JP2000116154A - ２重共振回路により電源を得る方法およびその装置 - Google Patents
２重共振回路により電源を得る方法およびその装置Info
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- JP2000116154A JP2000116154A JP10277651A JP27765198A JP2000116154A JP 2000116154 A JP2000116154 A JP 2000116154A JP 10277651 A JP10277651 A JP 10277651A JP 27765198 A JP27765198 A JP 27765198A JP 2000116154 A JP2000116154 A JP 2000116154A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】有害なノイズを含まず、スイッチングレギュレ
ーションがよく、信頼性や長期安定性があり、装置の小
型化ができる電源を得る技術の提供。 【解決手段】トランス１０の１次側コイルＮ１と２次側
コイルＮ２にそれぞれコイルのインダクタンスに共振す
るコンデンサＣｐ，Ｃｓを接続してトランス１０の１次
側と２次側とにそれぞれ共振回路を設け、１次側共振回
路にスイッチング回路で断続した直流を供給することで
トランス１０の１次コイルＮ１および２次コイルＮ２に
交番電圧を誘起させて２次コイルＮ２側の共振用コンデ
ンサＣｓの両端から交流電源を得、また共振用コンデン
サＣｓに整流回路を接続し出力側とスイッチング回路と
の間にスイッチング回路制御周波数の制御回路を介在さ
せて直流定電圧電源を得る方法および構成。
ーションがよく、信頼性や長期安定性があり、装置の小
型化ができる電源を得る技術の提供。 【解決手段】トランス１０の１次側コイルＮ１と２次側
コイルＮ２にそれぞれコイルのインダクタンスに共振す
るコンデンサＣｐ，Ｃｓを接続してトランス１０の１次
側と２次側とにそれぞれ共振回路を設け、１次側共振回
路にスイッチング回路で断続した直流を供給することで
トランス１０の１次コイルＮ１および２次コイルＮ２に
交番電圧を誘起させて２次コイルＮ２側の共振用コンデ
ンサＣｓの両端から交流電源を得、また共振用コンデン
サＣｓに整流回路を接続し出力側とスイッチング回路と
の間にスイッチング回路制御周波数の制御回路を介在さ
せて直流定電圧電源を得る方法および構成。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源ある
いは発電装置などの交流電源を入力し、安定度や質の良
い電源を得るようにした方法およびその装置に属するも
のである。
いは発電装置などの交流電源を入力し、安定度や質の良
い電源を得るようにした方法およびその装置に属するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来、様々な機器分野において商用交流
電源をそのまま使用できない機器があり、様々な電源装
置が使用されている。例えば、熱陰極蛍光灯に使用され
ている電子式安定器では、商用交流電圧を整流および平
滑する回路と、この整流平滑回路に接続されたＤＣ−Ａ
Ｃ変換回路よりなる。このＤＣ−ＡＣ変換回路は、蛍光
灯フィラメントの「予熱−放電」の目的で直列共振を利
用するようにフィラメントと直列に共振用コンデンサを
接続し、チョークコイルのインダクタンスに共振する周
波数（予熱用周波数）によりフィラメントを含む回路に
共振電流を流してフィラメントを加熱すると共に、蛍光
灯フィラメント間に高電圧を印加するようになってい
る。そして、フィラメント加熱により発生した熱電子が
高電圧のため移動（放電）して蛍光灯が点灯すると、両
電極間の電圧は低下するから、この時点で、点灯シーケ
ンスが点灯時周波数に切り換え、蛍光灯の点灯を続行さ
せるようになっている。また、前記電子式安定器は制御
回路を付加することにより、蛍光灯の管電流を変化させ
て調光を行なうようにすることも可能であり、この場
合、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式が一般に行なわれてい
る。
電源をそのまま使用できない機器があり、様々な電源装
置が使用されている。例えば、熱陰極蛍光灯に使用され
ている電子式安定器では、商用交流電圧を整流および平
滑する回路と、この整流平滑回路に接続されたＤＣ−Ａ
Ｃ変換回路よりなる。このＤＣ−ＡＣ変換回路は、蛍光
灯フィラメントの「予熱−放電」の目的で直列共振を利
用するようにフィラメントと直列に共振用コンデンサを
接続し、チョークコイルのインダクタンスに共振する周
波数（予熱用周波数）によりフィラメントを含む回路に
共振電流を流してフィラメントを加熱すると共に、蛍光
灯フィラメント間に高電圧を印加するようになってい
る。そして、フィラメント加熱により発生した熱電子が
高電圧のため移動（放電）して蛍光灯が点灯すると、両
電極間の電圧は低下するから、この時点で、点灯シーケ
ンスが点灯時周波数に切り換え、蛍光灯の点灯を続行さ
せるようになっている。また、前記電子式安定器は制御
回路を付加することにより、蛍光灯の管電流を変化させ
て調光を行なうようにすることも可能であり、この場
合、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式が一般に行なわれてい
る。
【０００３】また、上記のようなＰＷＭ方式スイッチン
グ電源装置で典型的なものでは、商用交流電圧を整流す
る回路と、この整流およびその平滑回路に接続されたＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路からなる。このＤＣ−ＤＣ変換回路は
制御周波数を固定し、この制御周波数の半サイクルの中
の部分的な範囲内でスイッチのオン、オフを交互に繰り
返し、このオン，オフの時間比率を変化させるＰＷＭ方
式によって負荷電流の増減、または商用交流電圧変動に
対し、出力電圧を常に一定に保つようにする方法が採用
されている。この方式は制御周波数を高く設計すること
により、小型軽量化が図れるというような利点がある。
グ電源装置で典型的なものでは、商用交流電圧を整流す
る回路と、この整流およびその平滑回路に接続されたＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路からなる。このＤＣ−ＤＣ変換回路は
制御周波数を固定し、この制御周波数の半サイクルの中
の部分的な範囲内でスイッチのオン、オフを交互に繰り
返し、このオン，オフの時間比率を変化させるＰＷＭ方
式によって負荷電流の増減、または商用交流電圧変動に
対し、出力電圧を常に一定に保つようにする方法が採用
されている。この方式は制御周波数を高く設計すること
により、小型軽量化が図れるというような利点がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前記のような従来の熱
陰極蛍光灯の電子式安定器は予熱時周波数と点灯時周波
数の２周波を必要とし、予熱時周波数から点灯時周波数
への切り換えは点灯シーケンスにより行なわれるので、
点灯シーケンスも必要となり、このため複雑な設計とな
っていた。また、前記蛍光灯の調光を行なうようにした
ものや種々の機器に多用されているＰＷＭ方式の電源装
置では、半サイクルのパルス幅を変化させて行なうが、
この制御周波数の周期の中を部分的に利用すること、お
よびゼロ電流スイッチングおよびゼロ電圧スイッチング
が困難なこと、つまり電流が流れている状態でスイッチ
ングを行なう構成であることから、社会的問題ともなっ
ているノイズの低減が解消されないし、スイッチング損
失も大きいなどの問題がある。
陰極蛍光灯の電子式安定器は予熱時周波数と点灯時周波
数の２周波を必要とし、予熱時周波数から点灯時周波数
への切り換えは点灯シーケンスにより行なわれるので、
点灯シーケンスも必要となり、このため複雑な設計とな
っていた。また、前記蛍光灯の調光を行なうようにした
ものや種々の機器に多用されているＰＷＭ方式の電源装
置では、半サイクルのパルス幅を変化させて行なうが、
この制御周波数の周期の中を部分的に利用すること、お
よびゼロ電流スイッチングおよびゼロ電圧スイッチング
が困難なこと、つまり電流が流れている状態でスイッチ
ングを行なう構成であることから、社会的問題ともなっ
ているノイズの低減が解消されないし、スイッチング損
失も大きいなどの問題がある。
【０００５】本発明は上記問題点を解消するためになさ
れたものであって、その目的とするところは、有害なノ
イズを含まず、スイッチングレギュレーションがよく、
信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化ができ
るようにした電源を得る方法およびその装置を提供する
ことにある。また、本発明は、有害なノイズを含まず、
スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長期安
定性のある直流の定電圧電源を得る方法およびその装置
を提供することにある。
れたものであって、その目的とするところは、有害なノ
イズを含まず、スイッチングレギュレーションがよく、
信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化ができ
るようにした電源を得る方法およびその装置を提供する
ことにある。また、本発明は、有害なノイズを含まず、
スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長期安
定性のある直流の定電圧電源を得る方法およびその装置
を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の手段として、本発明請求項１記載の２重共振回路によ
り電源を得る方法では、トランスの１次側コイルと２次
側コイルにそれぞれコイルのインダクタンスに共振する
コンデンサを接続して該トランスの１次側と２次側とに
それぞれ共振回路を設け、前記１次側共振回路にスイッ
チング回路で断続した直流を供給することにより前記ト
ランスの１次コイルおよび２次コイルに交番電圧を誘起
させ、該２次コイル側の共振用コンデンサの両端から交
流電源を得るようにしたことを特徴とする。
の手段として、本発明請求項１記載の２重共振回路によ
り電源を得る方法では、トランスの１次側コイルと２次
側コイルにそれぞれコイルのインダクタンスに共振する
コンデンサを接続して該トランスの１次側と２次側とに
それぞれ共振回路を設け、前記１次側共振回路にスイッ
チング回路で断続した直流を供給することにより前記ト
ランスの１次コイルおよび２次コイルに交番電圧を誘起
させ、該２次コイル側の共振用コンデンサの両端から交
流電源を得るようにしたことを特徴とする。
【０００７】請求項２記載の２重共振回路により電源を
得る方法では、請求項１記載の２重共振回路により電源
を得る方法において、前記２次コイル誘起電圧の垂下特
性部分を利用すると共に、負荷の増減または電源電圧の
変動のため出力電圧が変動しようとするのに対し前記ス
イッチング回路における直流断続の制御周波数を変化さ
せることにより、トランス２次側電圧を常に一定値に保
つようにしたことを特徴とする。
得る方法では、請求項１記載の２重共振回路により電源
を得る方法において、前記２次コイル誘起電圧の垂下特
性部分を利用すると共に、負荷の増減または電源電圧の
変動のため出力電圧が変動しようとするのに対し前記ス
イッチング回路における直流断続の制御周波数を変化さ
せることにより、トランス２次側電圧を常に一定値に保
つようにしたことを特徴とする。
【０００８】請求項３記載の２重共振回路により電源を
得る方法では、請求項１または請求項２記載の２重共振
回路により電源を得る方法において、前記２次コイル側
の共振用コンデンサの両端に整流回路を接続して直流電
源を得るようにしたことを特徴とする。
得る方法では、請求項１または請求項２記載の２重共振
回路により電源を得る方法において、前記２次コイル側
の共振用コンデンサの両端に整流回路を接続して直流電
源を得るようにしたことを特徴とする。
【０００９】請求項４記載の２重共振回路を有した電源
装置では、交流電源の出力端子に接続された整流回路
と；前記整流回路の出力端子間に接続された平滑用コン
デンサと；第１スイッチと第２スイッチからなる直列回
路を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けた
第１および第２スイッチの直列回路と；共振用インダク
タンスを有するトランスの１次コイルと第１の共振用コ
ンデンサとの直列回路を前記第２スイッチに対し並列に
接続して設けられた第１共振回路と；共振用インダクタ
ンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コア
で電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサ
を並列に接続して設けられた第２共振回路と；オン，オ
フ周波数で前記第１および第２のスイッチを交互にオ
ン，オフするための制御回路と；を備え、前記第２の共
振用コンデンサの両端が負荷の接続点となされているこ
とを特徴とする。
装置では、交流電源の出力端子に接続された整流回路
と；前記整流回路の出力端子間に接続された平滑用コン
デンサと；第１スイッチと第２スイッチからなる直列回
路を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けた
第１および第２スイッチの直列回路と；共振用インダク
タンスを有するトランスの１次コイルと第１の共振用コ
ンデンサとの直列回路を前記第２スイッチに対し並列に
接続して設けられた第１共振回路と；共振用インダクタ
ンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コア
で電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサ
を並列に接続して設けられた第２共振回路と；オン，オ
フ周波数で前記第１および第２のスイッチを交互にオ
ン，オフするための制御回路と；を備え、前記第２の共
振用コンデンサの両端が負荷の接続点となされているこ
とを特徴とする。
【００１０】請求項５記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項４記載の２重共振回路利用の電源装置
において、前記制御回路は制御用周波数を任意に変更可
能に設けられていることを特徴とする。
装置では、請求項４記載の２重共振回路利用の電源装置
において、前記制御回路は制御用周波数を任意に変更可
能に設けられていることを特徴とする。
【００１１】請求項６記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項４記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記第２の共振用コンデンサの両端に出力
整流平滑回路が接続されていることを特徴とする。
装置では、請求項４記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記第２の共振用コンデンサの両端に出力
整流平滑回路が接続されていることを特徴とする。
【００１２】請求項７記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項６記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記制御回路が前記出力整流平滑回路に接
続された誤差増幅器の信号により該出力整流平滑回路の
出力を一定に制御するための可変周波数発振回路を備え
ていることを特徴とする。
装置では、請求項６記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記制御回路が前記出力整流平滑回路に接
続された誤差増幅器の信号により該出力整流平滑回路の
出力を一定に制御するための可変周波数発振回路を備え
ていることを特徴とする。
【００１３】請求項８記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項４ないし請求項７のうちいずれかの項
に記載の２重共振回路を有した電源装置において、前記
トランスに、該トランスの１次コイルとこの１次コイル
に対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルとの間
に発生する浮遊容量が小さなリーケージトランスを使用
したことを特徴とする。
装置では、請求項４ないし請求項７のうちいずれかの項
に記載の２重共振回路を有した電源装置において、前記
トランスに、該トランスの１次コイルとこの１次コイル
に対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルとの間
に発生する浮遊容量が小さなリーケージトランスを使用
したことを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明によれば、正弦波交流を発生させ、電流
が流れていない状態で、スイッチング素子によるオン，
オフを行ない、トランスの１次側と２次側で共振させた
状態で出力させるから、極めて奇麗なサインカーブで出
力がなされる。また、高い周波数でも作用させることが
できる。従って有害なリップルやノイズを含まず、スイ
ッチングレギュレーションがよく、また、部品点数も減
ることから、信頼性や長期安定性が高まり、また、装置
の小型化ができるし、コストダウンを図ることができ
る。
が流れていない状態で、スイッチング素子によるオン，
オフを行ない、トランスの１次側と２次側で共振させた
状態で出力させるから、極めて奇麗なサインカーブで出
力がなされる。また、高い周波数でも作用させることが
できる。従って有害なリップルやノイズを含まず、スイ
ッチングレギュレーションがよく、また、部品点数も減
ることから、信頼性や長期安定性が高まり、また、装置
の小型化ができるし、コストダウンを図ることができ
る。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施の形態を説明する。図１は本発明第１の実施の形態で
ある２重共振回路を有した電源装置を示しており、蛍光
灯の始動および安定器として使用した場合を説明する。
図中４は従来公知のブリッジ整流回路であり、第１の整
流ダイオードＤｂ1 のアノードと第３の整流ダイオード
Ｄｂ3 のカソードの接続点５が６０Ｈｚ商用電源１の一
方の電源端子２に接続され、第２の整流ダイオードＤｂ
2 のアノードと第４の整流ダイオードＤｂ4 のカソード
の接続点６が他方の電源端子３に接続され、全波整流を
出力する第１出力端子７ａが後述するスイッチング回路
の一方の直流電源ライン７に接続され、第２出力端子８
ａが同じく他方の直流電源ライン８に接続されている。
Ｃi はブリッジ整流回路４の第１，第２出力端子間に接
続された入力平滑用コンデンサであり、該コンデンサＣ
i の容量は、後述する電流共振用コンデンサＣp ，Ｃs
より大きな容量を有している。
施の形態を説明する。図１は本発明第１の実施の形態で
ある２重共振回路を有した電源装置を示しており、蛍光
灯の始動および安定器として使用した場合を説明する。
図中４は従来公知のブリッジ整流回路であり、第１の整
流ダイオードＤｂ1 のアノードと第３の整流ダイオード
Ｄｂ3 のカソードの接続点５が６０Ｈｚ商用電源１の一
方の電源端子２に接続され、第２の整流ダイオードＤｂ
2 のアノードと第４の整流ダイオードＤｂ4 のカソード
の接続点６が他方の電源端子３に接続され、全波整流を
出力する第１出力端子７ａが後述するスイッチング回路
の一方の直流電源ライン７に接続され、第２出力端子８
ａが同じく他方の直流電源ライン８に接続されている。
Ｃi はブリッジ整流回路４の第１，第２出力端子間に接
続された入力平滑用コンデンサであり、該コンデンサＣ
i の容量は、後述する電流共振用コンデンサＣp ，Ｃs
より大きな容量を有している。
【００１６】Ｑ1,Ｑ2 は第１のＦＥＴ（電界効果トラン
