CN1867220A - 放电灯点亮电路 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是在放电灯的高频点亮中对音响共鸣的抑制采取有效的对策。在包括直流－交流变换电路(3)、起动电路(4)、用于功率控制的控制部件(15)的放电灯点亮电路(1)中，具有由控制部件(15)驱动的多个开关元件(5H、5L)、串联LC谐振电路(7p、8、9)。为了通过开关元件的驱动频率的频率调制来抑制音响共鸣而设置频率调制电路。在驱动频率的基本频率为大于等于1MHz的情况下，将调制宽度设定为大于等于20kHz。

Description

放电灯点亮电路

技术领域

本发明涉及放电灯的高频点亮电路中的音响共鸣对策的技术。

背景技术

在汽车照明光源中使用的卤化金属灯等放电灯的点亮电路中，已知具备具有DC-DC转换器的结构的直流电源电路、直流-交流变换电路、起动电路的结构。例如，在将来自电池的直流输入电压在直流电源电路中变换为希望的电压后，由后级的直流-交流变换电路变换为交流输出，并在其上重叠起动信号而提供给放电灯(例如，参照专利文献1)。

在放电灯的点亮控制中，控制在放电灯点亮前(熄灭时)的无负载时输出电压(以下称为“OCV”)，并通过对放电灯施加起动信号使该放电灯点亮后，一边降低过渡输入功率一边转移到正常点亮状态。

在直流电源电路中，例如使用利用了变压器的开关式稳压器，而且，在直流-交流变换电路中，例如可举出利用了多对开关元件的全桥接型结构等。

在进行所谓直流电压变换和直流-交流变换的2级变换的结构形式中，由于电路规模变大，不适于小型化，所以作为其对策，已知有将通过直流-交流变换电路中的1级电压变换而升压的输出提供给放电灯的结构。

例如，可举出具有利用了电容和电感元件的串联谐振电路，通过变压器将谐振电压升压后对放电灯提供电力的结构形式。在电容和电感元件构成的串联谐振中，以谐振频率为中心而具有大致对称的频率特性，可通过改变构成直流-交流变换电路的半导体开关元件的驱动频率来控制输出电压和功率，在比谐振频率高的频率区域(电感性区域或者相位滞后区域)中，表现出相对于频率的增加而输出电压降低的倾向，而且，在比谐振频率低的频率区域(电容性区域或者相位超前区域)中，表现出相对于频率的减少而输出电压降低的倾向。

在电源接通后的熄灭时(点亮前)的OCV控制中，在比串联谐振频率(将其记为“Foff”)高的频率区域中，通过降低半导体开关元件的驱动频率提高OCV值，在其到达了目标值的时刻，产生起动高压脉冲而施加给放电灯。然后，在点亮了放电灯的情况下，转移到比串联谐振频率(将其记为“Fon”。“Fon＞Foff”)高的频率区域从而开始放电灯的功率控制。

〔专利文献1〕特开平7-142182号公报

另外，为了使对放电灯提供矩形波状电压等而使其点亮的点亮装置小型化，通过高频化而提高点亮频率的情况下，在规定的频率以上产生放电管内的气体振动(声波)和放电电弧的共振(共鸣)的问题。由于所谓“音响共振”现象，引起电弧形状的混乱，产生该现象的频率由放电管的形状和放电管内的气压决定。

在1MHz以上的点亮频率下，由于产生音响共鸣的频率不连续而成为离散的值，所以，虽然通过选择不产生音响共鸣的频率来设定点亮频率就可以得到稳定的电弧，但是由于放电管的个体差异，各个设定不同，在量产中对每个放电管个别设定点亮频率的方法不现实。

发明内容

本发明的课题是谋求对放电灯的高频点亮中音响共鸣的抑制有效的对策。

本发明是在包括接受直流输入电压而进行交流变换的直流-交流变换电路；用于对放电灯提供起动信号的起动电路；以及用于控制所述直流-交流变换电路输出的功率的控制部件的放电灯点亮电路中具有以下所示的结构的电路。

·直流-交流变换电路具有通过控制部件驱动的多个开关元件；以及包括电感元件或者变压器和电容器的串联谐振电路。

·为了通过开关元件的驱动频率的频率调制来抑制音响共鸣，设置频率调制电路。

在本发明中，通过频率调制，朝向放电管的管壁的前进波和管壁的反射波的波长不同，结果产生不会由于音响共振频率在放电管内产生驻波的作用。

按照本发明，可以通过防止音响共鸣现象造成的放电电弧的混乱来保证放电的稳定性。于是，不需要考虑放电管形状的个体差而变更各个频率设定，与个体差无关地统一地规定调制频率就可以。

