JP2014089061A - 電流検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】抵抗損失を軽減させ、カレントトランスCTのサイズ、コスト面のいずれをも満足させることができる電流検出回路を提供する。
【解決手段】カレントトランスCTと、カレントトランスCTの2次側巻線Ns間に接続されたコンデンサC1とを備え、コンデンサC1によって、カレントトランスCTの1次側巻線Npに流れる1次側電流ipとコンデンサC1の電圧Vcとが同位相による位相調整されている。この構成により、カレントトランスCTの巻線比が小さいと抵抗損失が大きくなるマッチング抵抗を用いることなく、1次側電流ipをコンデンサC1の電圧Vcとして検出することができるため、小サイズ且つ低コストのカレントトランスCTを用いた低損失の電流検出回路を構成することができる。
【選択図】図1
【解決手段】カレントトランスCTと、カレントトランスCTの2次側巻線Ns間に接続されたコンデンサC1とを備え、コンデンサC1によって、カレントトランスCTの1次側巻線Npに流れる1次側電流ipとコンデンサC1の電圧Vcとが同位相による位相調整されている。この構成により、カレントトランスCTの巻線比が小さいと抵抗損失が大きくなるマッチング抵抗を用いることなく、1次側電流ipをコンデンサC1の電圧Vcとして検出することができるため、小サイズ且つ低コストのカレントトランスCTを用いた低損失の電流検出回路を構成することができる。
【選択図】図1
Description
本発明は、カレントトランスを用いた電流検出回路に関する。
従来のカレントトランスを用いた電流検出回路は、図5に示すように、電流を検出するラインに1次側巻線Npを設置したカレントトランスCTと、カレントトランスCTの2次側巻線Ns間に設置された抵抗R2とを備えている。2次側巻線Ns間に設置された抵抗R2は、マッチング抵抗と呼ばれ、抵抗R2の端子間には、1次側巻線Npが設置されたラインに流れる1次側電流ipに応じた電圧値Vsが出力される(例えば、特許文献1参照)。
しかしながら、従来技術では、マッチング抵抗である抵抗R2の抵抗損失W、カレントトランスCTのサイズ、コスト面のいずれをも満足させることが困難であるという問題点があった。
1次側電流ipの電流値をip、2次側電流isの電流値をis、1次側巻線Npの巻数をNp、2次側巻線Nsの巻数をNs、1次側巻線Npと2次側巻線Nsとの巻数比をN(=Ns/Np)、抵抗R2の端子間に出力される2次側出力電圧をVs、抵抗R2の抵抗値をRとそれぞれすると、
等アンペアターンの法則により、
is=(Np/Ns)・ip=ip/Nなので、
2次側に発生する2次側出力電圧Vsは、
Vs=R・ip/Nとなる。
また、マッチング抵抗である抵抗R2による抵抗損失Wは、
W=R・is2=R(ip/N)2となる。
等アンペアターンの法則により、
is=(Np/Ns)・ip=ip/Nなので、
2次側に発生する2次側出力電圧Vsは、
Vs=R・ip/Nとなる。
また、マッチング抵抗である抵抗R2による抵抗損失Wは、
W=R・is2=R(ip/N)2となる。
従って、1次側に1A流して、2次側で1Vを発生させる場合における、巻数比N(=Ns/Np)と抵抗損失Wとの関係は、図6に示すようになる。図6から分かるように、抵抗損失Wを下げるには、巻数比Nを増やさなければならない。巻数比Nを増やすことは、カレントトランスCTの大型化を招き、コストアップにつながる。逆にカレントトランスCTの小型化のために巻数比Nを下げようとすると、抵抗損失Wが増えてしまう。このように抵抗損失WとカレントトランスCTの巻数比Nとは相反する関係にあり、いずれをも満足させることは困難である。なお、通常のカレントトランスCTは、電流を流す1次側巻線Npを1ターンとして使用するため、ここでは巻線比Nとは、すなわち2次側巻数Nsによって決定されることなる。
本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、抵抗損失Wを軽減させ、カレントトランスCTのサイズ、コスト面のいずれをも満足させることができる電流検出回路を提供することにある。
本発明の電流検出回路は、カレントトランスと、当該カレントトランスの2次側巻線間に接続されたコンデンサとを具備し、前記コンデンサの電圧が前記カレントトランスの1次側巻線に流れる1次側電流と同位相に位相調整されていることを特徴とする。
さらに、本発明の電流検出回路は、前記カレントトランスの2次側巻線間に接続された抵抗と前記コンデンサの直列回路を具備し、前記直列回路によって、前記コンデンサの電圧が前記カレントトランスの1次側巻線に流れる電流と同位相に位相調整されるようにしても良い。
