CN1897783A - 放电灯点灯电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种放电灯点灯电路，在放电灯的高频点灯电路中，通过对应于点灯时的谐振频率的变化而自动地进行开关元件的驱动频率的下限限制，从而使驱动频率低于其最低值的状态不长时间持续。放电灯点灯电路(1)包括：具有多个开关元件(5H、5L)和串联谐振电路(8、9、7p)的直流－交流变换电路(3)；以及用于不使该开关元件的驱动频率低于其最低频率的状态持续的控制部件(17)。放电灯点灯时，在高于串联谐振频率的频率区域内进行开关元件的驱动控制，同时根据与流过放电灯的灯电流的相位的关系，监视开关元件的驱动状态。然后，构成为在检测出开关元件驱动频率低于驱动频率的状态的情况下，通过提高该驱动频率，自然地限制驱动频率的下限。

Description

放电灯点灯电路

技术领域

本发明涉及谐振型高频点灯方式的放电灯点灯电路，例如，涉及在为了避免放电管的音响共鸣频带而达到2MHz以上的点灯频率的电路中，用于保证该频率的最低值的控制技术。

背景技术

在汽车照明光源中使用的卤化金属灯等放电灯的点灯电路中，已知包括具有DC-DC转换器的结构的直流升压电路、直流-交流变换电路(所谓逆变器)和起动电路的结构(例如，参照专利文献1)。

在放电灯的点灯控制中，通过控制放电灯点灯前(熄灯时)的无负载时的输出电压(以下，称为“OCV”)，对放电灯施加起动电路的起动信号，使该放电灯点灯后，一边降低过渡输入功率，一边转移到正常点灯状态。

在直流升压电路中，例如，采用使用了变压器的开关调节器(switchingregulator)，而且，在直流-交流变换电路中，例如，举出使用了多对开关元件的全桥接型结构等。

在进行所谓直流电压变换和直流-交流变换的2级变换结构方式中，由于电路规模变大，不适于小型化，所以作为其对策，已知将通过直流-交流变换电路中的1级电压变换而被升压的输出提供给放电灯那样进行处理的结构。

例如，在具有利用了电容器和电感元件的串联谐振电路的方式中，利用该电路的阻抗随着频率而变化，使构成直流-交流变换电路的半桥接的动作频率(开关元件的驱动频率)变化，从而可以控制对放电灯的输入功率。

在将串联谐振电路的电感记为“L”，将谐振电容器的静电容量记为“C”时，谐振频率“f0”用“f0＝1/(2·π·√(L·C))”表示，以f0为中心具有大致对称的频率特性。在考虑了电路动作的稳定性的情况下，在比f0高的频率区域，优选是使构成直流-交流变换电路的半导体开关元件的驱动频率变化而进行功率控制。

在比谐振频率f0高的频率区域(电感性区域或者相位延迟区域)中，由于对于频率的减少表示输入功率增加的倾向，所以可以通过运算方式求作为目标的输入功率，根据其结果和实际输出功率的偏差使开关元件的驱动频率变化来形成反馈控制系统。

〔专利文献1〕特开平7-142182号公报

可是，在放电灯点灯时，在比谐振频率高的频率区域中进行上述反馈控制的情况下，在希望提高对放电灯的输入功率时，只要降低驱动频率就可以，但是在该频率已小于谐振频率的情况下，如果降低驱动频率则输入功率降低。即，在比谐振频率f0低的频率区域(电容性区域或者相位超前区域)中，由于对于频率的减少表示输入功率减少的倾向，所以仍旧由于输入功率降低而产生熄灭等。

为了在放电灯的通常的点灯状态下，在谐振频率以上的频率区域中对于放电灯得到充分的输入功率，进行包含了直流-交流变换电路和谐振电路、变压器等的功率系统的电路设计，但是，例如关于以下所示的事项，难以规定驱动频率。

·由于随时间变化和周围环境条件的变化等任何原因对点灯电路的电源电压降低，不能输出作为目标的功率的情况

·在对放电灯施加驱动高压信号而起动了该放电灯之后，由于为了促使放电灯电弧的成长，对放电灯输入点灯电路的最大能力下的功率，希望以开环控制方式进行功率供给的情况。

而且，谐振频率f0如上所述那样，依赖于“L·C”而决定，所以在L值和C值为固定的值的情况下，f0值为固定值，所以设置用于规定以不使驱动频率低于该值的下限频率限制器，只要使得在低于f0的频率区域中不进行功率控制就可以。

但是，由于点灯电路中使用的部件的离散等，对每个电路谐振频率有所不同，而且，还由于周围环境条件等L值和C值变化，所以谐振频率的值变动。

因此，为了在事前设定点灯电路的最低驱动频率，考虑增大设计上的余裕度，或者对每个电路进行调整和设定变更。但是，前者中担心电路规格过剩成本上升等问题，而在后者中，由于在量产中需要个别设定下限频率，所以不现实。

发明内容

本发明的课题是在放电灯的高频点灯电路中，通过根据点灯时的谐振频率的变化而自动地进行开关元件的驱动频率的下限限制，不使驱动频率低于其最低值的状态长时间持续。

本发明为了解决上述课题，提供一种放电灯点灯电路，包括：具有多个开关元件和串联谐振电路的直流-交流变换电路；以及用于不使该开关元件的驱动频率低于其最低频率的状态继续的控制部件，在上述放电灯点灯时，在比上述串联谐振电路的谐振频率高的频率区域进行控制以驱动上述开关元件，同时根据与流过上述放电灯的灯电流的相位的关系来监视该开关元件的驱动状态，并在检测出该开关元件的驱动频率已低于上述最低频率的状态时提高该驱动频率。

在本发明中，关于开关元件的驱动状态不是忽略谐振频率的变化以及与谐振状态的相位关系而固定地设定最低频率值，而是根据与流过放电灯的灯电流的相对的相位关系来监视开关元件的驱动状态。因此，在开关元件的驱动频率已变成低于最低频率的状态时，通过提高该驱动频率，自然地限制频率的下限，使得该驱动频率的下降状态不持续。

按照本发明，在放电灯点灯的情况下，可以保证开关元件的驱动频率变成为低于最低值的状态不继续，有效地防止放电灯的熄灭等。而且，由于这样，没有电路设计规格过剩，伴随显著的成本上升等问题的担心，而且，不需要考虑电路部件的制造偏差和个体差异等而对各个装置调整或者变更最低频率的设定。

