CN1819428A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种开关电源电路。电压谐振变换器具有次级侧并联谐振电路，并且绝缘变换器变压器(PIT)被设置为耦合系数k＝约0.7或更低的弱耦合状态。从而，获得陡峭的单峰特性作为恒压控制特性，以降低稳定所需的开关频率控制范围。初级侧并联谐振频率(fol)和次级侧并联谐振频率(fo2)被设置为使得获得良好的电源变换效率特性。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及包括电压谐振变换器的开关电源电路。

背景技术

作为谐振型的所谓的软开关电源，电流谐振型和电压谐振型是众所周知的。当前，具有通过半桥耦合系统而耦合的两个开关器件的电流谐振变换器被广泛使用，因为这样的电流谐振变换器容易被投入实际应用。

但是，举例来说，高耐受电压开关器件的特性正在被改善，因此在将电压谐振变换器投入实际应用的过程中的耐受电压的问题正在被消除。另外，与具有一个开关器件的电流谐振正向变换器相比，由具有一个开关器件的单端系统(single-ended system)形成的电压谐振变换器在输入反馈噪声、直流输出电压线的噪声分量等方面已知是有利的。

图12示出了含有单端系统的电压谐振变换器的开关电源电路的配置示例。

在图12所示的开关电源电路中，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的整流和平滑电路对交变输入电压VAC进行整流和平滑，从而作为平滑电容器Ci两端的电压，生成了经整流和平滑的电压Ei。

顺便提及，在商用交流电源AC的线路中提供有噪声滤波器，其由一组共模扼流圈CMC和两个跨电容器CL形成，并去除共模噪声。

经整流和平滑的电压Ei作为直流输入电压被输入到电源谐振变换器。如上所述，电压谐振变换器采用具有一个开关器件Q1的单端系统。这种情况中的电压谐振变换器是外激(externally excited)变换器。MOS-FET开关器件Q1被振荡和驱动电路2开关驱动。

MOS-FET体二极管DD与开关器件Q1并联连接。初级侧并联谐振电容器Cr与开关器件Q1的源极和漏极并联连接。

初级侧并联谐振电容器Cr与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1一起形成了初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。该初级侧并联谐振电路提供了电压谐振操作，作为开关器件Q1的开关操作。

振荡和驱动电路2向开关器件Q1的栅极施加作为驱动信号的栅极电压，以对开关器件Q1进行开关驱动。从而，开关器件Q1以与驱动信号的周期相对应的开关频率执行开关操作。

绝缘变换器变压器PIT将开关器件Q1的开关输出传递到次级侧。

绝缘变换器变压器PIT例如具有通过将铁氧体材料的E型磁芯彼此组合而形成的EE型磁芯(core)。缠绕部分被分为初级侧缠绕部分和次级侧缠绕部分。初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在EE型磁芯的中心磁芯柱(central magnetic leg)上。

另外，在绝缘变换器变压器PIT的EE型磁芯的中心磁芯柱中形成有大约1.0mm的间隙。从而在初级侧和次级侧之间得到了耦合系数k＝约0.80到0.85。这种水平的耦合系数k可以被认为代表了弱耦合，因此不容易达到饱和状态。耦合系数k的值是在设置漏电感(L1)时的一个因素。

绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端插入在开关器件Q1与平滑电容器Ci的正电极端子之间。从而，开关器件Q1的开关输出被传送到初级绕组N1。由初级绕组N1引起的交变电压出现在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中。

在这种情况中，次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接。这样，次级绕组N2的漏电感L2和次级侧并联谐振电容器C2的电容形成了次级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。

另外，通过如图所示地将整流二极管Do1和平滑电容器Co连接到次级侧并联谐振电路，形成了半波整流电路。作为平滑电容器Co两端的电压，该半波整流电路生成了具有与在次级绕组N2(次级侧并联谐振电流)中获得的交变电压V2的一倍相对应的电平的次级侧直流输出电压Eo。次级侧直流输出电压Eo被供应给负载，还被输入到控制电路1，作为用于恒压控制的检测电压。

控制电路1向振荡和驱动电路2输入通过检测作为检测电压的次级侧直流输出电压Eo的电平而获得的检测输出。

根据由输入到振荡和驱动电路2的检测输出指示了电平的次级侧直流输出电压Eo的电平，振荡和驱动电路2控制开关器件Q1的开关操作，以便使得次级侧直流输出电压Eo恒定在预定电平。即，振荡和驱动电路2生成并输出用于控制开关操作的驱动信号。从而，执行了控制以稳定次级侧直流输出电压Eo。

图13A、图13B和图14示出了对具有图12所示配置的电源电路的实验结果。在进行实验时，如下设置图12的电源电路的主要部件，作为与AC 100V系统相对应的VAC＝100V的条件。

对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且中心磁芯柱的间隙的间隙长度被设置为1mm。对于初级绕组N1和次级绕组N2的各自的匝数，N1＝43T，N2＝43T。对于绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k，设置k＝0.81。

