KR101810096B1 - 디지털 제어 기반의 브릿지리스 crm pfc 컨버터 - Google Patents

디지털 제어 기반의 브릿지리스 crm pfc 컨버터 Download PDF

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이우철
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한경대학교 산학협력단
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Abstract

본 발명은 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터에 관한 것으로서, 고압 방전 램프의 안정기를 구성하는 브릿지리스 CRM PFC 컨버터에 있어서, 상용교류전원의 입력단에 설치되며 교류 입력에서 고조파 성분을 제거하는 필터회로부; 상기 필터회로부의 출력단에 설치되는 부스트 인덕터(Lboost)와, 한 쌍의 스위칭소자(Q1, Q2) 및 다이오드(D1, D2)를 포함하는 브릿지리스 부스트 컨버터; 상기 브릿지리스 부스트 컨버터의 출력에 의해 점등되는 고압 방전 램프; 및 상기 한 쌍의 스위칭소자의 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 제어하는 디지털 제어기를 포함하며, 상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 8) 및 (수학식 10)에 의해 상기 스위칭소자의 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 연산한다.
(수학식 8)
Figure 112017101950985-pat00111

(수학식 10)
Figure 112017101950985-pat00112

여기서,
Figure 112017101950985-pat00113
은 스위칭소자의 턴 온 시간이고,
Figure 112017101950985-pat00114
는 스위칭소자의 턴 오프 시간이고,
Figure 112017101950985-pat00115
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전력이고,
Figure 112017101950985-pat00116
은 부스트 인덕터(Lboost)의 인덕턴스이고,
Figure 112017101950985-pat00117
는 컨버터의 효율이고,
Figure 112017101950985-pat00118
는 교류 입력전압의 피크치이고,
Figure 112017101950985-pat00119
는 역률이고,
Figure 112017101950985-pat00120
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전압이다.
본 발명에 따르면, 부스트 컨버터의 인덕터 영(zero) 전류 검출을 위한 아날로그 회로가 불필요하며, 출력 전압에 따른 주파수 제한 방법으로 제어를 수행하여 CRM으로 동작 시에 과도 전류와 주파수 문제를 해결할 수 있고 안정적인 구동이 가능한 효과가 있다.