对于上述最低频率，最好在放电灯点灯状态中设为上述串联谐振电路的谐振频率或其近旁的频率，规定低于该频率时的驱动控制，为此，设置用于检测是否为开关元件的驱动在低于谐振频率或其近旁的频率的频率区域进行的状态的驱动状态检测电路，在检测出该状态的情况下提高驱动频率即可。

例如，驱动状态检测电路在检测用于驱动上述开关元件的信号或上述直流-交流变换电路的输出或上述放电灯的灯电压的检测信号、以及放电灯的灯电流的检测信号之间的相位差的方式中，可以不受电路部件的特性偏差等的影响，判断上述开关元件在低于上述谐振频率或者其近旁的频率的频率区域中被驱动，或者高精度地检测从谐振状态离开的程度(错开的状况)。

然后，在检测出开关元件在低于最低频率(例如，谐振频率)下被驱动的情况下，可以通过设置用于强制地将用于驱动开关元件的信号极性反转(相位反转)的电路部分来提高驱动频率，例如，在放电灯将要熄灭的情况下，可以将开关元件规定为谐振点下的驱动状态而对放电灯输入最大输出功率。

或者，在检测出开关元件在低于最低频率(例如，高于谐振频率的附近值)的频率区域被驱动的情况下，根据从最低频率的偏移量而降低对放电灯的输入功率的目标值就可以(即，具有在输入功率的降低方向与驱动频率的增加方向一致的控制特性的情况)。

而且，在检测出开关元件在低于最低驱动频率的频率区域被驱动的情况下，设定用于按照预定的时间常数使上述开关元件的驱动频率上升的电路部分在保证控制的稳定性上较好(即，在该检测时刻突然提高驱动频率时，在其之后进行使得驱动频率降低的控制的情况下，如果隔着最低频率而不停重复驱动频率上升和下降时，存在点灯动作不稳定或者损害稳定性的危险。)。

附图说明

图1是表示本发明的基本结构例的图。

图2是用于说明LC串联谐振的频率特性的概略的曲线图。

图3是用于对开关元件的驱动状态检测进行说明的图。

图4是表示驱动状态检测电路的结构例的图。

图5是与图6和图7一起用于对图4的电路动作进行说明的定时图，该图是表示高于谐振频率的频率区域下的动作状态的图。

图6是表示从进入低于共振频率的频率区域后不久的动作状态的图。

图7是表示在与图6的比较中，再次进入低于谐振频率的频率区域时的动作状态的图。

图8是表示驱动状态控制部分的电路结构例的图。

图9是假设在图8中没有电路部分51时的动作说明图。

图10是在图8中考虑了电路部分51时的动作说明图。

图11是表示对于驱动状态控制部分的电路结构的另一例的图。

图12是表示对于驱动状态控制部分的电路结构的再一例的图。

图13是用于对图13的电路动作进行说明的图。

图14是表示放电灯的起动之后的谐振曲线和谐振频率的变化的概略图。

标号说明

1 放电灯点灯电路    3 直流-交流变换电路    5H、5L 开关元件7p、8、9 串联谐振电路    15 驱动状态检测电路    17 控制部件

具体实施方式

图1是表示本发明的基本结构例的图，放电灯点灯电路1具有从直流电源2接受电源供给的直流-交流变换电路3和起动电路4。

直流-交流变换电路3被设置用于从直流电源2接受直流输入电压(参照图的“+B”)而进行交流变换和升压。在本例中，具有两个开关元件5H、5L和用于驱动它们的驱动电路6(半桥接驱动器等)。即，在相互串联连接的开关元件中，位于高段侧的开关元件5H的一端被连接到电源端子，该开关元件的另一端经由位于低段侧的开关元件5L接地，通过来自驱动电路6的信号，各元件5H、5L被交互地导通/截止控制。而且，在图中为了简化，用开关的记号表示元件5H、5L，但是使用场效应晶体管(FET)和双极晶体管等半导体开关元件。

直流-交流变换电路3具有功率传输和升压的变压器7，在本例中，在其初级侧使用利用了谐振电容器8和电感器或者电感分量的谐振现象的电路结构。即，作为结构方式，例如举出以下三种。

(I)利用了谐振电容器8和电感元件的谐振的方式

(II)利用了谐振电容器8和变压器7的漏感的谐振的方式

(III)利用了谐振电容器8和电感元件和变压器7的漏感的谐振的方式

首先，在上述(I)中，附带配置谐振线圈等电感元件9，例如，将该元件的一端连接到谐振电容器8，将该谐振电容器8连接到开关元件5H和5L的连接点。然后，将电感元件9的另一端连接到变压器7的初级线圈7p的结构。

而且，在上述(II)中，通过利用变压器7的电感分量，不需要追加谐振线圈等。即，将谐振电容器8的一端连接到开关元件5H和5L的连接点，并将谐振电容器8的另一端连接到变压器7的初级线圈7p就可以。

在上述(III)中，可以利用电感元件9和漏感的串联合成电抗。

任何一个方式，都利用谐振电容器8和电感性要素(电感分量和电感元件)的串联谐振，将开关元件5H、5L的驱动频率规定为大于等于串联谐振频率的值而使该开关元件交互地导通/截止，使被连接到次级线圈7s的放电灯10(车辆用灯具中使用的卤化金属灯等)点灯。而且，在各开关元件的驱动控制中，需要相反地驱动各个元件，以使开关元件不成为同时导通状态(依赖于占空比(on duty)的控制等。)。而且，对于串联谐振频率，将电源接通后的点灯前的谐振频率记为“Foff”，点灯状态下的谐振频率记为“Fon”，将谐振电容器8的静电电容记为“Cr”，将电感元件9的电感记为“Lr”，将变压器7的初级侧电感记为“Lp”时，例如，在上述方式(III)中，在电源接通后的放电灯的点灯前，成为“Foff＝1/(2·π·√(Cr·(Lr+Lp))”。例如，在驱动频率低于Foff时开关元件的损失变大，效率恶化，所以进行高于Foff的频率区域下的开关动作。而且，在放电灯点灯后，成为“Fon≈1/(2·π·√(Cr·Lr)”(Foff＜Fon)。这时，在高于Fon的频率区域进行开关动作。