为了在随着频率调制的频率增加时对放电灯的输入功率不过低，设置限幅器电路，该限幅器电路用于在将能够维持放电灯的点亮状态的上限频率记为“Fmax”时，使所述开关元件的驱动频率不超过Fmax，从而可有效地防止放电灯的中途熄灭。

而且，为了在小于点亮时的上述谐振频率Fon的区域中也可以稳定地检测灯电压或灯电流，最好设置限幅器电路，该电路使开关元件的驱动频率不小于预定的频率下限值。

在使用三角波作为频率调制电路的输出波形的方式中，与正弦波等相比，可以得到放电电弧难以中断的效果。

并且，由于通过起动信号放电灯起动后马上开始频率调制对放电灯的起动性产生不良影响，所以最好在放电灯起动开始经过了预定的时间后开始频率调制。

在所述控制部件具有输出根据输入电压而变化的频率的信号的电压-频率变换部的结构中，可举出根据通过频率调制电路的输出信号而受到频率调制的电压-频率变换部的输出信号产生的驱动信号被提供给开关元件的方式，以及通过频率调制电路的输出信号调制的上述输入电压被提供给电压-频率变换部，根据该输出信号产生的驱动信号被提供给开关元件的方式。任何一个方式都对电路结构的简化有用，在前一个方式中，操作基于对放电灯的输入功率决定的频率，在后一个方式中，可以通过使目标的输入功率变化来实现频率调制。

对于与频率调制有关的容许宽度，在将开关元件的驱动控制的基本频率记为“Fc”，并且记为“Δmax＝2×(Fmax-Fc)”时，所述Fc大于等于1兆赫兹，频率调制的容许宽度大于等于20千赫兹并小于等于Δmax。即，考虑音响共鸣的产生概率和放电灯的点亮维持可能性来设定调制频率。由此，例如在对车辆灯具的应用中可以提高可靠性和行车安全性。

附图说明

图1是表示本发明的基本结构例的图。

图2是用于说明LC串联谐振的频率特性的概略的曲线图。

图3是与图4一起例示本发明的结构方式的图，是表示电路结构的主要部分的图。

图4是用于说明电路动作的波形图。

图5是与图6一起例示本发明的另一个结构方式的图，是表示电路结构的主要部分的图。

图6是用于说明电路动作的波形图。

图7是表示对V-F变换部的前级附加设置频率限幅器电路的结构例的图。

图8是表示在放电灯起动之后立即禁止频率调制时的电路结构例的图。

图9是为了对频率调制的容许上限进行说明而概略地表示点亮时的频率特性的曲线图。

1放电灯点亮电路  3直流-交流变换电路  4起动电路  5H、5L开关元件  7变压器  8电容器  9电感元件  10放电灯  14电压-频率变换部  15控制部件  16、16A频率调制电路  51、52限幅器电路

具体实施方式

图1是表示本发明的基本结构例的图，放电灯点亮电路1具有从直流电源2接受电源供给的直流-交流变换电路3和起动电路4。

直流-交流变换电路3被设置用于从直流电源2接受直流输入电压(参照图的“+B”)从而进行交流变换和升压。在本例中，具有两个开关元件5H、5L，以及用于驱动它们的驱动电路6。即，高电位侧的开关元件5H的一端被连接到电源端子，该开关元件的另一端经由低电位侧的开关元件5L被接地，通过来自驱动电路6的信号，各元件5H、5L被交互导通/截止。而且，在图中，为了简化而用开关的记号表示元件5H、5L，但是使用场效应晶体管(FET)和双极晶体管等半导体开关元件。

直流-交流变换电路3具有功率传送和升压用的变压器7，在本例中，在其初级侧使用利用了谐振用电容器8、和电感器或电感分量的谐振现象的电路结构。即，作为结构方式，例如可举出以下三种。

(I)利用了谐振用电容器8和电感元件的谐振的方式

(II)利用了谐振用电容器8和变压器7的漏感的谐振的方式

(III)利用了谐振用电容器8、和电感元件以及变压器7的漏感的谐振的方式

首先，在上述(I)中，可举出以下结构：设置谐振用线圈等电感元件9，例如将该元件的一端连接在谐振用电容器8上，将该电容器8连接到开关元件5H和5L的连接点。然后，将电感元件9的另一端连接到变压器7的初级线圈7p。

而且，在上述(II)中，通过利用变压器7的电感分量，不需要追加谐振用线圈等。即，将谐振用电容器8的一端连接到开关元件5H和5L的连接点，并且将该电容器8的另一端连接到变压器7的初级线圈7p就可以。