选择初级侧并联谐振电容器Cr＝6800pF，次级侧并联谐振电容器C2＝0.01μF。因此，设置了初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1＝175kHz，次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2＝164kHz。

次级侧直流输出电压Eo的额定电平是135V。电源电路所处理的负载功率在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的范围内。

图13A和图13B是基于开关器件Q1的开关周期，示出了图12所示的电源电路中的主要部件的操作的波形图。图13A示出了在最大负载功率Pomax＝200W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电压V2、次级绕组电流I2以及次级侧整流电流ID1。图13B示出了在最小负载功率Pomin＝0W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电压V2、次级绕组电流I2以及次级侧整流电流ID1。

开关电压V1是在开关器件Q1两端获得的电压。在开关器件Q1导通的时段TON中，电压V1处于零电平，并且在开关器件Q1关断的时段TOFF中，形成具有正弦波形的谐振脉冲。电压V1的谐振脉冲波形指示出初级侧开关变换器的操作是电压谐振型操作。

开关电流IQ1流过开关器件Q1(和体二极管DD)。在时段TOFF中，开关电流IQ1处于零水平。在时段TON中，开关电流IQ1在前向方向上流过体二极管DD，并从而在导通时是负极性的，之后，开关电流IQ1被反相，流过开关器件Q1的漏极和源极，并增大，直到关断时刻。因此，开关电流IQ1在关断时刻具有峰值水平。

流过初级绕组N1的初级绕组电流I1是通过将在时段TON中作为开关电流IQ1流动的电流分量与在时段TOFF中流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流相组合而得到的。初级绕组电流I1具有如同所示的波形。

对于次级侧整流电路的操作，在最大负载功率Pomax＝200W处，流过整流二极管Do1的整流电流ID1具有在导通整流二极管Do1的时刻具有峰值水平，此后根据图13A所示的波形，降低到零水平。在整流二极管Do1的关断时段期间，整流电流ID1处于零水平。顺便提及，在最小负载功率Pomin＝0W处，即使在导通时段期间，整流电流ID1也处于零水平。

该情况中的次级绕组电压V2被获得在次级绕组N2与次级侧并联谐振电容器C2的并联电路中。在次级侧整流二极管Do1传导的导通时段期间，次级绕组电压V2被箝位在次级侧直流输出电压Eo。在次级侧整流二极管Do1的关断时段期间，次级绕组电压V2在负极性的方向上形成正弦波形。流过次级绕组N2的次级绕组电流I2是通过将整流电流ID1与流过次级侧并联谐振电路(N2(L2)//C2)的电流组合得到的。次级绕组电流I2例如以如图13A和13B所示的波形流动。

图14示出了在图12所示的电源电路中，相对于负载变化的开关频率fs、开关器件Q1的导通时段TON和关断时段TOFF以及AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)。

在负载功率Po＝100W到200W的范围内，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)为90％或更高。已经知道单端系统提供了良好的电源变换效率，具体地说，在单端系统中，电压谐振变换器具有一个开关器件Q1。

图14所示的开关频率fs、导通时段TON和关断时段TOFF将开关操作表示为图12的电源电路中相对于负载变化的恒压控制特性。在该情况中，开关频率fs被控制为随着负载变小而升高。对于导通时段TON和关断时段TOFF，关断时段TOFF基本恒定，而不管负载如何变化，而导通时段TON随着负载变小而缩短。即，图12所示的电源电路以这样的方式可变地控制开关频率：使得例如随着负载变小减小导通时段TON，而保持关断时段TOFF恒定。

通过这样可变地控制开关频率，改变了通过提供初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路而得到的感应阻抗。通过改变感应阻抗，从初级侧传递到次级侧的功率量以及从次级侧并联谐振电路传递到负载的功率量被改变，使得次级侧直流输出电压Eo被改变。从而，稳定了次级侧直流输出电压Eo。

图15通过开关频率fs(kHz)与次级侧直流输出电压Eo之间的关系，示意性地示出了图12所示的电源电路的恒压控制特性。

令fo1是初级侧并联谐振电路的谐振频率，fo2是次级侧并联谐振电路的谐振频率，在图12所示的电源电路中，次级侧并联谐振频率fo2低于初级侧并联谐振频率fo1，如上所述。

对于在恒定交变输入电压VAC的条件下相对于开关频率fs的恒压控制特性，如图15所示，特性曲线A和B分别代表在与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1相对应的谐振阻抗下，在最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性，特性曲线C和D分别代表在与次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2相对应的谐振阻抗下，在最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的恒压控制特性。

此外，当如图12的电路中那样提供了初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路时，在谐振频率fo1与fo2之间存在中间谐振频率fo。特性曲线E代表在最大负载功率Pomax处，基于中间谐振频率fo与开关频率fs之间关系的谐振阻抗特性。特性曲线F代表在最小负载功率Pomin处，基于中间谐振频率fo与开关频率fs之间关系的谐振阻抗特性。