在点灯电路的电源接通后，放电灯的熄灭状态(无负载状态)中以Foff附近的频率值控制OCV，在起动信号导致放电灯的起动后转移到点灯状态的情况下，最好进行高于Fon的频率区域下的点灯控制。

起动电路4被设置用于对放电灯10提供起动信号，起动时的起动电路4的输出电压由变压器7升压而施加给放电灯10(对交流变换过的输出重叠起动信号而提供给放电灯10。)。在本例中，示出将起动电路4的一个输出端子连接到变压器7的初级线圈7p的中间，将另一个输出端子连接到初级线圈7p的一端(接地侧端子)的方式。对于至起动电路4的输入，例如举出从变压器7的次级侧或者起动线圈得到至起动电路的输入电压的方式，或者设置与电感元件9一起构成变压器的辅助线圈而从该线圈得到至起动电路的输入电压的方式。

如图1所示，在用直流-交流变换电路3进行从直流输入到交流的变换和升压，进行放电灯的功率控制的电路方式中，在检测对放电灯10施加的灯电压的情况下，例如举出分压变压器7的输出电压的方法或者对变压器7追加检测线圈或检测端子来进行检测的方法。

而且，在检测流过放电灯10的灯电流的情况下，例如举出在变压器7的次级侧设置电流检测电阻11来进行电压变换的方法，但是不限于此，例如也可以是设置与电感元件9一起形成变压器的辅助线圈，检测流过放电灯10的电流的等效电流的方法。

放电灯10的电压和电流的检测信号被输出到输入功率运算部分12，在这里计算应对放电灯10输入的功率值，基于运算结果的控制信号经由误差放大器13被送到电压-频率变换部(以下，记为“V-F变换部分”)14。

V-F变换部分14生成具有基于该输入电压而变化的频率的信号(脉冲频率调整信号)，将该信号送到驱动电路6。由此，控制从驱动电路6分别对开关元件5H、5L的控制端子施加的信号的驱动频率。

驱动状态检测电路15根据电流检测电阻11的灯电流的检测信号和被送到驱动电路6的矩形波状的驱动信号，检测上述开关元件的驱动频率是否为低于最低频率的状态。例如，检测开关元件的驱动是否在谐振状态或者谐振状态的近旁下的频率区域内进行(对于其具体例在后面叙述。)。

驱动状态检测电路15的检测信号被输出到后级的驱动状态控制部分16，在检测出上述开关元件的驱动频率已低于最低频率的状态时，向提高该驱动频率或者降低对放电灯的输入功率的方向进行控制。

驱动状态控制部分16的输出信号被输出到V-F变换部分14或者被利用于使误差放大器13的输出变化。即，在检测出在低于最低频率的频率区域进行开关元件的驱动的状态的情况下，例如举出以下所示的控制方式。

(A)对从V-F变换部分14输出到驱动电路6的信号进行操作的方式

(B)在V-F变换部分14的前级中操作输入功率的控制目标(或者控制指令值)的方式

在上述方式(A)中，例如，通过使被提供给上述开关元件的矩形波状驱动信号强制地极性反转而提高驱动频率，控制使得该元件的驱动频率低于最低频率的状态不继续(下限限制)。

而且，在上述方式(B)中，通过根据与最低频率(例如，谐振频率或比其高的频率)的偏移量，即当前的驱动频率低于最低频率时的其降低量，使对放电灯的输入功率的目标值降低，从而进行限制，以使该元件的驱动频率低于最低频率的状态不持续。

对于各方式的具体的电路结构和动作，在后面详细叙述。

而且，在本例中，输入功率运算部分12、误差放大器13、V-F变换部分14、驱动电路6、驱动状态检测电路15、驱动状态控制部分16构成控制部件17，通过该部件，在开关元件5H、5L的驱动频率被控制的同时保证其最低频率。

接着，对上述点灯电路中的OCV和功率的控制进行说明。

图2是用于对利用了LC串联谐振时的频率特性进行说明的概略的曲线图，横轴上取为驱动频率“f”，纵轴上取为点灯电路的输出电压“Vo”或者输出功率“OP”，表示放电灯的熄灯时的谐振曲线“g1”和点灯时的谐振曲线“g2”。

而且，对于谐振曲线“g1”，纵轴表示输出电压“Vo”，对于谐振曲线“g2”，纵轴表示输出功率“OP”。

在放电灯熄灯时变压器7的次级侧为高阻抗，该变换器的初级侧的阻抗值高，得到谐振频率Foff的谐振曲线g1。而且，在放电灯点灯时，变压器7的次级侧的阻抗低(数Ω至数百Ω左右)，初级侧的阻抗值变低，得到谐振频率Fon的谐振曲线g2(点灯时电压的变化量比较小，主要电流极大变化。)。

图中所示的各记号的含义如下。

·“fa1”＝“f＜Foff”的频率区域(位于“f＝Foff”的左侧的电容性区域或者相位超前区域)

·“fa2”＝“f＞Foff”的频率区域(位于“f＝Foff”的右侧的电感性区域或者相位延迟区域)

·“fb”＝位于“f＞Fon”的频率区域(为点灯时的频率区域，是位于“f＝Fon”的右侧的电感性区域内)

·“focv”＝点灯前(熄灭时)的输出电压的控制范围(以下，将其称为“OCV控制范围”。其在fa2内位于Foff的附近区域。)

·“Lmin”＝可维持放电灯的点灯的输出电平

·“P1”＝接通电源前的动作点

·“P2”＝接通电源之后的初起动作点

·“P3”＝表示熄灭时至OCV目标值的到达时刻的动作点(focv内)

·“P4”＝点灯后的动作点(区域fb内)

·“f1”＝放电灯开始点灯之前的开关元件的驱动频率(例如，在动作点P3的驱动频率)

·“f2”＝放电灯点灯时的开关元件的驱动频率(例如，在动作点P4的驱动频率)

·“Fmax”＝g2和Lmin的交点的频率(容许上限频率)

如果以逐条书写方式表示放电灯的点灯转移控制的流程，则例如如下所述。

(1)接通电路电源(P1→P2)

(2)在OCV控制范围focv提高OCV值(P2→P3)

(3)产生起动脉冲而施加给放电灯(P3)

(4)在放电灯开始点灯后将固定点灯频率(开关元件的驱动频率)的值(P3)持续一定期间(以下称为“频率固定期间”)

