CN1805640A

CN1805640A - 电流谐振型反相器电路

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Publication number: CN1805640A
Application number: CNA2006100026007A
Authority: CN
Inventors: 牛岛昌和
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2005-01-12
Filing date: 2006-01-11
Publication date: 2006-07-19
Also published as: US7548028B2; TWI303514B; TW200627780A; US20060193152A1; JP4908760B2; EP1684555A3; KR20060082418A; JP2005176599A; EP1684555A2

Abstract

本发明是提供一种电源利用效率高的电流谐振型反相器电路。该电流谐振型反相器电路具有一升压电压器，该升压变压器的次级侧绕组侧的漏电感是与次级侧电路的电容分量构成谐振电路，该升压变压器的初级绕组的一端电连接于电源，该初级绕组的另一端是以变流器的初级绕组为仲介而连接于开关缓冲(Switched snubber)电路，该开关缓冲电路是以极性相异的一对晶体管构成，该对晶体管的基极(栅极)相连，且与该变流器的次级绕组相连，该对晶体管一者的集电极是连接于该变流器的初级绕组，另一者的集电极是以电容器为仲介而连接于变流器的初级绕组。

Description

电流谐振型反相器电路

【技术领域】

本发明是涉及一本案发明人的日本国发明专利第2733817号(美国专利第5495405号)的再发明或其技术旨趣的利用，特别是有关于一种热阴极萤光管、冷阴极萤光管(CCFL；Cold Cathode Fluorescent Lamp)、外部电极型冷阴极管(EEFL；External Electrode Fluorescent Lamp)、霓红灯等具有电容性的光源用的电流谐振型反相器电路。

【背景技术】

近年来，面光源的用途广泛，不只可以用在广告显示以及个人电脑上，也扩大用在液晶电视机等机器上。

于是对用来驱动面光源的反相器电路而言，也就要求小型并且有高效率。

在此如下所示，将说明近年来冷阴极管用反相器电路的变迁，以及与日本特许第2733817号发明之间的关系。

冷阴极管用反相器电路是一种普遍使用的一般电路，也就是如图24所示的集电极谐振型电路。该电路也常称为Royer电路，但Royer电路的正式定义是指：使变压器呈饱和状态后再进行开关动作的逆转，也就是利用集电极侧的谐振方式来进行逆转(反相)动作而被称为集电极振荡型电路，或为与Royer电路做区别，宜称为集电极谐振型Royer电路。

惟，当初的冷阴极管用反相器电路是使用有一种完全没有利用次级侧电路的谐振机构，而升压变压器是使用泄漏电感少也就是闭路型变压器。在这时代背景下，业者认知所谓闭路型变压器意指泄漏电感少的变压器。又对于反相器电路中的升压变压器的泄漏电感，其认知是指降低变压器次级侧的输出电压，不是较佳形态，且希望尽可能减少。

结果造成次级侧电路的谐振频率设定有一远较反相器电路动作频率还高的频率，于是使该时代背景中的变压器次级侧电路中，其谐振频率是与反相器电路的动作频率无关，且不对反相器电路的动作频率造成影响。又，稳流电容Cb是一为了进行管电流稳定化所需的构件。

其次，冷阴极管用反相器电路还有一种诸如图25所示的形态是为人所知，该电路是揭示于日本特开平7-211472号公报，如图26所示，有一电路普及而为人所知，也就是该电路中，次级侧电路的谐振频率为初级侧电路的谐振频率的3倍，也就是被称为3倍谐振型电路。此时所使用的升压变压器是将泄漏电感值增加有某一程度者为佳。

此时，如图27的说明所示，反相器电路的振荡频率与3次高谐波合成，而产生一梯状波形。

而且，实际的3倍振荡型电路在冷阴极管中流动的电流是呈现图28所示的波形。

此时，升压变压器的名称有些混乱。在熟悉此项技术业者之间所说的闭路变压器是否适当，仍然有讨论的空间，称呼的定义是模糊不清的状态。所以要如何形容磁路结构虽然是闭合但磁通量泄漏又很多的状态是问题所在。这些用语仍旧存在不属于上述状态下的专门技术用语问题。

实际所谓3倍谐振所用的变压器形状是如图29所示的扁平状，虽然磁路结构呈闭锁状态，但磁通量泄漏较以往技术还大。也就是具有较大的泄漏电感值。

不管怎样，该技术思想是指：借着使升压变压器的泄漏电感值增大到某程度时，在该泄漏电感与升压变压器次级侧所构造成的电容分量之间构建有一谐振电路(图25)，并设定该谐振频率为反相器电路的动作频率3倍的频率，以使得次级侧电路产生3次高谐波(图26)，使得管电流波形为梯形(图27)。此时稳流电容器C2虽然是作为稳流，但也可以发挥做为部分谐振电容器的作用。

借此，如日本特开平7-211472号公报所揭示，反相器电路的转换效率可见到相当改善，而且升压变压器也更小型化。又该3倍谐振的技术思想，已成为近年来连同目前集电极谐振型冷阴极管用反相器电路的基础，如果说现在普及的集电极谐振型反相器电路中，有大半数都利用该技术也并非言过其实。

其次，成为本发明基础的日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)发明所揭示，升压变压器进而更戏剧性地实现小型化及高效率化。该发明是从1996年开始广泛实施，对于笔记型电脑中的反相器电路的小型化及高效率化有高度贡献。这是使反相器电路的动作频率及次级侧电路的谐振(振荡)频率接近一致的发明，并且进一步加大前述3倍谐振中升压变压器的泄漏电感值，同时增大次级侧电容分量予以实现。

该技术是利用以下效果，也就是反相器电路在次级侧电路的谐振频率附近动作时，使流经升压变压器初级绕组上的激磁电流减少，于是可提升由变压器初级绕组侧所得到的功率，减少升压变压器的铜损。

同时在该发明揭示后，对于初级侧电路的驱动机构除了集电极谐振型的一般电路外，还使用有如下所示固定频率的他激型驱动机构，以及用来检测初级侧绕组的零电流而予以切换的零电流开关型驱动机构等多数驱动机构。这些一连串周边技术每一个皆与本发明有密切关系，有助于发明中次级侧电路的谐振技术能够普及。

而从升压变压器的泄漏电感值来看，与这些一连串冷阴极管用反相器电路有关的背景技术变迁时，这些也可以视为是一种历史(趋势)，如图30所示，反相器电路的世代翻新且升压变压器的泄漏电感值变大，同时次级侧电路的谐振频率也变低。