さらに、本発明の電流検出回路は、前記抵抗の抵抗値をR、前記コンデンサの静電容量をC、前記カレントトランスの2次側インダクタンスをLs、前記カレントトランスの2次側リーケージインダクタンスをLr、前記カレントトランスの2次側巻線抵抗をRrとそれぞれすると、前記抵抗及び前記コンデンサは、RC=(Ls+Lr)/Rの関係に設定さるようにしても良い。
さらに、本発明の電流検出回路は、前記カレントトランスの2次側巻線間に接続された抵抗と前記コンデンサの直列回路を具備し、前記直列回路によって、前記コンデンサの電圧が前記カレントトランスの1次側巻線に流れる電流と同位相に位相調整されるようにしても良い。
さらに、本発明の電流検出回路は、前記抵抗の抵抗値をR、前記コンデンサの静電容量をC、前記カレントトランスの2次側インダクタンスをLs、前記カレントトランスの2次側リーケージインダクタンスをLr、前記カレントトランスの2次側巻線抵抗をRrとそれぞれすると、前記抵抗及び前記コンデンサは、RC=(Ls+Lr)/Rの関係に設定さるようにしても良い。
本発明によれば、カレントトランスCTの巻線比が小さいと抵抗損失が大きくなるマッチング抵抗を用いることなく、1次側電流ipを検出することができるため、小サイズ且つ低コストのカレントトランスCTを用いた低損失の電流検出回路を構成することができるという効果を奏する。
次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。
本実施の形態の電流検出回路は、図1を参照すると、電流を検出するラインに1次側巻線Npを設置したカレントトランスCTと、カレントトランスCTの2次側巻線Ns間に接続された抵抗R1とコンデンサC1の直列回路とを備えている。
本実施の形態の電流検出回路は、図1を参照すると、電流を検出するラインに1次側巻線Npを設置したカレントトランスCTと、カレントトランスCTの2次側巻線Ns間に接続された抵抗R1とコンデンサC1の直列回路とを備えている。
抵抗R1とコンデンサC1の直列回路は、カレントトランスCTの2次側電圧の位相調整を行う回路である。抵抗R1の抵抗値をRと、コンデンサC1の静電容量をCとすると、R・Cは、次式「数1」の関係に設定されている。
なお、図1及び「数1」において、Lsは、カレントトランスCTの2次側インダクタンス、Lrは、カレントトランスCTの2次側リーケージインダクタンス、Rrは、カレントトランスCTの2次側巻線抵抗をそれぞれ表している。また、図1において、Lpは、1次側励磁インダクタンスを表している。
上述の「数1」の関係に設定された抵抗R1とコンデンサC1の直列回路による位相調整によって、本実施の形態の電流検出回路では、1次側電流ipがコンデンサC1の電圧Vcによって再現される。すなわち、1次側電流ipによって、1次側励磁インダクタンスLpに生じる電圧は進み位相になる。当然、カレントトランスCTの2次側電圧も1次側電流ipに対して進み位相になるが、抵抗R1とコンデンサC1の直列回路を接続することによって位相を遅らせて、元の1次側電流ipと同位相に戻している。
2次側に流れる電流をis(t)、コンデンサの電圧をvc(t)とすると、
2次側の閉回路網の電圧降下は、次式「数2」で表すことができる。
2次側の閉回路網の電圧降下は、次式「数2」で表すことができる。
また、1次側と2次側の電流の関係は、巻線極性を加味して次式「数3」で表すことができる。なお、Nは、カレントトランスCTの巻数比(Ns/Np)である。
従って、上述の「数1」の関係に抵抗R1とコンデンサC1とを設定することにより、is(t)とvc(t)とは、次式「数4」で表され、1次側電流ipがコンデンサC1の電圧Vcによって再現されることが分かる。
図2には、本実施の形態の電流検出回路において、1次側電流ipとして交流電流を流したときの、コンデンサC1の電圧Vcの電圧波形が示されている。図2に示すように、1次側電流ipがコンデンサC1の電圧Vcによって再現されている。
図3には、カレントトランスCTの巻数比N(=Ns/Np)と抵抗値(従来のマッチング抵抗or本実施の形態の位相調整用の抵抗)との関係と、カレントトランスCTの巻数比N(=Ns/Np)と抵抗損失との関係とが、マッチング抵抗した従来方式と、本実施の形態の電流検出回路とにおいてそれぞれ示されている。
なお、抵抗損失は、1次側に1A流して、2次側で1Vを発生させる場合の値を示す。
このときの計算パラメータは、以下の通りである。
使用したカレントトランスCTは、EI12.5コア、