利用具有次级侧并联谐振电路的电压谐振变换器，通过与开关频率fs相关联的中间谐振频率fo的谐振阻抗特性，确定次级侧直流输出电压Eo的电平。图12所示的电压谐振变换器采用所谓的下侧控制(lower sidecontrol)系统，其中开关频率fs在低于中间谐振频率fo的频率范围内被可变地控制。

开关频率fs的可变范围(必要控制范围)是由Δfs指示的部分，该范围是在被表示为图15中与中间谐振频率fo相对应的特性曲线E和F的特性下，通过与下侧控制相对应的开关频率控制，获得将次级侧直流输出电压Eo的额定电平(在图12的电路的情况中是135V)作为目标值的恒定电压所需的范围。换句话说，通过在与由Δfs指示的部分相对应的频率范围内，根据负载变化将开关频率改变为需要的值，次级侧直流输出电压Eo被控制在额定电平tg处。

对于更详细的情况，参见日本专利申请早期公开No.2000-152617。

发明内容

随着各种电子装置的多样化，需要所谓的宽范围(wide range)能力，来使得电源电路能够应对AC 100V系统和AC 200V系统中的每一种的商用交流电源输入而工作。

如上所述，具有图12所示配置的电源电路工作，以通过开关频率控制来稳定次级侧直流输出电压Eo，并且稳定次级侧直流输出电压Eo所需的开关频率fs的可变范围(必要控制范围)由参考图15所描述的Δfs指示。

图12所示的电源电路应对200W到0W的相对宽的范围内的负载变化。满足该负载条件的图12的电源电路的实际必要控制范围为Δfs＝96.7kHz，这是一个相对宽的范围，其中fs＝117.6kHz到208.3kHz。

当然，通过交变输入电压VAC电平的改变，次级侧直流输出电压Eo的电平改变。即，随着交变输入电压VAC增大或减小，次级侧直流输出电压Eo的电平类似地增大或减小。

因此可以说，次级侧直流输出电压Eo的电平例如在应对从AC 100V系统到AC 200V系统的宽范围内的交变输入电压的变化时，比应对只是AC 100V系统或只是AC 200V系统的单范围内的交变输入电压的变化时，改变得更大。应对次级侧直流输出电压Eo电平这种扩大的变化来执行恒压控制操作需要这样的更宽的必要控制范围：该必要控制范围是通过将上述117.6kHz到208.3kHz的范围在更高频率方向上扩大而得到的。

但是，目前用于驱动开关器件由IC(振荡和驱动电路2)所处理的驱动频率的上限是约200kHz。另外，即使开发了能够以上述的高频率驱动开关器件的IC，开关器件的高频驱动也显著降低了电源变换效率，从而使得实际上不能将电源电路投入实际应用。

因此可以理解，例如通过图12所示的电源电路的配置，很难实现宽范围能力。

因为这种情况，所以当包括谐振变换器的开关电源电路实现有宽范围能力的操作时，开关电源电路例如采用这样的配置：其用于根据AC 100V系统/200V系统的商用交流电源输入，将初级侧开关变换器的配置切换到半桥/全桥配置。或者，对交变输入电压VAC进行整流的整流电路的操作根据AC 100V系统/200V系统的商用交流电源输入，被切换到全波整流/倍压器整流。

但是，当在用于AC 100V系统和AC 200V系统的电路配置之间执行切换时，出现以下问题。

例如，对于这种根据商用交流电源的电平的切换，设置了对于输入电压的阈值(例如150V)。当输入电压超过该阈值时，执行到AC 200V系统的电路切换，并且当输入电压不超过该阈值时，执行到AC 100V系统的切换。但是，当仅执行这种简单切换时，可能在AC 200V系统的输入期间，例如响应于由于瞬时电力中断等而引起的交变输入电压的暂时降低，而执行了到AC 100V系统的切换。具体地说，以切换整流操作的配置为例，存在这样的可能：AC 200V系统的输入被判断为是AC 100V系统的，从而执行了到倍压器整流电路的切换，使得开关器件等超过其耐受电压，从而击穿。

因此，为了防止上述错误操作，实际的电路不仅检测主开关变换器的直流输入电压，还检测备用电源侧的变换器电路的直流输入电压。

但是，这样检测备用电源侧的变换器电路的直流输入电压意味着例如并入了用于将输入电压与参考电压进行比较的比较器IC。这增大了部件数量，从而使得电路制造成本和电路板尺寸增大。

另外，为了防止错误操作而这样检测备用电源侧的变换器的直流输入电压意味着适应宽范围的电源电路只能被实际应用在除了主电源之外还有备用电源的电子设备中。即，其中可以安装该电源电路的电子设备被限于具有备用电源的那些类型，从而相应地缩小了电源电路的应用范围。

在半桥配置与全桥配置之间进行切换的配置需要至少四个用于全桥配置的开关器件。即，虽然当不必进行切换时只需要用于半桥配置的两个开关器件，但是在该情况中也需要添加两个另外的开关器件。