而且，图30是一说明图式，用以说明随着时代变迁，反相器电路的驱动频率fo与次级侧电路的谐振频率fr之间的关系变迁。

此外，反相器电路的高效率及小型化是借由升压变压器的改良及适当选择驱动频率而可实现。对此，本发明人于日本发明专利申请案公开公报特开2003-168585号(美国专利6,774,580 B2)中，如图31(图31是一说明用以改善由驱动机构侧所看到功率的说明图，横轴为频率、θ为升压变压器的初级绕组的电压相位与电流相位之间的相位差。说明θ愈接近零时，表示功率愈能有效改善)，与该图式一同详细揭露由驱动机构侧所看到的高效率。

然而，另一方面，如美国专利第6114814-B1号公报及特开昭59-032370号公报所示，高效率的反相器电路是借由零电流开关机构所获得的技术是业者之间所极力提倡的。

然而这些技术思想欠缺对升压变压器功率改善的观点，因此将高效率的原因当作是源自开关晶体管发热的减低时，是不正确的。

针对此点，详加说明如下。

零电流开关机构是一种反相器电路中，电力控制手段的一种，其代表诸如图32所示的零电流开关型电路，并揭露于美国专利第6114814-B1号公报及特开昭59-032370号公报中。又，本发明人也在特开平8-288080号中有同样技术。该技术如以美国专利第6114814-B1号公报为主要说明时，也就如下所示。

美国专利第6114814-B1号公报中有一用以说明图33所示为以往零电流开关型电路的动作，显示在图11(Fig.11)；其中Fig.11A，11B是显示完全没有进行电力控制的状态；Fig.11C，11D是进行有电力控制的状态；Fig.11E，11F则是显示电压有效值的相位是位于电流有效值的相位之前的状态下，欲实现零电流开关动作的形态。又，如图34所示是显示于Fig12，而Fig12A，12B则是显示不是零电流开关动作控制的其中一种型态。

在图33中，Fig.11A是显示一驱动电力在最大时变压器初级绕组的电压，Fig11B则是显示流经此时变压器初级绕组上的电流。零电流开关机构是指一用以检测电流为零时，进行驱动机构的开关者。在最大电力时，也就是令流通角为100％，完全不做电力控制时，附加在变压器初级绕组上的电压、电流有效值没有相位差。这也意味着功率良好。

其次，前述图33所示的Fig.11C是显示为控制驱动电力时，将流通角缩小状态下的变压器初级绕组的电压。又，Fig.11D是显示此时的变压器初级绕组所流动的电流。在该图33中，驱动机构的开关晶体管形成导通状态是在电流为零时。惟，另一方面，开关晶体管形成截止的状态则不是电流为零时。此时，加在初级绕组的电压、电流有效值有相位差产生。结果造成此时的功率不佳。

另一方面，图34中，Fig.12A同样是限制流通角以执行电力控制，但在此忽视零电流开关机构下进行控制时，能将初级绕组中的电压、电流有效值相位平整。此时，由变压器初级绕组侧所视的功率相当良好，且升压变压器的发热极少。但这并不是零电流开关机构。

在此，零电流开关机构是与构成反相器电路的高效率的技术思想产生矛盾。美国专利第6114814-B1号发明的技术思想，也就是在零电流开关机构中，针对前述图34中Fig12A，12B所示的状态，是当做反相器电路的转换效率不佳而予以排除。

而且，前述图34所示的Fig.11E，11F说明图中，是说明电压有效值相位在位于电流有效值相位之前的状态下，欲执行零电流开关动作的形态；又，Fig12A，12B是显示不是零电流开关动作控制的其中一型态。

然而，发明人依比较实验后可知，对前述图33所示Fig.11C，11D的控制方法来说，很明显的，前述图34所示Fig.12A，12B的控制方法下的反相器电路其转换效率较高。

在此得一结论，就是零电流开关机构可使反相器电路带来高效率的结果是错误的。而会产生如此误解的背景则说明如下。

零电流开关机构中，尤其是在完全不进行电力控制的形态下，升压变压器的初级绕组的电压、电流相位间必然没有相位差存在。为此，可改善升压变压器的功率，减少流经变压器初级绕组的电流，并使流经开关晶体管的电流也最小，结果就能使得升压变压器的初级绕组与开关晶体管的发热减少，改善反相器电路的效率。这便是被认为可借由零电流开关机构实现高效率的错误认知。

如美国专利第6114814-B1号公报中，Fig.11A，11B的状态是完全不进行电力控制的形态，此时的动作状态是与一般电流谐振型动作状态等效。换句话说，高效率的反相器电路并不是借着零电流开关机构所实现，事实上是借由以往电流谐振型机构所实现。

众所周知电流谐振型反相器电路是热阴极管点灯用，一般使用如图35所示的电路。如此电流谐振型电路只是基本电路结构，并没有调光机构。在此，电流谐振型电路要进行调光时，便要在前段设置DC-DC转换电路，于是能够进行调光。

图36是一种将以往电流谐振型电路与前段的DC-DC转换电路以及本发明人所发明的漏磁通量型变压器相互结合，而成为冷阴极管用反相器电路的调光电路。在其中是借由晶体管Qs、电感Lc、二极体Ds、电容器Cv而构成DC-DC转换电路。

另一方面，也有另一提案，其方式是用以改良该电流谐振型电路于是能进行调光者。图37显示本发明人在特开平8-288080号公报所揭示的调光电路，计时器电路10、11在检测零电流经过一定时间后，一频率控制电路12便将一开关元件2、3关闭(OFF)者。该计时器电路10、11是一RS正反器，以零电流进行设定，在一定时间后再重设。这是借由检测零电流，将开关机构开启(ON)后经过一定时间，再将开关机构关闭(OFF)的方法，于是能进行调光。

同样手法也揭露在美国专利第6114814-B1号公报的Fig.9中。这是一如图38所示的电路图，RS正反器172是以零电流设定，经过一定时间后予以重设。美国专利第6114814-B1号公报、特开平8-288080号公报皆是检测零电流后将开关机构ON，同时设定RS触发器，经过一定时间后再予以重设，于是能使开关机构OFF者。每一专利都在电流谐振型电路的开关机构中具有调光功能，并具有一种在调光时延迟电流相位，使其位于电压有效值相位后的特征，完全是同一技术思想，且实现方法也大致相同。

在本发明人所知中，借由特开平8-288080号公报来进行调光时，当控制冷阴极管或热阴极管直到相当暗的状态，则已确认得知：流经开关机构的晶体管的电流增多，也会产生发热。

依任一种型态，反相器电路能高效率的原因很明确，都是在于电流谐振型，因此本发明人在特愿2004-318059号发明中揭露图39所示的电流谐振型放电管用反相器电路。

其次，近年来使用于液晶电视机等多数冷阴极管、外部电极冷阴极管EEFL等来作为并联驱动时，所需使用的大电力反相器电路的需求渐增，反相器的高电力化与低成本化的架构大多是以PFC电路(功率控制电路)为仲介，并由商用电源得到的直流电源(一般是使用400V程度者)来直接驱动反相器电路。