Description

디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터{DIGITAL BASED CRM PFC CONVERTER}
본 발명은 HID 램프를 구동하기 위한 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 브릿지리스 PFC 컨버터의 기능을 디지털 제어 기반의 CRM 방식으로 구현하는 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, HID(High Intensity Discharge) 램프는 좋은 연색성, 긴 수명, 높은 효율 등의 장점으로 인해 가로등 및 옥외 조명등, 전시용 조명등 등으로 사용되어지고 있다. HID 램프를 구동하기 위하서는 안정기가 필수적이다.
HID 램프용 안정기는 PFC(Power Factor Correction) 회로와, DC-DC 컨버터 회로, 램프 점등을 위한 인버터 회로로 구성되는 3단 구성과, PFC 회로와 인버터 회로로 구성되는 2단 구성, 그리고 PFC 회로와 인버터 회로를 단일 단으로 구성하는 1단 구성 등으로 구성된다.
안정기의 고 역률, 저 THD(Total Harmonic Distortion), 고효율을 위하여 PFC의 동작 모드를 연속전류동작모드 (CCM:　Continuous Current Mode), 불연속전류동작모드(DCM: Discontinuous Current Mode), 경계점동작모드(CRM: Critical Conduction Mode)로 동작시키는 분야에서 많은 연구가 있었다. 나아가, 브릿지리스 컨버터에 관한 연구 및 안정기의 고 용량화를 위한 인터리브드(interleaved) PFC에 관한 연구 역시 진행되고 있다.
도 1은 일반적인 부스트 PFC 컨버터 회로를 도시한 것이다. 도 1을 참조하면, 상용교류전원의 입력단에는 인덕터(Lf)와 커패시터(Cf)로 구성되는 필터회로부(110)가 설치되며, 브릿지 정류기(120)는 교류 전원을 정류한다. 부스트 컨버터(130)는 부스트 인덕터(Lboost)와, 스위칭소자(Q1)와, 다이오드(Dboost)로 구성되며, 브릿지 정류기(120)의 출력을 승압한다. 평활용 커패시터(Cdc)를 거쳐 일정한 Vdc 전압이 부하(140)에 공급된다.
도 2는 브릿지리스 부스트 PFC 컨버터 회로를 도시한 것이다. 도 2를 참조하면, 필터회로부(210)는 도 1과 동일하며, 브릿지 정류기(120) 대신에 브릿지리스 컨버터(220)가 사용된다. 브릿지리스 컨버터(220)를 구성하는 2개의 다이오드(D1, D2) 각각에 스위칭소자(Q1, Q2)가 연결되며, 승압된 전압은 평활용 커패시터(Cdc)를 거쳐 일정한 Vdc 전압을 부하(140)에 공급한다.
도 1과 2를 비교하면, 도 1에서는 스위칭소자(Q1)의 온(on) 동작 시에 전류 도통 경로 상에 브릿지 정류기의 다이오드 2개(D1 및 D4, 또는, D2 및 D3)와 스위칭소자(Q1)가 존재하여 총 3개의 반도체 스위치가 사용되며, 스위칭소자(Q1)의 오프(off) 동작 시에는 브릿지 정류기의 다이오드 2개(D1 및 D4, 또는, D2 및 D3)와 다이오드(Dboost)가 존재하여 역시 총 3개의 반도체 스위치가 사용되는 반면, 도 2에서는 온 동작과 오프 동작 모두에서 단지 2개의 반도체 스위치가 사용된다. 따라서 브릿지리스 부스트 PFC 회로 사용 시에는 기존의 브릿지 정류기를 사용하는 PFC 회로 보다 전류 경로 상의 도통되는 반도체 소자 수가 3개에서 2개로 감소하기 때문에 효율을 높일 수 있는 장점이 있다.
도 2와 같은 브릿지리스 부스트 PFC 컨버터를 CCM으로 동작시키게 되면, DCM 이나 BCM(Boundary Conduction Mode, 경계점 동작 모드를 일컫는 용어로서, CRM과 동일함) 방식에 비해 인덕터 전류의 실효치가 가장 작게 된다. 때문에, 다른 동작 모드와 비교하여 대용량 시스템에 많이 사용되고 있다. 그러나, CCM은 전력 스위칭 소자의 하드스위칭(Hard Switching), 출력 다이오드의 역회복 문제 등의 단점을 가지고 있다.
DCM으로 동작하는 경우, 일정 주파수와 일정 시비율로 제어하기 때문에 회로의 구성과 제어가 간단하고 소프트 스위칭(Soft Switching), 즉, 영전류 스위칭이 가능하다는 장점이 있다. 하지만, 동일 정격에서의 전류 최대치가 다른 동작 모드에 비해 가장 크게 된다. 따라서 DCM 방식은 소용량에서 많이 사용되고 있다.
CRM으로 동작하는 경우, 전류의 최대치에서 스위치를 차단하고 제로(zero)가 되는 순간 다시 도통하도록 제어하며, 가변주파수로 동작한다. 전류의 최대치가 크기 때문에 대용량에서 사용이 어렵다. 하지만, 전류가 제로(zero)가 되었을 때 스위칭을 하므로 다이오드 역회복 손실을 없앨 수 있다. 따라서, 높은 효율을 얻을 수 있으므로 1kW 급 이하의 시스템에서 많이 사용하고 있다.