对整流操作进行切换的配置需要两个平滑电容器Ci来获得倍压器整流操作。即，与仅执行全波整流操作的配置相比，还需要添加一个平滑电容器Ci。

在这些方面中，上述的涉及电路切换的适应宽范围的配置增加了制造成本和电源电路板的尺寸。具体地说，对于形成电源电路的部件，对整流操作进行切换的配置中的平滑电容器Ci等属于大部件，从而进一步增大了板尺寸。

上述的宽的开关频率控制范围的另一个问题是在稳定次级侧直流输出电压Eo时的快速响应特性的劣化。

现今的一些电子设备尤其涉及被称为所谓的开关负载的负载条件，其中例如根据各种驱动部件的开/关操作，负载功率在最大负载和无负载之间瞬时改变。电源电路需要响应于在宽范围上如此快速变化的负载功率，对次级侧直流输出电压执行恒压控制。

但是，利用上述宽的开关频率控制范围，需要相应的长的时间来改变应对在最大值和最小值之间改变的负载的恒压控制所需的开关频率。即，恒压控制响应慢。

图12所述的电源电路具有初级侧电压谐振变换器。具有这种配置的电源电路在电源变换效率方面是有利的，如上所述。考虑到目前的能量情况和环境情况，电子设备例如希望具有更高的电源变换效率。因此，希望进一步改善被包括在电子设备中的电源电路自身的电源变换效率。

因此，鉴于上述问题，如下形成了根据本发明一个实施例的开关电源电路。

该开关电源电路包括：整流和平滑装置，用于通过对交变输入电压进行整流和平滑，获得直流输入电压；开关装置，其利用被提供了直流输入电压的开关器件形成，并执行开关操作；以及开关驱动装置，用于对开关器件进行开关驱动。

该开关电源电路还包括通过至少缠绕初级绕组和次级绕组而形成的绝缘变换器变压器，其中所述初级绕组被提供了通过开关装置的开关操作而得到的开关输出，在所述次级绕组中，由初级绕组中获得的开关输出感应出交变电压。

该开关电源电路还包括至少由绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和初级侧并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路，初级侧并联谐振电路将开关装置的操作转换为电压谐振型操作。

该开关电源电路还包括由绝缘变换器变压器的次级绕组的漏电感分量和与次级绕组并联连接的次级侧并联谐振电容器的电容形成的次级侧并联谐振电路。

该开关电源电路还包括：次级侧直流输出电压生成装置，用于通过对在绝缘变换器变压器的次级绕组中所感应的并被输入到次级侧直流输出电压生成装置的交变电压执行整流操作，并通过次级侧平滑电容器使得自整流操作的整流输出平滑，来生成次级侧直流输出电压；以及恒压控制装置，用于通过根据次级侧直流输出电压的电平控制开关驱动装置以改变开关装置的开关频率，来对次级侧直流输出电压执行恒压控制。

用于绝缘变换器变压器的初级侧与次级侧之间的弱耦合的耦合系数被设置为使得利用初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路形成的电磁耦合型谐振电路具有单峰特性，作为响应于具有开关频率的频率信号输入的输出特性。另外，初级侧并联谐振电路的谐振频率和次级侧并联谐振电路的谐振频率被设置为使得至少在预定负载条件下，获得一定水平或者更高的电源变换效率。

这样形成的电源电路采用了在次级侧上具有次级侧并联谐振电路的电压谐振变换器的基础配置。即，该电源电路在初级侧和次级侧的每一个上都具有并联谐振电路。从而，通过绝缘变换器变压器的电磁耦合，形成了耦合型谐振电路。然后，通过将绝缘变换器变压器设置到在预定耦合系数处的弱耦合状态，可以获得陡峭的单峰特性作为响应于作为到耦合型谐振电路的输入的具有开关频率的频率信号(开关输出)的输出特性。结果，减小了稳定次级侧直流输出电压所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)。

另外，初级侧并联谐振电路的谐振频率和次级侧并联谐振电路的谐振频率被设置为使得在预定负载条件下，获得一定水平或者更高的电源变换效率特性。

因此，本发明减小了可变控制范围，即，减小了对具有次级侧并联谐振电路的电压谐振变换器的恒压控制所需的开关频率的必要控制范围。

从而，可以仅通过开关频率控制就容易地实现电压谐振开关变换器的宽范围能力。

至于用于实现这种宽范围能力的基础配置，足以在具有次级侧并联谐振电路的电压变换器的绝缘变换器变压器中获得所需的耦合系数。因此可以说，实现了宽范围能力，而没有例如因为部件数量增加而增加成本、电路尺寸、重量等。

此外，根据本发明，初级侧并联谐振电路的谐振频率和次级侧并联谐振电路的谐振频率被设置为使得在预定负载功率的负载条件下，获得一定水平或者更高的电源变换效率。电压谐振变换器固有地具有高电源变换效率的特性。本发明可以提供这样的电源电路：作为包括电压谐振变换器的电源电路，其具有较好的电源变换效率特性。

附图说明

图1是示出了根据本发明第一实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图2是示出了根据该实施例的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器的结构示例的示图；