然而，液晶电视机用背光装置中，所使用的冷阴极管长度很长，稳态放电电压也超过1600V者居多。欲使用冷阴极管点亮时，以往电流谐振型电路是以半桥(half bridge)式电路构成，因此直接以商用电源驱动反相器电路时，则难以使冷阴极管点亮。

在此，如美国专利第6181079号等型态中，将来自PFC电路的输出经由升压变压器升压后，才能得到的高电压切换，便足够够以电流谐振型电路将冷阴极管点亮。

[专利文献1]专利第2733817号说明书。

[专利文献2]特开昭59-032370号公报。

[专利文献3]特开平7-211472号公报。

[专利文献4]特开平8-288080号公报。

[专利文献5]特开2003-168585号公报。

[专利文献6]美国专利第5495405号说明书。

[专利文献7]美国专利第6114814-B1号说明书。

[专利文献8]特愿2004-318059号说明书。

【发明内容】

[发明欲解决之课题]

以往电流谐振型电路是以半桥式为主，众知这些电路主要是做为热阴极管用的点灯装置。图40显示其应用在冷阴极管点灯时所使用的反相器电路。

然而，半桥式电路所利用电源电压的效率较差。显示加在变压器初级绕组的电压时，可以如图41所示半桥式电路的电源电压利用效率的说明。也就是令半桥输出段的电压波形及其有效值电压为Er，矩形波的Es为电源电压的1/2，其换算成有效值的交流电压时也相同。

其次，借着特开昭59-032370号公报所揭示的零电流开关机构进行电力控制，并进行冷阴极管的调光时，则调光时的功率不太理想。又，由于是采用半桥式结构，因此无法对应较低的电源电压，在较低的电源电压中难以充分活用专利第2733817号(美国专利第5495405号)公报所揭示的功率改善效果。

另一方面，用以实施专利第2733817号(美国专利第5495405号)公报所揭示的技术旨趣的驱动机构而言，大多是采用以电容C及电阻R所构成的固定频率的振荡电路，作为固定频率用的他激型驱动形态，在大量生产时，由于组装所造成的寄生电容有误差等因素，使得次级侧电路的谐振频率会偏移，或者因为零件常数的误差等因素而造成初级侧的驱动电路的驱动频率会偏移。形成此一状态时，便难以始终以可显现功率改善效果的最佳谐振频率来进行驱动。

次级侧电路的谐振频率与初级侧电路的驱动频率错开时，便使反相器电路的效率极端变差。因此，在使用固定频率的他激型驱动机构时，降低次级侧电路谐振的Q值，作为宽广的谐振特性，以对应频率的偏移。按如此理由对于固定频率的他激型驱动机构而言，难以提高次级侧谐振的Q值。

另一方面，欲借着以往电流谐振型电路来驱动Q值较低的次级侧谐振电路时，就会产生一使振荡难以持续的现象。为此，在借由电流谐振型做驱动时，必须要注意Q值不能过低。

然而，一般的冷阴极管用升压变压器对于次级侧谐振电路的Q值并不会设定太高。这也就是为什么说设定高Q值的技术思想在本发明申请时，并不能说是熟悉此项技术人士(该业者)已公知的缘故所在。

因此，为了对应市面上的固定频率驱动用的升压变压器，借着使初级侧耦合电容器Cc值降低，与升压变压器初级绕组侧的漏电感同时谐振，以使得耦合电容器Cc能参与谐振，并确保振荡稳定且持续进行。但是这些对策中却具有升压变压器容易发热的问题。

其次，以反相器电路的高电力化与低成本化而言，针对尝试欲借由商用电源且透过PFC电路(功率控制电路)而得到的直流电源(一般是使用400V程度)，直接对驱动反相器电路的问题点做检讨。如美国专利第6181079号公报中所揭示的形态中，在PFC电路之后设置升压变压器，得到一较400V更高的直流电压后，令该直流电压透过半桥式开关电路而驱动串联谐振电路(Parallel loaded serial resonance circuit)，使它进一步升压，并使得冷阴极管被点亮。

而在此一情况下，半桥式电路也会使得电源利用效率不佳，导致不能直接将放电电压高的冷阴极管点亮。

因此为了借由PFC电路的输出DC400V，可以直接使得冷阴极管点亮时，必须设定串联谐振电路的Q值为较高值，所以要提高升压比。具体而言，为使管电压1600V的冷阴极管并联点亮，借以下算式，可知需要一高的Q值。

Q＝1600V(400V/2)＝8

由DC400V使冷阴极管点亮时，至少需Q值为8~10。

借此求取一电源利用效率高的电流谐振型电路方式。

又，借着以往零电流开关方式的电力控制方法，进行电力控制时有功率恶化的现象。这可源自以下理由。

依前述图38以往零电流开关型电路中，升压变压器初级绕组的电压与电流之间的关系，是如图42及图43所示。

变压器初级绕组侧的电流实际上不会形成那样典型的正弦波。检测出电流的零点时电压的波形会上升。开关机构在ON时为零电流，但OFF时则不是零电流。

以有效值表示时，该电压波形为虚线所示的波形。由图42也可以知道，电流相位较电压有效值相位延迟。这意指功率较佳，零电流开关机构时，因控制电力时的无效电流较多，使得升压变压器初级绕组的铜损增加，而造成反相器电路的转换效率变差。

其次，零电流开关机构时，参考计算图表说明功率降低的作用。零电流开关机构时，如图43所示，流通角窄小时的功率非常差。这是因为相对于电压的电流相位延迟特别急遽所造成的。

再进一步对此进行说明如下。

与电压有效值波形的相位相比，电流波形的相位延迟多少是由延迟角与流通角(负载比)的关系来看，可知这些波形成单纯的反比关系。图44则显示如此状态。

图44是一随着流通角的变化下，电压、电流有效值相位如何变化的计算图；例如说明流通角为25％时，相对于电压的电流延迟角为67.5deg.。由图44可求出一在流通角(负载比)为25％时，相对于电压的电流相位延迟角大约为67.5deg.。

而且，如图45所示，在零电流开关电路中，相当于该延迟角的频率与相位特性的交点，是成为反相器电路的动作频率。因此，依零电流开关电路，便无法避免进行过电力控制时有动作频率的变动。

其次，针对功率检讨的图式为图46及图47。

在图46中，令初级侧换算的负载电流为a，激磁电流为tanθ，变压器初级绕组的电流则为1/cosθ(功率的倒数)。

图47是显示针对功率检测时，变压器初级侧换算出负载电流、激磁电流、变压器初级绕组电流的关系说明图；说明延迟角大时，激磁电流多而无效电流增多。

在前述图47中，合成电流比意指1/cosθ(功率的倒数)。令相对于电压相位的电流相位延迟为电流延迟角θ时，1/cosθ(功率的倒数)之间的关系(功率的倒数)也就是该图所示。由图47检讨相对于负载电流时有几倍的变压器初级绕组电流经过的状态，则如下所示。电流相位相对于电压相位延迟有67.5deg.时，变压器初级绕组的电流是与完全没有延迟状态相比则有2.61倍以上的电流出现。因此功率极差，又由于铜损增加，使得变压器初级绕组的发热增加，此外基于同样理由可知，开关机构的晶体管的发热也增加。