한편, 최근에는 반도체 기술이 발달함에 따라 DSP(Digital Signal Processor)를 이용한 디지털 제어기를 사용하여 PFC 컨버터를 제어하는 연구가 수행되고 있다. 하지만, 완벽한 디지털 제어를 구현하는 연구는 CCM 및 DCM 분야에 한정적이다. 그 이유는 CRM 동작을 위해서는 인덕터 영(zero) 전류 검출을 위한 아날로그 회로가 필요하기 때문이다.
대한민국 등록특허 제10-0460415호는 HID 램프의 전자식 안정기에 관한 것으로서, 디지털 제어를 수행하는 기술을 기재하고 있으나, 상술한 바와 같은 DCM 제어 방식에 관한 것이다.
대한민국 등록특허 제10-0460415호
본 발명은 HID 램프용 안정기의 CRM 동작을 위한 브릿지리스 PFC 컨버터를 디지털 제어 방식으로 구현하기 위한 것으로서, 부스트 컨버터의 인덕터 영(zero) 전류 검출을 위한 아날로그 회로를 필요로 하지 아니하며, 입력 전압, 출력 전압, 출력 전류를 검출하여 스위칭소자의 턴 온 및 턴 오프 시간을 결정하고, CRM으로 구동 시에 과도 전류와 주파수 문제를 해결하기 위해 출력 전압에 따른 주파수 제한 방법을 통해 안정적인 구동이 가능한 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터를 제공함에 그 목적이 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터는, 고압 방전 램프의 안정기를 구성하는 브릿지리스 CRM PFC 컨버터에 있어서, 상용교류전원의 입력단에 설치되며 교류 입력에서 고조파 성분을 제거하는 필터회로부; 상기 필터회로부의 출력단에 설치되는 부스트 인덕터(Lboost)와, 한 쌍의 스위칭소자(Q1, Q2) 및 다이오드(D1, D2)를 포함하는 브릿지리스 부스트 컨버터; 상기 브릿지리스 부스트 컨버터의 출력에 의해 점등되는 고압 방전 램프; 및 상기 한 쌍의 스위칭소자의 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 제어하는 디지털 제어기를 포함하며, 상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 8) 및 (수학식 10)에 의해 상기 스위칭소자의 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 연산한다.
(수학식 8)
Figure 112016059803219-pat00001
(수학식 10)
Figure 112016059803219-pat00002
여기서,
Figure 112017101950985-pat00003
은 스위칭소자의 턴 온 시간이고,
Figure 112017101950985-pat00004
는 스위칭소자의 턴 오프 시간이고,
Figure 112017101950985-pat00005
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전력이고,
Figure 112017101950985-pat00006
은 부스트 인덕터(Lboost)의 인덕턴스이고,
Figure 112017101950985-pat00007
는 컨버터의 효율이고,
Figure 112017101950985-pat00008
는 교류 입력전압의 피크치이고,
Figure 112017101950985-pat00009
는 역률이고,
Figure 112017101950985-pat00010
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전압이다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터는, 상기 부스트 인덕터(Lboost)의 인덕턴스는 아래의 (수학식 12)에 의해 결정된다.
(수학식 12)
Figure 112016059803219-pat00011
여기서,
Figure 112016059803219-pat00012
은 스위칭소자의 스위칭 주파수 최소값이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터는, 상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 15)에 의해 상기 턴 오프 시간의 상한값을 연산한다.
(수학식 15)
Figure 112016059803219-pat00013
여기서,
Figure 112016059803219-pat00014
는 스위칭소자의 턴 오프 시간의 상한값이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터는, 상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 16)에 의해 상기 턴 오프 시간의 하한값을 연산한다.
(수학식 16)
Figure 112016059803219-pat00015
여기서,
Figure 112016059803219-pat00016
는 스위칭소자의 턴 오프 시간의 하한값이고,
Figure 112016059803219-pat00017
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전압의 최대값이고,
Figure 112016059803219-pat00018