在上述(III)中，可以利用电感元件9和漏感的串联合成电抗。

在任意一种方式中，都利用谐振用电容器8和电感性元件(电感分量或者电感元件)的串联谐振，并将开关元件5H、5L的驱动频率规定为大于等于串联谐振频率的值而使该开关元件交互地导通/截止，使被连接到变压器7的次级线圈7s的放电灯10(车辆用灯具中使用的卤素金属灯等)点亮。而且，在各开关元件的驱动控制中，需要相反地驱动各个元件(依靠导通占空比(onduty)的控制等)，以使各开关元件不都为导通状态。而且，对于串联谐振频率，在将电源接通后的点亮前的谐振频率设为“Foff”，将点亮状态下的谐振频率设为“Fon”，将谐振用电容器8的静电电容设为“Cr”，将电感元件9的电感设为“Lr”，将变压器7的初级侧电感设为“Lp”时，例如，在上述方式(III)中，在电源接通后的放电灯点亮之前，为“ $\mathrm{Foff}=1/(2\·\mathrm{\π}\·\sqrt{\mathrm{Cr}\·(\mathrm{Lr}+\mathrm{Lp})})$ ”。例如，由于驱动频率比Foff低时，开关元件的损失变大，效率恶化，所以进行比Foff高的频率区域中的开关动作。而且，在放电灯点亮后，为

这时，在比Fon高的频率区域中进行开关动作。

在点亮电路的电源接通后，在放电灯的熄灭状态(无负载状态)中，以Foff附近的频率值控制OCV，并且，在产生起动信号和根据该信号放电灯起动后已向点亮状态转移的情况下，最好进行比Fon高的频率区域下的点亮控制。

起动电路4被设置用于对放电灯10提供起动信号，起动时的起动电路4的输出电压由变压器7升压而被施加到放电灯10(对被交流变换后的输出重叠起动信号而提供给放电灯10)。在本例中，表示将起动电路4的一个输出端子连接到初级线圈7p的之间，将另一个输出端子连接到初级线圈7p的一端(接地侧端子)的方式。对于到起动电路4的输出，例如举出从变压器7的次级侧或者起动用辅助线圈得到对起动电路的输入电压的方式，和设置与电感元件9一起构成变压器的辅助线圈，从而从该线圈得到对起动电路的输入电压的方式等。

如图1所示，由直流-交流变换电路3进行从直流输入到交流的变换和升压，在进行放电灯的功率控制的电路方式中，在检测对放电灯10施加的电压的情况下，例如举出将变压器7的输出电压进行分压的方法，或者对变压器7追加检测用线圈或检测用端子来进行检测的方法。

而且，在检测放电灯10中流过的电流的情况下，例如举出在变压器7的次级侧设置电流检测用电阻11来进行电压变换的方法，但是不限于此，例如也可以是设置与电感元件9一起形成变压器的辅助线圈，检测与流过放电灯10的电流相当的电流的方法等。

放电灯10的电压或电流的检测信号被送到输入功率运算部12，在这里计算应对放电灯10输入的功率，基于计算结果的控制信号经由误差放大器13被送到电压-频率变换部(以下记为“V-F变换部”)14。

V-F变换部14产生具有根据该输入电压变化的频率的信号(脉冲频率调制信号)，将该信号送到驱动电路6。由此，控制从驱动电路6对开关元件5H、5L的控制端子施加的信号的驱动频率。

而且，在本例中，输入功率运算部12、误差放大器13、V-F变换部14、驱动电路6构成控制部件15。

频率调制电路16被设置用于通过进行开关元件5H、5L的驱动频率的频率调制来抑制音响共鸣。频率调制电路16的输出信号被送到V-F变换部14或者作为误差放大器13的输入送出。即，作为实施方式，举出如下所示的结构。

(A)操作与输入功率的运算结果相当的频率从而调制频率的结构。

(B)使作为控制目标的输入功率自身变动的结构

在任意一个方式中，作为频率调制的结果，开关元件的驱动频率以规定的变动宽度而变化。即，交流波的每一个波的频率不同，所以朝向放电管的管壁的前进波的波长和管壁反射的反射波的波长不同，因此，在音响共鸣频率或其附近点亮放电灯时，放电管内不产生驻波，所以音响共鸣现象被抑制或者不产生。

图2是用于对利用了LC串联谐振时的频率特性进行说明的概略的曲线图，在横轴取频率“f”，在纵轴取点亮电路的输出电压“Vo”或者输出功率“OP”，表示放电灯熄灭时的谐振曲线“g1”和点亮时的谐振曲线“g2”。