图3A和图3B是基于开关周期，示出了根据第一实施例的电源电路的主要部件的操作的波形图；

图4是示出了在根据第一实施例的电源电路中，AC到DC电源变换效率、开关频率以及开关器件的导通时段相对于负载变化的变化特性的示图；

图5是示出了在根据第一实施例的电源电路中，AC到DC电源变换效率、开关频率以及开关器件的导通时段和关断时段相对于交变输入电压变化的变化特性的示图；

图6是示出了根据该实施例的电源电路的恒压控制特性的示图；

图7是示出了作为根据该实施例的电源电路的恒压控制操作，根据交变输入电压和负载变化的开关频率控制范围(必要控制范围)的示图；

图8是示出了根据本发明第二实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图9是示出了根据本发明第三实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图10是示出了根据本发明第四实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图11是示出了根据本发明第五实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图12是示出了根据传统示例的电源电路的配置示例的电路图；

图13A和13B是图12所示的电源电路的主要部件的操作的波形图；

图14是示出了在图12所示的电源电路中，AC到DC电源变换效率、开关频率以及开关器件的导通时段和关断时段相对于负载变化的变化特性的示图；以及

图15是概念性地示出了传统电源电路的恒压控制特性的示图。

具体实施方式

图1的电路图示出了根据作为实施本发明的最佳方式(实施例)的第一实施例的电源电路的配置示例。该图中所示的电源电路采用利用单端系统的电压谐振开关变换器的基础配置。

在该图所示的开关电源电路中，一组共模扼流圈CMC和两个跨电容器CL插入在商用交流电源AC的线路中，如图所示。共模扼流圈CMC和跨电容器CL与CL形成了噪声滤波器，用于消除叠加在商用交流电源AC的线路上的共模噪声。

交变输入电压VAC被桥式整流电路Di整流。平滑电容器Ci被桥式整流电路Di的整流输出充电。从而，作为平滑电容器Ci两端的电压，获得了经整流和平滑的电压Ei。经整流和平滑的电压Ei是对于后级中的开关变换器的直流输入电压。

在图1中，被提供了作为直流输入电压的经整流和平滑的电压Ei并执行开关操作的开关变换器例如被形成为具有一个开关器件Q1的单端系统的电压谐振变换器。在该情况中，选择高耐受电压的MOS-FET作为开关器件Q1。在该情况中，用于驱动电压谐振变换器的系统是外激系统，其中开关器件被振荡和驱动电路2开关驱动。

从振荡和驱动电路2输出的开关驱动信号(电压)被施加到开关器件Q1的栅极。

开关器件Q1的漏极连接到后面将描述的绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的缠绕起始端部分。初级绕组N1的缠绕终止端部分连接到平滑电容器Ci的正电极端子。从而，在该情况中，直流输入电压(Ei)经由初级绕组N1的串联连接，被提供给开关器件Q1。开关器件Q1的源极连接到初级侧地。

由于在该情况中，MOS-FET被选择作为开关器件Q1，因此在开关器件Q1中包含有体二极管DD，其与开关器件Q1的漏极和源极并联连接，如图1所示。体二极管DD的阳极连接到开关器件Q1的源极，阴极连接到开关器件Q1的漏极。体二极管DD形成了用于使相反方向的开关电流通过的路径，该电流是通过开关器件Q1的导通/关断操作(开关操作)而生成的。

初级侧并联谐振电容器Cr与开关器件Q1的漏极和源极并联连接。

初级侧并联谐振电容器Cr的电容与绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的漏电感L1形成了用于流过开关器件Q1的开关电流的初级侧并联谐振电路(电压谐振电路)。该初级侧并联谐振电路执行谐振操作，从而获得了电压谐振型操作，作为开关器件Q1的开关操作。因此，在开关器件Q1的关断时段期间，获得了正弦谐振脉冲波形作为开关器件Q1两端的开关电压(漏极到源极电压)V1。

振荡和驱动电路2包括例如通过外激系统来驱动开关器件Q1的振荡电路。振荡和驱动电路2基于得自振荡电路的振荡信号，生成驱动信号作为用于对MOS-FET进行开关驱动的栅极电压，并将驱动信号施加到开关器件Q1的栅极。从而，开关器件Q1根据与驱动信号的周期相对应的开关频率，执行连续的导通/关断操作。即，开关器件Q1执行开关操作。

绝缘变换器变压器PIT将初级侧开关变换器的开关输出传递到次级侧，其中初级侧和次级侧相对于直流彼此绝缘。

图2是示出了图1的电源电路中所配备的绝缘变换器变压器PIT的结构示例的截面图。

如图2所示，绝缘变换器变压器PIT具有EE型磁芯(EE形磁芯)，该EE型磁芯是通过以如下方式将铁氧体材料的E形磁芯CR1和CR2彼此组合而形成的：磁芯CR1的磁芯柱与磁芯CR2的磁芯柱相对。