ジスタ）と第２のＦＥＴであって第１スイッチ，第２ス
イッチとして直列回路を構成するように接続されてお
り、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧をオン，オフ
するため、その直列回路が該入力平滑用コンデンサＣi
に対し並列に接続されている。前記第１，第２のＦＥＴ
Ｑ1,ＦＥＴＱ2 は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
であり、ソースがサブストレートに接続され、ドレイン
とソース間にスイッチ部Ｓ1、Ｓ2 を有し、さらに、その
スイッチ部Ｓ1、Ｓ2 には、ドレイン電流と反対方向の電
流を流す用にしたダイオードＤ1 ，Ｄ2 が並列に接続さ
れている。
ジスタ）と第２のＦＥＴであって第１スイッチ，第２ス
イッチとして直列回路を構成するように接続されてお
り、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧をオン，オフ
するため、その直列回路が該入力平滑用コンデンサＣi
に対し並列に接続されている。前記第１，第２のＦＥＴ
Ｑ1,ＦＥＴＱ2 は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
であり、ソースがサブストレートに接続され、ドレイン
とソース間にスイッチ部Ｓ1、Ｓ2 を有し、さらに、その
スイッチ部Ｓ1、Ｓ2 には、ドレイン電流と反対方向の電
流を流す用にしたダイオードＤ1 ，Ｄ2 が並列に接続さ
れている。
【００１７】前記第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のターン
オン，ターンオフ時の電圧を緩慢にするため、第２のＦ
ＥＴＱ2 に並列に、第１の共振用コンデンサＣp とトラ
ンス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有する１次巻線
Ｎ1 、および１次巻線に対して磁性体コアで電磁結合さ
れた共振用インダクタンスＬ2 を有する２次巻線Ｎ2と
第２の共振用コンデンサＣs との２組みの直列共振回路
が接続されている。つまり、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ
2 の接続点９とグランド側の直流電源ライン８との間
に、第１の共振用コンデンサＣp とトランス１０の共振
インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 との直列回路
が接続されて第１の直列共振回路が形成されている。ま
た、前記トランス１０は、前記のように１次巻線Ｎ1 に
対し磁性体コア１１で電磁結合された共振インダクタン
スＬ2 を有する２次巻線Ｎ2 を有しており、磁性体コア
１１の両脚に前記１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々に
巻いたリーケージトランスに形成されている。そして、
この２次巻線Ｎ2 が接続された第１および第２の交流出
力端子１２，１３間に第２の共振用コンデンサＣs が接
続されて第２の直列共振回路が形成されている。
オン，ターンオフ時の電圧を緩慢にするため、第２のＦ
ＥＴＱ2 に並列に、第１の共振用コンデンサＣp とトラ
ンス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有する１次巻線
Ｎ1 、および１次巻線に対して磁性体コアで電磁結合さ
れた共振用インダクタンスＬ2 を有する２次巻線Ｎ2と
第２の共振用コンデンサＣs との２組みの直列共振回路
が接続されている。つまり、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ
2 の接続点９とグランド側の直流電源ライン８との間
に、第１の共振用コンデンサＣp とトランス１０の共振
インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 との直列回路
が接続されて第１の直列共振回路が形成されている。ま
た、前記トランス１０は、前記のように１次巻線Ｎ1 に
対し磁性体コア１１で電磁結合された共振インダクタン
スＬ2 を有する２次巻線Ｎ2 を有しており、磁性体コア
１１の両脚に前記１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々に
巻いたリーケージトランスに形成されている。そして、
この２次巻線Ｎ2 が接続された第１および第２の交流出
力端子１２，１３間に第２の共振用コンデンサＣs が接
続されて第２の直列共振回路が形成されている。
【００１８】２０Ａは制御回路であり、第１，第２のＦ
ＥＴＱ1,Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって
ライン２３，２４によって第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2
のゲートに接続されている。前記制御回路２０Ａは図２
に詳しく示すように、固定周波数発振器２７Ａと、これ
に接続された制御信号形成回路２８とを有しており、こ
の制御信号形成回路２８は、固定周波数発振回路２７Ａ
の出力波形をコンパレータで成形して、第１，第２のＦ
ＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するため、方形の第１および第２の
制御信号Ｖg1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように
形成するものである。尚、Ｖg1，Ｖg2は互いに逆位相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になるように設定されている。また、前記
第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2の周波数は交流電源１
の周波数（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば
９０ｋＨｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖ
g1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、トランス１０の１次
巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振波形の半波よりも、短く設定されて
いる。
ＥＴＱ1,Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって
ライン２３，２４によって第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2
のゲートに接続されている。前記制御回路２０Ａは図２
に詳しく示すように、固定周波数発振器２７Ａと、これ
に接続された制御信号形成回路２８とを有しており、こ
の制御信号形成回路２８は、固定周波数発振回路２７Ａ
の出力波形をコンパレータで成形して、第１，第２のＦ
ＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するため、方形の第１および第２の
制御信号Ｖg1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように
形成するものである。尚、Ｖg1，Ｖg2は互いに逆位相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になるように設定されている。また、前記
第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2の周波数は交流電源１
の周波数（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば
９０ｋＨｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖ
g1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、トランス１０の１次
巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振波形の半波よりも、短く設定されて
いる。
【００１９】次に、本実施の形態における［動作の概
要］を説明する。まず、図１のスイッチング電源装置に
おいて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 をオン，オフする
と、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧Ｖciが断続さ
れる。漏れインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振回路に対して第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 によって断続された電圧が印加されると、共振電
流が流れる。前述のように、図３の第１および第２の制
御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp
との共振波形の半波より短く設定されているが、これは
図１の第１，第２の交流出力端子１２，１３間に広範な
周波数帯域（例えば４０〜７０ｋＨｚ）に亘って正弦波
形を出力させるための手段であり、図１のトランス１０
の１次巻線Ｎ1 の端子間電圧ＶL1および２次巻線からの
出力波形ＶL2は図７に示すような波形となる。第１およ
び第２の共振回路が常時接続されているため、第１およ
び第２の共振回路には常時電流が流れるが、静電エネル
ギーと電磁エネルギーの変換が繰り返されるための無効
電力が殆どであり、消費電力は電流の割りには小さいも
のとなっている。
要］を説明する。まず、図１のスイッチング電源装置に
おいて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 をオン，オフする
と、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧Ｖciが断続さ
れる。漏れインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振回路に対して第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 によって断続された電圧が印加されると、共振電
流が流れる。前述のように、図３の第１および第２の制
御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp
との共振波形の半波より短く設定されているが、これは
図１の第１，第２の交流出力端子１２，１３間に広範な
周波数帯域（例えば４０〜７０ｋＨｚ）に亘って正弦波
形を出力させるための手段であり、図１のトランス１０
の１次巻線Ｎ1 の端子間電圧ＶL1および２次巻線からの
出力波形ＶL2は図７に示すような波形となる。第１およ
び第２の共振回路が常時接続されているため、第１およ
び第２の共振回路には常時電流が流れるが、静電エネル
ギーと電磁エネルギーの変換が繰り返されるための無効
電力が殆どであり、消費電力は電流の割りには小さいも
のとなっている。
【００２０】［共振動作］ 次に、図７を参照して図１
の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの１周期の
動作を説明する。図７において、Ｖg1，Ｖg2は第１，第
２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の制御信号、即ち、ゲート・ソース
間電圧ＶQ1，ＶQ2は、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のド
レイン・ソース間電流Ｉ1 は、第１の共振用コンデンサ
Ｃp とトランス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有す
る１次巻線Ｎ1 から成る第１の共振回路に流れる電流、
ＶL1はトランス１０の１次巻線Ｎ1 の誘起起電力、Ｉ2
はトランス１０の共振インダクタンスＬ2 を有する２次
巻線Ｎ2 の共振用コンデンサＣs から成る第２の共振回
路に流れる電流、ＶL2はトランス１０の２次巻線Ｎ2 の
誘起起電力、即ち、交流出力である。図７において、ｔ
0 〜ｔ4 が第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの
１周期であり、Ｖg1が高レベルになるｔ1 〜ｔ2 が第１
のＦＥＴＱ1 のオン期間、Ｖg2が高レベルになるｔ3 〜
ｔ4 が第２のＦＥＴＱ2 のオン期間、Ｖg1，Ｖg2の両方
が低レベルとなるｔ0 〜ｔ1 およびｔ2 〜ｔ3 がデッド
タイムである。ｔ1 〜ｔ4 の１周期の動作を大別してｔ
0 〜ｔ1 の第１期間と、ｔ1 〜ｔ2 の第２期間と、ｔ2
〜ｔ3 の第３期間と、ｔ3 〜ｔ4 の第４期間とに分けて
説明する。尚、以下において、電流の経路の説明では回
路素子の符号のみによって電流経路を示す。
の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの１周期の
動作を説明する。図７において、Ｖg1，Ｖg2は第１，第
２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の制御信号、即ち、ゲート・ソース
間電圧ＶQ1，ＶQ2は、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のド
レイン・ソース間電流Ｉ1 は、第１の共振用コンデンサ
Ｃp とトランス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有す
る１次巻線Ｎ1 から成る第１の共振回路に流れる電流、
ＶL1はトランス１０の１次巻線Ｎ1 の誘起起電力、Ｉ2
はトランス１０の共振インダクタンスＬ2 を有する２次
巻線Ｎ2 の共振用コンデンサＣs から成る第２の共振回
路に流れる電流、ＶL2はトランス１０の２次巻線Ｎ2 の
誘起起電力、即ち、交流出力である。図７において、ｔ
0 〜ｔ4 が第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの
１周期であり、Ｖg1が高レベルになるｔ1 〜ｔ2 が第１
のＦＥＴＱ1 のオン期間、Ｖg2が高レベルになるｔ3 〜
ｔ4 が第２のＦＥＴＱ2 のオン期間、Ｖg1，Ｖg2の両方
が低レベルとなるｔ0 〜ｔ1 およびｔ2 〜ｔ3 がデッド
タイムである。ｔ1 〜ｔ4 の１周期の動作を大別してｔ
0 〜ｔ1 の第１期間と、ｔ1 〜ｔ2 の第２期間と、ｔ2
〜ｔ3 の第３期間と、ｔ3 〜ｔ4 の第４期間とに分けて
説明する。尚、以下において、電流の経路の説明では回
路素子の符号のみによって電流経路を示す。
【００２１】（ｔ0 〜ｔ1 期間）ｔ0 期間の直前は第１
の制御信号Ｖg1が低レベル、第２の制御信号Ｖg2が高レ
ベルである。ｔ0 の時点で第２の制御信号Ｖg2が高レベ
ルから低レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2 がオン
からオフに転換する。従って、ｔ1 の直前では、ＦＥＴ
Ｑ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ1 〜ｔ2 期間）ｔ1 の時点で第１の制御信号Ｖg1が
低レベルから高レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1
がオフからオンに転換する。このＦＥＴＱ1 がオンにな
ると、第１の直列共振回路には、Ｃi −７−Ｑ2 −９−
Ｃp −Ｌ1 −８−Ｃi の閉回路に１次共振電流が流れ
る。Ｉ1 の電流波形は直列共振の条件から図７のＩ1 に
示すように正の波形の半波となり、第１の共振用コンデ
ンサＣp に電荷（静電エネルギー）が蓄積される。また
同時にトランス１０の２次巻線Ｎ2 にも、Ｌ2 −１２−
Ｃs −１３−Ｌ2 からなる第２の直列共振回路にも電流
Ｉ2 が流れる。Ｉ2 の波形は図７に示すように正の正弦
波形の半波となり、第２の共振用コンデンサＣs に電荷
（静電エネルギー）が蓄積される。１次共振電流Ｉ1 が
共振インダクタンスＬ1 を有するトランス１０の１次巻
線Ｎ1 に流れると、Ｉ1とＬ1 との積に比例した電圧ＶL
1が１次巻線Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に
示すように正の波形の半波となる。また、２次共振電流
Ｉ2 が共振インダクタンスＬ2 を有するトランス１０の
２次巻線Ｎ2 に流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した
電圧ＶL2が２次巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７の
ＶL2に示すように正の正弦波の半波となる。 （ｔ2 〜ｔ3 期間）ｔ2 時点で第１の制御信号Ｖg1が高
レベルから低レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1 が
オンからオフに転換する。従ってｔ3 の直前では第１，
第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ3 〜ｔ4 期間）ｔ3 の時点で第２の制御信号Ｖg2が
低レベルから高レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2
がオフからオンに転換する。第２のＦＥＴＱ2 がオンに
なると、第１の直列共振回路には第１の共振用コンデン
サＣp に蓄積された電荷が放電され、Ｃp −Ｌ1 −Ｑ2
−９−Ｃp の閉回路を１次共振電流Ｉ1 となって流れ
る。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ1 の波形は図７に示すよう
に負の波形の半波となる。また、第２のＦＥＴＱ2 がオ
フからオンに転換すると、第２の直列共振回路にも共振
用コンデンサＣs に蓄積された電荷の放電による２次共
振電流Ｉ2 がＣs −１２−Ｌ2 −１３−Ｃs の閉回路を
流れる。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ2 の波形は図７のＩ2
に示すように負の波形の半波となる。１次共振電流Ｉ1
が共振インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 に流れ
ると、Ｉ1 とＬ1 との積に比例した電圧ＶL1が１次巻線
Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に示すように負
の波形の半波となる。また２次共振電流Ｉ2 が共振イン
ダクタンスＬ2 を有するトランス１０の２次巻線Ｎ2 に
流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した電圧ＶL2が２次
巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７のＶL2に示すよう
に負の正弦波形の半波となる。本実施の形態の安定器に
あっては、トランス２次巻線の誘起起電力において、制
御周波数の広範な帯域に亘り、ノイズの発生のないほぼ
完全な正弦波形を得ることができた。従って外部に有害
なノイズの発生を小さくすることができる。この効果
は、トランスの１次と２次側にそれぞれ共振回路を付加
したことによって得られたものであり、詳細に亘っては
鋭意解明中である。
の制御信号Ｖg1が低レベル、第２の制御信号Ｖg2が高レ
ベルである。ｔ0 の時点で第２の制御信号Ｖg2が高レベ
ルから低レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2 がオン
からオフに転換する。従って、ｔ1 の直前では、ＦＥＴ