カレントトランスCTの1次側電流ipは、周波数f=150kHzのsin波、
位相調整用のコンデンサC1は1000pFに固定して計算した。
また、位相調整用の抵抗R1の損失Wは、次式「数5」に示すコンデンサC1の電圧vcと2次側電流isとに基づいて計算される。
このときの計算パラメータは、以下の通りである。
使用したカレントトランスCTは、EI12.5コア、
カレントトランスCTの1次側電流ipは、周波数f=150kHzのsin波、
位相調整用のコンデンサC1は1000pFに固定して計算した。
また、位相調整用の抵抗R1の損失Wは、次式「数5」に示すコンデンサC1の電圧vcと2次側電流isとに基づいて計算される。
図3によると、本実施の形態の電流検出回路では、カレントトランスCTの巻数比Nが少ないほど抵抗損失を低減させることが分かる。図4には、従来方式と、本発明の電流検出回路との使用領域の違いが示されている。図4によると、2次側巻数Nsが小さい領域が本発明の電流検出回路の使用領域となる。このように本発明によると、小サイズ、低損失で正確に電流−電圧変換のためのカレントトランスCTを用いた電流検出回路を構成することができる。
なお、本実施の形態では、抵抗R1とコンデンサC1の直列回路によって位相調整を行うように構成したが、抵抗R1は必ずしも必要なく、コンデンサC1とカレントトランスCTの2次側巻線抵抗Rrとを用いて位相調整を行うように構成することもできる。
以上説明したように、本実施の形態によれば、カレントトランスCTと、カレントトランスCTの2次側巻線Ns間に接続されたコンデンサC1とを備え、コンデンサC1によって、コンデンサC1の電圧VcがカレントトランスCTの1次側巻線Npに流れる1次側電流ipと同位相に位相調整されている。この構成により、カレントトランスCTの巻線比が小さいと抵抗損失が大きくなるマッチング抵抗を用いることなく、1次側電流ipをコンデンサC1の電圧Vcとして検出することができるため、小サイズ且つ低コストのカレントトランスCTを用いた低損失の電流検出回路を構成することができる。
さらに、本実施の形態によれば、カレントトランスCTの2次側巻線Ns間に接続された抵抗R1とコンデンサC1の直列回路を備え、この直列回路によって、コンデンサC1の電圧VcがカレントトランスCTの1次側巻線Npに流れる1次側電流ipと同位相に位相調整されている。この構成により、静電容量の小さいコンデンサC1を用いることができ、低コスト化することができる。
さらに、本実施の形態によれば、抵抗R1の抵抗値をR、コンデンサC1の静電容量をC、カレントトランスCTの2次側インダクタンスをLs、カレントトランスCTの2次側リーケージインダクタンスをLr、カレントトランスCTの2次側巻線抵抗をRrとそれぞれすると、抵抗R1及びコンデンサC1は、RC=(Ls+Lr)/Rの関係に設定されている。この構成により、位相調整用の直列回路を構成する抵抗R1及びコンデンサC1を、カレントトランスCTの特性に応じて、簡単に選択することができる。
以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
CT カレントトランス
C1 コンデンサ
R1、R2 抵抗
C1 コンデンサ
R1、R2 抵抗
Claims (3)
- カレントトランスと、
当該カレントトランスの2次側巻線間に接続されたコンデンサとを具備し、
前記コンデンサの電圧が前記カレントトランスの1次側巻線に流れる1次側電流と同位相に位相調整されていることを特徴とする電流検出回路。 - 前記カレントトランスの2次側巻線間に接続された抵抗と前記コンデンサの直列回路を具備し、
前記直列回路によって、前記コンデンサの電圧が前記カレントトランスの1次側巻線に流れる電流と同位相に位相調整されていることを特徴とする請求項1記載の電流検出回路。 - 前記抵抗の抵抗値をR、前記コンデンサの静電容量をC、前記カレントトランスの2次側インダクタンスをLs、前記カレントトランスの2次側リーケージインダクタンスをLr、前記カレントトランスの2次側巻線抵抗をRrとそれぞれすると、前記抵抗及び前記コンデンサは、RC=(Ls+Lr)/Rの関係に設定されていることを特徴とする請求項2記載の電流検出回路。
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JP2012237828A JP2014089061A (ja) | 2012-10-29 | 2012-10-29 | 電流検出回路 |
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