(5)转移到在fb内的功率控制(P3→P4)

在接通电源之后，或者放电灯暂时点灯后熄灭之后，暂时性提高驱动频率后(P1→P2)，缓慢降低频率而向f1接近(P2→P3)。

在focv内进行OCV的控制，产生对放电灯的驱动信号，通过该信号的施加点灯放电灯。例如，在OCV的控制中，如果降低频率而从高频侧向谐振频率Foff接近，则输出电压Vo逐渐变大，在动作点P3达到目标值。而且，在放电灯点灯之前的熄灭时在区域fa1进行OCV控制的方法中，开关损失非常大，电路效率恶化。而且，在区域fa2中进行OCV控制的方法中，要注意在无负载时不使电路连续动作的期间长于需要。

在动作点P3，通过起动电路4放电灯起动时，在高频固定期间中驱动频率已成为一定值后，转移到区域fb(参照图的“ΔF”)。而且，在从OCV控制范围focv向区域fb的频率转移中，在放电灯开始点灯后，最好从f1向f2使频率连续地变化。

如上所述，在放电灯熄灭时，进行高于谐振频率Foff的频率区域fa2下的输出电压控制，在放电灯点灯时，进行高于谐振频率Fon的频率区域fb下的功率控制的结构中(在电感性区域中，通过对电流变动的抑制作用，功率容易稳定)，在提高输出的情况下，进行降低开关元件的驱动频率的控制。但是，在检测出驱动频率过低而低于了最低频率时的状态的情况下，向提高驱动频率或者至放电灯的输入功率降低的方向进行控制。

接着，对开关元件的驱动状态检测进行说明。

图3是对于开关元件的驱动信号(桥接驱动信号)“Sdrv”、各开关元件5H、5L的导通/截止状态、图1所示的直流-交流变换电路3的半桥接输出电压“Vout”、灯电压波形“VL”和灯电流波形“IL”例示了时间性的变化的图，表示它们的相位关系(而且，对于各电压和电流的方向，用图1所示的各个箭头的方向来定义。)。

信号Sdrv为由从V-F变换部分14输出到驱动电路6的信号控制的矩形波(或者方波)状的信号，在本例中，在Sdrv为H(高)电平的期间，高端侧的开关元件5H为截止状态，低端侧的开关元件5L为导通状态，两个元件的状态为反相关系。

输出电压“Vout”相对于信号Sdrv为反相关系，而且，在灯电压波形“VL”中叠加与Vout大致同相关系、Vout的极性切换时的再起弧电压并已失真的正弦波。

对于灯电流波形“IL”，在上段表示开关元件的驱动频率高于谐振频率Fon的情况(电感性区域下的驱动状态)，在中段表示谐振状态，即驱动频率与谐振频率相等的情况(最大功率的输出状态)，在下段表示驱动频率低于谐振频率Fon的情况(在电容性区域下的驱动状态)。

而且，在图中所示的期间“T1”中，开关元件5H为截止状态，开关元件5L为导通状态，在谐振状态下为正半波的灯电流，以该状态为基准，在电感性区域中为滞后波形，在电容性区域为超前波形。而且，在图中表示的期间“T2”中，开关元件5H为导通状态，5L为截止状态，在谐振状态中为负半波的灯电流。

由于在驱动频率低于谐振频率的状态，即电容性区域下的驱动控制不好，所以在检测出该状态的情况下，为了不使该状态持续，需要提高驱动频率而返回电感性区域下的驱动控制。

用于判断驱动频率已低于了谐振频率的状态的条件如下所述。

在(α1)期间“T1”的驱动状态下，对于下述的2条件取“与”(逻辑积)条件。

(α1-1)在Sdrv的上升时刻灯电流表示正值。

(α1-2)在Sdrv为高电平的情况下存在灯电流表示负值的期间。

在(α2)期间“T2”的驱动状态下，对于以下的2条件取“与”(逻辑积)条件。

(α2-1)在Sdrv的下降时刻灯电流表示负值。

(α2-2)在Sdrv为低电平的情况下存在灯电流表示正值的期间。

在上述(α1)或者(α2)的条件已被满足的情况下，判断为进行电容性区域下的动作。即，最终的判断条件为上述(α1)和(α2)的“或”(逻辑和)条件，在它们表示真值的情况下，电容性区域下的驱动状态被检测。

图4是表示驱动状态检测电路15的结构例的图，在本例中，检测用于驱动开关元件的信号、和放电灯的灯电流的检测信号之间的相位差，并判断开关元件是否在低于谐振频率的频率区域被驱动，检测与谐振状态的偏离的程度(错开的状况)。

通过电流检测电阻11得到的灯电流的检测信号被传送到差动放大电路18。

差动放大电路18例如用运算放大器19构成，其非反转输入端子经由电阻20连接到电流检测电阻11的一端(放电灯10侧的端子)，同时经由电阻21被接地。运算放大器19的反转输入端子经由电阻22被连接到电流检测电阻11的另一端，在反转输入端子和输出端子之间插入反馈电阻23。

运算放大器19的输出信号被输出到后级的滞后比较器24。

D触发电路25在其D端子被提供滞后比较器24的输出信号，而且，在其时钟信号端子(CK)被提供信号Sdrv。然后，其Q输出被送到后级的三输入“与”门26。

在“与”门26中除了D触发电路25的输出信号，还输入信号Sdrv、从滞后比较器24经由非(逻辑否定)门27的信号，表示这三个信号的逻辑积运算的结果的输出信号被送到后级的“或”门28。

D触发电路29其D端子被提供“非”门27的输出信号，而且，在其时钟信号输入端子(CK)中经由“非”门30被提供信号Sdrv。然后，其Q输出被提供给后级的3输入“与”门31。

在“与”门31中除了D触发电路29的输出信号，还输入“非”门30的输出信号、滞后比较器24的输出信号，表示这三个信号的逻辑积运算的结果的输出信号被送到后级的“或”门28。

二输入“或”门28输出用于表示“与”门26、31的各输出信号的或(逻辑和)运算结果的信号。该信号是最终的驱动状态检测信号。

检测在电流检测电阻11中流过电流时的电压降低而被运算放大器19放大，根据在后级的滞后比较器24中与预定的阈值的比较结果来判断是否流过灯电流，对应于判断结果的二值信号从该比较器24被输出(在正电流的检测时输出高电平信号，在负电流的检测时输出低电平信号)。