은 스위칭소자의 스위칭 주파수 최대값이다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터는, 상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 17)에 의해 상기 턴 온 시간의 상한값을 연산한다.
(수학식 17)
Figure 112016059803219-pat00019
여기서,
Figure 112016059803219-pat00020
는 스위칭소자의 턴 온 시간의 상한값이고,
Figure 112016059803219-pat00021
는 빠른 응답을 얻기 위해 제한 값을 정상상태의 턴 온 시간보다 크게 해주기 위한 상수 값으로서 1보다 큰 실수(
Figure 112016059803219-pat00022
>1)이다.
본 발명의 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터에 따르면, 부스트 컨버터의 인덕터 영(zero) 전류 검출을 위한 아날로그 회로가 불필요하며, 출력 전압에 따른 주파수 제한 방법으로 제어를 수행하여 CRM으로 동작 시에 과도 전류와 주파수 문제를 해결할 수 있고 안정적인 구동이 가능한 효과가 있다.
도 1은 브릿지 정류기를 사용한 부스트 PFC 컨버터의 회로도,
도 2는 브릿지리스 부스트 PFC 컨버터의 회로도,
도 3은 본 발명에 의한 CRM PFC 부스트 컨버터의 동작파형을 예시한 파형도,
도 4는 본 발명에 따른 디지털 제어기의 구성을 예시한 블록도,
도 5는 본 발명의 일실시예에 대한 정상상태 시뮬레이션 결과를 보인 파형도,
도 6은 본 발명의 일실시예에 대한 기동 시 주파수 제한을 적용하지 않은 경우의 시뮬레이션 결과를 보인 파형도, 및
도 7은 본 발명의 일실시예에 대한 기동 시 주파수 제한을 적용한 경우의 시뮬레이션 결과를 보인 파형도이다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 구체적인 실시예가 설명된다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대하여 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물, 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
명세서 전체에 걸쳐 유사한 구성 및 동작을 갖는 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 붙였다. 그리고 본 발명에 첨부된 도면은 설명의 편의를 위한 것으로서, 그 형상과 상대적인 척도는 과장되거나 생략될 수 있다.
실시예를 구체적으로 설명함에 있어서, 중복되는 설명이나 당해 분야에서 자명한 기술에 대한 설명은 생략되었다. 또한, 이하의 설명에서 어떤 부분이 다른 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 기재된 구성요소 외에 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
또한, 명세서에 기재된 "~부", "~기", "~모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, 어떤 부분이 다른 부분과 전기적으로 연결되어 있다고 할 때, 이는 직접적으로 연결되어 있는 경우뿐만 아니라 그 중간에 다른 구성을 사이에 두고 연결되어 있는 경우도 포함한다.
제1, 제2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않는다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제2 구성요소는 제1 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제1 구성요소도 제2 구성요소로 명명될 수 있다.
도 3은 본 발명에 의한 CRM PFC 부스트 컨버터의 동작파형을 예시한 파형도로서, 도 2에 도시된 브릿지리스 부스트 PFC 컨버터를 경계점동작모드(CRM: Critical Conduction Mode)로 동작시키는 경우 컨버터의 동작파형을 예시한 것이다. 본 발명의 이해를 돕기 위해 배경기술로서 설명된 도 2의 브릿지리스 부스트 PFC 컨버터의 회로도가 참조된다.
도 3에서 Vin은 입력 전압, iL은 도 2에서 부스트 인덕터(Lboost)에 흐르는 전류를 나타내고, iin은 입력전류로서 입력전압과 동상으로 나타내었다. Q1과 Q2는 도 2에서 스위칭소자(Q1, Q2)의 스위칭 동작에 따른 펄스 파형을 나타낸 것으로서 아래에서 설명되는 디지털 제어기에 의해 펄스 폭 변조된다.
도 3을 참조하면, Q1과 Q2의 스위칭 동작에서 턴 온 시간이 일정함을 알 수 있고, 턴 오프 시간은 입력전압의 크기에 따라 변동되기 때문에 주파수 또한 입력전압에 따라 변하게 된다.
입력전압과 전류의 역률이 1이라고 가정하면 입력 전압과 전류는 다음과 같은 (수학식 1) 및 (수학식 2)로 나타낼 수 있다.
(수학식 1)