Ｑ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ1 〜ｔ2 期間）ｔ1 の時点で第１の制御信号Ｖg1が
低レベルから高レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1
がオフからオンに転換する。このＦＥＴＱ1 がオンにな
ると、第１の直列共振回路には、Ｃi −７−Ｑ2 −９−
Ｃp −Ｌ1 −８−Ｃi の閉回路に１次共振電流が流れ
る。Ｉ1 の電流波形は直列共振の条件から図７のＩ1 に
示すように正の波形の半波となり、第１の共振用コンデ
ンサＣp に電荷（静電エネルギー）が蓄積される。また
同時にトランス１０の２次巻線Ｎ2 にも、Ｌ2 −１２−
Ｃs −１３−Ｌ2 からなる第２の直列共振回路にも電流
Ｉ2 が流れる。Ｉ2 の波形は図７に示すように正の正弦
波形の半波となり、第２の共振用コンデンサＣs に電荷
（静電エネルギー）が蓄積される。１次共振電流Ｉ1 が
共振インダクタンスＬ1 を有するトランス１０の１次巻
線Ｎ1 に流れると、Ｉ1とＬ1 との積に比例した電圧ＶL
1が１次巻線Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に
示すように正の波形の半波となる。また、２次共振電流
Ｉ2 が共振インダクタンスＬ2 を有するトランス１０の
２次巻線Ｎ2 に流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した
電圧ＶL2が２次巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７の
ＶL2に示すように正の正弦波の半波となる。 （ｔ2 〜ｔ3 期間）ｔ2 時点で第１の制御信号Ｖg1が高
レベルから低レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1 が
オンからオフに転換する。従ってｔ3 の直前では第１，
第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ3 〜ｔ4 期間）ｔ3 の時点で第２の制御信号Ｖg2が
低レベルから高レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2
がオフからオンに転換する。第２のＦＥＴＱ2 がオンに
なると、第１の直列共振回路には第１の共振用コンデン
サＣp に蓄積された電荷が放電され、Ｃp −Ｌ1 −Ｑ2
−９−Ｃp の閉回路を１次共振電流Ｉ1 となって流れ
る。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ1 の波形は図７に示すよう
に負の波形の半波となる。また、第２のＦＥＴＱ2 がオ
フからオンに転換すると、第２の直列共振回路にも共振
用コンデンサＣs に蓄積された電荷の放電による２次共
振電流Ｉ2 がＣs −１２−Ｌ2 −１３−Ｃs の閉回路を
流れる。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ2 の波形は図７のＩ2
に示すように負の波形の半波となる。１次共振電流Ｉ1
が共振インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 に流れ
ると、Ｉ1 とＬ1 との積に比例した電圧ＶL1が１次巻線
Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に示すように負
の波形の半波となる。また２次共振電流Ｉ2 が共振イン
ダクタンスＬ2 を有するトランス１０の２次巻線Ｎ2 に
流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した電圧ＶL2が２次
巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７のＶL2に示すよう
に負の正弦波形の半波となる。本実施の形態の安定器に
あっては、トランス２次巻線の誘起起電力において、制
御周波数の広範な帯域に亘り、ノイズの発生のないほぼ
完全な正弦波形を得ることができた。従って外部に有害
なノイズの発生を小さくすることができる。この効果
は、トランスの１次と２次側にそれぞれ共振回路を付加
したことによって得られたものであり、詳細に亘っては
鋭意解明中である。
【００２２】［熱陰極蛍光灯用の電子式安定器の動作］
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力の振幅は第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数に依存し
て変化する。図９は無負荷の場合と負荷電流を流した場
合のそれぞれについて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の
オン，オフ周波数を変化させた時の２次巻線Ｎ2 の誘起
起電力の振幅を図表化したものであり、１Ｂが無負荷の
場合、２Ｂが負荷時のＶ−ｆ特性になっている。図１の
ように第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
が固定の場合（例えば図９，６０ｋＨｚ）について説明
する。第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
によりトランス１０の２次巻線Ｎ2 に電圧が誘起され、
第１，第２の出力端子１２，１３に接続された負荷１４
に印加（課電）される。負荷１４は図１０に詳しく示す
ようにフィラメントｒ1 およびｒ2 、コンデンサＣl と
を有する。負荷１４に電圧が印加されると１２−ｒ1 −
Ｃl −ｒ2 −１３の経路で電流が流れ、この電流により
フィラメントｒ1 およびｒ2 が発熱し、熱電子が発生す
る。フィラメントｒ1 −ｒ2 間には前記の高い電圧が印
加されているためフィラメントｒ1 −ｒ2 間に放電が起
こり、点灯する。トランス１０はリーケージ特性を有し
チョークコイルと同様の限流作用があるから、前記放電
によりフィラメントｒ1 −ｒ2 間が短絡に近い状態とな
った後、蛍光灯の管電流を安定して供給し、そのまま点
灯を持続させることができる。
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力の振幅は第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数に依存し
て変化する。図９は無負荷の場合と負荷電流を流した場
合のそれぞれについて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の
オン，オフ周波数を変化させた時の２次巻線Ｎ2 の誘起
起電力の振幅を図表化したものであり、１Ｂが無負荷の
場合、２Ｂが負荷時のＶ−ｆ特性になっている。図１の
ように第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
が固定の場合（例えば図９，６０ｋＨｚ）について説明
する。第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
によりトランス１０の２次巻線Ｎ2 に電圧が誘起され、
第１，第２の出力端子１２，１３に接続された負荷１４
に印加（課電）される。負荷１４は図１０に詳しく示す
ようにフィラメントｒ1 およびｒ2 、コンデンサＣl と
を有する。負荷１４に電圧が印加されると１２−ｒ1 −
Ｃl −ｒ2 −１３の経路で電流が流れ、この電流により
フィラメントｒ1 およびｒ2 が発熱し、熱電子が発生す
る。フィラメントｒ1 −ｒ2 間には前記の高い電圧が印
加されているためフィラメントｒ1 −ｒ2 間に放電が起
こり、点灯する。トランス１０はリーケージ特性を有し
チョークコイルと同様の限流作用があるから、前記放電
によりフィラメントｒ1 −ｒ2 間が短絡に近い状態とな
った後、蛍光灯の管電流を安定して供給し、そのまま点
灯を持続させることができる。
【００２３】［コモンモードノイズ伝達阻止機能］ 図
８，図９を参照して図１１のリーケージトランス使用に
よるコモンモードノイズ伝達阻止機能を説明する。トラ
ンス１０でのコモンモードノイズの伝達は、１次巻線Ｎ
1 と２次巻線Ｎ2との間に生じる寄生容量（ストレーキ
ャパシタンス）を経由して行なわれる。従ってこのスト
レーキャパシタンスの小さいトランスを使用すればコモ
ンモードノイズの伝達阻止能力を大きくすることができ
る。本実施の形態のトランス１０は、前記のように磁性
体コア１１の両脚に１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々
に巻いているからコモンモードノイズの伝達阻止能力を
大きくすることができる。また、このリーケージトラン
スの欠点、つまり、電圧変動率が大きく負荷変動により
２次巻線Ｎ2 の誘起起電力が大きく変動するという問題
を、２重共振回路利用の場合、前記のように制御周波数
をトランス２次巻線Ｎ2 の誘起起電力との関係が、図
８，図９に示すように、制御周波数を下げると２次巻線
Ｎ2 の誘起起電力が上がるので、制御周波数を変化させ
て電圧変動に対応させ、電圧降下を補償することで解消
している。前記トランスとコンデンサの容量は、例え
ば、トランスの１次側コイルＮ1 を７５巻き、２次側コ
イルＮ2 を５巻き、１次側コンデンサを０．１μＦ、２
次側コンデンサを５．５μＦの組み合わせとしたとき、
極めて奇麗なサインカーブが得られたが、勿論、これに
限定されるものではなく、その組み合わせ範囲は広く任
意に設定することができるものである。以上、説明して
きたように本実施の形態の電源装置では、奇麗なサイン
カーブの出力が得られることから、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションのよい電源が得ら
れ、また、部品点数を少なくすることができるというこ
とで信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化が
達成できる。
８，図９を参照して図１１のリーケージトランス使用に
よるコモンモードノイズ伝達阻止機能を説明する。トラ
ンス１０でのコモンモードノイズの伝達は、１次巻線Ｎ
1 と２次巻線Ｎ2との間に生じる寄生容量（ストレーキ
ャパシタンス）を経由して行なわれる。従ってこのスト
レーキャパシタンスの小さいトランスを使用すればコモ
ンモードノイズの伝達阻止能力を大きくすることができ
る。本実施の形態のトランス１０は、前記のように磁性
体コア１１の両脚に１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々
に巻いているからコモンモードノイズの伝達阻止能力を
大きくすることができる。また、このリーケージトラン
スの欠点、つまり、電圧変動率が大きく負荷変動により
２次巻線Ｎ2 の誘起起電力が大きく変動するという問題
を、２重共振回路利用の場合、前記のように制御周波数
をトランス２次巻線Ｎ2 の誘起起電力との関係が、図
８，図９に示すように、制御周波数を下げると２次巻線
Ｎ2 の誘起起電力が上がるので、制御周波数を変化させ
て電圧変動に対応させ、電圧降下を補償することで解消
している。前記トランスとコンデンサの容量は、例え
ば、トランスの１次側コイルＮ1 を７５巻き、２次側コ
イルＮ2 を５巻き、１次側コンデンサを０．１μＦ、２
次側コンデンサを５．５μＦの組み合わせとしたとき、
極めて奇麗なサインカーブが得られたが、勿論、これに
限定されるものではなく、その組み合わせ範囲は広く任
意に設定することができるものである。以上、説明して
きたように本実施の形態の電源装置では、奇麗なサイン
カーブの出力が得られることから、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションのよい電源が得ら
れ、また、部品点数を少なくすることができるというこ
とで信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化が
達成できる。
【００２４】次に、第２の実施の形態を説明する。図３
は本発明の第２の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、蛍光灯の調光機能を付加した
安定器として使用した場合を説明する。尚、本実施の形
態において、前記第１の実施の形態と同様の構成部分に
は同一の符号を付してその具体的な説明は省略する。本
実施の形態の制御回路２０Ｂは、可変周波数発振器２７
Ｂと制御信号形成回路２８とを組み合わせたことに特徴
がある。前記可変周波数発振器２７Ｂに接続された制御
信号形成回路２８は、可変周波数発振回路２７Ｂの出力
波形をコンパレータで整形して、第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 を制御するための方形の第１，第２制御信号Ｖg
1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように形成するも
のである。尚、前記制御信号Ｖg1，Ｖg2は互いに逆相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になる。また、前記第１，第２制御信号Ｖ
g1，Ｖg2の周波数は交流電源１の周波数（例えば６０Ｈ
ｚ）よりも十分高い値（例えば９０ｋＨｚ）を有する。
また、前記第１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間の
パルス幅は、トランス１０の１次巻線Ｎ1 のインダクタ
ンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との直列共振波
形の半波よりも短く設定されている。 ［動作概要］ トランス１０の動作は前記第１の実施の
形態と同様であるので、その説明は省略する。負荷１４
は図９に示すように、フィラメントｒ1 ，ｒ2 およびコ
ンデンサＣlを有する。この場合、予熱−放電−点灯に
ついては前記の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オ
フ周波数が固定の場合と同様であるが、前記可変周波数
発振回路２７Ｂによって発振周波数を変化させることに
より、調光を行なうことができる。例えば、蛍光灯を減
光する場合は、前記発振周波数を高くするだけでよい。
これは、図９のＶ−ｆ特性２Ｂから判るように、周波数
が高くなるとトランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力
が低くなって蛍光灯の管電流が減少することで減光する
のである。以上、説明してきたように本実施の形態の電
源装置では、奇麗なサインカーブの出力が得られること
から、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュレー
ションがよく、また、簡単な構成で調光機能（電圧調整
機能）を付加できるから、装置の小型化を達成すること
ができる。
は本発明の第２の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、蛍光灯の調光機能を付加した
安定器として使用した場合を説明する。尚、本実施の形
態において、前記第１の実施の形態と同様の構成部分に
は同一の符号を付してその具体的な説明は省略する。本
実施の形態の制御回路２０Ｂは、可変周波数発振器２７
Ｂと制御信号形成回路２８とを組み合わせたことに特徴
がある。前記可変周波数発振器２７Ｂに接続された制御
信号形成回路２８は、可変周波数発振回路２７Ｂの出力
波形をコンパレータで整形して、第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 を制御するための方形の第１，第２制御信号Ｖg
1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように形成するも
のである。尚、前記制御信号Ｖg1，Ｖg2は互いに逆相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になる。また、前記第１，第２制御信号Ｖ
g1，Ｖg2の周波数は交流電源１の周波数（例えば６０Ｈ
ｚ）よりも十分高い値（例えば９０ｋＨｚ）を有する。
また、前記第１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間の
パルス幅は、トランス１０の１次巻線Ｎ1 のインダクタ
ンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との直列共振波
形の半波よりも短く設定されている。 ［動作概要］ トランス１０の動作は前記第１の実施の
形態と同様であるので、その説明は省略する。負荷１４
は図９に示すように、フィラメントｒ1 ，ｒ2 およびコ
ンデンサＣlを有する。この場合、予熱−放電−点灯に
ついては前記の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オ
フ周波数が固定の場合と同様であるが、前記可変周波数
発振回路２７Ｂによって発振周波数を変化させることに
より、調光を行なうことができる。例えば、蛍光灯を減
光する場合は、前記発振周波数を高くするだけでよい。
これは、図９のＶ−ｆ特性２Ｂから判るように、周波数
が高くなるとトランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力
が低くなって蛍光灯の管電流が減少することで減光する
のである。以上、説明してきたように本実施の形態の電
源装置では、奇麗なサインカーブの出力が得られること
から、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュレー
ションがよく、また、簡単な構成で調光機能（電圧調整
機能）を付加できるから、装置の小型化を達成すること
ができる。
【００２５】次に、第３の実施の形態を説明する。図５
は本発明の第３の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、ノイズを嫌う電子機器に直流
を供給するのに最適な定電圧装置として採用したものを
説明する。尚、本実施の形態において、前記第１，第２
の実施の形態と同様の構成部分には同一の符号を付して
その具体的な説明は省略する。本実施の形態の定電圧装
置は実施の形態２のトランス２次コイル側に出力整流回
路を付加し、さらに制御回路２０Ｂに誤差回路を付加し
たことに特徴がある。本実施の形態では、第１，第２の
交流出力端子１２，１３間に出力整流ダイオードＤo1，
Ｄo2，Ｄo3およびＤo4からなるブリッジ整流回路１６が
接続されている。即ち、全波整流回路を形成するため
に、第１の出力整流ダイオードＤo1のアノードと第３の
出力整流ダイオードＤo3のカソードとの接続点（第１の
入力端子）１５ａが第１の交流出力端子１２に接続さ
れ、第２の出力整流ダイオードＤo2のアノードと第４の
出力整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点（第２の
入力端子）１５ｂが第２の交流出力端子１３に接続され
ている。前記第１および第２の出力整流ダイオードＤo
1，Ｄo2のカソードの接続点（第１の出力端子）１７ａ
には、負荷１９の一方入力ライン１７が接続され、第３
および第４の出力整流ダイオードＤo3，Ｄo4のアノード
の接続点（第２の出力端子）１８ａには負荷１９の他方
の入力ライン１８が接続されている。また、一対の直流
出力ライン側、即ちブリッジ整流回路１６の第１，第２
の出力端子１７ａ〜１８ａ間には平滑用コンデンサＣo
が接続されている。
は本発明の第３の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、ノイズを嫌う電子機器に直流
を供給するのに最適な定電圧装置として採用したものを
説明する。尚、本実施の形態において、前記第１，第２
の実施の形態と同様の構成部分には同一の符号を付して
その具体的な説明は省略する。本実施の形態の定電圧装
置は実施の形態２のトランス２次コイル側に出力整流回
路を付加し、さらに制御回路２０Ｂに誤差回路を付加し
