高圧放電灯点灯装置。
9. 前記制御部は、前記第２のコンデンサの両端電圧が高圧放電灯の点灯維持電圧に達した時点で第２のスイッチング制御における高周波でスイッチングするスイッチング素子を交番させることを特徴とする請求項２〜８の何れかに記載の高圧放電灯点灯装置。
10. 前記制御部は、前記第１のスイッチング制御におけるスイッチング周波数を第１の共振回路の共振周波数の近傍で連続的に変化させることを特徴とする請求項２〜９の何れかに記載の高圧放電灯点灯装置。

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