Figure 112016059803219-pat00023
(수학식 2)
Figure 112016059803219-pat00024
여기서,
Figure 112016059803219-pat00025
은 교류 입력전압이고,
Figure 112016059803219-pat00026
는 교류 입력전류이고,
Figure 112016059803219-pat00027
는 교류 입력전압의 피크치이고,
Figure 112016059803219-pat00028
는 역률이고,
Figure 112016059803219-pat00029
는 교류 입력전류의 피크치이다.
또한, 입력 전력과 출력 전력의 관계는 다음의 (수학식 3) 내지 (수학식 5)와 같다.
(수학식 3)
Figure 112016059803219-pat00030
(수학식 4)
Figure 112016059803219-pat00031
(수학식 5)
Figure 112016059803219-pat00032
여기서,
Figure 112017101950985-pat00033
은 교류 입력전력이고,
Figure 112017101950985-pat00034
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전력이고,
Figure 112017101950985-pat00035
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력전압이고,
Figure 112017101950985-pat00036
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력전류이고,
Figure 112017101950985-pat00037
는 컨버터의 효율이다.
도 3에서 부스트 인덕터(Lboost)에 흐르는 전류의 최대값은 입력전류의 2배가 되기 때문에(
Figure 112016059803219-pat00038
), (수학식 4) 및 (수학식 5)로부터 다음의 (수학식 6) 및 (수학식 7)을 얻을 수 있다.
(수학식 6)
Figure 112016059803219-pat00039
(수학식 7)
Figure 112016059803219-pat00040
여기서,
Figure 112016059803219-pat00041
는 부스트 인덕터에 흐르는 전류의 최대값이다.
따라서, 스위칭소자의 턴 온 시간 및 턴 오프 시간과, 주기는 다음과 같이 (수학식 8) 내지 (수학식 11)에 의해 구해질 수 있다.
(수학식 8)
Figure 112016059803219-pat00042
(수학식 9)
Figure 112016059803219-pat00043
(수학식 10)
즉,
Figure 112016059803219-pat00044
(수학식 11)
Figure 112016059803219-pat00045
여기서,
Figure 112016059803219-pat00046
은 스위칭소자의 턴 온 시간이고,
Figure 112016059803219-pat00047
는 스위칭소자의 턴 오프 시간이고,
Figure 112016059803219-pat00048
은 부스트 인덕터(Lboost)의 인덕턴스이고,
Figure 112016059803219-pat00049
는 스위칭 주기이다.
위의 수학식을 참조하면, 턴 온 시간은
Figure 112016059803219-pat00050
가 최대치 일 때 가장 크고 이 시간은
Figure 112016059803219-pat00051
가 0(zero)일 경우 턴-오프 시간이 0(zero)이므로 정상상태의 최대 주파수의 주기와 같다.
인덕턴스에 따라 스위칭 주파수 범위가 달라지므로 인덕턴스 값 선정이 중요하다. 최소 사용 주파수에서 인덕턴스를 결정하기 때문에 턴 온 시간 및 턴 오프 시간이 최대일 때, 즉, 주기가 최대이고 주파수가 최소가 되는 조건에서 인덕턴스 값을 결정한다. (수학식 8) 내지 (수학식 11)에 의해 인덕턴스는 다음의 (수학식 12)외 같이 구할 수 있다.
(수학식 12)
Figure 112016059803219-pat00052
여기서,
Figure 112016059803219-pat00053
은 스위칭소자의 스위칭 주파수 최소값이다.
본 발명의 시뮬레이션을 위해 다음의 (표 1)과 같은 시스템 파라미터를 설정하였으며, 이 시스템 파라미터를 위 (수학식 12)에 대입하고 최소 스위칭 주파수인 15kHz를 대입하면, 인덕턴스 값은 대략 1.36mH로 연산될 수 있다.
Parameter Values
input voltage,
Figure 112017101950985-pat00054
 220 [Vrms]
output voltage,
Figure 112017101950985-pat00055
 400 [Vrms]
output power,
Figure 112017101950985-pat00056
 250 [W]
efficiency,
Figure 112017101950985-pat00057
 95 [%]
Switching frequency,
Figure 112017101950985-pat00058
 15~67 [kHz]
Filter inductor,