在信号Sdrv从低电平向高电平上升的时刻，滞后比较器24的输出信号电平被D触发电路25锁存(latch)。该D触发电路25的Q输出信号为高电平(参照上述条件(α1-1))，并且，在信号Sdrv为高电平时，滞后比较器24的输出信号为低电平的情况下(参照上述条件(α1-2))，从“与”门26输出高电平信号(即，在图3的期间T1，检测在低于谐振频率的频率区域进行开关元件的驱动的状态。)。

而且，在信号Sdrv从高电平向低电平下降的时刻，“非”门27的输出信号电平被D触发电路29锁存。该D触发电路29的Q输出信号为高电平(参照上述条件(α2-1))，并且，在信号Sdrv为低电平时，滞后比较器24的输出信号为高电平的情况下(参照上述条件(α2-2))，从“与”门31输出高电平信号(即，在图3的期间T2，检测在低于谐振频率的频率区域进行开关元件的驱动的状态。)。

图5至图7为表示了上述电路的动作例的定时图，图中所示的各记号的含义如下所述。

·〔S24〕＝滞后比较器24的输出信号

·〔S25〕＝D触发电路25的Q输出信号

·〔S26〕＝“与”门26的输出信号

·〔S29〕＝D触发电路29的Q输出信号

·〔S31〕＝“与”门31的输出信号

·〔S28〕＝“或”门28的输出信号

而且。关于Sdrv、IL如前所述。

图5是例示了开关元件的驱动频率在高于谐振频率(Fon)的电感性区域下的动作状态的图，信号Sdrv中的“Ta”表示周期。

信号S24在灯电流IL的正期间表示高电平，在灯电流IL的负期间表示低电平。

对于信号S25，在信号Sdrv的上升时刻取入信号S24，表示低电平信号。

而且，对于信号S29，在信号Sdrv的下降时刻取入信号S24的逻辑非信号，表示低电平信号。

因此，信号S26、S31、S28的任意一个都为低电平。即，驱动状态检测电路15的输出信号在电感性区域中表示低电平。

图6是例示了开关元件的驱动频率在进入低于谐振频率(Fon)的电容器区域不久时的动作状态的图。

信号Sdrv的其周期(Tb)比上述“Ta”还长。

对于信号S25，由于在信号Sdrv的上升时刻取入信号S24所以表示高电平信号。

信号S26是信号S25、信号S24的逻辑非信号与Sdrv的逻辑积信号，是与S24的下降时刻同步的脉冲状的信号。

而且，对于信号S29，由于在信号Sdrv的下降时刻取入信号S24的逻辑非信号，所以表示高电平信号。

信号S31为信号S29、信号S24、信号Sdrv的逻辑非信号的逻辑积信号，是与信号S24的上升时刻同步的脉冲状信号。

信号S28为信号S26和信号S31的逻辑和信号，在电容性区域中表示驱动状态检测电路15的输出信号(驱动状态检测信号)，图中的“W”表示其脉冲宽度。

图7是例示与图6的状态相比，开关元件的驱动频率进一步降低，深入了电容性区域时的状态的图。

与图6的不同之处如下所述。

·信号Sdrv的周期“Tc”比上述“Tb”长。

·灯电流的相位偏移变大(对于Sdrv向超前相位方向的偏移量大)。

·关于信号S26、S31、S28，它们的脉冲宽度大。

对于各信号的相位关系，如在图6中说明的那样，但是由于是开关元件的驱动频率进一步降低而深入到电容性区域的状态，所以信号S28的脉冲宽度变大。即，在电容器区域中，驱动状态检测电路15的输出信号(驱动状态检测信号)包含用于表示向电容性区域进入的程度(或者电容性的强度)的信息，作为脉冲宽度(参照“w”)的大小(电容性越强，脉冲宽度越大。)。

而且，在本例中，表示通过利用上述条件(α1)和(α2)在图3的期间T1和T2中分别进行驱动状态的检测，不产生时间延迟的结构方式，但是，本发明的应用上，也可以是根据需要仅使用了上述条件(α1)和(α2)中的一个的检测方式。

而且，在本例所示的驱动状态检测电路中，构成为检测是否是开关元件的驱动在低于谐振频率Fon的频率区域中进行的状态，在检测出是比Fon还低的状态的情况下得到脉冲状信号，但是，在本发明的应用中，不限于此，也可以是以下结构方式，即检测是否是开关元件的驱动状态比设置在Fon附近的高频侧的最低频率还低的状态，同时在检测出该状态的情况下，向提高开关元件的驱动频率或者使对放电灯的输入功率降低的方向进行功率控制。

例如，可以通过用延迟电路等使图5至图7所示的信号Sdrv或S24的相位延迟。即，通过有意地使信号Sdrv的相位延迟，可以将最低频率设定在接近谐振频率的电感性区域内，而且，通过有意识地使信号S24的相位延迟，可以将最低频率设定在接近谐振频率的电容性区域内。而且，对于具体的电路结构，例如，延迟电路具有使用了电阻和电容器的CR积分电路和在其后级的施密特触发电路的情况下，通过由电阻值和电容器的静电电容决定的时间常数来设定延迟时间，用施密特触发电路对积分输出进行波形整形。在图4所示的结构中，如果使得信号Sdrv经由该延迟电路被送到D触发电路25、“与”门26、“非”门30，则可以对该信号赋予希望的相位延迟。或者，构成为在滞后比较器24的后级插入该延迟电路而其输出信号被送到D触发电路25、“非”门27、“与”门31，则可以对信号S24赋予希望的相位延迟。

而且，在本发明的应用中，可以取代用于驱动开关元件的信号Sdrv，进行所谓利用了直流-交流变换电路的输出电压的检测信号和放电灯的灯电压的检测信号等与具有Sdrv同步的关系的信号的各种方式下的实施。

接着，对驱动状态控制部分16进行说明。

图8是对关于上述方式(A)的电路结构的一例32表示其主要部分的图，表示在上述开关元件的驱动频率降低而进入了电容性区域的情况下，将桥接驱动信号Sdrv强制地极性反转那样的结构方式。