たことに特徴がある。本実施の形態では、第１，第２の
交流出力端子１２，１３間に出力整流ダイオードＤo1，
Ｄo2，Ｄo3およびＤo4からなるブリッジ整流回路１６が
接続されている。即ち、全波整流回路を形成するため
に、第１の出力整流ダイオードＤo1のアノードと第３の
出力整流ダイオードＤo3のカソードとの接続点（第１の
入力端子）１５ａが第１の交流出力端子１２に接続さ
れ、第２の出力整流ダイオードＤo2のアノードと第４の
出力整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点（第２の
入力端子）１５ｂが第２の交流出力端子１３に接続され
ている。前記第１および第２の出力整流ダイオードＤo
1，Ｄo2のカソードの接続点（第１の出力端子）１７ａ
には、負荷１９の一方入力ライン１７が接続され、第３
および第４の出力整流ダイオードＤo3，Ｄo4のアノード
の接続点（第２の出力端子）１８ａには負荷１９の他方
の入力ライン１８が接続されている。また、一対の直流
出力ライン側、即ちブリッジ整流回路１６の第１，第２
の出力端子１７ａ〜１８ａ間には平滑用コンデンサＣo
が接続されている。
【００２６】制御回路２０Ｃは第１，第２のＦＥＴＱ1,
Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって、一対の
出力電圧検出ライン２１，２２によって直流出力端子１
７，１８に接続されていると共に、ライン２３，２４に
よって前記第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のゲートに接続
されている。また、制御回路２０Ｃは、図６に詳しく示
すように、誤差増幅器２５と基準電圧源２６と可変周波
数発振回路２７Ｃと制御信号形成回路２８とを有する。
誤差増幅器２５の一方の入力端子はライン２１によって
直流出力端子１７に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源２６に接続され、誤差増幅器２５の出力端子は可変
周波数発振回路２７Ｃに接続されている。この誤差増幅
器２５は出力検出ライン２１，２２で検出した電圧と基
準電圧源２６との差に対応する電圧を出力するものであ
る。また、可変周波数発振回路２７Ｃは前記誤差増幅器
２５の出力電圧に対応した周波数信号を出力する。そし
て、この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号は、前
記出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が高くなっ
たとき高くなり、逆に検出電圧が基準電圧より低くなっ
たとき低くなる。制御信号形成回路２８は、可変周波数
発振回路２７Ｃの出力波形をコンパレータで整形して第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するための方形の第
１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2を、図７（Ａ），（Ｂ）に
示すように形成するものである。尚、制御信号Ｖg1，Ｖ
g2は互いに逆位相であり、かつ僅かなデッドタイムを有
して交互にオン期間になる。さらに、第１，第２の制御
信号Ｖg1，Ｖg2の中心周波数は前記交流電源１の周波数
（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば５０ｋＨ
ｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2
のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との共振波形の半
波よりも短く設定されている。
Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって、一対の
出力電圧検出ライン２１，２２によって直流出力端子１
７，１８に接続されていると共に、ライン２３，２４に
よって前記第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のゲートに接続
されている。また、制御回路２０Ｃは、図６に詳しく示
すように、誤差増幅器２５と基準電圧源２６と可変周波
数発振回路２７Ｃと制御信号形成回路２８とを有する。
誤差増幅器２５の一方の入力端子はライン２１によって
直流出力端子１７に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源２６に接続され、誤差増幅器２５の出力端子は可変
周波数発振回路２７Ｃに接続されている。この誤差増幅
器２５は出力検出ライン２１，２２で検出した電圧と基
準電圧源２６との差に対応する電圧を出力するものであ
る。また、可変周波数発振回路２７Ｃは前記誤差増幅器
２５の出力電圧に対応した周波数信号を出力する。そし
て、この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号は、前
記出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が高くなっ
たとき高くなり、逆に検出電圧が基準電圧より低くなっ
たとき低くなる。制御信号形成回路２８は、可変周波数
発振回路２７Ｃの出力波形をコンパレータで整形して第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するための方形の第
１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2を、図７（Ａ），（Ｂ）に
示すように形成するものである。尚、制御信号Ｖg1，Ｖ
g2は互いに逆位相であり、かつ僅かなデッドタイムを有
して交互にオン期間になる。さらに、第１，第２の制御
信号Ｖg1，Ｖg2の中心周波数は前記交流電源１の周波数
（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば５０ｋＨ
ｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2
のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との共振波形の半
波よりも短く設定されている。
【００２７】［定電圧制御動作］ 次に、図８を参照し
て図５により定電圧制御動作を説明する。図８は縦軸に
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力ＶL2を、横軸
に第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数をと
り、定格交流電源電圧としたときの両者の関係を図表化
したもので、図中１Ａは負荷１９の電流がゼロの場合、
２Ａは負荷１９の電流が５Ａ（全負荷）の場合をそれぞ
れ表している。まず、負荷１９の電流が変化すると、制
御回路２０Ｃの誤差増幅器２５は出力検出ライン２１，
２２で検出した電圧と基準電圧源２６との差に対応する
電圧を出力する。そして可変周波数発振回路２７Ｃは、
この誤差増幅器２５の出力電圧に対応した周波数信号を
出力する。この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号
は、出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電
圧源２６の基準電圧より低くなったとき低くなるが、こ
れは負荷１９の電流が増加した場合に該当する。また、
出力検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電圧源２６
の基準電圧より高くなると、可変周波数発振回路２７Ｃ
の周波数信号は高くなるが、これは負荷１９の電流が減
少した場合に該当する。このようにして出力検出ライン
２１，２２で検出した電圧が基準電圧源２６の基準電圧
と同じになるように周波数は変化する。例えば負荷１９
の電流ゼロの場合の周波数はｆ2 （ｋＨｚ）であるが、
負荷１９の電流が５Ａ（全負荷電流）になった場合には
ｆ1 ( ｋＨｚ) まで低くなって定電圧を保持するのであ
る。つまり、上記は１実施例として、周波数ｆ1 からｆ
2 までの範囲の垂下特性部分を利用した場合、ノイズの
ない極めて良好な定電圧が得られたのを示す。以上、説
明してきたように本実施の形態の定電圧装置では、ノイ
ズのない直流を負荷の状態に左右されず常に定電圧で供
給することができる。本実施の形態の電源装置は、特に
大量のデータを高速で送受信を行なうもの、例えば、光
通信設備、コンピュータ回路など、また、電話通信網、
測定装置、制御装置などに最適に使用することができ
る。
て図５により定電圧制御動作を説明する。図８は縦軸に
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力ＶL2を、横軸
に第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数をと
り、定格交流電源電圧としたときの両者の関係を図表化
したもので、図中１Ａは負荷１９の電流がゼロの場合、
２Ａは負荷１９の電流が５Ａ（全負荷）の場合をそれぞ
れ表している。まず、負荷１９の電流が変化すると、制
御回路２０Ｃの誤差増幅器２５は出力検出ライン２１，
２２で検出した電圧と基準電圧源２６との差に対応する
電圧を出力する。そして可変周波数発振回路２７Ｃは、
この誤差増幅器２５の出力電圧に対応した周波数信号を
出力する。この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号
は、出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電
圧源２６の基準電圧より低くなったとき低くなるが、こ
れは負荷１９の電流が増加した場合に該当する。また、
出力検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電圧源２６
の基準電圧より高くなると、可変周波数発振回路２７Ｃ
の周波数信号は高くなるが、これは負荷１９の電流が減
少した場合に該当する。このようにして出力検出ライン
２１，２２で検出した電圧が基準電圧源２６の基準電圧
と同じになるように周波数は変化する。例えば負荷１９
の電流ゼロの場合の周波数はｆ2 （ｋＨｚ）であるが、
負荷１９の電流が５Ａ（全負荷電流）になった場合には
ｆ1 ( ｋＨｚ) まで低くなって定電圧を保持するのであ
る。つまり、上記は１実施例として、周波数ｆ1 からｆ
2 までの範囲の垂下特性部分を利用した場合、ノイズの
ない極めて良好な定電圧が得られたのを示す。以上、説
明してきたように本実施の形態の定電圧装置では、ノイ
ズのない直流を負荷の状態に左右されず常に定電圧で供
給することができる。本実施の形態の電源装置は、特に
大量のデータを高速で送受信を行なうもの、例えば、光
通信設備、コンピュータ回路など、また、電話通信網、
測定装置、制御装置などに最適に使用することができ
る。
【００２８】以上、本発明の実施の形態を説明してきた
が、本発明の具体的な構成は本実施の形態に限定される
ものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更
などがあっても本発明に含まれる。例えば、実施の形態
ではトランス１０は、１次側，２次側とも１個ずつのコ
イルを有するもので説明してきたが、これに限らず、図
１２に示すように、トランス２次側にはコンデンサＣs
を並列に接続（ライン２９，３０）した共振専用のコイ
ルＮ2 と出力専用のコイルＮ3 との１対のコイルを有す
るものを使用してもよい。この場合は、コイルＮ2 の巻
数を増やすことによって共振用コンデンサＣs の容量を
小さくすることができることから、コンデンサＣs の大
きさが小さくなった分、装置全体を小型化することがで
きる。
が、本発明の具体的な構成は本実施の形態に限定される
ものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更
などがあっても本発明に含まれる。例えば、実施の形態
ではトランス１０は、１次側，２次側とも１個ずつのコ
イルを有するもので説明してきたが、これに限らず、図
１２に示すように、トランス２次側にはコンデンサＣs
を並列に接続（ライン２９，３０）した共振専用のコイ
ルＮ2 と出力専用のコイルＮ3 との１対のコイルを有す
るものを使用してもよい。この場合は、コイルＮ2 の巻
数を増やすことによって共振用コンデンサＣs の容量を
小さくすることができることから、コンデンサＣs の大
きさが小さくなった分、装置全体を小型化することがで
きる。
【００２９】また、実施の形態の制御回路に過電流自己
保護作用の機能を付加することができる。例えば、実施
の形態３では、誤差増幅器２５が整流回路１６の出力側
に接続されたシャントレギュレータとホトカプラからな
るものとして可変周波数発振回路２７Ｃの最低発振周波
数を３ｋＨｚに設定しておくと、負荷１９側で短絡があ
った場合、出力電圧が０Ｖとなってホトカプラからの信
号が０となり、このため可変周波数発振回路２７Ｃは自
身が有するＲとＣのみにより決定する最低発振周波数を
出力する。つまり、その最低発振周波数は３ｋＨｚとな
るから１次共振回路には０．２Ａ程度の電流が流れる。
この場合、１次コイルＮ1,２次コイルＮ2 はその巻数比
が１５：１（７５巻：５巻）であるから、２次側の出力
は約３Ａに押えられることになる。
保護作用の機能を付加することができる。例えば、実施
の形態３では、誤差増幅器２５が整流回路１６の出力側
に接続されたシャントレギュレータとホトカプラからな
るものとして可変周波数発振回路２７Ｃの最低発振周波
数を３ｋＨｚに設定しておくと、負荷１９側で短絡があ
った場合、出力電圧が０Ｖとなってホトカプラからの信
号が０となり、このため可変周波数発振回路２７Ｃは自
身が有するＲとＣのみにより決定する最低発振周波数を
出力する。つまり、その最低発振周波数は３ｋＨｚとな
るから１次共振回路には０．２Ａ程度の電流が流れる。
この場合、１次コイルＮ1,２次コイルＮ2 はその巻数比
が１５：１（７５巻：５巻）であるから、２次側の出力
は約３Ａに押えられることになる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明してきたように、本発明の２重
共振回路により定電圧電源を得る方法およびその装置に
あっては、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュ
レーションがよい電源が得られ、また、信頼性や長期安
定性のある、小型化された電源装置が得られるという効
果が得られる。また、本発明は、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長
期安定性のある直流の定電圧電源を得ることができると
いう効果が得られる。
共振回路により定電圧電源を得る方法およびその装置に
あっては、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュ
レーションがよい電源が得られ、また、信頼性や長期安
定性のある、小型化された電源装置が得られるという効
果が得られる。また、本発明は、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長
期安定性のある直流の定電圧電源を得ることができると
いう効果が得られる。
【図１】本発明第１の実施の形態の安定器に使用した電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図３】第２の実施の形態の調光機能を備えた安定器に
使用した電源装置を示す回路図である。
使用した電源装置を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図５】第３の実施の形態の電圧調整機能を備えた電源
装置を示す回路図である。
装置を示す回路図である。
【図６】第３の実施の形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図７】制御・出力信号を示すグラフである。
【図８】負荷電流の変化におけるスイッチング素子ＦＥ
Ｔの出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグ
ラフである。
Ｔの出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグ
ラフである。
【図９】定格交流電圧におけるスイッチング素子ＦＥＴ
の出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグラ
フである。
の出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグラ
フである。
【図１０】蛍光灯を示す回路図である。
【図１１】リーケージトランスを示す回路図である。
【図１２】他の実施の形態の電源装置を示す回路図であ
る。
る。
Ｑ1 ，Ｑ2 電界効果トランジスタ（スイッチング素
子） Ｎ1 トランスの１次巻線 Ｎ2 トランスの２次巻線 Ｃp ，Ｃs 共振用コンデンサ １ 商用電源 ４ 整流回路 １０ リーケージトランス １１ トランスの磁性体コア １４，１９ 負荷 １６ ２次側整流回路 ２０Ａ，Ｂ，Ｃ 制御回路 ２５ 誤差増幅器 ２７Ａ 固定周波数発振回路 ２７Ｂ，Ｃ 可変周波数発振回路
子） Ｎ1 トランスの１次巻線 Ｎ2 トランスの２次巻線 Ｃp ，Ｃs 共振用コンデンサ １ 商用電源 ４ 整流回路 １０ リーケージトランス １１ トランスの磁性体コア １４，１９ 負荷 １６ ２次側整流回路 ２０Ａ，Ｂ，Ｃ 制御回路 ２５ 誤差増幅器 ２７Ａ 固定周波数発振回路 ２７Ｂ，Ｃ 可変周波数発振回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年１０月６日（１９９９．１０．
６）
６）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 ２重共振回路により電源を得る方法お
よびその装置
よびその装置
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流電源ある
いは発電装置などの交流電源を入力し、安定度や質の良
い電源を得るようにした方法およびその装置に属するも
のである。
いは発電装置などの交流電源を入力し、安定度や質の良
い電源を得るようにした方法およびその装置に属するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】従来、様々な機器分野において商用交流
電源をそのまま使用できない機器があり、様々な電源装
置が使用されている。例えば、熱陰極蛍光灯に使用され
ている電子式安定器では、商用交流電圧を整流および平
滑する回路と、この整流平滑回路に接続されたＤＣ−Ａ
Ｃ変換回路よりなる。このＤＣ−ＡＣ変換回路は、蛍光
灯フィラメントの「予熱−放電」の目的で直列共振を利
用するようにフィラメントと直列に共振用コンデンサを
接続し、チョークコイルのインダクタンスに共振する周
波数（予熱用周波数）によりフィラメントを含む回路に
共振電流を流してフィラメントを加熱すると共に、蛍光
灯フィラメント間に高電圧を印加するようになってい
る。そして、フィラメント加熱により発生した熱電子が
高電圧のため移動（放電）して蛍光灯が点灯すると、両
電極間の電圧は低下するから、この時点で、点灯シーケ
ンスが点灯時周波数に切り換え、蛍光灯の点灯を続行さ
せるようになっている。また、前記電子式安定器は制御
回路を付加することにより、蛍光灯の管電流を変化させ
て調光を行なうようにすることも可能であり、この場
合、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式が一般に行なわれてい
る。
電源をそのまま使用できない機器があり、様々な電源装
置が使用されている。例えば、熱陰極蛍光灯に使用され
ている電子式安定器では、商用交流電圧を整流および平
滑する回路と、この整流平滑回路に接続されたＤＣ−Ａ