Figure 112017101950985-pat00059
 1.32 [mH]
Filter capacitor,
Figure 112017101950985-pat00060
 1.8 [uF]
Boost inductor,
Figure 112017101950985-pat00061
 1.36 [mH]
Load resister,
Figure 112017101950985-pat00062
 640 [
Figure 112017101950985-pat00063
]
본 발명에 따른 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM 부스트 컨버터에 따르면, 디지털 제어기(예를 들어, DSP:Digital Signal Processor)에 의한 턴 온 및 턴 오프 시간 계산으로 정상상태에서 인덕턴스의 전류파형은 CRM으로 잘 동작하게 된다. 하지만, 과도상태에서 출력전압과 출력전류의 크기가 작기 때문에 (수학식 8) 내지 (수학식 11)에 의해 CRM 으로 동작하기 위한 주파수의 크기가 정상상태의 사용 주파수 대역을 벗어나게 될 수 있으며, 이 경우 과도전류가 흐를 수 있다.
따라서 주파수가 커지지 않게 하고, 전류를 제한하기 위하여 기동 시 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 제한하는 소프트 스타트를 추가하여 과도상태 안정성을 확보하는 것이 바람직하다.
도 4는 본 발명에 따른 디지털 제어기의 구성을 예시한 블록도이다.
도 4를 참조하면, 디지털 제어기는 입력전압을 검출받아 위상동기루프(410, PLL: Phase Locked Loop)를 통해 역률 보정을 위한 위상을 결정한다. 이는 턴 온/오프 시간 연산부(460)로 전달되어 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 연산하는데 사용된다.
또한, 출력전압 오차 검출기(420)에서 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전압을 디지털 필터를 거친 피드백 값과 전압 지령치로 입력받아 오차를 검출하고, 제1 비례적분 제어기(430)는 비례게인과 적분게인에 의해 오차값을 증폭시켜 전류 지령치로 출력한다.
출력전류 오차 검출기(440)는 전류 지령치와 부하 측에서 검출된 출력전류의 오차를 검출하고, 제2 비례적분 제어기(450)는 전압-전류 PI 제어를 통해 출력전압을
Figure 112016059803219-pat00064
로 결정한다.
Figure 112016059803219-pat00065
와
Figure 112016059803219-pat00066
는 턴 온/오프 시간 연산부(460)로 전달되며, 턴 온/오프 시간 연산부(460)는 상술한 (수학식 8) 내지 (수학식 11)를 이용하여 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 연산한다.
Figure 112016059803219-pat00067
는 제2 비례적분 제어기(450)의 피드포워드 값으로 사용되며, 턴 온/오프 시간을 결정한 후, 턴 온/오프 제한시간 연산부(470)로 전달되어, 턴 온/오프 제한 시간의 연산, 즉, 주파수 제한을 위한 스위칭 동작을 결정하는 신호로 사용된다. 턴 온/오프 제한부(480)는 턴 온/오프 시간 및 제한시간에 따라 제한된 스위칭 신호를 출력한다.
여기서, 턴 온/오프 제한시간은 아래와 같이 결정될 수 있다.
먼저, (수학식 12)에서 선정된 인덕턴스 값(1.36mH)과 (표 1)의 시스템 파라미터를 식 (수학식 8) 내지 (수학식 11)에 대입하여 정상상태의 최소, 최대 주파수를 구하면 최대 주파수는
Figure 112016059803219-pat00068
인 경우 (수학식 13)으로, 최소 주파수는
Figure 112016059803219-pat00069
인 경우 (수학식 14)를 통해 얻을 수 있다.
(수학식 13)
Figure 112016059803219-pat00070
(수학식 14)
Figure 112016059803219-pat00071
최소 주파수를 결정하기 위하여는 턴 오프 시간의 상한값(
Figure 112016059803219-pat00072
)을 결정해 주어야 한다. 그 이유는 과도 상태 시 출력전압이 입력전압보다 작을 수 있고, 이로 인해 오프 시간이 0보다 작아지는 구간이 발생 할 수 있기 때문이다. 턴 오프 시간의 상한값은 아래의 (수학식 15)에 의해 결정된다.
(수학식 15)
Figure 112016059803219-pat00073
여기서,
Figure 112016059803219-pat00074
는 스위칭소자의 턴 오프 시간의 상한값이다.
또한, 턴 오프 시간의 하한값(
Figure 112016059803219-pat00075
)은 아래의 (수학식 16)과 같이 결정되는데, 최소 오프 시간은 과도 상태 시 CRM에서 사용 주파수 범위를 벗어나는 큰 주파수로 계산되기 때문에 주파수를 제한하기 위하여 출력 전압의 소프트 스타트에 따라 감소하게 된다.