在误差放大器13中，对其负侧输入端子提供来自输入功率运算部分12的控制电压(以下将其记为“V12”)，而且，对其正侧输入端子提供图中用恒压源的记号表示的基准电压“Eref”。即，在V12的电平高(低)时，误差放大器13的输出降低(上升)。该放大器的输出信号被输出到后级的V-F变换部分14。

而且，输入功率运算部分12例如具有用于进行在放电灯开始点灯后的过渡期输入的功率的控制和在稳定的恒定状态下的功率控制等的电路结构，其输出值相当于放电灯的输入功率的目标值和指令值(例如，在电感性区域下的驱动状态中，在输出值小时要输入的功率值大。)，但是，在本发明的应用中，不管输入功率运算部分12的结构如何。

V-F变换部分14在本例中具有相对其输入电压的增加(减少)输出频率降低(上升)的控制特性，具有利用了电流镜的电流源33和斜坡波发生部分34。

构成电流镜的PNP晶体管35、36，它们的发射极被连接到电源端子38，基极之间被连接。然后，晶体管35的集电极被连接到该晶体管的基极，同时经由电阻37连接到误差放大器13的输出端子。

晶体管36，其集电极连接到二极管39的阳极，该二极管的阴极经由电容器40接地。

电阻41其一端被连接到电源端子38，另一端被连接到电容器40。

电容器40的一端(非接地侧端子)被连接到滞后比较器42的输入端子，该滞后比较器42的输出信号经由“非”门43和电阻44被提供给晶体管45的基极，同时被输入到“或”门47。

发射极接地的NPN晶体管45，其集电极经由电阻46连接到二极管39和电容器40之间。

二输入“或”门47与电阻48、晶体管49、电阻50一起构成用于驱动状态控制的电路部分(对斜坡波发生部分34的附加电路)51。即，该电路部分51是在检测出在低于最低频率(在本例中为谐振频率)的频率区域驱动开关元件的情况时，使在该开关元件的驱动中使用的矩形波状信号的相位被强制地反转的电路。在本例中，来自上升驱动状态检测电路15的检测信号(驱动状态检测信号S28)被提供给二输入“或”门47的一个输入端子，同时经由电阻48提供给晶体管49的基极。

发射极接地的NPN晶体管49，其集电极经由电阻50连接到滞后比较器42的输入端子。

滞后比较器42的输出信号和来自上述驱动状态检测电路15的检测信号的逻辑和信号，从“或”门47被提供给D触发电路52的时钟信号输入端子(CK)。

D触发电路52，通过其D端子被连接到Q端子成为T(计数触发器)型结构，Q输出信号作为信号Sdrv被送到前述的驱动电路6。

图9是例示了假设在图8中没有上述电路部分51时(即，滞后比较器42的输出信号被提供给D触发电路52的时钟信号输入端子。)的各部分的波形的图，各记号的含义如下所述。

·“Srmp”＝表示二极管39和电容器40的连接点的电位(表示PFM斜坡波。“PFM”＝脉冲频率调制。)

·“S42”＝滞后比较器42的输出信号

而且，信号Sdrv为D触发电路52的Q输出。

在本例中，对应于误差放大器13的输出的电流经由晶体管35、36被返回，以对应于该输出的电位的斜率(为时间变化率，参照图的角度“θ”)对电容器40充电(误差放大器13的输出电压电平越高，电容器40的充电电流越小。)。然后，该电容器的端子电压在滞后比较器42中与规定的阈值(参照图示的上限阈值“U”)比较。即，电容器40的电位上升而在达到了该阈值的时刻晶体管45成为导通状态。

由此，开始电容器40的放电，该电容器的端子电压在滞后比较器42中与规定的阈值(参照图示的下限阈值“D”)比较。即，在电容器40的电位降低而达到了该阈值的时刻晶体管45成为截止状态，再次开始电容器40的充电。

这样，通过重复电容器40的充电动作和电容器40的放电动作，作为Srmp，得到对应于误差放大器13的输出的斜坡波(PFM斜坡波)。然后，其经过D触发电路52成为占空比50％的矩形波状信号(PFM输出信号)。

通过根据误差放大器13的输出决定电容器40的充电电流，斜坡波的倾斜变化来可变控制频率(PFM频率)。即，通过误差放大器13的输出降低(上升)充电电流增加(减少)，从而频率变高(变低)。

图10是在考虑了上述电路部分51时例示了各部分的波形的图，表示上述Srmp、S28、Sdrv。

在本例中，表示Srmp的电位变化的倾斜(充电周期下的倾斜)平缓，频率低，表示在电容性区域下的驱动状态。

驱动状态检测信号S28被输入电路部分51，在某时刻表示高电平时，即使Srmp的电平没有达到滞后比较器42的上限阈值，晶体管49也成为导通状态而强制地使电容器40放电。其结果，自动地进行频率的下限限制，以使斜坡波的频率变高。而且，S28通过“或”门47被送到D触发电路52，Sdrv的极性强制地反转。

这样，电路部分51具有根据驱动状态检测信号S28进行频率的下限限制的任务。

接着，对上述方式(B)的电路结构例53进行说明。

图11是在开关元件的驱动频率降低而低于了最低频率的情况下，对于根据脱离谐振状态的程度降低输入功率的控制目标那样的结构方式，表示电路结构的主要部分的图。

与图8所示的结构例的不同之处如下所述。

·在斜坡波发生部分34中没有电路部分51。

·设置有与误差放大器13并联连接的电路部分54。

被输入驱动状态检测信号的电路部分54是为进行开关元件的驱动状态控制而附加的电路，被设置用于在检测出在低于最低频率的频率区域驱动开关元件的情况下，根据与最低频率的偏移量使对放电灯的输入功率的目标值降低。在本例中，电路部分54具有低通滤波器55和放大器56。

低通滤波器55由包含电阻57和电容器58的积分电路、二极管59和电阻60的串联电路构成，二极管59的阳极被连接到电阻57的一端，同时该二极管的阴极经由电阻60被连接到电阻57和电容器58的连接点。

就放大器56来说，例如使用运算放大器，其反转输入端子连接到电容器58的一端(非接地侧端子)，运算放大器的非反转输入端子被接地。然后，放大器56的输出端子连接到二极管61的阴极，该二极管的阳极被连接到晶体管35的集电极。