而且，对于谐振曲线“g1”，纵轴表示输出电压“Vo”，对于谐振曲线“g2”，纵轴表示输出功率“OP”。

放电灯熄灭时，变压器7的次级侧为高阻抗，该变压器的初级侧的电感值高，得到谐振频率Foff的谐振曲线g1。而且，在放电灯点亮时，变压器7的次级侧的阻抗低(数Ω至数百Ω)，初级侧的电感值变低，得到谐振频率Fon的谐振曲线g2(点亮时电压的变化量比较小，主要是电流变化较大)。

图中所示的各记号的含义如下所述。

·“fa1”＝“f＜Foff”的频率区域(位于“f＝Foff”的左侧的电容性区域或者相位超前区域)

·“fa2”＝“f＞Foff”的频率区域(位于“f＝Foff”的右侧的电感性区域或者相位滞后区域)

·位于“fb”＝“f＞Fon”的频率区域(是点亮时的频率区域，在“f＝Fon”的右侧的电感性区域内。)

·位于“focv”＝点亮前(熄灭时)的输出电压的控制范围(以下，将其称为“OCV控制范围”。其在fa2内位于Foff的附近区域。)

·“Lmin”＝可维持放电灯的点亮的输出电平

·“P1”＝电源接通前的动作点

·“P2”＝电源接通后的初始动作点(区域fb内)

·“P3”＝表示熄灭时到达OCV的目标值的时刻的动作点(focv内)

·“P4”＝点亮后的动作点(区域fb内)

·“f1”＝放电灯点亮开始之前的开关元件的驱动频率(例如，在动作点P3的驱动频率)

·“f2”＝放电灯点亮时的开关元件的驱动频率(例如，在动作点P4的驱动频率)

·“Fmax”＝f2和Lmin的交叉点中的频率(容许上限频率)

如果以分条记录方式表示放电灯的点亮转移控制的流程，则例如如下所述。

(1)接通电路电源(P1→P2)

(2)在OCV控制范围focv输入功率(P2→P3)

(3)产生起动脉冲并施加给放电灯(P3)

(4)在放电灯开始点亮后将点亮频率(开关元件的驱动频率)的值维持固定一定期间(以下称为“频率固定期间”)(P3)

(5)转移到fb内的功率控制(P3→P4)。

在电源刚接通后，或从放电灯暂时点亮开始到熄灭之后，短时间地提高驱动频率后(P1→P2)，将频率缓慢降低而接近f1(P2→P3)。

在focv内进行OCV的控制，产生对放电灯的起动信号，通过施加该信号点亮放电灯。例如，在OCV控制中，降低频率从而从高频侧接近谐振频率Foff时，输出电压Vo逐渐变大，在动作点P3到达目标值。而且，在放电灯点亮前的熄灭时，在区域fa1进行OCV的控制的方法中，开关损失非常大，从而电路效率恶化。而且，在区域fa2中进行OCV控制的方法中，需要注意不使无负载时电路连续工作的期间增长超过需要以上。

在动作点P3中，放电灯通过起动电路4起动时，在频率固定期间驱动频率为一定值后，转移到区域fb(参照图的“ΔF”)。而且，在从OCV控制范围focv向区域fb进行频率转移中，在放电灯开始点亮后，最好使频率从f1向f2连续地变化。

如上所述，在放电灯熄灭时，进行比谐振频率Foff更高频侧的区域fa2中的输出电压控制，在放电灯点亮时，进行比谐振频率Fon更高频侧的区域fb2中的功率控制的结构(在电感性区域中，通过对于电流变动的抑制作用，功率容易稳定)中，在提高输出的情况下，进行降低开关元件的驱动频率的控制。

图3是对于上述结构方式(A)的一例电路结构表示其主要部分的图。

在误差放大器13中，对其负侧输入端子提供来自输入功率运算部12的控制电压(以下，将其记为“V12”)，而且，对其正侧输入端子提供在图中用恒压源的记号表示的基准电压“Eref”。然后，误差放大器13的输出信号波送到后级的V-F变换部14。

而且，输入功率运算部12虽然具有用于进行放电灯开始点亮后的过渡性的输入功率的控制和在稳定状态下的功率控制等的电路结构，但是，在本发明的应用中，不管输入功率运算部12的结构是何种结构。

V-F变换部14具有利用电流镜的电流源17和斜波产生部18。

构成电流镜的PNP晶体管19、20，它们的发射极被连接到电源端子21，基极被相互连接。于是，晶体管19的集电极与该晶体管的基极连接，同时经由电阻22连接到误差放大器13的输出端子。