Ｃ変換回路よりなる。このＤＣ−ＡＣ変換回路は、蛍光
灯フィラメントの「予熱−放電」の目的で直列共振を利
用するようにフィラメントと直列に共振用コンデンサを
接続し、チョークコイルのインダクタンスに共振する周
波数（予熱用周波数）によりフィラメントを含む回路に
共振電流を流してフィラメントを加熱すると共に、蛍光
灯フィラメント間に高電圧を印加するようになってい
る。そして、フィラメント加熱により発生した熱電子が
高電圧のため移動（放電）して蛍光灯が点灯すると、両
電極間の電圧は低下するから、この時点で、点灯シーケ
ンスが点灯時周波数に切り換え、蛍光灯の点灯を続行さ
せるようになっている。また、前記電子式安定器は制御
回路を付加することにより、蛍光灯の管電流を変化させ
て調光を行なうようにすることも可能であり、この場
合、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式が一般に行なわれてい
る。
【０００３】また、上記のようなＰＷＭ方式スイッチン
グ電源装置で典型的なものでは、商用交流電圧を整流す
る回路と、この整流およびその平滑回路に接続されたＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路からなる。このＤＣ−ＤＣ変換回路は
制御周波数を固定し、この制御周波数の半サイクルの中
の部分的な範囲内でスイッチのオン、オフを交互に繰り
返し、このオン，オフの時間比率を変化させるＰＷＭ方
式によって負荷電流の増減、または商用交流電圧変動に
対し、出力電圧を常に一定に保つようにする方法が採用
されている。この方式は制御周波数を高く設計すること
により、小型軽量化が図れるというような利点がある。
グ電源装置で典型的なものでは、商用交流電圧を整流す
る回路と、この整流およびその平滑回路に接続されたＤ
Ｃ−ＤＣ変換回路からなる。このＤＣ−ＤＣ変換回路は
制御周波数を固定し、この制御周波数の半サイクルの中
の部分的な範囲内でスイッチのオン、オフを交互に繰り
返し、このオン，オフの時間比率を変化させるＰＷＭ方
式によって負荷電流の増減、または商用交流電圧変動に
対し、出力電圧を常に一定に保つようにする方法が採用
されている。この方式は制御周波数を高く設計すること
により、小型軽量化が図れるというような利点がある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】前記のような従来の熱
陰極蛍光灯の電子式安定器は予熱時周波数と点灯時周波
数の２周波を必要とし、予熱時周波数から点灯時周波数
への切り換えは点灯シーケンスにより行なわれるので、
点灯シーケンスも必要となり、このため複雑な設計とな
っていた。また、前記蛍光灯の調光を行なうようにした
ものや種々の機器に多用されているＰＷＭ方式の電源装
置では、半サイクルのパルス幅を変化させて行なうが、
この制御周波数の周期の中を部分的に利用すること、お
よびゼロ電流スイッチングおよびゼロ電圧スイッチング
が困難なこと、つまり電流が流れている状態でスイッチ
ングを行なう構成であることから、社会的問題ともなっ
ているノイズの低減が解消されないし、スイッチング損
失も大きいなどの問題がある。
陰極蛍光灯の電子式安定器は予熱時周波数と点灯時周波
数の２周波を必要とし、予熱時周波数から点灯時周波数
への切り換えは点灯シーケンスにより行なわれるので、
点灯シーケンスも必要となり、このため複雑な設計とな
っていた。また、前記蛍光灯の調光を行なうようにした
ものや種々の機器に多用されているＰＷＭ方式の電源装
置では、半サイクルのパルス幅を変化させて行なうが、
この制御周波数の周期の中を部分的に利用すること、お
よびゼロ電流スイッチングおよびゼロ電圧スイッチング
が困難なこと、つまり電流が流れている状態でスイッチ
ングを行なう構成であることから、社会的問題ともなっ
ているノイズの低減が解消されないし、スイッチング損
失も大きいなどの問題がある。
【０００５】本発明は上記問題点を解消するためになさ
れたものであって、その目的とするところは、有害なノ
イズを含まず、スイッチングレギュレーションがよく、
信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化ができ
るようにした電源を得る方法およびその装置を提供する
ことにある。また、本発明は、有害なノイズを含まず、
スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長期安
定性のある直流の定電圧電源を得る方法およびその装置
を提供することにある。
れたものであって、その目的とするところは、有害なノ
イズを含まず、スイッチングレギュレーションがよく、
信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化ができ
るようにした電源を得る方法およびその装置を提供する
ことにある。また、本発明は、有害なノイズを含まず、
スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長期安
定性のある直流の定電圧電源を得る方法およびその装置
を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の手段として、本発明請求項１記載の２重共振回路によ
り電源を得る方法では、商用電源の整流回路を備え２重
共振回路により電源を得る方法において、トランスの１
次側コイルと２次側コイルにそれぞれコイルのインダク
タンスに共振するコンデンサを接続して該トランスの１
次側と２次側とにそれぞれ共振回路を設け、前記１次側
共振回路を接続した前記整流回路の出力側に該出力に並
列にコンデンサを備えさせると共に、このコンデンサの
容量を前記トランスの１次側と２次側に接続したコンデ
ンサのいずれの容量より大きく設定し、前記１次側共振
回路にスイッチング回路で断続した直流を供給すること
により前記トランスの１次コイルおよび２次コイルに交
番電圧を誘起させ、該２次コイル側の共振用コンデンサ
の両端から交流電源を得るようにしたことを特徴とす
る。
の手段として、本発明請求項１記載の２重共振回路によ
り電源を得る方法では、商用電源の整流回路を備え２重
共振回路により電源を得る方法において、トランスの１
次側コイルと２次側コイルにそれぞれコイルのインダク
タンスに共振するコンデンサを接続して該トランスの１
次側と２次側とにそれぞれ共振回路を設け、前記１次側
共振回路を接続した前記整流回路の出力側に該出力に並
列にコンデンサを備えさせると共に、このコンデンサの
容量を前記トランスの１次側と２次側に接続したコンデ
ンサのいずれの容量より大きく設定し、前記１次側共振
回路にスイッチング回路で断続した直流を供給すること
により前記トランスの１次コイルおよび２次コイルに交
番電圧を誘起させ、該２次コイル側の共振用コンデンサ
の両端から交流電源を得るようにしたことを特徴とす
る。
【０００７】請求項２記載の２重共振回路により電源を
得る方法では、請求項１記載の２重共振回路により電源
を得る方法において、前記２次コイル誘起電圧の垂下特
性部分を利用すると共に、負荷の増減または電源電圧の
変動のため出力電圧が変動しようとするのに対し前記ス
イッチング回路における直流断続の制御周波数を変化さ
せることにより、トランス２次側電圧を常に一定値に保
つようにしたことを特徴とする。
得る方法では、請求項１記載の２重共振回路により電源
を得る方法において、前記２次コイル誘起電圧の垂下特
性部分を利用すると共に、負荷の増減または電源電圧の
変動のため出力電圧が変動しようとするのに対し前記ス
イッチング回路における直流断続の制御周波数を変化さ
せることにより、トランス２次側電圧を常に一定値に保
つようにしたことを特徴とする。
【０００８】請求項３記載の２重共振回路により電源を
得る方法では、請求項１または請求項２記載の２重共振
回路により電源を得る方法において、前記２次コイル側
の共振用コンデンサの両端に整流回路を接続して直流電
源を得るようにしたことを特徴とする。
得る方法では、請求項１または請求項２記載の２重共振
回路により電源を得る方法において、前記２次コイル側
の共振用コンデンサの両端に整流回路を接続して直流電
源を得るようにしたことを特徴とする。
【０００９】請求項４記載の２重共振回路を有した電源
装置では、交流電源の出力端子に接続された整流回路
と；前記整流回路の出力端子間に接続された平滑用コン
デンサと；第１スイッチと第２スイッチからなる直列回
路を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けた
第１および第２スイッチの直列回路と；共振用インダク
タンスを有するトランスの１次コイルと第１の共振用コ
ンデンサとの直列回路を前記第２スイッチに対し並列に
接続して設けられた第１共振回路と；共振用インダクタ
ンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コア
で電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサ
を並列に接続して設けられた第２共振回路と；オン，オ
フ周波数で前記第１および第２のスイッチを交互にオ
ン，オフするための制御回路と；を備え、前記平滑用コ
ンデンサの容量が前記第１の共振用コンデンサおよび第
２の共振用コンデンサのいずれの容量より大きく設定さ
れると共に、前記第２の共振用コンデンサの両端が負荷
の接続点となされていることを特徴とする２重共振回路
を有した電源装置。
装置では、交流電源の出力端子に接続された整流回路
と；前記整流回路の出力端子間に接続された平滑用コン
デンサと；第１スイッチと第２スイッチからなる直列回
路を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続して設けた
第１および第２スイッチの直列回路と；共振用インダク
タンスを有するトランスの１次コイルと第１の共振用コ
ンデンサとの直列回路を前記第２スイッチに対し並列に
接続して設けられた第１共振回路と；共振用インダクタ
ンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コア
で電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデンサ
を並列に接続して設けられた第２共振回路と；オン，オ
フ周波数で前記第１および第２のスイッチを交互にオ
ン，オフするための制御回路と；を備え、前記平滑用コ
ンデンサの容量が前記第１の共振用コンデンサおよび第
２の共振用コンデンサのいずれの容量より大きく設定さ
れると共に、前記第２の共振用コンデンサの両端が負荷
の接続点となされていることを特徴とする２重共振回路
を有した電源装置。
【００１０】請求項５記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項４記載の２重共振回路利用の電源装置
において、前記制御回路は制御用周波数を任意に変更可
能に設けられていることを特徴とする。
装置では、請求項４記載の２重共振回路利用の電源装置
において、前記制御回路は制御用周波数を任意に変更可
能に設けられていることを特徴とする。
【００１１】請求項６記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項４記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記第２の共振用コンデンサの両端に出力
整流平滑回路が接続されていることを特徴とする。
装置では、請求項４記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記第２の共振用コンデンサの両端に出力
整流平滑回路が接続されていることを特徴とする。
【００１２】請求項７記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項６記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記制御回路が前記出力整流平滑回路に接
続された誤差増幅器の信号により該出力整流平滑回路の
出力を一定に制御するための可変周波数発振回路を備え
ていることを特徴とする。
装置では、請求項６記載の２重共振回路を有した電源装
置において、前記制御回路が前記出力整流平滑回路に接
続された誤差増幅器の信号により該出力整流平滑回路の
出力を一定に制御するための可変周波数発振回路を備え
ていることを特徴とする。
【００１３】請求項８記載の２重共振回路を有した電源
装置では、請求項４ないし請求項７のうちいずれかの項
に記載の２重共振回路を有した電源装置において、前記
トランスに、該トランスの１次コイルとこの１次コイル
に対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルとの間
に発生する浮遊容量が小さなリーケージトランスを使用
したことを特徴とする。
装置では、請求項４ないし請求項７のうちいずれかの項
に記載の２重共振回路を有した電源装置において、前記
トランスに、該トランスの１次コイルとこの１次コイル
に対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルとの間
に発生する浮遊容量が小さなリーケージトランスを使用
したことを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明によれば、正弦波交流を発生させ、電流
が流れていない状態で、スイッチング素子によるオン，
オフを行ない、トランスの１次側と２次側で共振させた
状態で出力させるから、極めて奇麗なサインカーブで出
力がなされる。また、高い周波数でも作用させることが
できる。従って有害なリップルやノイズを含まず、スイ
ッチングレギュレーションがよく、また、部品点数も減
ることから、信頼性や長期安定性が高まり、また、装置
の小型化ができるし、コストダウンを図ることができ
る。
が流れていない状態で、スイッチング素子によるオン，
オフを行ない、トランスの１次側と２次側で共振させた
状態で出力させるから、極めて奇麗なサインカーブで出
力がなされる。また、高い周波数でも作用させることが
できる。従って有害なリップルやノイズを含まず、スイ
ッチングレギュレーションがよく、また、部品点数も減
ることから、信頼性や長期安定性が高まり、また、装置
の小型化ができるし、コストダウンを図ることができ
る。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施の形態を説明する。図１は本発明第１の実施の形態で
ある２重共振回路を有した電源装置を示しており、蛍光
灯の始動および安定器として使用した場合を説明する。
図中４は従来公知のブリッジ整流回路であり、第１の整
流ダイオードＤｂ1 のアノードと第３の整流ダイオード
Ｄｂ3 のカソードの接続点５が６０Ｈｚ商用電源１の一
方の電源端子２に接続され、第２の整流ダイオードＤｂ
2 のアノードと第４の整流ダイオードＤｂ4 のカソード
の接続点６が他方の電源端子３に接続され、全波整流を
出力する第１出力端子７ａが後述するスイッチング回路
の一方の直流電源ライン７に接続され、第２出力端子８
ａが同じく他方の直流電源ライン８に接続されている。
Ｃi はブリッジ整流回路４の第１，第２出力端子間に接
続された入力平滑用コンデンサであり、該コンデンサＣ
i の容量は、後述する電流共振用コンデンサＣp ，Ｃs
より大きな容量を有している。
施の形態を説明する。図１は本発明第１の実施の形態で
ある２重共振回路を有した電源装置を示しており、蛍光
灯の始動および安定器として使用した場合を説明する。
図中４は従来公知のブリッジ整流回路であり、第１の整
流ダイオードＤｂ1 のアノードと第３の整流ダイオード
Ｄｂ3 のカソードの接続点５が６０Ｈｚ商用電源１の一
方の電源端子２に接続され、第２の整流ダイオードＤｂ
2 のアノードと第４の整流ダイオードＤｂ4 のカソード
の接続点６が他方の電源端子３に接続され、全波整流を
出力する第１出力端子７ａが後述するスイッチング回路
の一方の直流電源ライン７に接続され、第２出力端子８
ａが同じく他方の直流電源ライン８に接続されている。
Ｃi はブリッジ整流回路４の第１，第２出力端子間に接
続された入力平滑用コンデンサであり、該コンデンサＣ
i の容量は、後述する電流共振用コンデンサＣp ，Ｃs
より大きな容量を有している。
【００１６】Ｑ1,Ｑ2 は第１のＦＥＴ（電界効果トラン
ジスタ）と第２のＦＥＴであって第１スイッチ，第２ス
イッチとして直列回路を構成するように接続されてお
り、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧をオン，オフ
するため、その直列回路が該入力平滑用コンデンサＣi
に対し並列に接続されている。前記第１，第２のＦＥＴ
Ｑ1,ＦＥＴＱ2 は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
であり、ソースがサブストレートに接続され、ドレイン
とソース間にスイッチ部Ｓ1、Ｓ2 を有し、さらに、その
スイッチ部Ｓ1、Ｓ2 には、ドレイン電流と反対方向の電
流を流す用にしたダイオードＤ1 ，Ｄ2 が並列に接続さ
れている。
ジスタ）と第２のＦＥＴであって第１スイッチ，第２ス
イッチとして直列回路を構成するように接続されてお
り、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧をオン，オフ
するため、その直列回路が該入力平滑用コンデンサＣi
に対し並列に接続されている。前記第１，第２のＦＥＴ
Ｑ1,ＦＥＴＱ2 は、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ
であり、ソースがサブストレートに接続され、ドレイン
とソース間にスイッチ部Ｓ1、Ｓ2 を有し、さらに、その
スイッチ部Ｓ1、Ｓ2 には、ドレイン電流と反対方向の電
流を流す用にしたダイオードＤ1 ，Ｄ2 が並列に接続さ
れている。
【００１７】前記第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のターン
オン，ターンオフ時の電圧を緩慢にするため、第２のＦ
ＥＴＱ2 に並列に、第１の共振用コンデンサＣp とトラ
ンス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有する１次巻線
Ｎ1 、および１次巻線に対して磁性体コアで電磁結合さ
れた共振用インダクタンスＬ2 を有する２次巻線Ｎ2と
第２の共振用コンデンサＣs との２組みの直列共振回路
が接続されている。つまり、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ
2 の接続点９とグランド側の直流電源ライン８との間
に、第１の共振用コンデンサＣp とトランス１０の共振
インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 との直列回路
が接続されて第１の直列共振回路が形成されている。ま
た、前記トランス１０は、前記のように１次巻線Ｎ1 に
対し磁性体コア１１で電磁結合された共振インダクタン
スＬ2 を有する２次巻線Ｎ2 を有しており、磁性体コア
１１の両脚に前記１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々に
巻いたリーケージトランスに形成されている。そして、
この２次巻線Ｎ2 が接続された第１および第２の交流出
力端子１２，１３間に第２の共振用コンデンサＣs が接
続されて第２の直列共振回路が形成されている。
オン，ターンオフ時の電圧を緩慢にするため、第２のＦ
ＥＴＱ2 に並列に、第１の共振用コンデンサＣp とトラ
ンス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有する１次巻線
Ｎ1 、および１次巻線に対して磁性体コアで電磁結合さ
れた共振用インダクタンスＬ2 を有する２次巻線Ｎ2と
第２の共振用コンデンサＣs との２組みの直列共振回路
が接続されている。つまり、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ
2 の接続点９とグランド側の直流電源ライン８との間
に、第１の共振用コンデンサＣp とトランス１０の共振
インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 との直列回路
が接続されて第１の直列共振回路が形成されている。ま
た、前記トランス１０は、前記のように１次巻線Ｎ1 に
対し磁性体コア１１で電磁結合された共振インダクタン
スＬ2 を有する２次巻線Ｎ2 を有しており、磁性体コア
１１の両脚に前記１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々に
巻いたリーケージトランスに形成されている。そして、
この２次巻線Ｎ2 が接続された第１および第２の交流出
力端子１２，１３間に第２の共振用コンデンサＣs が接
続されて第２の直列共振回路が形成されている。
【００１８】２０Ａは制御回路であり、第１，第２のＦ
ＥＴＱ1,Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって
ライン２３，２４によって第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2
のゲートに接続されている。前記制御回路２０Ａは図２
に詳しく示すように、固定周波数発振器２７Ａと、これ
に接続された制御信号形成回路２８とを有しており、こ
の制御信号形成回路２８は、固定周波数発振回路２７Ａ
の出力波形をコンパレータで成形して、第１，第２のＦ
ＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するため、方形の第１および第２の
制御信号Ｖg1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように
形成するものである。尚、Ｖg1，Ｖg2は互いに逆位相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になるように設定されている。また、前記
第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2の周波数は交流電源１
の周波数（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば
９０ｋＨｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖ
g1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、トランス１０の１次
巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振波形の半波よりも、短く設定されて
いる。
ＥＴＱ1,Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって
ライン２３，２４によって第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2
のゲートに接続されている。前記制御回路２０Ａは図２
に詳しく示すように、固定周波数発振器２７Ａと、これ
に接続された制御信号形成回路２８とを有しており、こ
の制御信号形成回路２８は、固定周波数発振回路２７Ａ
の出力波形をコンパレータで成形して、第１，第２のＦ
ＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するため、方形の第１および第２の
制御信号Ｖg1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように
形成するものである。尚、Ｖg1，Ｖg2は互いに逆位相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になるように設定されている。また、前記
第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2の周波数は交流電源１
の周波数（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば
９０ｋＨｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖ
g1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、トランス１０の１次
巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振波形の半波よりも、短く設定されて
いる。
【００１９】次に、本実施の形態における［動作の概
要］を説明する。まず、図１のスイッチング電源装置に
おいて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 をオン，オフする
と、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧Ｖciが断続さ
れる。漏れインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振回路に対して第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 によって断続された電圧が印加されると、共振電
流が流れる。前述のように、図３の第１および第２の制
御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp
との共振波形の半波より短く設定されているが、これは
図１の第１，第２の交流出力端子１２，１３間に広範な
周波数帯域（例えば４０〜７０ｋＨｚ）に亘って正弦波
形を出力させるための手段であり、図１のトランス１０
の１次巻線Ｎ1 の端子間電圧ＶL1および２次巻線からの
出力波形ＶL2は図７に示すような波形となる。第１およ
び第２の共振回路が常時接続されているため、第１およ
び第２の共振回路には常時電流が流れるが、静電エネル
ギーと電磁エネルギーの変換が繰り返されるための無効
電力が殆どであり、消費電力は電流の割りには小さいも
のとなっている。
要］を説明する。まず、図１のスイッチング電源装置に
おいて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 をオン，オフする
と、入力平滑用コンデンサＣi の直流電圧Ｖciが断続さ
れる。漏れインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデン
サＣp との直列共振回路に対して第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 によって断続された電圧が印加されると、共振電
流が流れる。前述のように、図３の第１および第２の制
御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ
1 のインダクタンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp
との共振波形の半波より短く設定されているが、これは
図１の第１，第２の交流出力端子１２，１３間に広範な
周波数帯域（例えば４０〜７０ｋＨｚ）に亘って正弦波
形を出力させるための手段であり、図１のトランス１０
の１次巻線Ｎ1 の端子間電圧ＶL1および２次巻線からの
出力波形ＶL2は図７に示すような波形となる。第１およ
び第２の共振回路が常時接続されているため、第１およ
び第２の共振回路には常時電流が流れるが、静電エネル
ギーと電磁エネルギーの変換が繰り返されるための無効
電力が殆どであり、消費電力は電流の割りには小さいも
のとなっている。
【００２０】［共振動作］ 次に、図７を参照して図１
の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの１周期の
動作を説明する。図７において、Ｖg1，Ｖg2は第１，第
２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の制御信号、即ち、ゲート・ソース
間電圧ＶQ1，ＶQ2は、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のド
レイン・ソース間電流Ｉ1 は、第１の共振用コンデンサ
Ｃp とトランス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有す
る１次巻線Ｎ1 から成る第１の共振回路に流れる電流、
ＶL1はトランス１０の１次巻線Ｎ1 の誘起起電力、Ｉ2
はトランス１０の共振インダクタンスＬ2 を有する２次
巻線Ｎ2 の共振用コンデンサＣs から成る第２の共振回
路に流れる電流、ＶL2はトランス１０の２次巻線Ｎ2 の
誘起起電力、即ち、交流出力である。図７において、ｔ
0 〜ｔ4 が第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの
１周期であり、Ｖg1が高レベルになるｔ1 〜ｔ2 が第１
のＦＥＴＱ1 のオン期間、Ｖg2が高レベルになるｔ3 〜
ｔ4 が第２のＦＥＴＱ2 のオン期間、Ｖg1，Ｖg2の両方
が低レベルとなるｔ0 〜ｔ1 およびｔ2 〜ｔ3 がデッド
タイムである。ｔ1 〜ｔ4 の１周期の動作を大別してｔ
0 〜ｔ1 の第１期間と、ｔ1 〜ｔ2 の第２期間と、ｔ2
〜ｔ3 の第３期間と、ｔ3 〜ｔ4 の第４期間とに分けて
説明する。尚、以下において、電流の経路の説明では回
路素子の符号のみによって電流経路を示す。
の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの１周期の
動作を説明する。図７において、Ｖg1，Ｖg2は第１，第
２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の制御信号、即ち、ゲート・ソース
間電圧ＶQ1，ＶQ2は、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のド
レイン・ソース間電流Ｉ1 は、第１の共振用コンデンサ
Ｃp とトランス１０の共振用インダクタンスＬ1 を有す
る１次巻線Ｎ1 から成る第１の共振回路に流れる電流、
ＶL1はトランス１０の１次巻線Ｎ1 の誘起起電力、Ｉ2
はトランス１０の共振インダクタンスＬ2 を有する２次
巻線Ｎ2 の共振用コンデンサＣs から成る第２の共振回
路に流れる電流、ＶL2はトランス１０の２次巻線Ｎ2 の
誘起起電力、即ち、交流出力である。図７において、ｔ
0 〜ｔ4 が第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフの
１周期であり、Ｖg1が高レベルになるｔ1 〜ｔ2 が第１
のＦＥＴＱ1 のオン期間、Ｖg2が高レベルになるｔ3 〜
ｔ4 が第２のＦＥＴＱ2 のオン期間、Ｖg1，Ｖg2の両方
が低レベルとなるｔ0 〜ｔ1 およびｔ2 〜ｔ3 がデッド
タイムである。ｔ1 〜ｔ4 の１周期の動作を大別してｔ
0 〜ｔ1 の第１期間と、ｔ1 〜ｔ2 の第２期間と、ｔ2
〜ｔ3 の第３期間と、ｔ3 〜ｔ4 の第４期間とに分けて
説明する。尚、以下において、電流の経路の説明では回
路素子の符号のみによって電流経路を示す。
【００２１】（ｔ0 〜ｔ1 期間）ｔ0 期間の直前は第１
の制御信号Ｖg1が低レベル、第２の制御信号Ｖg2が高レ
ベルである。ｔ0 の時点で第２の制御信号Ｖg2が高レベ
ルから低レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2 がオン
からオフに転換する。従って、ｔ1 の直前では、ＦＥＴ
Ｑ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ1 〜ｔ2 期間）ｔ1 の時点で第１の制御信号Ｖg1が
低レベルから高レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1
がオフからオンに転換する。このＦＥＴＱ1 がオンにな
ると、第１の直列共振回路には、Ｃi −７−Ｑ2 −９−
Ｃp −Ｌ1 −８−Ｃi の閉回路に１次共振電流が流れ
る。Ｉ1 の電流波形は直列共振の条件から図７のＩ1 に
示すように正の波形の半波となり、第１の共振用コンデ
ンサＣp に電荷（静電エネルギー）が蓄積される。また
同時にトランス１０の２次巻線Ｎ2 にも、Ｌ2 −１２−
Ｃs −１３−Ｌ2 からなる第２の直列共振回路にも電流
Ｉ2 が流れる。Ｉ2 の波形は図７に示すように正の正弦
波形の半波となり、第２の共振用コンデンサＣs に電荷
（静電エネルギー）が蓄積される。１次共振電流Ｉ1 が
共振インダクタンスＬ1 を有するトランス１０の１次巻
線Ｎ1 に流れると、Ｉ1とＬ1 との積に比例した電圧ＶL
1が１次巻線Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に
示すように正の波形の半波となる。また、２次共振電流
Ｉ2 が共振インダクタンスＬ2 を有するトランス１０の
２次巻線Ｎ2 に流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した
電圧ＶL2が２次巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７の
ＶL2に示すように正の正弦波の半波となる。 （ｔ2 〜ｔ3 期間）ｔ2 時点で第１の制御信号Ｖg1が高
レベルから低レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1 が
オンからオフに転換する。従ってｔ3 の直前では第１，
第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ3 〜ｔ4 期間）ｔ3 の時点で第２の制御信号Ｖg2が
低レベルから高レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2
がオフからオンに転換する。第２のＦＥＴＱ2 がオンに
なると、第１の直列共振回路には第１の共振用コンデン
サＣp に蓄積された電荷が放電され、Ｃp −Ｌ1 −Ｑ2
−９−Ｃp の閉回路を１次共振電流Ｉ1 となって流れ
る。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ1 の波形は図７に示すよう
に負の波形の半波となる。また、第２のＦＥＴＱ2 がオ
フからオンに転換すると、第２の直列共振回路にも共振
用コンデンサＣs に蓄積された電荷の放電による２次共
振電流Ｉ2 がＣs −１２−Ｌ2 −１３−Ｃs の閉回路を
流れる。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ2 の波形は図７のＩ2
に示すように負の波形の半波となる。１次共振電流Ｉ1
が共振インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 に流れ
ると、Ｉ1 とＬ1 との積に比例した電圧ＶL1が１次巻線
Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に示すように負
の波形の半波となる。また２次共振電流Ｉ2 が共振イン
ダクタンスＬ2 を有するトランス１０の２次巻線Ｎ2 に
流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した電圧ＶL2が２次
巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７のＶL2に示すよう
に負の正弦波形の半波となる。本実施の形態の安定器に
あっては、トランス２次巻線の誘起起電力において、制
御周波数の広範な帯域に亘り、ノイズの発生のないほぼ
完全な正弦波形を得ることができた。従って外部に有害
なノイズの発生を小さくすることができる。この効果
は、トランスの１次と２次側にそれぞれ共振回路を付加
したことによって得られたものであり、詳細に亘っては
鋭意解明中である。
の制御信号Ｖg1が低レベル、第２の制御信号Ｖg2が高レ
ベルである。ｔ0 の時点で第２の制御信号Ｖg2が高レベ
ルから低レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2 がオン
からオフに転換する。従って、ｔ1 の直前では、ＦＥＴ
Ｑ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ1 〜ｔ2 期間）ｔ1 の時点で第１の制御信号Ｖg1が
低レベルから高レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1
がオフからオンに転換する。このＦＥＴＱ1 がオンにな
ると、第１の直列共振回路には、Ｃi −７−Ｑ2 −９−
Ｃp −Ｌ1 −８−Ｃi の閉回路に１次共振電流が流れ
る。Ｉ1 の電流波形は直列共振の条件から図７のＩ1 に
示すように正の波形の半波となり、第１の共振用コンデ
ンサＣp に電荷（静電エネルギー）が蓄積される。また
同時にトランス１０の２次巻線Ｎ2 にも、Ｌ2 −１２−
Ｃs −１３−Ｌ2 からなる第２の直列共振回路にも電流
Ｉ2 が流れる。Ｉ2 の波形は図７に示すように正の正弦
波形の半波となり、第２の共振用コンデンサＣs に電荷
（静電エネルギー）が蓄積される。１次共振電流Ｉ1 が
共振インダクタンスＬ1 を有するトランス１０の１次巻
線Ｎ1 に流れると、Ｉ1とＬ1 との積に比例した電圧ＶL
1が１次巻線Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に
示すように正の波形の半波となる。また、２次共振電流
Ｉ2 が共振インダクタンスＬ2 を有するトランス１０の
２次巻線Ｎ2 に流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した
電圧ＶL2が２次巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７の
ＶL2に示すように正の正弦波の半波となる。 （ｔ2 〜ｔ3 期間）ｔ2 時点で第１の制御信号Ｖg1が高
レベルから低レベルに転換すると、第１のＦＥＴＱ1 が
オンからオフに転換する。従ってｔ3 の直前では第１，
第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 は共にオフの状態にある。 （ｔ3 〜ｔ4 期間）ｔ3 の時点で第２の制御信号Ｖg2が
低レベルから高レベルに転換すると、第２のＦＥＴＱ2
がオフからオンに転換する。第２のＦＥＴＱ2 がオンに
なると、第１の直列共振回路には第１の共振用コンデン
サＣp に蓄積された電荷が放電され、Ｃp −Ｌ1 −Ｑ2
−９−Ｃp の閉回路を１次共振電流Ｉ1 となって流れ
る。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ1 の波形は図７に示すよう
に負の波形の半波となる。また、第２のＦＥＴＱ2 がオ
フからオンに転換すると、第２の直列共振回路にも共振
用コンデンサＣs に蓄積された電荷の放電による２次共
振電流Ｉ2 がＣs −１２−Ｌ2 −１３−Ｃs の閉回路を
流れる。ｔ3 〜ｔ4 期間の電流Ｉ2 の波形は図７のＩ2
に示すように負の波形の半波となる。１次共振電流Ｉ1
が共振インダクタンスＬ1 を有する１次巻線Ｎ1 に流れ
ると、Ｉ1 とＬ1 との積に比例した電圧ＶL1が１次巻線
Ｎ1 に誘起され、その波形は図７のＶL1に示すように負
の波形の半波となる。また２次共振電流Ｉ2 が共振イン
ダクタンスＬ2 を有するトランス１０の２次巻線Ｎ2 に
流れると、Ｉ2 とＬ2 との積に比例した電圧ＶL2が２次
巻線Ｎ2 に誘起され、その波形は図７のＶL2に示すよう
に負の正弦波形の半波となる。本実施の形態の安定器に
あっては、トランス２次巻線の誘起起電力において、制
御周波数の広範な帯域に亘り、ノイズの発生のないほぼ
完全な正弦波形を得ることができた。従って外部に有害
なノイズの発生を小さくすることができる。この効果