使用零电流开关机构控制电力时，美国专利第6114814-B1号、特开平8-288080号或特开昭59-032370号等各公报所揭示的流通角控制机构来进行电力控制，是从改善功率的观点来看，于是有以下的结论。

流通角大的状态，也就是电流相位相对于电压相位延迟较少的状态下，反相器电路的转换效率良好。只有流通角小时，电流相位的延迟较大，因此功率变差，流经变压器初级绕组的电流增加，因此使得反相器电路的转换效率变差。尤其是流通角度窄小而且电流相位延迟接近90deg.时，则无效电流急遽增加，使得效率显著恶化。

如此状态下，具体地将零电流开关机构应用在笔记型个人电脑中而使用AC配接器时，电源电压最高，但在同样条件下，进行电力限制会使液晶画面变暗等情况中，电流相位的延迟也变的最大。此时，实际上也伴随着反相器电路显著的发热产生。

进而，借零电流开关机构进行电流控制时，无法避免反相器电路的动作频率其变动问题仍旧存在。

在此明白的是，进行有电力控制状态下而形成效率佳的反相器电路时，所谓零电流开关的技术未必是必要的。不只这样还反倒是有害。为了构成一转换效率良好的反相器电路时，势必要排除上述技术思想，且要采用升压变压器初级绕组的功率最佳方法。

【附图说明】

图1是显示本发明谐振电路的等效电路的说明图；

图2是显示本发明的电流谐振型电路一实施例的电路图，该电流谐振型电路的驱动电路是以开关缓冲电路构成者；

图3是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图，该电流谐振型电路的驱动电路是以开关缓冲电路构成；

图4是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图；

图5是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图，该电流谐振型电路的驱动电路是以开关缓冲电路构成；

图6是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图，该电流谐振型电路的驱动电路是以开关缓冲电路构成；

图7是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图；

图8是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图，该电流谐振型电路的驱动电路是以开关缓冲电路构成；

图9是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图，该电流谐振型电路的驱动电路是以开关缓冲电路构成；

图10是显示本发明电流谐振型电路的另一实施例的电路图，该电流谐振型电路的驱动电路是以开关缓冲电路构成，并且是以两侧高电压驱动冷阴极管的形态简化者；

图11是一说明图，显示以往技术中连升压变压器的初级侧驱动电路包含在内的次级侧谐振电路的等效电路；

图12是一说明图，显示借由图11等效电路进行模拟时的相位特性(上)及传递特性(下)，其中横轴为频率；

图13是一说明图，显示图4电路的等效电路；

图14一说明图，显示借由图13的等效电路进行模拟时的相位特性(上)及传递特性(下)，其中横轴为频率；

图15是显示开关缓冲电路为公知的文献例；

图16是一电路图，用以说明本发明电流谐振型电路的电流检测机构，在产生正相位的电压后使开关机构的晶体管Q1形成导通时的电流的流动形式；

图17是一电路图，用以说明本发明电流谐振型电路的电流检测机构，在产生负相位的电压后使开关机构的晶体管Q1为截止状态，晶体管Q2则形成导通状态，此时有反向电流流动，并借由该电流使耦合电容器Cc充电；

图18是一电路图，用以说明本发明电流谐振型电路的电流检测机构，在产生负相位的电压后使开关机构的晶体管Q1为截止状态，晶体管Q2则形成导通状态，此时有反向电流流动，并借由该电流使耦合电容器Cc充电后在晶体管Q2有顺向电流流动的电流流向；

图19是一说明图，显示图9电路各部的控制波形与其相位关系；

图20是一说明图，显示图7电路的等效电路；

图21是一说明图，显示图20的等效电路在进行模拟时的相位特性(上)与传递特性(下)，其中横轴为频率；

图22是显示本发明的电压有效值与电流相位的关系，是在令电力控制机构的流通角缩小且使反相器电路的电力缩小时；

图23是显示本发明的电压有效值与电流相位的关系，是在令电力控制机构的流通角加大且使反相器电路的电力增加时；

图24是显示以往集电极谐振型反相器电路的电路图；

图25是显示以往冷阴极管用反相器电路的电路图；

图26是一说明图，说明图25所示的反相器电路中，次级侧电路的谐振频率为初级侧电路的振荡频率的3倍；

图27是一说明图，说明图25反相器电路的振荡频率及3次高谐波合成而产生梯形波；

图28是一说明图，显示图25所示的反相器电路中，实际的3倍谐振型电路在冷阴极管上所流经的电流波形；

图29是一说明图，显示以往的变压器是用于3倍谐振者，其磁路构造为闭回路式但漏磁通量多的形态；

图30是一说明图，说明fo与fr之间的关系与时代一同变迁者，fo为反相器电路的驱动频率、fr为次级侧电路的谐振频率；

图31是一说明图，说明以往反相器电路的一形态中，由驱动机构侧所视的功率改善手法；

图32是以往中做为代表的零电流开关型电路的形态；

图33是一说明图，显示说明以往零电流开关型电路的动作的控制波形及其相位关系；Fig.11A、B是显示完全不进行电力控制的状态、Fig.11C、D则显示有进行电力控制的状态；

图34是一说明图，显示以往零电流开关型电路的动作的控制波形及其相位关系；Fig.11E、F是显示电压有效值的相位是位于电流有效值的相位前的状态下，欲使零电流开关动作的形态，Fig.12A、B则是显示不是零电流开关动作的控制形态；

图35是显示以往热阴极管所公知的电流谐振型电路的电路图；

图36是显示将以往电流谐振型电路、DC-DC转换器电路，及漏磁通量型变压器组合成的冷阴极管用反相器电路中，调光电路的电路图；

图37是一说明图，显示以往零电流开关型电路中在检测零电流后在将开关机构呈现导通状态后，经过一段时间再将开关机构呈现截止状态的方法；

图38是一说明图，显示以往零电流开关型电路的RS触发器是以零电流进行设定并经过一定时间后再重设；

图39是显示一近年来本发明人所完成的电流谐振型放电管用反相器电路的电路图；

图40是一电路图，说明以半桥式电路构成以往电流谐振型电路时，冷阴极管点亮用的反相器电路；

图41是一说明图，用以说明以往半桥式电路的电源电压利用效率；

图42是一相位图，显示以往零电流开关型电路中，电力大时赋予升压变压器初级绕组的电压与电流之间的关系；

图43是一相位图，显示以往零电流开关型电路中，电力小时赋予升压变压器初级绕组的电压与电流之间的关系；

图44是一说明图，显示在以往零电流开关型电路中，与电压有效值相位相比时，电流波形的相位延迟多少时延迟角与流通角(负载比)之间的关系；

图45是一说明图，说明以往零电流开关电路中，借由延迟角决定反相器电路的动作频率；

图46是一在以往零电流开关电路中，令初级侧换算的负载电流为a时的功率检讨的示意图；

图47是一说明图，显示针对图46的功率检讨时，初级侧换算负载电流、激磁电流、初级绕组电流的关系。

【具体实施方式】

下面结合附图及实施例对本发明进行详细说明。

[用以解决课题的手段]