晶体管20的集电极被连接到二极管23的阳极，该二极管的阴极被连接到电阻24和电容器25的连接点。

电阻24的一端被连接到电源端子21，另一端与电容器25连接，该电容器25被接地。

电容器25的端子电压经由滞后比较器(hysteresis comparator)26被提供给D触发器27的时钟信号输入端子(CK)和晶体管28的基极。

D触发器27其D端子通过连接到Q(bar)端子而成为T(计数触发器(toggle))型结构，Q输出信号被发送到上述驱动电路6。

晶体管28其基极经由电阻29被连接到滞后比较器26的输出端子，其集电极经由电阻30被连接到电容器25的一端(非接地侧端子)。然后，晶体管28的发射极被接地。

在本例中，对应于误差放大器13的输出的电流经由晶体管19、20被折回，电容器25以对应于该输出的电位倾度(变化率)被充电的动作，以及在滞后比较器26的输出表示H(高)电平时晶体管28为导通状态从而使电容器25放电的动作被重复进行。由此，在电阻24与电容器25的连接点得到对应于误差放大器13的输出的斜波(PFM斜波)。于是，这从滞后比较器26经过D触发器27成为占空因数(duty cycle)50％的矩形波状信号。

V-F变换部14具有其输入电压越高斜波的频率越低的控制特性，D触发器27的Q输出被送到后级的驱动电路6时，驱动电路6的输出信号被分别发送到开关元件5H、5L的控制端子，从而各元件以规定的死区时间(deadtime)而被交互地导通/截止控制。例如，在比放电灯点亮后的谐振频率Fon更高的频率区域中，对V-F变换部14的输入电压值越大，频率值越低，其结果，向输出功率增大的方向进行控制。

频率调制电路16被构成为使用构成比较器的运算放大器31、多个电阻和1个电容器。

运算放大器31的非反转输入端子被连接到分压电阻32和32’的连接点，电阻32的一端被连接到电源端子21。然后，电阻32的另一端经由电阻32’被接地。

运算放大器31的非反转输入端子和输出端子之间被插入电阻33，而且，运算放大器31的反转输入端子和输出端子之间被插入电阻34。

电容器35其一端被连接到运算放大器31的反转输入端子，同时经由电阻36被连接到前述电容器25的一端(非接地侧端子)，电容器35的另一端被接地。

在本电路中，在运算放大器31的输出信号表示H电平的情况下，电容器35被充电，从而其端子电位上升。之后，在其到达上限阈值电位时，运算放大器31的输出信号表示L(低)电平，在此期间电容器35的端子电位降低。然后，重复在其到达下限阈值电位时，运算放大器31的输出信号表示H电平的循环。

图4是例示电路各部的波形的图，各记号的含义如下所述。

·“S31”＝运算放大器31的输出信号(表示H电平或者L电平)

·“S35”＝电容器35的端子电位

·“Srmp”＝电阻24和电容器25的连接点的电位(PFM斜波)

·“S27”＝D触发器27的Q输出信号(矩形脉冲信号)

图中的期间“T”的长度表示对应于调制频率的周期，在S31表示H电平期间，S35以正的斜率上升，在S31表示L电平期间，S35以负的斜率下降。即，S35是以规定的频率变化的三角波。

而且，作为频率调制电路16的输出波形，成为三角波状或者大致三角波状在放电电弧的稳定性方面较好。即，在正弦波或者梯形波那样，在其峰值位置附近或者底部位置附近的停留时间长的波形容易引起放电电弧中断等不良情况，所以采用在峰值位置附近和底部位置附近的停留时间短的三角波或者与其接近的波形，放电电弧容易稳定。

Srmp接受对应于S35的电平的频率调制。即，S35的电平越高，斜波的倾斜越大，所以S35的电平以其中心值为基准，在相对比其低的情况下Srmp的频率变低，但是在S35的电平以其中心值为基准，在相对比其高的情况下Srmp的频率变高。这样，对于斜波的频率调制的结果，对于S27也一样，在S35的电平以其中心值为基准，在相对比其低(高)的情况下Srmp的频率变低(高)。

根据误差放大器13的输出，电容器25的充电电流变化，斜波Srmp的倾斜变化从而频率变化，但是，如果设定为对于斜波的调制频率误差放大器13的反应时间变慢，则可以直接操作决定斜波的频率的充电电流而实现频率调制。