は、トランスの１次と２次側にそれぞれ共振回路を付加
したことによって得られたものであり、詳細に亘っては
鋭意解明中である。
【００２２】［熱陰極蛍光灯用の電子式安定器の動作］
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力の振幅は第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数に依存し
て変化する。図９は無負荷の場合と負荷電流を流した場
合のそれぞれについて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の
オン，オフ周波数を変化させた時の２次巻線Ｎ2 の誘起
起電力の振幅を図表化したものであり、１Ｂが無負荷の
場合、２Ｂが負荷時のＶ−ｆ特性になっている。図１の
ように第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
が固定の場合（例えば図９，６０ｋＨｚ）について説明
する。第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
によりトランス１０の２次巻線Ｎ2 に電圧が誘起され、
第１，第２の出力端子１２，１３に接続された負荷１４
に印加（課電）される。負荷１４は図１０に詳しく示す
ようにフィラメントｒ1 およびｒ2 、コンデンサＣl と
を有する。負荷１４に電圧が印加されると１２−ｒ1 −
Ｃl −ｒ2 −１３の経路で電流が流れ、この電流により
フィラメントｒ1 およびｒ2 が発熱し、熱電子が発生す
る。フィラメントｒ1 −ｒ2 間には前記の高い電圧が印
加されているためフィラメントｒ1 −ｒ2 間に放電が起
こり、点灯する。トランス１０はリーケージ特性を有し
チョークコイルと同様の限流作用があるから、前記放電
によりフィラメントｒ1 −ｒ2 間が短絡に近い状態とな
った後、蛍光灯の管電流を安定して供給し、そのまま点
灯を持続させることができる。
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力の振幅は第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数に依存し
て変化する。図９は無負荷の場合と負荷電流を流した場
合のそれぞれについて、第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 の
オン，オフ周波数を変化させた時の２次巻線Ｎ2 の誘起
起電力の振幅を図表化したものであり、１Ｂが無負荷の
場合、２Ｂが負荷時のＶ−ｆ特性になっている。図１の
ように第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
が固定の場合（例えば図９，６０ｋＨｚ）について説明
する。第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数
によりトランス１０の２次巻線Ｎ2 に電圧が誘起され、
第１，第２の出力端子１２，１３に接続された負荷１４
に印加（課電）される。負荷１４は図１０に詳しく示す
ようにフィラメントｒ1 およびｒ2 、コンデンサＣl と
を有する。負荷１４に電圧が印加されると１２−ｒ1 −
Ｃl −ｒ2 −１３の経路で電流が流れ、この電流により
フィラメントｒ1 およびｒ2 が発熱し、熱電子が発生す
る。フィラメントｒ1 −ｒ2 間には前記の高い電圧が印
加されているためフィラメントｒ1 −ｒ2 間に放電が起
こり、点灯する。トランス１０はリーケージ特性を有し
チョークコイルと同様の限流作用があるから、前記放電
によりフィラメントｒ1 −ｒ2 間が短絡に近い状態とな
った後、蛍光灯の管電流を安定して供給し、そのまま点
灯を持続させることができる。
【００２３】［コモンモードノイズ伝達阻止機能］ 図
８，図９を参照して図１１のリーケージトランス使用に
よるコモンモードノイズ伝達阻止機能を説明する。トラ
ンス１０でのコモンモードノイズの伝達は、１次巻線Ｎ
1 と２次巻線Ｎ2との間に生じる寄生容量（ストレーキ
ャパシタンス）を経由して行なわれる。従ってこのスト
レーキャパシタンスの小さいトランスを使用すればコモ
ンモードノイズの伝達阻止能力を大きくすることができ
る。本実施の形態のトランス１０は、前記のように磁性
体コア１１の両脚に１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々
に巻いているからコモンモードノイズの伝達阻止能力を
大きくすることができる。また、このリーケージトラン
スの欠点、つまり、電圧変動率が大きく負荷変動により
２次巻線Ｎ2 の誘起起電力が大きく変動するという問題
を、２重共振回路利用の場合、前記のように制御周波数
をトランス２次巻線Ｎ2 の誘起起電力との関係が、図
８，図９に示すように、制御周波数を下げると２次巻線
Ｎ2 の誘起起電力が上がるので、制御周波数を変化させ
て電圧変動に対応させ、電圧降下を補償することで解消
している。前記トランスとコンデンサの容量は、例え
ば、トランスの１次側コイルＮ1 を７５巻き、２次側コ
イルＮ2 を５巻き、１次側コンデンサを０．１μＦ、２
次側コンデンサを５．５μＦの組み合わせとしたとき、
極めて奇麗なサインカーブが得られたが、勿論、これに
限定されるものではなく、その組み合わせ範囲は広く任
意に設定することができるものである。以上、説明して
きたように本実施の形態の電源装置では、奇麗なサイン
カーブの出力が得られることから、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションのよい電源が得ら
れ、また、部品点数を少なくすることができるというこ
とで信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化が
達成できる。
８，図９を参照して図１１のリーケージトランス使用に
よるコモンモードノイズ伝達阻止機能を説明する。トラ
ンス１０でのコモンモードノイズの伝達は、１次巻線Ｎ
1 と２次巻線Ｎ2との間に生じる寄生容量（ストレーキ
ャパシタンス）を経由して行なわれる。従ってこのスト
レーキャパシタンスの小さいトランスを使用すればコモ
ンモードノイズの伝達阻止能力を大きくすることができ
る。本実施の形態のトランス１０は、前記のように磁性
体コア１１の両脚に１次巻線Ｎ1 と２次巻線Ｎ2 を別々
に巻いているからコモンモードノイズの伝達阻止能力を
大きくすることができる。また、このリーケージトラン
スの欠点、つまり、電圧変動率が大きく負荷変動により
２次巻線Ｎ2 の誘起起電力が大きく変動するという問題
を、２重共振回路利用の場合、前記のように制御周波数
をトランス２次巻線Ｎ2 の誘起起電力との関係が、図
８，図９に示すように、制御周波数を下げると２次巻線
Ｎ2 の誘起起電力が上がるので、制御周波数を変化させ
て電圧変動に対応させ、電圧降下を補償することで解消
している。前記トランスとコンデンサの容量は、例え
ば、トランスの１次側コイルＮ1 を７５巻き、２次側コ
イルＮ2 を５巻き、１次側コンデンサを０．１μＦ、２
次側コンデンサを５．５μＦの組み合わせとしたとき、
極めて奇麗なサインカーブが得られたが、勿論、これに
限定されるものではなく、その組み合わせ範囲は広く任
意に設定することができるものである。以上、説明して
きたように本実施の形態の電源装置では、奇麗なサイン
カーブの出力が得られることから、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションのよい電源が得ら
れ、また、部品点数を少なくすることができるというこ
とで信頼性や長期安定性があり、また、装置の小型化が
達成できる。
【００２４】次に、第２の実施の形態を説明する。図３
は本発明の第２の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、蛍光灯の調光機能を付加した
安定器として使用した場合を説明する。尚、本実施の形
態において、前記第１の実施の形態と同様の構成部分に
は同一の符号を付してその具体的な説明は省略する。本
実施の形態の制御回路２０Ｂは、可変周波数発振器２７
Ｂと制御信号形成回路２８とを組み合わせたことに特徴
がある。前記可変周波数発振器２７Ｂに接続された制御
信号形成回路２８は、可変周波数発振回路２７Ｂの出力
波形をコンパレータで整形して、第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 を制御するための方形の第１，第２制御信号Ｖg
1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように形成するも
のである。尚、前記制御信号Ｖg1，Ｖg2は互いに逆相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になる。また、前記第１，第２制御信号Ｖ
g1，Ｖg2の周波数は交流電源１の周波数（例えば６０Ｈ
ｚ）よりも十分高い値（例えば９０ｋＨｚ）を有する。
また、前記第１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間の
パルス幅は、トランス１０の１次巻線Ｎ1 のインダクタ
ンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との直列共振波
形の半波よりも短く設定されている。 ［動作概要］ トランス１０の動作は前記第１の実施の
形態と同様であるので、その説明は省略する。負荷１４
は図９に示すように、フィラメントｒ1 ，ｒ2 およびコ
ンデンサＣlを有する。この場合、予熱−放電−点灯に
ついては前記の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オ
フ周波数が固定の場合と同様であるが、前記可変周波数
発振回路２７Ｂによって発振周波数を変化させることに
より、調光を行なうことができる。例えば、蛍光灯を減
光する場合は、前記発振周波数を高くするだけでよい。
これは、図９のＶ−ｆ特性２Ｂから判るように、周波数
が高くなるとトランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力
が低くなって蛍光灯の管電流が減少することで減光する
のである。以上、説明してきたように本実施の形態の電
源装置では、奇麗なサインカーブの出力が得られること
から、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュレー
ションがよく、また、簡単な構成で調光機能（電圧調整
機能）を付加できるから、装置の小型化を達成すること
ができる。
は本発明の第２の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、蛍光灯の調光機能を付加した
安定器として使用した場合を説明する。尚、本実施の形
態において、前記第１の実施の形態と同様の構成部分に
は同一の符号を付してその具体的な説明は省略する。本
実施の形態の制御回路２０Ｂは、可変周波数発振器２７
Ｂと制御信号形成回路２８とを組み合わせたことに特徴
がある。前記可変周波数発振器２７Ｂに接続された制御
信号形成回路２８は、可変周波数発振回路２７Ｂの出力
波形をコンパレータで整形して、第１，第２のＦＥＴＱ
1,Ｑ2 を制御するための方形の第１，第２制御信号Ｖg
1，Ｖg2を図７（Ａ），（Ｂ）に示すように形成するも
のである。尚、前記制御信号Ｖg1，Ｖg2は互いに逆相で
あり、かつ僅かなデッドタイム（休止期間）を有して交
互にオン期間になる。また、前記第１，第２制御信号Ｖ
g1，Ｖg2の周波数は交流電源１の周波数（例えば６０Ｈ
ｚ）よりも十分高い値（例えば９０ｋＨｚ）を有する。
また、前記第１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2のオン期間の
パルス幅は、トランス１０の１次巻線Ｎ1 のインダクタ
ンスＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との直列共振波
形の半波よりも短く設定されている。 ［動作概要］ トランス１０の動作は前記第１の実施の
形態と同様であるので、その説明は省略する。負荷１４
は図９に示すように、フィラメントｒ1 ，ｒ2 およびコ
ンデンサＣlを有する。この場合、予熱−放電−点灯に
ついては前記の第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オ
フ周波数が固定の場合と同様であるが、前記可変周波数
発振回路２７Ｂによって発振周波数を変化させることに
より、調光を行なうことができる。例えば、蛍光灯を減
光する場合は、前記発振周波数を高くするだけでよい。
これは、図９のＶ−ｆ特性２Ｂから判るように、周波数
が高くなるとトランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力
が低くなって蛍光灯の管電流が減少することで減光する
のである。以上、説明してきたように本実施の形態の電
源装置では、奇麗なサインカーブの出力が得られること
から、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュレー
ションがよく、また、簡単な構成で調光機能（電圧調整
機能）を付加できるから、装置の小型化を達成すること
ができる。
【００２５】次に、第３の実施の形態を説明する。図５
は本発明の第３の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、ノイズを嫌う電子機器に直流
を供給するのに最適な定電圧装置として採用したものを
説明する。尚、本実施の形態において、前記第１，第２
の実施の形態と同様の構成部分には同一の符号を付して
その具体的な説明は省略する。本実施の形態の定電圧装
置は実施の形態２のトランス２次コイル側に出力整流回
路を付加し、さらに制御回路２０Ｂに誤差回路を付加し
たことに特徴がある。本実施の形態では、第１，第２の
交流出力端子１２，１３間に出力整流ダイオードＤo1，
Ｄo2，Ｄo3およびＤo4からなるブリッジ整流回路１６が
接続されている。即ち、全波整流回路を形成するため
に、第１の出力整流ダイオードＤo1のアノードと第３の
出力整流ダイオードＤo3のカソードとの接続点（第１の
入力端子）１５ａが第１の交流出力端子１２に接続さ
れ、第２の出力整流ダイオードＤo2のアノードと第４の
出力整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点（第２の
入力端子）１５ｂが第２の交流出力端子１３に接続され
ている。前記第１および第２の出力整流ダイオードＤo
1，Ｄo2のカソードの接続点（第１の出力端子）１７ａ
には、負荷１９の一方入力ライン１７が接続され、第３
および第４の出力整流ダイオードＤo3，Ｄo4のアノード
の接続点（第２の出力端子）１８ａには負荷１９の他方
の入力ライン１８が接続されている。また、一対の直流
出力ライン側、即ちブリッジ整流回路１６の第１，第２
の出力端子１７ａ〜１８ａ間には平滑用コンデンサＣo
が接続されている。
は本発明の第３の実施の形態である２重共振回路を有し
た電源装置を示しており、ノイズを嫌う電子機器に直流
を供給するのに最適な定電圧装置として採用したものを
説明する。尚、本実施の形態において、前記第１，第２
の実施の形態と同様の構成部分には同一の符号を付して
その具体的な説明は省略する。本実施の形態の定電圧装
置は実施の形態２のトランス２次コイル側に出力整流回
路を付加し、さらに制御回路２０Ｂに誤差回路を付加し
たことに特徴がある。本実施の形態では、第１，第２の
交流出力端子１２，１３間に出力整流ダイオードＤo1，
Ｄo2，Ｄo3およびＤo4からなるブリッジ整流回路１６が
接続されている。即ち、全波整流回路を形成するため
に、第１の出力整流ダイオードＤo1のアノードと第３の
出力整流ダイオードＤo3のカソードとの接続点（第１の
入力端子）１５ａが第１の交流出力端子１２に接続さ
れ、第２の出力整流ダイオードＤo2のアノードと第４の
出力整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点（第２の
入力端子）１５ｂが第２の交流出力端子１３に接続され
ている。前記第１および第２の出力整流ダイオードＤo
1，Ｄo2のカソードの接続点（第１の出力端子）１７ａ
には、負荷１９の一方入力ライン１７が接続され、第３
および第４の出力整流ダイオードＤo3，Ｄo4のアノード
の接続点（第２の出力端子）１８ａには負荷１９の他方
の入力ライン１８が接続されている。また、一対の直流
出力ライン側、即ちブリッジ整流回路１６の第１，第２
の出力端子１７ａ〜１８ａ間には平滑用コンデンサＣo
が接続されている。
【００２６】制御回路２０Ｃは第１，第２のＦＥＴＱ1,
Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって、一対の
出力電圧検出ライン２１，２２によって直流出力端子１
７，１８に接続されていると共に、ライン２３，２４に
よって前記第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のゲートに接続
されている。また、制御回路２０Ｃは、図６に詳しく示
すように、誤差増幅器２５と基準電圧源２６と可変周波
数発振回路２７Ｃと制御信号形成回路２８とを有する。
誤差増幅器２５の一方の入力端子はライン２１によって
直流出力端子１７に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源２６に接続され、誤差増幅器２５の出力端子は可変
周波数発振回路２７Ｃに接続されている。この誤差増幅
器２５は出力検出ライン２１，２２で検出した電圧と基
準電圧源２６との差に対応する電圧を出力するものであ
る。また、可変周波数発振回路２７Ｃは前記誤差増幅器
２５の出力電圧に対応した周波数信号を出力する。そし
て、この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号は、前
記出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が高くなっ
たとき高くなり、逆に検出電圧が基準電圧より低くなっ
たとき低くなる。制御信号形成回路２８は、可変周波数
発振回路２７Ｃの出力波形をコンパレータで整形して第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するための方形の第
１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2を、図７（Ａ），（Ｂ）に
示すように形成するものである。尚、制御信号Ｖg1，Ｖ
g2は互いに逆位相であり、かつ僅かなデッドタイムを有
して交互にオン期間になる。さらに、第１，第２の制御
信号Ｖg1，Ｖg2の中心周波数は前記交流電源１の周波数
（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば５０ｋＨ
ｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2
のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との共振波形の半
波よりも短く設定されている。
Ｑ2 を交互にオン，オフ制御するものであって、一対の
出力電圧検出ライン２１，２２によって直流出力端子１
７，１８に接続されていると共に、ライン２３，２４に
よって前記第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のゲートに接続
されている。また、制御回路２０Ｃは、図６に詳しく示
すように、誤差増幅器２５と基準電圧源２６と可変周波
数発振回路２７Ｃと制御信号形成回路２８とを有する。
誤差増幅器２５の一方の入力端子はライン２１によって
直流出力端子１７に接続され、他方の入力端子は基準電
圧源２６に接続され、誤差増幅器２５の出力端子は可変
周波数発振回路２７Ｃに接続されている。この誤差増幅
器２５は出力検出ライン２１，２２で検出した電圧と基