绝缘变换器变压器PIT还具有线轴B，线轴B例如由树脂形成，并具有彼此分开使得彼此独立的初级侧缠绕部分和次级侧缠绕部分。初级绕组N1缠绕在线轴B的一个缠绕部分上。次级绕组N2缠绕在线轴B的另一个缠绕部分上。这样缠绕了初级侧绕组和次级侧绕组的线轴B被附接到上述EE型磁芯(CR1和CR2)。从而，初级侧绕组和次级侧绕组在各自不同的缠绕区域中围绕EE型磁芯的中心磁芯柱缠绕。这样，获得了绝缘变换器变压器PIT的整体结构。

另外，在如图所示的EE型磁芯的中心磁芯柱中，形成有例如间隙长度约2mm或更大的间隙G。从而，获得了例如耦合系数k≈约0.7或更低的弱耦合状态。即，获得了比图12所示的现有技术电源电路的绝缘变换器变压器PIT更弱耦合的状态。顺便提及，可以通过使得E型磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱短于E型磁芯CR1和CR2的两个外磁芯柱，来形成间隙G。

如上所述，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端连接到开关器件Q1的漏极。从而，开关器件Q1的开关输出被传递到初级绕组N1，使得在初级绕组N1中出现交变电压。

由初级绕组N1引起的交变电压出现在绝缘变换器变压器PIT的次级侧上。

次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接。从而，次级绕组N2的漏电感L2与次级侧并联谐振电容器C2的电容形成了次级侧并联谐振电路。该次级侧并联谐振电路根据后面将描述的次级侧整流电路的整流操作，执行谐振操作。即，在初级侧和次级侧上都实现了电压谐振操作。

该情况中的次级侧整流电路通过如下方式被形成为半波整流电路：将一个整流二极管Do1和一个平滑电容器Co连接到如上所述的与次级侧并联谐振电容器C2并联连接的次级绕组N2。至于该半波整流电路的连接模式，次级绕组N2的缠绕终止端部分一侧与整流二极管Do1的阳极连接。整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co的正电极端子。次级绕组N2的缠绕开始端部分和平滑电容器Co的负电极端子连接到次级侧地。顺便提及，由于整流二极管Do1以与开关频率相对应的相对高的频率执行导通/关断操作，所以选择快型(快恢复型)二极管作为该整流二极管Do1。

在如此形成的半波整流电路中，在次级绕组N2的缠绕终止端部分一侧上次级绕组电压V2为正极性的半波时段中，整流二极管Do1导通，以使整流电流通过，并用整流电流对平滑电容器Co充电。从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了这样的次级侧直流输出电压Eo：其电平对应于次级绕组N2中所感应的交变电压电平的一倍。

次级侧直流输出电压Eo被提供给负载。次级侧直流输出电压Eo还被分路，以输出为到控制电路1的检测电压。

控制电路1根据被输入到控制电路1的次级侧直流输出电压Eo的电平变化，向振荡和驱动电路2提供检测输出。振荡和驱动电路2根据被输入到振荡和驱动电路2的控制电路1的检测输出，驱动开关器件Q1，同时改变开关频率。改变开关频率的操作是可变地控制开关器件Q1的时段TON，而固定开关器件Q1的时段TOFF。该操作是对于次级侧直流输出电压的恒压控制操作。

通过可变地控制开关器件Q1的开关频率，电源电路中的初级侧和次级侧的谐振阻抗被改变，使得从绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1传递到次级绕组N2的功率量以及从次级侧整流电流提供到负载的功率量被改变。次级侧直流输出电压Eo的电平从而被控制，使得消除了次级侧直流输出电压Eo电平的变化。即，次级侧直流输出电压Eo被稳定。

通过进行如下设置来形成实际的具有图1所示电路配置的电源电路的实际主要部件。

对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且间隙G被设置为2.2mm的间隙长度。对于初级绕组N1和次级绕组N2的各自的匝数，选择N1＝63T，N2＝25T。次级绕组N2每匝感应的电压为5.4V/T。从而，k＝0.685被设置为绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k。

选择Cr＝4300pF作为初级侧并联谐振电容器Cr的电容。通过初级侧并联谐振电容器Cr的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的初级绕组N1的漏电感L1，设置了初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1＝166.0kHz。选择C2＝0.047μF作为次级侧并联谐振电容器C2的电容。通过次级侧并联谐振电容器C2的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的次级绕组N2的漏电感L2，设置了次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2＝109.0kHz。可以相对地说，存在关系fo1≈1.5×fo2。

对于电源电路所处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝200W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。次级侧直流输出电压Eo的额定电平是135V。

图3A和图3B的波形图示出了基于开关器件Q1的开关周期，如此形成的图1的电源电路中的主要部件的操作。图3A示出了在最大负载功率Pomax＝200W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电压V2、次级绕组电流I2和次级侧整流电流ID1。图3B示出了在最小负载功率Pomin＝0W处的开关电压V1、开关电流IQ1、初级绕组电流I1、次级绕组电压V2、次级绕组电流I2和次级侧整流电流ID1。