本发明是有鉴于上述观点而构建，提供一种电源利用效率高的电流谐振型反相器电路，并可反映日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)的技术旨趣以实现一效率更高者。

而且，欲提供一种反相器电路，其电源电压利用效率高，并借由串联谐振电路(Parallel loaded serial resonance circuit)以使得冷阴极管被点亮。

以及，欲提供一种效率更高的反相器电路，在进行电力限制时也不损及功率的改善效果，且反映出日本专利第2733817号(美国专利第5495405号)的技术旨趣。也就是进行电力控制时，使变压器初级侧电压的有效值相位与电流相位相等，并使功率不恶化的状态下以进行电力控制。

具体而言，借着使电流谐振型反相器电路的开关机构来作为开关缓冲电路，以提供一种电源电压利用效率高的反相器电路。

而且，本发明是提供一种反相器电路，是在电流谐振型反相器电路的电流检测机构中，检测一流经谐振电路的谐振电容器的电流，或者是检测一流经变压器的次级绕组的电流，以当做可对应高Q值的反相器电路，对于低Q值也处于稳定状态者。

而且，在进行电力控制时，能减少由升压变压器初级绕组侧所看到的驱动电压、电流之间的相位差，以实现功率良好的驱动。

而且，借着一对主电路及副电路所构成的反相器电路，便可经由两侧电压驱动点灯，并使得需要高电压的放电管容易被点亮。

[发明的最佳实施形态]

首先，本发明的谐振电路是指图1所示的形态，或是将升压变压器的漏电感替换成抗流线圈。图1中，次级侧电路的电容分量Cw、Ca、Cs是合成为谐振电容，与漏电感Ls一同构成升压电压器的次级侧谐振电路。此时的Z为放电管阻抗；Ei＝Es·k·N2/N1；k为耦合系数；N1，N2各为初级绕组及次级绕组的匝数。

而且，反相器的振璗频率是借由该次级侧电路的谐振频率来决定。令谐振频率为fr时，该fr则如下所示。

f_{r} = \frac{1}{2 π \cdot \sqrt{L_{s} \cdot (C_{W} + C_{a} + C_{s})}}

本发明的电流谐振型电路的振璗频率是借由一并载串联谐振(Parallel loaded serial resonance)电路的作用，使上述频率或稍低的频率形成振荡频率。

以往是借由固定频率机构的他激型驱动的次级侧电路为例，次级侧电路的各个参数是在14时大小的笔记型个人电脑例中，放电管阻抗Z大约为100kΩ，反相器电路的动作频率大约为60kHz，在如此条件下，漏电感Ls的适用值为240mH乃至280mH，次级侧电容的适用值则为25pF乃至30pF。

这些参数是可依据液晶背光装置或面光源的尺寸、方式等条件而适当变更，但上述计算式仍可以照常使用。

图2是以开关缓冲型电路来构成驱动电路的电流谐振电路的一实施例。变压器T1为具有Ls漏电感值的漏磁通量型升压变压器，Cw是变压器次级绕组的分布电容，Ca是为了调整谐振频率而适当连接的电容，Cs是发生在冷阴极管周边的寄生电容。变压器T1的电感Ls与次级侧电路上的电容分量Cw、Ca、Cs所合成的电容是构成次级侧的谐振电路(Parallelloaded serial resonance circuit)。变压器Q1、Q2及耦合电容器Cc则构成为开关缓冲电路。开关缓冲电路是以极性互异的一对晶体管Q1、Q2所构成。晶体管Q2是以耦合电容器Cc为仲介而与晶体管Q1的集电极连接。绕组W1、W2是构成变流器，W1为初级绕组、W2为次级绕组。

按此，可将晶体管Q1、Q2的各基极相连接而驱动，变流器的次级绕组W2只需一个就可以驱动开关缓冲电路，并可构成一具有简易结构的电流谐振型放电管用反相器电路。

而且，如图3所示，变流器的插入位置并不限于变压器T1与开关缓冲电路之间，也能替换初级绕组W1的位置，使它位于电源与升压变压器T1之间，所产生的作用相同。

而且，本电路基本上是电流谐振型电路，没有启动电路，则无法启动反相器电路的振荡。启动电路是以电阻R1、电容C1、二极体D1、半导体闸流管S1构成，在电流谐振型电路中为一般形态，但说明到其动作时，该启动电路是借着电源ON后，透过电阻R1而使得电容C1充电，超过半导体闸流管S1的转态电压，由于电容C1的电流会流经晶体管Q1的基极而让晶体管Q1启动。所以当晶体管Q1一启动后，经过二极体D1使电容C1的电压放电，于是启动电路就不再运作。

而且，开关机构并不限于双极性晶体管，换成场效应晶体管FET、积体双极性晶体管IGBT，其作用都相同。又，将变流器换成另一电流检测机构与放大电路，其作用也相同。

图4是显示一令电流谐振型电路的电流检测机构当做升压变压器的次级侧形态。该形态例是以电流检测机构为仲介，连接在次级侧电路的辅助式谐振电容器Ca的接地端，以及将该电流检测机构所产生的电压利用在开关机构的切换。该电流检测机构也可以是电阻，又，也可以是变流器或电流检测元件与放大电路，其作用及效果都相同。

图5是显示将图3所示的电路具体以开关缓冲型电路构成，其中流经谐振电容器Ca的谐振电流是在电流检测机构R2检测，并以该电压来切换作为开关元件的晶体管Q1、Q2。该谐振电流除了流经谐振电容器Ca以外也流经电容Cw及Cs，这些电容分量是在等效状态下与谐振电容器Ca并联，因此流经谐振电容器Ca的电流与流经全部电容分量的谐振电流其相位都相等。因此检测流经谐振电容器Ca的电流时，就能检测出正确的谐振电流的相位了。

此时，启动电路只要是能达成目的的结构即可，但是在图5的形态中，齐纳二极体Zd及半导体闸流管S1能构成以低电压也能够启动的型态。Q3是栅极接地的开关，在电阻R2产生负电压时截止，使得作为开关元件的晶体管Q2导通时，启动电路就不运转。