如前所述，驱动状态检测信号S28的脉冲宽度表示从谐振状态偏移的程度(即，电容性的强度)，在本例中，在该检测信号被输入电路部分54时，经由低通滤波器55成为钝的波形。低通滤波器55的输出电压反映从谐振状态向电容性区域的偏移的程度，在用放大器56放大该电容器58的电压信号后，经由二极管61施加到与PFM斜坡波的产生有关的上述电流源33的基准侧(作为电流灌入(sink)型连接。)。

通过低通滤波器55的输出电压的增加，从电流源33向电容器40的充电电流增加，从而PFM斜坡波的频率变高，从而使得驱动频率从电容性区域抽出。即，在低于谐振频率的区域中，通过从谐振状态的偏移越显著，越提高频率的作用起效，实现驱动频率的下限限制。

而且，在本例中，虽然在误差放大器13和电流源33之间插入电阻37，但是，通过在电路部分54和电流源33之间不设置电阻或者插入具有比电阻37小得多的电阻值的电阻，可以构成为优选地进行电路部分54的频率下限限制。

接着，对以下电路结构进行说明，即该电路结构在通过驱动状态检测电路15检测出开关元件的驱动频率降低，已从谐振状态转移到电容性区域的情况下，以预定的时间常数来缓慢地提高驱动频率。

图12是表示了电路结构例62的主要部分的图，在用虚线框表示的电路部分63中与图11所示的结构有所不同。

被输入驱动状态检测信号S28的电路部分63是为了开关元件的驱动状态控制而被附加的电路，具有第一低通滤波器64、RS触发器65、第二低通滤波器66。

第一低通滤波器64被设置作为用于保证动作稳定性的延迟电路，具有包含电阻67、电容器68的积分电路，以及对该电阻67并联连接的二极管69。该二极管其阳极被连接在电阻67和电容器68之间。

驱动状态检测信号S28被送到RS触发器65的设置(S)端子，同时经由“非”门70被送到第一低通滤波器64。该第一低通滤波器64的输出信号经由施密特触发电路71被送到第一低通滤波器64的复位(R)端子。

RS触发器65的Q输出经由被设置在后级的第二低通滤波器66，即电阻72和电容器73构成的积分电路被输入缓冲放大器74。该第二低通滤波器66决定使驱动频率变化时的时间常数。

缓冲放大器74例如用运算放大器构成，对其非反转输入端子提供第二低通滤波器66的输出。然后，其输出端子被连接到二极管75的阴极，该二极管的阳极被连接到运算放大器的反转输入端子，同时被连接到PNP晶体管35的集电极。

图13是例示了上述电路部分63中的各部的波形的图，各记号的含义如下所述。

·“S64”＝第一低通滤波器64的输出电压

·“S65”＝RS触发器65的输出信号(Q输出)

·“S66”＝第二低通滤波器66的输出电压

而且，对于S28如已经叙述的那样。

接受驱动状态检测信号而设置RS触发器65，在信号S65为低电平时，第二低通滤波器66的电容器73以由该电容器的静电电容量和电阻72的电阻值决定的时间常数来放电。S66的电压降低经由缓冲放大器74使电流源33的基准电流增加，至电容器40的充电电流增加，从而斜坡波的频率、进而PFM输出频率上升。

S64在S28中在低电平期间(表示脉冲间隔。)上升，但是由于下一个到来的脉冲电容器68放电，从而电压每次降低。于是，在S28的脉冲间隔长的情况下，S64的电平在超过了规定值(参照施密特触发电路71的阈值“Ush”)的时刻(参照图的“tu”)，RS触发器65的输出反转，S65从低电平变为高电平。

在S28的下一个脉冲到来之前的期间，S65表示高电平，S66逐渐上升。即，该电压上升经由缓冲放大器74使电流源33的基准电流降低，至电容器40的充电电流减少，斜坡波的频率，进而PFM输出频率降低。

如上所述，在低于谐振频率的电容性区域中，驱动频率以第二低通滤波器66的时间常数上升，与其相随，S28的脉冲间隔逐渐变长。这样，此次S66上升，驱动频率缓慢降低。然后，在驱动频率过于降低时，检测电容器区域下的驱动状态，S28的脉冲间隔变短而向提高驱动频率的控制转移。

通过这样的重复，驱动频率稳定于谐振频率附近。即，在检测出在低于作为最低频率的谐振频率的频率区域中开关元件被驱动的状态时，按照预定的时间常数使该元件的驱动频率上升，之后，在检测出在高于谐振频率的频率区域内进行该元件的驱动控制的状态的情况下，按照预定的时间常数该元件的驱动频率降低。

在本例中，通过使用第二低通滤波器66来保证频率控制的稳定性。即，在进行以下控制，即检测出电容性区域下的驱动状态的情况下急剧增高驱动频率，以及在检测出已从该驱动状态脱离时使驱动频率降低的情况下，返回电容性区域下的驱动状态，产生一种振荡状态(或者摆动(hunting))。为了抑制这种不良情况，通过第二低通滤波器66的时间常数的设定，可以使频率控制系统的响应钝化，从而使控制稳定。但是，通过第二低通滤波器66的截止频率的设置值，不仅不能起到其本来的作用，而且由于其影响，放电灯的光量变化，产生即使用目视也可以识别该变化等不良情况。因此，对于低通滤波器66的截止频率，为了使光量变化不被目视识别，例如最好设定为200Hz以上。

按照以上说明的结构，得到以下所示的各种优点。

·对于开关元件的驱动频率规定其下限，并进行在放电灯点灯时降低驱动频率而增高输出功率或者增高驱动频率而降低输出功率的控制就可以，而且可以防止放电灯的中断等的产生。

在放电灯点灯的情况下，在低于谐振频率的频率区域中的驱动状态下，由于输出功率不足使驱动频率降低，进而使功率降低的结果，产生放电灯的中断。即，由于不能将高于谐振频率的频率区域下的驱动控制以原有的方式应用于低于谐振频率的频率区域中的驱动控制中，所以在各频率区域下需要与其特性匹配的频率控制(具体来说，进行以下控制，即在低于谐振频率的电容性区域内，通过提高驱动频率来提高输入功率或者通过降低驱动频率来降低输入功率。)但是，在这样的方式中，由于电路结构和控制方法复杂化，所以通过采用上述结构，放电灯点灯时，可以进行所谓降低驱动频率而提高输出功率(或者提高驱动频率而降低输出功率)的一贯的控制。