开关电压V1是开关器件Q1的漏极到源极电压。开关电流IQ1是从漏极侧流到开关器件Q1(和体二极管DD)的电流。开关电压V1和开关电流IQ1指示开关器件Q1的导通/关断时刻。一个开关周期被分为其中开关器件Q1被导通的时段TON和其中开关器件Q1被关断的时段TOFF。开关电压V1在时段TON中处于零电平，在时段TOFF中形成谐振脉冲。因为初级侧开关变换器的操作是电压谐振型操作，所以开关电压V1的谐振脉冲被获得为正弦谐振波形。

开关电流IQ1在时段TOFF中处于零电平。在到达时段TOFF结束并且时段TON开始时的导通时刻时，开关电流IQ1首先通过流过体二极管DD而形成负极性的波形。开关电流IQ1然后被反相，通过从漏极流到源极而形成正极性的波形。开关电流IQ1的这样的波形指示出适当地执行了ZVS。

初级绕组电流I1是流过初级绕组N1的电流，并且是流过开关器件Q1的电流分量与流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的组合。在时段TOFF中，初级绕组电流I1的波形对应于流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流的波形。

在次级绕组电压V2为正极性并且处于特定电平或者更高的每个半周期时段中，随着在次级绕组N2中感应了交变电压，整流二极管Do1传导，以使整流电流ID1通过。相应地，在次级绕组N2中所感应的电压使得整流二极管Do1传导的时段期间，次级绕组电压V2被箝位在次级侧直流输出电压Eo，作为电平等于或高于次级侧直流输出电压Eo的电压。在整流二极管Do1不传导的时段中，次级绕组电压V2形成电平不高于次级侧直流输出电压Eo的正弦包络。次级绕组电流I2是通过将整流电流ID1与流过次级侧并联谐振电容器C2的电流组合得到的。顺便提及，在最小负载功率Pomin＝0W处，即使在整流二极管Do1的传导时段中，整流电流ID1也处于零水平。

考虑上述各个部件的操作，如图3A所示的在最大负载功率Pomax＝200W处的波形与如图3B所示的在最小负载功率Pomin＝0W处的波形的比较示出：初级侧开关变换器的操作缩短了一个开关周期(TOFF+TON)的时段长度，即，向无负载的转变，增大了开关频率fs。这指示出获得了根据负载变化而改变开关频率fs的开关频率控制操作，作为稳定化操作。还知道在改变开关频率时，时段TON被改变，而时段TOFF固定。

作为对图1所示的电源电路的实验结果，图4示出了在交变输入电压VAC＝100V处，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)、开关频率fs以及时段TON的时间长度相对于负载变化的变化特性。图5示出了在最大负载功率Pomax＝200W处，AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)、开关频率fs以及时段TON/TOFF的时间长度相对于负载变化的变化特性。

根据这些图形，开关频率fs被改变，以使得随着负载变小而增大，如上所述。同样，开关频率fs被改变，以使得随着交变输入电压VAC上升而增大。这指示出恒压控制操作控制开关频率fs，使得随着次级侧直流输出电压Eo随负载变小以及随交变输入电压升高而升高，增大开关频率fs。时段TON的时间长度随负载变小而缩短，并随交变输入电压升高而缩短。另一方面，时段TOFF固定，而不管交变输入电压如何变化。虽然未示出，但是不管负载如何变化，时段TOFF也是固定的。这指示出这样的操作：通过根据负载变化，改变时段TON来改变开关频率，而时段TOFF固定。

作为开关频率fs的具体值，在交变输入电压VAC＝100V处，在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的范围内，fs＝112.4kHz到149.3kHz，Δfs＝36.9kHz。与开关频率fs的这样的变化相对应的时段TON和TOFF为TON＝6.2μs到4.1μs，TOFF＝2.7μs(固定)。

在交变输入电压VAC＝230V处，在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的范围内，fs＝155kHz到190.3kHz，Δfs＝35.3kHz。与开关频率fs的这样的变化相对应的时段TON和TOFF为TON＝3.75μs到2.55μs，TOFF＝2.7μs(固定)。

AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)随负载变大而提高，并随交变输入电压VAC降低而升高。

在最大负载功率Pomax＝200W处，作为AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)，获得了在交变输入电压VAC＝100V处的ηAC→DC＝93.5％以及在交变输入电压VAC＝230V处的ηAC→DC＝90.5％的实验结果。

上述图1的电源电路的开关频率fs的特性将首先与图12的电源电路的开关频率fs的特性相比较。

在图12的电源电路中，在交变输入电压VAC＝100V处，在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的变化范围内，fs＝117.6kHz到208.3kHz，Δfs＝96.7kHz。

另一方面，在交变输入电压VAC＝100V处，在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的变化范围内，fs＝112.4kHz到149.3kHz，Δfs＝36.9kHz。可以理解，必要控制范围相比于图12的电源电路的特性被大大减小。此外，在图1的电源电路中，在交变输入电压VAC＝230V处，在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的变化范围内，fs＝155kHz到190.3kHz，Δfs＝35.3kHz。同样在该情况中，必要控制范围相比于图12的电源电路的特性被大大减小。