图6是显示一将升压变压器T1替换成抗流线圈Lc与Ls者。该形态中反相器电力的输出相位不反相，因此借着晶体管Qv而使相位翻转。

其次，图7所示的电流检测机构是一用以检测流经升压变压器的次级绕组的电流，借着该检测电流，以决定开关机构的开关时序。

图8是显示具体以开关缓冲电路构成此种形态。

在此，开关缓冲电路是借由控制N通道(或NPN)晶体管的导通角以执行电力控制。

在此，用以检测冷阴极管的管电流的整流电路，如图9所示，是借由二极体D2及电阻R4构成，冷阴极管的管电流一增加时，则在电阻R4产生负电位，使得该电位回馈到开关缓冲电路的栅极，构成一管电流回馈电路。

而且，对该管电流回馈电路而言，借由加诸电阻R6的直流电位，也可以构造成调光电路。

借如此构成，作为具有管电流调光功能的冷阴极管用反相器电路时能形成最简单的结构，而像这样简单的结构，仍可实现一具高性能的反相器电路。

此时，设定升压变压器的漏电感Ls或串联谐振用抗流线圈Ls的数值较小，且相对地设定较大的谐振电容器Ca数值，可构成一具有高Q值的谐振电路。借此，可将升压比提高，并缩小泄漏在次级侧电路的偶数次方高谐波，使得管电流波形近似于正弦波。

其次，图10是显示出以叙述至今的电流谐振型反相器电路为主的反相器电路，且设置一与该电路成一对的副反相器电路，并使副反相器电路与主反相器电路同步振荡。借如此构成，便可轻易地以两侧高电压驱动的方式来驱动冷阴极管。

电流谐振型电路是一借由流经负载的电流使振荡电路启动者，启动电路只设在一侧即可，借此使得主电路的反相器电路启动，副电路的反相器电路就可以自动启动。

上述电路也可以是一般电流谐振型电路，又，就算是电流谐振型电路的改良形态的零电流检测型自激振荡电路(零电流开关型)时也可以构成。

(作用)

首先，如下说明电流谐振型的驱动机构为何可以对反相器电路提供高效率的一般理论。

图11是显示以往电流谐振型电路的冷阴极管用反相器电路中，其升压变压器与负载的冷阴极管的关系，以及升压变压器的初级侧驱动电路包含在内的次级侧谐振电路的等效电路说明图。在这个等效电路中，升压变压器是以三端子等效电路来表示。

在美国专利第6,114,814-B1号、第6,633,138号或第6,259,615号，及日本专利公开公报2002-233158号中称为tank circuit(储能电路)，在特开昭59-032370号公报则称为谐振电路，又，本发明人的专利第2733817号公报(美国专利第5495405号公报)及特开2003-168585号中则称为谐振电路，但都是指同一物。此时，电流检测机构是设于升压变压器的初级侧。

在该图11中，Cc为初级侧的耦合电容，其设置目的是为了诸如在以往电流谐振型电路中作截断电流用，或驱动机构为full-bridge(全桥)(H-Bridge)电路时，将开关不平衡所得到的直流成分截断而插入者。冷阴极管用的反相器电路中一般具有相当大的值，此可以使它与谐振不相干。又，令耦合电容器Cc与谐振相关时，则反相器电路的发热会增多，转换效率会降低。

Le是变压器的漏电感(依关系学会的称呼)，用以与借着JIS测定法的漏电感(JIS)Ls区分。M为变压器的互感。Cw为变压器次级绕组的分布电容、Ca是用以调整谐振频率时适度附加的谐振电容、Cs是放电管周边所发生的寄生电容、这些予以合成后便成为次级侧谐振电容，Z为放电管阻抗。

另，只作为参考，也就是变压器绕组的自感为Lo、耦合系数为k时，则这些数据间的关系如下所示。

Le＝k·Lo

M＝(1-k)·Lo

L_{s} = L_{e} + \frac{1}{\frac{1}{L_{e}} + \frac{1}{M}}

而且，在一般电流谐振型电路中，检测谐振电流的检测机构是设于变压器的初级侧，以检测变压器初级侧的输入电流。

使用前述等效电路进行电路模拟时，可以获得如下结果。

也就是借由前述等效电路进行模拟时，在一图12中显示相位特性(上)与传递特性(下)的说明图中，各横轴表示反相器电路的驱动频率，图12(上)是显示由变压器初级侧观察的电压与电流间的相位关系图，图12(下)则是附与放电管阻抗Z的电压的传递特性。在图12中，放电管的阻抗Z是呈3阶段变化。A是指阻抗高、b为阻抗中、c则为阻抗低的形态。

可驱动冷阴极管时的次级侧的谐振电路称为并载串联谐振电路，因应负载而具有升压作用。此时，图12(上)中，在相位特性与零度线交叉的频率上，决定反相器电路的驱动频率。如下详细说明。

观察放电管的阻抗Z在高、中、低状态的变化下的相位特性，与谐振电路的阻抗相比，随着放电管的阻抗降低，如图12(上)所示者，图11的电流检测机构1所检测的电流相位是比谐振电流的相位迟缓，反相器电路的振荡频率是以较谐振电路的谐振频率还低的频率而可振荡者。

接着，阻抗小时，便没有与零度相交的频率。这是显示：在以往电流谐振型反相器电路中，放电管的阻抗Z变小到超过某一限度时，便无法持续振荡。这在零电流开关型驱动电路中被称为公知的”暴走”现象，当做是零电流开关型驱动机构的缺点。在此，放电管阻抗较低的形态是指：在图11的等效电路中谐振电路的Q值较低者。

电流谐振型电路也就是指：如图12(上)的相位特性所示者，可自动地寻找反相器电路的振荡频率中，升压变压器初级侧的电压相位与电流相位间没有相位差的频率而进行振荡的电路。也就是说，电流谐振型电路会选择功率良好的频率后再进行运作，结果由于升压变压器的初级绕组侧几乎没有激磁电流流动，因此减少升压变压器初级绕组的铜损，可提升反相器电路的转换效率。

如上说明一借着以往电流谐振型电路而驱动并载串联谐振电路时的作用，但其次针对本发明的电流谐振型电路的作用进行说明。图13是显示将图4的电路替换成等效电路，以此为主进行电路模拟时如下所示。

图14(上)及图14(下)中，横轴为频率，图14(上)为相位特性、图14(下)则表示传递特性。A是显示冷阴极管的阻抗为大；b为阻抗为中；c则显示阻抗为小的形态。

本发明的电流谐振型电路中，借着检测流经谐振用电容器Ca的电流，决定开关机构的切换时序。因此，图14(上)中，a、b、c的相位特性与零度相交叉的频率中，将决定反相器电路的动作频率。

而且，负载的阻抗为高、中、低的任一形态时，反相器电路的动作频率不变为特征所在。

进而，与以往电流谐振型电路不同的是：在负载阻抗小且谐振电路的Q值低时反相器电路的振荡也可以持续，没有暴走现象者也是特征所在。因此可期待从负载阻抗低的状态直到高的状态般宽广的负载范围中做稳定的动作。