(수학식 16)
Figure 112016059803219-pat00076
여기서,
Figure 112016059803219-pat00077
는 스위칭소자의 턴 오프 시간의 하한값이고,
Figure 112016059803219-pat00078
는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전압의 최대값이고,
Figure 112016059803219-pat00079
은 스위칭소자의 스위칭 주파수 최대값이다.
그리고, 턴 온 시간의 상한값(
Figure 112016059803219-pat00080
)은 아래의 (수학식 17)과 같이 계산될 수 있다.
(수학식 17)
Figure 112016059803219-pat00081
여기서,
Figure 112016059803219-pat00082
는 스위칭소자의 턴 온 시간의 상한값이고,
Figure 112016059803219-pat00083
는 빠른 응답을 얻기 위해 제한 값을 정상상태의 턴 온 시간보다 크게 해주기 위한 상수 값으로서 1보다 큰 실수(
Figure 112016059803219-pat00084
>1)이다.
보다 빠른 응답을 얻기 위해 제한 값을 정상상태의 턴 온 시간보다 크게 해주어야 하므로 상수
Figure 112016059803219-pat00085
(
Figure 112016059803219-pat00086
>1)를 추가하였다. 따라서 턴 온 시간의 상한값은 전압의 소프트 스타트에 따라 0(zero)에서 최대전력일 때의 턴 온 시간까지 증가하게 된다. 과도상태의 턴 온 시간을 제한함으로써 과도전류를 제한 할 수 있게 된다. 이러한 과도상태 제한 방법으로 과도상태 시 다른 스위칭 방법을 사용하지 않고 CRM의 모델링만으로 구현이 가능한 기술적 장점이 있다.
브릿지리스 CRM PFC 컨버터의 동작을 확인하기 위하여 제안된 방법에 따라 시뮬레이션과 실험을 진행하였다. 시뮬레이션과 실험에 사용된 회로는 도 2와 동일하며, 시스템 파라미터는 전술한 (표 1)에서 확인할 수 있다. 도 2의 필터 인덕터(Lf)와 필터 커패시터(Cf)의 값은 입력전류의 고조파가 잘 소거되며 전류의 위상이 잘 맞을 수 있도록 설계하였고, 저항 부하는 출력 전압과 전력에 따라 사용하였다.
브릿지리스 부스트 CRM PFC 컨버터의 시뮬레이션에서는 제안된 방법으로 디지털 구현된 시스템의 정상상태의 파형과 과도상태 시 문제가 되는 주파수 및 전류 파형, 그리고 제안된 주파수 제한 소프트 스타트를 사용하였을 경우 개선된 파형을 나타내었다.
도 5에 나타낸 정상상태 시뮬레이션 결과에서 Vin은 입력전압, Iin은 입력 전류, I(Lboost)는 부스트 인덕터의 전류, Fs는 스위칭 주파수를 의미한다. Fs의 최대값은 68.9 kHz, 최소값은 14 kHz로 측정되었다. 또한 입력 전압과 입력 전류의 위상이 잘 맞는 것을 확인 할 수 있다. 이때 입력 전압과 입력 전류의 역률을 측정하면 99.2 % 이상이며, 입력 전류의 THD(Total Harmonic Distortion)는 2.6% 이하로 PFC로서 잘 동작하는 것을 보여준다.
도 6 및 7에 나타낸 기동 시 시뮬레이션 결과에서 Vdc_flt와 Vdc_ref는 각각 출력 전압의 디지털 필터를 거친 피드백 값과 전압 지령치로서 도 4의 제어기에서
Figure 112016059803219-pat00087
,
Figure 112016059803219-pat00088
를 나타낸다. 도 6에서 과도전류는 약 25A까지 상승하며, 주파수는 약 0~115 kHz로 선정 주파수 범위를 벗어나게 된다. 따라서 다른 동작모드 혹은 제어기법을 적용하여야 한다.
도 7에서 보여주는 Max_on_Time 과 Min_off_Time 은 지령치와 함께 소프트 스타트 시 가변되는 턴 온/오프 시간의 제한 시간을 나타는데, 정상상태 시 스위칭 주파수 대역 15~67 kHz 범위로 결정하였기 때문에 과도상태에서도 동일한 스위칭 주파수 대역을 사용하기 위한 값으로 설정하였다. 제안된 방법대로 과도상태 시 다른 스위칭 방식을 사용하지 않고, 턴 온/오프 시간 제한만을 이용하여 스위칭 주파수가 잘 제어되며, 출력전압이 지령치를 잘 따라가는 것을 확인하였고, 인덕터의 과도상태 전류는 10A 이하로 유지되며 출력 DC 전압도 안정적으로 제어되는 것을 확인하였다.
위에서 개시된 발명은 기본적인 사상을 훼손하지 않는 범위 내에서 다양한 변형예가 가능하다. 즉, 위의 실시예들은 모두 예시적으로 해석되어야 하며, 한정적으로 해석되지 않는다. 따라서 본 발명의 보호범위는 상술한 실시예가 아니라 첨부된 청구항에 따라 정해져야 하며, 첨부된 청구항에 한정된 구성요소를 균등물로 치환한 경우 이는 본 발명의 보호범위에 속하는 것으로 보아야 한다.
410 : 위상동기루프 420 : 출력전압 오차 검출기
430 : 제1 비례적분 제어기 440 : 출력전류 오차 검출기
450 : 제2 비례적분 제어기 460 : 턴 온/오프 시간 연산부
470 : 턴 온/오프 제한시간 연산부 480 : 턴 온/오프 제한부