图5是对于上述结构方式(B)的一例电路结构表示其主要部分的图。

与图3所示的结构的不同点是频率调制电路16A的输出信号被提供给误差放大器13的负侧输入端子。

如前所述，在放电灯点亮状态中，可以利用对应于开关元件的驱动频率决定对放电灯的输入功率，通过使作为目标的输入功率上下变化来实现斜波的频率调制。

在本例中，频率调制电路16A利用构成比较器的运算放大器和构成电压缓冲器的运算放大器、多个电阻和1个电容器、2个NPN晶体管来构成。

对运算放大器37的非反转输入端子提供将规定的基准电压“Vref”由电阻38和38’分压了的电压，运算放大器37的非反转输入端子经由电容器39接地。

运算放大器37的输出端子经由电阻40被连接到NPN晶体管41的基极，该晶体管的集电极经由电阻42被连接到电源端子21。而且，晶体管41被发射极接地，基极-发射极间插入电阻43。

发射极接地的NPN晶体管44，其基极经由电阻45被连接到晶体管41的集电极，晶体管44的集电极经由电阻46被连接到运算放大器37的非反转输入端子。

被设置在输出级的运算放大器47，其非反转输入端子经由电阻48被连接到运算放大器37的输出端子，同时被连接到电容器39的一端(非接地侧端子)，其反转输入端子被连接到运算放大器47的输出端子。

运算放大器47的输出端子经由电阻49被连接到误差放大器13的负侧输入端子。而且，经由电阻50对该负侧输入端子提供未图示的输入功率运算部12的输出V12，误差放大器13的输出作为开关元件(5H、5L)的频率控制的控制电压(频率控制电压)被送到V-F变换部14。

在频率调制电路16A中，在运算放大器37的输出信号表示H电平的情况下，电容器39被充电，从而其端子电位逐渐上升。而且，在这时，晶体管41为导通状态，晶体管44为截止状态，Vref的电阻分压值被提供给运算放大器37的非反转输入端子。

电容器39的端子电位上升而达到上限阈值电位时，运算放大器37的输出信号变化为L电平。电容器39放电的同时，其端子电位逐渐降低。这时，晶体管41为截止状态，晶体管44为导通状态，对运算放大器37的非反转输入端子施加的电平变低。

然后，电容器39的端子电位降低而达到下限阈值电位时，运算放大器37的输出信号表示H电平，再一次开始电容器39的充电。重复这样的循环的结果，电容器39的端子电位变化为三角波状。

图6是例示电路各部的波形的图，各记号的含义如下所述。

·“S37”＝运算放大器37的输出信号(表示H电平或者L电平)

·“S39”＝电容器39的端子电位

·“PW”＝对放电灯10的输入功率

而且，对S27则如已叙述的那样。

在S37表示H电平期间，S39以正的斜率上升，在该期间中，PW降低。即，在放电灯的点亮状态中，在比谐振频率Fon更高频侧的区域(电感性区域)中，误差放大器13的输出降低，从而V-F变换部14的输出信号频率变高时，对放电灯的提供功率降低。

而且，在S37表示L电平期间，S39以负的斜率下降，在该期间中，PW上升。即，在放电灯的点亮状态中，在比谐振频率Fon更高频侧的区域(电感性区域)中，误差放大器13的输出增加，从而V-F变换部14的输出信号频率变低时，对放电灯的提供功率增加。

这样，PW以其平均值作为基准，以与S39反相关系进行变化。

而且，对于斜波Srmp，与前述一样，S39的电平越高，斜波的斜率越大，所以在S39的电平以其中心值为基准，相对地比其低的情况下Srmp的频率低，但是在S39的电平以其中心值为基准，相对地比其高的情况下Srmp的频率变高。其结果，对于S27也一样，S39的电平以其中心值为基准，相对地比其低(高)的情况下Srmp的频率变低(高)。

在本例中，可以通过设置为对于斜波的调制频率，误差放大器13的反应变快，以要输入的功率的目标值为基准，使功率值在其上下变化来实现频率调制。

如以上说明的那样，由于频率调制，开关元件的驱动频率变动，例如，在该频率变高时，在Fon以上的电感性区域中，起到降低对放电灯的输入功率的作用。因此，频率变动的幅度大，驱动频率高到超过需要以上时，产生不能充分地进行对放电灯的电力供给而中断等的担心。因此，在将可维持放电灯的点亮状态的上限频率设为“Fmax”时，最好采取使开关元件的驱动频率不超过Fmax的部件。即，通过对调制造成的频率变动规定容许上限值，可以确实得到稳定的放电电弧。