其次，针对开关缓冲电路补充说明，针对以往开关缓冲电路的动作，可由图15所示的文献「科勒纳社出版开关转换器的基础」知道为公知技术。这个电路是从以前已广泛利用在DC-DC转换器等。但这些使用法都不是变压器的次级侧电路设置串联谐振电路时利用其效果。

该开关缓冲电路(switched-snubber)是以开关Ss及电容器Cs所构成，并与转换器的主开关并联。该开关缓冲电路的开关是与主开关交叉进行开启与关闭。主开关闭断时，寄生电感所储存的能量是通过开关缓冲电路的开关中的二极体，使开关缓冲电路的电容器充电。当该电流变成零时，使方向变成反相，再透过开关缓冲电路的开关继续流动，电容器所充电的能量便返回再生到输入的电源侧。主开关的电压被开关缓冲电路的电容器的电压所夹持。附与一可使两开关同时关闭的空载时间(dead time)时，可以执行零电压切换，也可以抑制启动电流的冲击。此时，理论上开关缓冲电路没有损失。进而，变压器磁通的重设也可以借着开关缓冲电路来进行。

在本发明中，如图4所示，用以检测流经设于次级侧电路的谐振用电容器的电流。根据该原理，针对本发明中以开关缓冲电路构成时的反相器电路的作用如下说明。

根据图5进行说明，R2为电流检测机构，检测流经谐振用电容器Ca的电流。电流检测机构R2所产生的电压是加在开关机构的晶体管Q1、Q2栅极。此时电流检测机构R2所产生的电压为正时，使晶体管Q1处于导通状态，电流检测机构R2所产生的电压为负时，晶体管Q2则处于导通状态。因此，电流检测机构R2连接于零电位时，因应流过谐振电容Ca的谐振电流的相位，使晶体管Q1与Q2交互处于导通状态，因此晶体管Q1的导通时间与晶体管Q2的导通时间相等。

又，在本发明中，使升压变压器的次级侧电路谐振，与使用在以往DC-DC转换器的开关缓冲电路中的电流流向稍微不同。以下对其进行说明。

图16是显示电流检测机构R2产生正相位电压时的电流流向说明图。此时，开关机构的晶体管Q1处于导通状态。晶体管Q1上最先流经动逆向电流i1后再流动顺向电流i2。

其次，电流检测机构R2的电压为负时，晶体管Q1处于截止状态，而晶体管Q2则处于导通状态。如此一来，如图17所示，晶体管Q2上有逆向电流，借由该电流使耦合电容器Cc充电，该部分的电压是高于电源电压。此时，Q2是P通道型晶体管，由接地端向电源流动的电流为顺向电流。

接着，其次如图18所示，借着使顺向电流流经晶体管Q2，使晶体管T1的磁通量重设。借由重复该动作，耦合电容器Cc的电位上升，可维持一定的电位。结果以升压变压器初级绕组的电压比电源电压稍高的电压进行驱动，依开关缓冲电路驱动方式来驱动的电源电压其利用效率较高。

另外可将用以获得所需电压的转换比缩小，因此可进一步将升压变压器小型化。又在上述动作中将升压变压器换成抗流线圈时也同样不变。

而且，开关缓冲电路是借控制晶体管Q1的流通角，可进行电力控制。也就是说，借于电流检测机构R2附与直流电位时，就可以进行电力控制。

图19是图9电路中各部位的电压波形示意图。根据该图如下进行说明。

对电流检测机构R2赋予正电位后，晶体管Q1处于导通状态的时间时，也就是流通角变大。为此，流经晶体管T1的电流变大，晶体管Q1在截止以后的晶体管Q2处于导通状态时，耦合晶体管Cc所储存的电位提高。结果变成升压变压器以高电压驱动，驱动电力变大。

反过来说，对电流检测机构R2赋予负电位时，晶体管Q1的导通时间变短，流通角变小。结果使驱动电力降低。

图9所示的电路中，二极体D2、D3构成：可使放电管的管电流变大、负电位也变大者。结果，管电流变大以电流检测机构R2为仲介缩小变压器Q1的流通角，因此限制电力，而朝管电流变少的方向调整。也就是意谓着该电路是构造成管电流的负回授电路。

图19中，iT1是流经变压器初级绕组的电流，比电流检测机构R2所产生的电压相位稍微延迟，但可认为两者几乎相等。Q1、Q2的切换时序是以电流检测机构R2所产生的电压与电阻R4所产生的负电位间的关系决定。Q1为导通状态的时序，意指：由于赋予升压变压器T1的初级绕组的电压相位相等，由图9的关系也可以明白，因此流经升压变压器T1的电流iT1与升压变压器T1的初级绕组的电压其执行值的相位相近。也就是说，这意指功率极佳。又同时意指几乎没有激磁电流流经过。

几乎没有激磁电流经过的意思便代表只要在理想条件下进行驱动时，升压变压器的初级绕组的自感即使小也可以，这便是从根本开始改变放电管用的升压变压器的设计概念。也就是磁芯材料的透磁率可比以往者低，变压器的初级绕组及次级绕组的匝数也可以比以往变压器少。尤其是在变压器次级绕组的匝数过多时，如专利第2733817号及专利发明申请案特愿2003-365326号所揭示，借由变压器次级绕组的分布常数性，实现密耦合/疏耦合的结构(也就是1/4λ的自发谐振)，这些自发谐振现象是形成用以决定放电管用升压变压器中，次级绕组匝数最大值的重要参数，因此可以将次级绕组的匝数减少便具有重要意义。如此思索特愿2003-365326所揭示的旨趣，便暗示着可以实现一形状小且可变换更大电力的升压变压器。

其次，针对根据图7电流检测机构的电流谐振型电路的作用进行说明。

图20是显示将图7电路替换成等效电路的形态。电流检测机构安装在升压变压器次级绕组的接地侧，或安装在高压侧，在电路模拟上也等效。

以此为主进行电路模拟时如下所示。

在图21(上)及图21(下)中，横轴为频率，图21(上)则与前述图14(上)同样表示相位特性；图21(下)与前述图14(下)同样是表示传递特性。a是冷阴极管的阻抗为大，b是阻抗为中、c则为阻抗为小的形态。

在本发明的电流谐振型电路中，检测流经升压变压器中次级绕组的电流，以决定开关机构的切换时序。因此在图21(上)中，a、b、c的相位特性与零度相交的频率下决定反相器电路的动作频率。

而且，本形态的特征是随着负载的阻抗高、中、低的变化，反相器电路的驱动频率也变低者。在此也具有一特征，也就是：与以往电流谐振型电路不同的是负载的阻抗较小、谐振电路的Q值较低时，也可以使反相器电路持续振荡，并没有暴冲现象。因此，可期待一在负载阻抗从低直到高状态般的广泛负载范围下也可以做到稳定动作。