·通过使驱动频率的下限规定在反馈环中自动地生效，可以有效地应对电路部件的偏差和随时间变化、周围环境变化等。

谐振频率由于使用部件的制造上的离散等而不固定，因此，作为对策，增大各部件的设计余量时，成为部件成本的上升和电路装置的大型化等的原因。而且，在所谓制造后调查电路特性而使控制电路存储谐振条件等的各个对策中，带来制造成本的上升，而且不能对应随时间变化和使用条件等的变化。因此，即使谐振频率变化，最好是始终检测开关元件的驱动是否在低于谐振频率的频率区域下进行的状态的方式(即，不是检测谐振频率本身，而是以谐振状态为基准，检测是否为相对地频率高的状态或者低的状态。)。

·将最低驱动频率作为谐振频率或其附近，可以发挥点灯电路的最大能力。

在点灯时的谐振曲线中，由于谐振频率到达边界从而频率对功率的控制特性逆转(参照图2)，所以通过将驱动频率的下限值设定为谐振频率或者其附近值，可以确实地进行充分发挥电路能力的动作。而且，在对点灯电路的输入电源电压已降低的情况下，以及在放电灯起动之后要输入最大限度的功率的情况下，可以容易地以低于正常状态下的频率的频率进行开环控制，因此，有利于控制电路的简化和小型化、低成本。

·通过跟踪从放电灯起动之后开始时刻变化的谐振频率的驱动控制，有助于提高放电灯的点灯起动性。

放电管在其起动之后的数秒期间，阻抗从数千Ω变化至10Ω左右。串联谐振电路的电感，例如为谐振线圈和变压器的初级线圈的合成电感，在起动之后的放电管的阻抗变化作为谐振电路的电感变化表现出来。

图14是概略地表示了起动之后的谐振曲线和谐振频率的变化的图，谐振曲线g2逐渐向频率f的增加方向移动，同时其峰值降低。

在放电管起动后不久(例如，1秒左右)，希望对放电管输入点灯电路中被允许的最大限度下的功率从而促使放电电弧的成长，为此，如果由随时间变化的谐振频率进行驱动控制，则可以得到谐振曲线下的峰值功率。即，在将驱动频率的下限设为谐振频率的情况下，起动之后最好进行始终追随谐振点的控制，以便得到谐振状态或者谐振频率的附近区域下的驱动状态。

·通过检测开关元件的驱动信号(Sdrv)或者与该信号等同的直流-交流变换电路的输出的检测信号或者灯电压(VL)的检测信号，和放电灯的灯电流(IL)的检测信号之间的相位差，可以判断是否以低于谐振状态或者谐振状态附近的频率区域的频率进行着开关元件的驱动控制，或者检测离开谐振状态的程度。

在关于谐振状态下的驱动状态的判断方法中，举出用于调查对放电灯的输出在其驱动频率中是否为最大的方法，但是，这时需要一边使频率有意地变化，一边调查功率的变化，所以不能在放电灯的点灯状态中采用(因为伴随光量变化。)。

因此，希望如上所述那样检测各信号间的相位差而调查从谐振状态的偏移的方法，这时，例如最好对放电灯串联地连接电流检测用电阻，以地电位为基准来检测灯电流。在放电灯的功率控制中，由于灯电流的检测信号的使用是必需的，所以得到可以兼用该检测信号的优点。

而且，关于与灯电流的检测信号的相位关系，在成为比较对象的信号中，与灯电压的检测信号相比，使用上述的信号Sdrv或者与该信号等同的与直流-交流变换电路的输出有关的检测信号在精度保证方面更好(放电灯的灯电压波形VL，如前所述那样重叠桥接的极性切换时的再起弧电压，并成为失真的正弦波，所以使用Sdrv那样稳定的波形，以高精度进行相位检测。)。

·在前述方式(A)中，在检测出低于谐振频率的频率区域下的驱动状态的情况下，通过强制地使桥接驱动信号的相位反转，可以比放电灯的功率控制(反馈控制)更优先并且确实地使频率的下限限制起效。

在前述方式(B)中，在检测出低于谐振频率的频率区域下的驱动状态的情况下，可以对应于从谐振状态脱离的程度来操作输入功率的控制目标，可以根据驱动状态检测信号精确地控制驱动频率。

·在检测出低于谐振频率的频率区域下的驱动状态的情况下，按照规定的时间常数缓慢地提高驱动频率在保证驱动控制的稳定性上较好。

Claims (6)

1、一种放电灯点灯电路，包括：

具有多个开关元件和串联谐振电路的直流-交流变换电路；以及

用于不使该开关元件的驱动频率低于其最低频率的状态持续的控制部件，其特征在于，

在上述放电灯点灯时，在比上述串联谐振电路的谐振频率高的频率区域进行控制以驱动上述开关元件，同时根据与流过上述放电灯的灯电流的相位的关系来监视该开关元件的驱动状态，并在检测出该开关元件的驱动频率已低于上述最低频率的状态时提高该驱动频率。

2、如权利要求1所述的放电灯点灯电路，其特征在于，

上述最低频率设为上述谐振频率或者其近旁的频率，设置了驱动状态检测电路，该电路用于检测上述开关元件是否为在低于上述谐振频率或其近旁的频率的频率区域中被驱动的状态。

3、如权利要求2所述的放电灯点灯电路，其特征在于，

上述驱动状态检测电路检测用于驱动上述开关元件的信号或上述直流-交流变换电路的输出或上述放电灯的灯电压的检测信号、以及与上述灯电流的检测信号之间的相位差，判断在低于上述谐振频率或者其近旁的频率的频率区域中上述开关元件是否被驱动，或者检测从谐振状态偏离的程度。

4、如权利要求1或2所述的放电灯点灯电路，其特征在于，

在检测出上述开关元件在低于上述最低频率的频率区域中被驱动的情况下，使用于驱动上述开关元件的信号的极性被强制地反转。

5、如权利要求1或2所述的放电灯点灯电路，其特征在于，

在检测出上述开关元件在低于上述最低频率的频率区域中被驱动的情况下，根据与上述最低频率的偏移量而使对上述放电灯的输入功率的目标值降低。

6、如权利要求1或2所述的放电灯点灯电路，其特征在于，

在检测出上述开关元件在低于上述最低频率的频率区域中被驱动的情况下，按照预定的时间常数使上述开关元件的驱动频率上升。

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