图7表示在V-F变换部14的前级设置了频率限幅器电路51、52的结构例的主要部分(除了频率调制电路)。

在本例中，通过限幅器电路51规定频率上限值，通过限幅器电路52规定频率下限值。

限幅器电路51被形成为利用了运算放大器53的排出缓冲器，对运算放大器53的非反转输入端子提供用于决定频率上限的设定电压值“Vfmax”。运算放大器53的输出端子被连接到二极管54的阳极，该二极管的阴极被连接到运算放大器53的反转输入端子，同时被连接到V-F变换部14的输入端子。

在本例中，由于具有V-F变换部14的输入电压越降低，其输出信号的频率越上升的特性，所以设置利用了运算放大器53的排出用缓冲器，规定为V-F变换部14的输入电压不小于等于下限值Vfmax。

而且，限幅器电路52被形成为利用了运算放大器55的吸入缓冲器，对运算放大器55的非反转输入端子提供用于决定频率下限的设定电压值“Vfmin”。运算放大器55的输出端子被连接到二极管56的阴极，该二极管的阳极被连接到运算放大器55的反转输入端子，同时被连接到V-F变换部14的输入端子。

设置频率的下限限幅器的理由，可举出为了稳定放电管的斜波电压和斜波电流从而可以进行检测。例如，在对点亮电路的直流输入电压变低的情况下，以及由于需要在放电灯的始动之后立即使光束快速上升而在过渡功率控制时对放电灯提供超过额定值的功率的情况下，有时在负荷重的谐振频率Fon附近进行驱动控制。这时，开关元件的驱动频率随着频率调制变动时，在进入了小于Fon的电容性区域的状态，和进入了比Fon更高的电感性区域的状态之间，驱动频率来回变化。特别是在深入了电容器区域的状态下，斜波电压和斜波电流的波形混乱的结果，损害反馈控制的稳定性。因此，为了在电容器区域中也能够稳定地检测斜波电压和斜波电流，在本例中，设置利用了运算放大器55的吸入用缓冲器，进行控制，使V-F变换部14的输入电压不超过上限值Vfmin。

另外，由于在放电灯刚起动之后放电灯的状态不稳定，所以进行用于对放电灯提供在点亮电路中被允许的最大限度的功率而提高起动性的控制。因此，对放电灯施加起动信号而起动该放电灯，并从开始点亮之后马上开始频率调制，存在对灯的始动性产生不良影响的可能。即，在随着频率调制，对放电灯的输入功率降低的情况下，不能对放电灯提供充分的电力，成为导致放电电弧不稳定的原因。

因此，在从放电灯起动开始经过预定时间(是即使产生音响共鸣现象也不对光束变化产生影响的程度的时间，例如为1秒左右)之前的期间不进行上述频率调制，以谐振频率Fon或其附近的频率驱动关元件，在经过该时间以后开始开关元件的驱动频率的频率调制对提高始动性较好。

图8表示用于上述目的的电路结构的例子。

放电灯10的由电流检测用电阻11进行电压变换的检测信号被送到电流检测用放大器57。

电流检测用放大器57例如用运算放大器58构成，其非反转输入端子经由电阻59连接到电流检测用电阻11的一端(与放电灯10的连接端)，同时经由电阻60接地。运算放大器58的非反转输入端子经由电阻61被连接到电流检测用电阻11的另一端(接地侧端子)，运算放大器58的输出端子和反转输入端子之间插入反馈电阻62。

电流检测用放大器57的后级设置单稳态电路63，对其输入端子提供电流检测用放大器57的输出信号，例如，将该输出信号上升的时刻作为起点由单稳态电路63输出具有规定的时间宽度(将其记为“τ”)的信号，该信号被利用在用于切换前述的频率调制电路的连接状态的控制中。

放电灯10起动之前，电流检测用放大器57的输出是接地电平，但是放电灯10起动之后开始点亮而流过灯电流时，电流检测用放大器57输出与其放大率对应的检测电平。将开始流过灯电流的时刻作为触发，从单稳态电路63单发地产生脉冲宽度τ的信号。

上述频率调制电路16和V-F变换部14之间，或者上述频率调制电路16A和误差放大器13之间，例如配置半导体开关元件64，由单稳态电路63的输出信号对该元件进行导通/截止控制。即，在脉冲宽度τ的期间将开关元件64设为截止状态，与频率调制电路和V-F变换部或者误差放大器分离，之后将开关元件64设为导通状态而开始频率调制电路的调制动作即可。

关于频率调制的容许宽度，在开关元件的驱动的基本频率(相当于额定功率下的驱动频率，将其记为“Fc”)大于等于1MHz的情况下，作为其下限值，规定为大于等于20kHz时，实验性地判明音响共鸣的产生概率小于40％，规定为大于等于30kHz的情况下，判明音响共鸣的产生概率为零或大致接近零。