其次，针对本发明的电力控制机构，说明其作用。

在本发明中，不只是不进行电力控制的形态，在电力控制机构中也不使功率变化。将本发明的电力控制机构示于图22及图23。

图22是显示让流通角缩小且将反相器电路的电力缩小的形态，图23则是扩大流通角且提高反相器电路的电路形态。电压波形以电流波形的尖峰为中心改变流通角控制电力。任一形态中都是控制使虚线所示的电压有效值相位与电流相位略同，因此由升压变压器初级绕组侧所看到的功率始终良好。

这便意指：几乎没有激磁电流流经者。几乎没有激磁电流流经的意思是代表只要在理想条件下进行驱动时，升压变压器的初级绕组的自感即使小也可以，这便是从根本开始改变放电管用的升压变压器的设计概念。

这也就是磁芯材料的透磁率可比以往者低，变压器的初级绕组及次级绕组的匝数也可以比以往变压器少。尤其是在变压器次级绕组的匝数过多时，如专利第2733817号及专利发明申请案特愿2003-365326号所揭示，借着变压器次级绕组的分布常数性，实现密耦合/疏耦合的结构(也就是1/4λ的自发谐振)，这些自发谐振现象是成为用以决定放电管用升压变压器中，次级绕组匝数最大值的重要参数，因此可以将次级绕组的匝数减少便具有重要意义。思索特愿2003-365326所揭示的旨趣，便暗示着可以实现一形状小且可变换更大电力的升压变压器。

[发明的效果]

依本发明所示，是一与以往的集电极谐振型电路相比也毫不逊色的简易电路，但仍然可以将反相器电路的转换效率大幅提升。结果还可以将反相器电路的发热降低。

另外，也可以应用本发明的基本旨趣以构造成积体电路，此时IC内部的电路结构也极为简洁，因此可以构造成一成本极低的电路。

而且，反相器电路的动作频率是为了正确反映次级侧谐振电路的谐振频率，所以也可轻易地对应寄生电容变动所造成的频率偏移，于是可以提高反相器电路的可靠性。

此外，放电管周边所产生的寄生电容值是用以订定次级侧电路的谐振频率的重要参数，但在本发明申请时，仍旧尚未标准化。

这些对于工业发展上成为极大问题，但依本发明，电流谐振型电路自动地找到最适当的驱动频率，因此即使这些重要的参数未曾揭示，反相器电路也能轻易动作。

而且，认为本领域的熟练技术人员，也能同时进行与次级侧电路的放电管周边寄生电容的重要性有关的启发。

而且，依本发明，设定次级侧谐振电路为高Q值，因此可以实现一种反相器电路，可使得反相器电路的动作频率稳定，进行电力控制时的频率变动也较少。

而且，同时变压器也呈现小型化。反过来说，使用与以往的集电极谐振型电路所使用的变压器同一外径尺寸的形态中，可以使用大概50％至100％的大电力。此时，无须赘言的是，须变更变压器次级绕组的匝数，以变更成具有适当漏电感值。按此实现的变压器的外径尺寸形状与以往形态同一，但不用说其电气特性当然是完全不同。

以主电路与副电路构成的两侧高压驱动的反相器电路是无须同步控制放电管两极，可以使反相器电路的结构单纯。

而且，在以一个反相器电路同时将多数放电管点亮时，也可以将次级侧电路的Q值设定为高值，因此便容易实现一种以单一电路使多数放电管点亮的电路。

而且，在外部电极冷阴极管(EEFL)等驱动中，借由谐振升压，也可以高电压驱动，实现一可以高效率驱动的反相器电路。

Claims

1、一种电流谐振型反相器电路，其特征在于：

该电流谐振型反相器电路包含一变流器、一开关缓冲电路，及一升压变压器；

该变流器包括一个初级绕组及一个次级绕阻；(8)

该开关缓冲电路包括一对极性相异的晶体管，该对晶体管的基极(栅极)是相连接，并连接于该变流器的次级绕组，该对晶体管的其中一者的集电极是与该变流器的初级绕组直接相连，该对晶体管中另一者的集电极是经由一电容器与该变流器的初级绕组相连；及

该升压变压器包括一个初级侧绕组及一个次级侧绕组，该初级绕组的一端是连接于电源，另一端是经由该变流器的初级绕组连接于该开关缓冲电路，该次级侧绕组的漏电感是与一连接于该次级侧绕组的电路的电容分量构成出一谐振电路。

2、如权利要求1所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：是替换该变流器的初级绕组的位置。

3、如权利要求1或2项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该变流器替换成电流检测机构与放大电路。

4、如权利要求1至3任一项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该极性相异的一对晶体管替换成极性相异的一对电场效应晶体管。

5、如权利要求1至4任一项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：还包含：电流检测机构，用以检测该升压变压器的次级侧电路的电容分量所含的辅助共振电容与流经该辅助共振电容的电流，及开关机构，用以接收该电流检测机构的输出以决定切换时序；

该开关机构驱动该升压变压器的初级侧绕组，该升压变压器的次级绕组的漏电感与含有该辅助谐振电容的电容分量构成串联谐振电路，该串联谐振电路的谐振频率下进行自激振荡。

6、如权利要求5所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该开关机构以开关缓冲电路构成。

7、如权利要求1至4任一项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：还包含：用以检测流经前述升压变压器的次级绕组的电流的电流检测机构，及用以接收该电流检测机构的输出以决定切换时序的开关机构；

该开关机构是驱动该升压变压器的初级侧绕组，该升压变压器的次级绕组的漏电感与含有前述辅助谐振电容的电容分量构造成串联谐振电路，该串联谐振电路的谐振频率下进行自激振荡。

8、如权利要求7所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该开关机构以开关缓冲电路构成。

9、如权利要求1至8任一项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该升压变压器的初级绕组替换成一个抗流线圈，而该升压变压器的漏电感则替换成另一个抗流线圈。

10、如权利要求1至9任一项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该反相器电路具有用以检测放电管的管电流的管电流检测机构，该管电流检测机构构成一管电流回馈电路，其是用于管电流变大时，负电位变大，而该负电位赋予在以一对极性相反的晶体管构成的开关缓冲电路的栅极以进行电力控制。

11、如权利要求1至10任一项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该反相器电路为主反相器电路，具有与其形成一对副反相器电路，该对反相器电路的各电路各电连接于放电管的一电极，该副反相器电路电连接于该放电管的另一电极，该副反相器电路相对于主反相器电路而自动进行同步振荡。

12、如权利要求1至11任一项所述的电流谐振型反相器电路，其特征在于：该反相器电路是电流谐振型电路、零电流检测型自激振荡电路。