準電圧源２６との差に対応する電圧を出力するものであ
る。また、可変周波数発振回路２７Ｃは前記誤差増幅器
２５の出力電圧に対応した周波数信号を出力する。そし
て、この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号は、前
記出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が高くなっ
たとき高くなり、逆に検出電圧が基準電圧より低くなっ
たとき低くなる。制御信号形成回路２８は、可変周波数
発振回路２７Ｃの出力波形をコンパレータで整形して第
１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 を制御するための方形の第
１，第２制御信号Ｖg1，Ｖg2を、図７（Ａ），（Ｂ）に
示すように形成するものである。尚、制御信号Ｖg1，Ｖ
g2は互いに逆位相であり、かつ僅かなデッドタイムを有
して交互にオン期間になる。さらに、第１，第２の制御
信号Ｖg1，Ｖg2の中心周波数は前記交流電源１の周波数
（例えば６０Ｈｚ）よりも十分高い値（例えば５０ｋＨ
ｚ）を有する。また、第１，第２の制御信号Ｖg1，Ｖg2
のオン期間のパルス幅は、１次巻線Ｎ1 のインダクタン
スＬ1 と第１の共振用コンデンサＣp との共振波形の半
波よりも短く設定されている。
【００２７】［定電圧制御動作］ 次に、図８を参照し
て図５により定電圧制御動作を説明する。図８は縦軸に
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力ＶL2を、横軸
に第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数をと
り、定格交流電源電圧としたときの両者の関係を図表化
したもので、図中１Ａは負荷１９の電流がゼロの場合、
２Ａは負荷１９の電流が５Ａ（全負荷）の場合をそれぞ
れ表している。まず、負荷１９の電流が変化すると、制
御回路２０Ｃの誤差増幅器２５は出力検出ライン２１，
２２で検出した電圧と基準電圧源２６との差に対応する
電圧を出力する。そして可変周波数発振回路２７Ｃは、
この誤差増幅器２５の出力電圧に対応した周波数信号を
出力する。この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号
は、出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電
圧源２６の基準電圧より低くなったとき低くなるが、こ
れは負荷１９の電流が増加した場合に該当する。また、
出力検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電圧源２６
の基準電圧より高くなると、可変周波数発振回路２７Ｃ
の周波数信号は高くなるが、これは負荷１９の電流が減
少した場合に該当する。このようにして出力検出ライン
２１，２２で検出した電圧が基準電圧源２６の基準電圧
と同じになるように周波数は変化する。例えば負荷１９
の電流ゼロの場合の周波数はｆ2 （ｋＨｚ）であるが、
負荷１９の電流が５Ａ（全負荷電流）になった場合には
ｆ1 ( ｋＨｚ) まで低くなって定電圧を保持するのであ
る。つまり、上記は１実施例として、周波数ｆ1 からｆ
2 までの範囲の垂下特性部分を利用した場合、ノイズの
ない極めて良好な定電圧が得られたのを示す。以上、説
明してきたように本実施の形態の定電圧装置では、ノイ
ズのない直流を負荷の状態に左右されず常に定電圧で供
給することができる。本実施の形態の電源装置は、特に
大量のデータを高速で送受信を行なうもの、例えば、光
通信設備、コンピュータ回路など、また、電話通信網、
測定装置、制御装置などに最適に使用することができ
る。
て図５により定電圧制御動作を説明する。図８は縦軸に
トランス１０の２次巻線Ｎ2 の誘起起電力ＶL2を、横軸
に第１，第２のＦＥＴＱ1,Ｑ2 のオン，オフ周波数をと
り、定格交流電源電圧としたときの両者の関係を図表化
したもので、図中１Ａは負荷１９の電流がゼロの場合、
２Ａは負荷１９の電流が５Ａ（全負荷）の場合をそれぞ
れ表している。まず、負荷１９の電流が変化すると、制
御回路２０Ｃの誤差増幅器２５は出力検出ライン２１，
２２で検出した電圧と基準電圧源２６との差に対応する
電圧を出力する。そして可変周波数発振回路２７Ｃは、
この誤差増幅器２５の出力電圧に対応した周波数信号を
出力する。この可変周波数発振回路２７Ｃの周波数信号
は、出力電圧検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電
圧源２６の基準電圧より低くなったとき低くなるが、こ
れは負荷１９の電流が増加した場合に該当する。また、
出力検出ライン２１，２２の検出電圧が基準電圧源２６
の基準電圧より高くなると、可変周波数発振回路２７Ｃ
の周波数信号は高くなるが、これは負荷１９の電流が減
少した場合に該当する。このようにして出力検出ライン
２１，２２で検出した電圧が基準電圧源２６の基準電圧
と同じになるように周波数は変化する。例えば負荷１９
の電流ゼロの場合の周波数はｆ2 （ｋＨｚ）であるが、
負荷１９の電流が５Ａ（全負荷電流）になった場合には
ｆ1 ( ｋＨｚ) まで低くなって定電圧を保持するのであ
る。つまり、上記は１実施例として、周波数ｆ1 からｆ
2 までの範囲の垂下特性部分を利用した場合、ノイズの
ない極めて良好な定電圧が得られたのを示す。以上、説
明してきたように本実施の形態の定電圧装置では、ノイ
ズのない直流を負荷の状態に左右されず常に定電圧で供
給することができる。本実施の形態の電源装置は、特に
大量のデータを高速で送受信を行なうもの、例えば、光
通信設備、コンピュータ回路など、また、電話通信網、
測定装置、制御装置などに最適に使用することができ
る。
【００２８】以上、本発明の実施の形態を説明してきた
が、本発明の具体的な構成は本実施の形態に限定される
ものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更
などがあっても本発明に含まれる。例えば、実施の形態
ではトランス１０は、１次側，２次側とも１個ずつのコ
イルを有するもので説明してきたが、これに限らず、図
１２に示すように、トランス２次側にはコンデンサＣs
を並列に接続（ライン２９，３０）した共振専用のコイ
ルＮ2 と出力専用のコイルＮ3 との１対のコイルを有す
るものを使用してもよい。この場合は、コイルＮ2 の巻
数を増やすことによって共振用コンデンサＣs の容量を
小さくすることができることから、コンデンサＣs の大
きさが小さくなった分、装置全体を小型化することがで
きる。
が、本発明の具体的な構成は本実施の形態に限定される
ものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更
などがあっても本発明に含まれる。例えば、実施の形態
ではトランス１０は、１次側，２次側とも１個ずつのコ
イルを有するもので説明してきたが、これに限らず、図
１２に示すように、トランス２次側にはコンデンサＣs
を並列に接続（ライン２９，３０）した共振専用のコイ
ルＮ2 と出力専用のコイルＮ3 との１対のコイルを有す
るものを使用してもよい。この場合は、コイルＮ2 の巻
数を増やすことによって共振用コンデンサＣs の容量を
小さくすることができることから、コンデンサＣs の大
きさが小さくなった分、装置全体を小型化することがで
きる。
【００２９】また、実施の形態の制御回路に過電流自己
保護作用の機能を付加することができる。例えば、実施
の形態３では、誤差増幅器２５が整流回路１６の出力側
に接続されたシャントレギュレータとホトカプラからな
るものとして可変周波数発振回路２７Ｃの最低発振周波
数を３ｋＨｚに設定しておくと、負荷１９側で短絡があ
った場合、出力電圧が０Ｖとなってホトカプラからの信
号が０となり、このため可変周波数発振回路２７Ｃは自
身が有するＲとＣのみにより決定する最低発振周波数を
出力する。つまり、その最低発振周波数は３ｋＨｚとな
るから１次共振回路には０．２Ａ程度の電流が流れる。
この場合、１次コイルＮ1,２次コイルＮ2 はその巻数比
が１５：１（７５巻：５巻）であるから、２次側の出力
は約３Ａに押えられることになる。
保護作用の機能を付加することができる。例えば、実施
の形態３では、誤差増幅器２５が整流回路１６の出力側
に接続されたシャントレギュレータとホトカプラからな
るものとして可変周波数発振回路２７Ｃの最低発振周波
数を３ｋＨｚに設定しておくと、負荷１９側で短絡があ
った場合、出力電圧が０Ｖとなってホトカプラからの信
号が０となり、このため可変周波数発振回路２７Ｃは自
身が有するＲとＣのみにより決定する最低発振周波数を
出力する。つまり、その最低発振周波数は３ｋＨｚとな
るから１次共振回路には０．２Ａ程度の電流が流れる。
この場合、１次コイルＮ1,２次コイルＮ2 はその巻数比
が１５：１（７５巻：５巻）であるから、２次側の出力
は約３Ａに押えられることになる。
【００３０】
【発明の効果】以上説明してきたように、本発明の２重
共振回路により定電圧電源を得る方法およびその装置に
あっては、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュ
レーションがよい電源が得られ、また、信頼性や長期安
定性のある、小型化された電源装置が得られるという効
果が得られる。また、本発明は、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長
期安定性のある直流の定電圧電源を得ることができると
いう効果が得られる。
共振回路により定電圧電源を得る方法およびその装置に
あっては、有害なノイズを含まず、スイッチングレギュ
レーションがよい電源が得られ、また、信頼性や長期安
定性のある、小型化された電源装置が得られるという効
果が得られる。また、本発明は、有害なノイズを含ま
ず、スイッチングレギュレーションがよく、信頼性や長
期安定性のある直流の定電圧電源を得ることができると
いう効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明第１の実施の形態の安定器に使用した電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図３】第２の実施の形態の調光機能を備えた安定器に
使用した電源装置を示す回路図である。
使用した電源装置を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図５】第３の実施の形態の電圧調整機能を備えた電源
装置を示す回路図である。
装置を示す回路図である。
【図６】第３の実施の形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図７】制御・出力信号を示すグラフである。
【図８】負荷電流の変化におけるスイッチング素子ＦＥ
Ｔの出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグ
ラフである。
Ｔの出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグ
ラフである。
【図９】定格交流電圧におけるスイッチング素子ＦＥＴ
の出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグラ
フである。
の出力とトランス２次側の誘起起電力の関係を示すグラ
フである。
【図１０】蛍光灯を示す回路図である。
【図１１】リーケージトランスを示す回路図である。
【図１２】他の実施の形態の電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【符号の説明】 Ｑ1 ，Ｑ2 電界効果トランジスタ（スイッチング素
子） Ｎ1 トランスの１次巻線 Ｎ2 トランスの２次巻線 Ｃp ，Ｃs 共振用コンデンサ １ 商用電源 ４ 整流回路 １０ リーケージトランス １１ トランスの磁性体コア １４，１９ 負荷 １６ ２次側整流回路 ２０Ａ，Ｂ，Ｃ 制御回路 ２５ 誤差増幅器 ２７Ａ 固定周波数発振回路 ２７Ｂ，Ｃ 可変周波数発振回路
子） Ｎ1 トランスの１次巻線 Ｎ2 トランスの２次巻線 Ｃp ，Ｃs 共振用コンデンサ １ 商用電源 ４ 整流回路 １０ リーケージトランス １１ トランスの磁性体コア １４，１９ 負荷 １６ ２次側整流回路 ２０Ａ，Ｂ，Ｃ 制御回路 ２５ 誤差増幅器 ２７Ａ 固定周波数発振回路 ２７Ｂ，Ｃ 可変周波数発振回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｆ Ｆターム(参考） 3K072 AA01 BA03 BB01 BC01 BC03 CB04 DD04 GA02 GB12 GC04 HA10 HB03 5H007 AA01 AA06 BB03 CA02 CB04 CB12 CB23 CB25 CC03 CC32 DA03 DA06 DC05 EA09 5H730 AA01 AA15 AS01 AS11 BB26 BB68 BB72 CC01 DD04 EE04 EE07 EE72 FD01 FG07
Claims (8)
- 【請求項１】 トランスの１次側コイルと２次側コイル
にそれぞれコイルのインダクタンスに共振するコンデン
サを接続して該トランスの１次側と２次側とにそれぞれ
共振回路を設け、前記１次側共振回路にスイッチング回
路で断続した直流を供給することにより前記トランスの
１次コイルおよび２次コイルに交番電圧を誘起させ、該
２次コイル側の共振用コンデンサの両端から交流電源を
得るようにしたことを特徴とする２重共振回路により電
源を得る方法。 - 【請求項２】 請求項１記載の２重共振回路により電源
を得る方法において、前記２次コイル誘起電圧の垂下特
性部分を利用すると共に、負荷の増減または電源電圧の
変動のため出力電圧が変動しようとするのに対し前記ス
イッチング回路における直流断続の制御周波数を変化さ
せることにより、トランス２次側電圧を常に一定値に保
つようにしたことを特徴とする２重共振回路により電源
を得る方法。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２記載の２重共振
回路により電源を得る方法において、前記２次コイル側
の共振用コンデンサの両端に整流回路を接続して直流電
源を得るようにしたことを特徴とする２重共振回路によ
り電源を得る方法。 - 【請求項４】 交流電源の出力端子に接続された整流回
路と；前記整流回路の出力端子間に接続された平滑用コ
ンデンサと；第１スイッチと第２スイッチからなる直列
回路を前記平滑用コンデンサに対し並列に接続して設け
た第１および第２スイッチの直列回路と；共振用インダ
クタンスを有するトランスの１次コイルと第１の共振用
コンデンサとの直列回路を前記第２スイッチに対し並列
に接続して設けられた第１共振回路と；共振用インダク
タンスを有すると共に前記１次コイルに対して磁性体コ
アで電磁結合された２次コイルに第２の共振用コンデン
サを並列に接続して設けられた第２共振回路と；オン，
オフ周波数で前記第１および第２のスイッチを交互にオ
ン，オフするための制御回路と；を備え、 前記第２の共振用コンデンサの両端が負荷の接続点とな
されていることを特徴とする２重共振回路を有した電源
装置。 - 【請求項５】 請求項４記載の２重共振回路利用の電源
装置において、前記制御回路は制御用周波数を任意に変
更可能に設けられていることを特徴とする２重共振回路
を有した電源装置。 - 【請求項６】 請求項４記載の２重共振回路を有した電
源装置において、前記第２の共振用コンデンサの両端に
出力整流平滑回路が接続されていることを特徴とする２
重共振回路を有した電源装置。 - 【請求項７】 請求項６記載の２重共振回路を有した電
源装置において、前記制御回路が前記出力整流平滑回路
に接続された誤差増幅器の信号により該出力整流平滑回
路の出力を一定に制御するための可変周波数発振回路を
備えていることを特徴とする２重共振回路を有した電源
装置。 - 【請求項８】 請求項４ないし請求項７のうちいずれか
の項に記載の２重共振回路を有した電源装置において、
前記トランスに、該トランスの１次コイルとこの１次コ
イルに対して磁性体コアで電磁結合された２次コイルと
の間に発生する浮遊容量が小さなリーケージトランスを
使用したことを特徴とする２重共振回路を有した電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10277651A JP2000116154A (ja) | 1998-09-30 | 1998-09-30 | ２重共振回路により電源を得る方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10277651A JP2000116154A (ja) | 1998-09-30 | 1998-09-30 | ２重共振回路により電源を得る方法およびその装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000116154A true JP2000116154A (ja) | 2000-04-21 |
Family
ID=17586405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10277651A Pending JP2000116154A (ja) | 1998-09-30 | 1998-09-30 | ２重共振回路により電源を得る方法およびその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000116154A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005176599A (ja) * | 2005-01-12 | 2005-06-30 | Masakazu Ushijima | 電流共振型インバータ回路 |
| WO2006022365A1 (ja) * | 2004-08-27 | 2006-03-02 | Hokushin Denki Co., Ltd. | 非接触電力伝送装置 |
| JP2008220016A (ja) * | 2007-03-02 | 2008-09-18 | Nitsupo Denko Kk | インバータ回路 |
| JPWO2013061800A1 (ja) * | 2011-10-25 | 2015-04-02 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
-
1998
- 1998-09-30 JP JP10277651A patent/JP2000116154A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006022365A1 (ja) * | 2004-08-27 | 2006-03-02 | Hokushin Denki Co., Ltd. | 非接触電力伝送装置 |
| US7782633B2 (en) | 2004-08-27 | 2010-08-24 | Hokushin Denki Co., Ltd. | Non-contact power transmission device |
| JP2005176599A (ja) * | 2005-01-12 | 2005-06-30 | Masakazu Ushijima | 電流共振型インバータ回路 |
| JP2008220016A (ja) * | 2007-03-02 | 2008-09-18 | Nitsupo Denko Kk | インバータ回路 |
| JPWO2013061800A1 (ja) * | 2011-10-25 | 2015-04-02 | 株式会社村田製作所 | インバータ装置 |
| US9484841B2 (en) | 2011-10-25 | 2016-11-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Inverter device |
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