而且，对于上述上限值，由于如前所述那样，在比Fon更高频侧的电感性区域中，随着驱动频率的增加对放电灯的输入功率降低，所以在将上限频率Fmax和Fc的频率差的2倍记为“Δmax＝2×(Fmax-Fc)”时(参照图9)，最好将调制宽度规定为小于等于Δmax(如果超过Δmax则对放电灯的输入功率不足，产生中断的发生概率高等问题)。

按照以上说明的结构，可以得到如下所述的各种优点。

·在放电灯的高频点亮中，可以充分降低音响共鸣的发生概率。

·通过进行限制，使开关元件的驱动频率不超过上限值，可以防止放电电弧的不稳定。

·通过进行限制，使开关元件的驱动频率不低于下限值，有助于放电灯的功率控制的稳定。

·通过利用了三角波状或者大致三角波状的频率调制，有助于放电电弧的稳定。

·通过在放电灯起动之后不立即进行频率调制，考虑放电电弧稳定之前的时间的延期，在经过了预定的时间后开始频率调制，可以保证放电灯的始动性。

·在包括用于输出根据输入电压而变化的频率的信号的V-F变换部14的方式(A)中，根据通过频率调制电路16的输出信号而接受频率调制的V-F变换部14的输出信号产生驱动信号，将其提供给开关元件(5H、5L)，对电路结构的简化有利，而且，可以直接地设定用于不使驱动信号的频率小于谐振频率Fon的频率下限。

·在包括用于输出根据输入电压而变化的频率的信号的V-F变换部14的方式(B)中，将通过频率调制电路16A的输出信号而被调制的输入电压提供给V-F变换部14，同时根据其输出信号产生驱动信号，将其提供给开关元件(5H、5L)，对电路结构的简化有利，而且，直接地进行考虑了防止放电灯的中断等的功率值的设定。

·实现用于汽车灯具的光源中的HID放电管的高频点亮，对点亮电路装置的小型化和低成本化等有利。

·在1MHz以上的高频点亮中，如果将频率调制的容许宽度规定为大于等于20kHz，最好大于等于30kHz，并小于等于上述Δmax，则可以在实用上充分地降低音响共鸣的发生概率。

Claims (8)

1、一种放电灯点亮电路，包括：接受直流输入电压而进行交流变换的直流-交流变换电路；用于对放电灯提供起动信号的起动电路；以及用于控制所述直流-交流变换电路输出的功率的控制部件，其特征在于，

所述直流-交流变换电路具有由所述控制部件驱动的多个开关元件；以及包括电感元件或者变压器和电容器的串联谐振电路，

为了通过所述开关元件的驱动频率的频率调制来抑制音响共鸣，设置频率调制电路。

2、如权利要求1所述的放电灯点亮电路，其特征在于，

设置限幅器电路，该限幅器电路用于在将能够维持所述放电灯的点亮状态的上限频率记为“Fmax”时，使所述开关元件的驱动频率不超过Fmax。

3、如权利要求1或2所述的放电灯点亮电路，其特征在于，

设置限幅器电路，该限幅器电路不使所述开关元件的驱动频率小于预定的频率下限值。

4、如权利要求1或2所述的放电灯点亮电路，其特征在于，

所述频率调制电路的输出成为三角波状或大致三角波状。

5、如权利要求1或2所述的放电灯点亮电路，其特征在于，

从由于所述起动信号所述放电灯起动开始经过了预定的时间后，开始所述开关元件的驱动频率的频率调制。

6、如权利要求1或2所述的放电灯点亮电路，其特征在于，

所述控制部件具有电压-频率变换部，该电压-频率变换部输出根据输入电压而变化的频率的信号，

根据通过所述频率调制电路的输出信号而受到频率调制的所述电压-频率变换部的输出信号产生的驱动信号被提供给所述开关元件。

7、如权利要求1或2所述的放电灯点亮电路，其特征在于，

所述控制部件具有电压-频率变换部，该电压-频率变换部输出根据输入电压而变化的频率的信号，

通过所述频率调制电路的输出信号调制的所述输入电压被提供给所述电压-频率变换部，根据该电压-频率变换部的输出信号产生的驱动信号被提供给所述开关元件。

8、如权利要求2所述的放电灯点亮电路，其特征在于，

在将所述开关元件的驱动控制的基本频率记为“Fc”，并且记为“Δmax＝2×(Fmax-Fc)”时，

所述Fc大于等于1兆赫兹，频率调制的容许宽度大于等于20千赫兹并小于等于Δmax。

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