Claims (5)

  1. 고압 방전 램프의 안정기를 구성하는 브릿지리스 CRM PFC 컨버터에 있어서,
    상용교류전원의 입력단에 설치되며 교류 입력에서 고조파 성분을 제거하는 필터회로부;
    상기 필터회로부의 출력단에 설치되는 부스트 인덕터(Lboost)와, 한 쌍의 스위칭소자(Q1, Q2) 및 다이오드(D1, D2)를 포함하는 브릿지리스 부스트 컨버터;
    상기 브릿지리스 부스트 컨버터의 출력에 의해 점등되는 고압 방전 램프; 및
    상기 한 쌍의 스위칭소자의 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 제어하는 디지털 제어기
    를 포함하며,
    상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 8) 및 (수학식 10)에 의해 상기 스위칭소자의 턴 온 시간 및 턴 오프 시간을 연산하는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터.
    (수학식 8)
    Figure 112017101950985-pat00089

    (수학식 10)
    Figure 112017101950985-pat00090

    여기서,
    Figure 112017101950985-pat00091
    은 스위칭소자의 턴 온 시간이고,
    Figure 112017101950985-pat00092
    는 스위칭소자의 턴 오프 시간이고,
    Figure 112017101950985-pat00093
    는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전력이고,
    Figure 112017101950985-pat00094
    은 부스트 인덕터(Lboost)의 인덕턴스이고,
    Figure 112017101950985-pat00095
    는 컨버터의 효율이고,
    Figure 112017101950985-pat00096
    는 교류 입력전압의 피크치이고,
    Figure 112017101950985-pat00097
    는 역률이고,
    Figure 112017101950985-pat00098
    는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전압이다.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 부스트 인덕터(Lboost)의 인덕턴스는 아래의 (수학식 12)에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터.
    (수학식 12)
    Figure 112016059803219-pat00099

    여기서,
    Figure 112016059803219-pat00100
    은 스위칭소자의 스위칭 주파수 최소값이다.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 15)에 의해 상기 턴 오프 시간의 상한값을 연산하는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터.
    (수학식 15)
    Figure 112016059803219-pat00101

    여기서,
    Figure 112016059803219-pat00102
    는 스위칭소자의 턴 오프 시간의 상한값이다.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 16)에 의해 상기 턴 오프 시간의 하한값을 연산하는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터.
    (수학식 16)
    Figure 112016059803219-pat00103

    여기서,
    Figure 112016059803219-pat00104
    는 스위칭소자의 턴 오프 시간의 하한값이고,
    Figure 112016059803219-pat00105
    는 부하 측에 인가되는 직류 성분의 출력 전압의 최대값이고,
    Figure 112016059803219-pat00106
    은 스위칭소자의 스위칭 주파수 최대값이다.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 디지털 제어기는 아래의 (수학식 17)에 의해 상기 턴 온 시간의 상한값을 연산하는 것을 특징으로 하는 디지털 제어 기반의 브릿지리스 CRM PFC 컨버터.
    (수학식 17)
    Figure 112016059803219-pat00107

    여기서,
    Figure 112016059803219-pat00108
    는 스위칭소자의 턴 온 시간의 상한값이고,
    Figure 112016059803219-pat00109
    는 빠른 응답을 얻기 위해 제한 값을 정상상태의 턴 온 시간보다 크게 해주기 위한 상수 값으로서 1보다 큰 실수(
    Figure 112016059803219-pat00110
    >1)이다.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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