图1的电源电路的这种开关频率fs特性指示出实现了所谓的宽范围能力，其使得在最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的所处理的负载功率条件下，在处理AC 100V系统到AC 200V系统(例如，VAC＝85V到264V)的范围内的商用交流电源的输入时，能够稳定化。

图1所示的电源电路采用具有次级侧并联谐振电路的电压谐振变换器的基础配置。即，可以说图1所示的电源电路通过绝缘变换器变压器PIT的电磁感应，在初级侧和次级侧上具有各自的并联谐振电路。如从初级侧并联谐振电路与次级侧并联谐振电路之间的关系看到的，这样的配置可以被认为等同于通过电磁耦合形成的耦合型谐振电路，该电路被提供了与开关频率fs相对应的开关信号。

在包括这样的电磁耦合型谐振电路的图1的电源电路中，根据绝缘变换器变压器PIT的耦合程度(耦合系数k)，次级侧直流输出电压Eo的恒压控制特性不同。这将参考图6来描述。

图6示出了上述电磁耦合型谐振电路响应于输入(开关频率信号)的输出特性。即，图6通过次级侧直流输出电压Eo相对于开关频率fs的关系，表示了次级侧直流输出电压Eo的控制特性。在该图中，横轴表示开关频率，纵轴表示次级侧直流输出电压Eo的电平。

如参考图1所描述的，在第一实施例中，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1被设置为次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2的约1.5倍。因此，谐振频率fo1高于谐振频率fo2。谐振频率fo1和fo2彼此相应地示出在图6中指示开关频率的横轴上。同样在图6中，与谐振频率fo1和fo2之间的关系相对应地，谐振频率fo1被示出为高于谐振频率fo2。

假设作为绝缘变换器变压器PIT的耦合程度，设置了在耦合系数k＝1处的强耦合状态。于是，在该情况中，初级绕组N1的漏电感L1与次级绕组N2的漏电感L2都为零。

从而，绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的强耦合状态下的恒压控制特性是所谓的双峰特性，其中，次级侧直流输出电压Eo在与初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2不同的频率f1和f2处达到峰值，如图6中的特性曲线1所示。

频率f1表示为

【等式1】

$f1=\mathrm{fo}/\sqrt{1+k}$

频率f2表示为

【等式2】

$f2=\mathrm{fo}/\sqrt{1-k}$

上述等式1和等式2中的项fo是在初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2之间的中间谐振频率。频率fo是通过初级侧阻抗和次级侧阻抗以及初级侧和次级侧共同的阻抗(互耦合电感M)而确定的。互耦合电感M表示为。

【等式3】

$M=k\sqrt{L1\×L2}$

当上述耦合系数k从k＝1逐渐减小，即，当从强耦合状态逐渐增大弱耦合程度时，图6所示的特性曲线1改变，使得双峰趋势逐渐弱化，并且特性曲线在中间谐振频率fo附近变平坦。然后，当耦合系数k降低到某个耦合系数k时，出现所谓临界耦合的状态。在这种临界耦合状态中，如特性曲线2所表示的，双峰特性趋势消失，曲线形状在中间谐振频率fo附近变平坦。

当耦合系数k从临界耦合状态进一步降低到更弱耦合的状态时，获得了如图6的特性曲线3所示的单峰特性，其中次级侧直流输出电压Eo仅在中间频率fo处达到峰值。特性曲线3与特性曲线1和2的比较指示出：虽然特性曲线3自身的峰值水平低于特性曲线1和2的峰值水平，但是特性曲线3的二次函数曲线形状具有比特性曲线1和2更陡的斜度。

在根据第一实施例的绝缘变换器变压器PIT中，设置了在耦合系数k≈0.7或更低处的弱耦合状态。当这样设置耦合系数k时，执行了基于如特性曲线3所示的单峰特性的操作。

图6所示的单峰特性与图12所示的传统电源电路的图15所示的恒压控制特性之间的实际比较指示出：与图6的单峰特性相比，图15所示的特性的二次函数曲线具有相当缓和的斜度。

由于图15所示的特性具有缓和的曲线，如上所述，所以即使在用于处理在交变输入电压VAC＝100V处的单范围的条件下，用于对次级侧直流输出电压Eo执行恒压控制的开关频率fs的必要控制范围也例如是Δfs＝96.7kHz，其中fs＝117.6kHz到208.3kHz。因此，很难如上所述地仅通过根据开关频率控制的恒压控制来获得宽范围能力。

另一方面，第一实施例的恒压控制特性是图6的特性曲线3所示的单峰特性，从而第一实施例的恒压控制操作如图7所示。

图7示出了根据图1所示的第一实施例的电源电路的四条特性曲线，即，当交变输入电压VAC＝100V(AC 100V系统)的时候分别在最大负载功率Pomax时和最小负载功率Pomin时的特性曲线A和B，以及当交变输入电压VAC＝230V(AC 200V系统)的时候分别在最大负载功率Pomax时和最小负载功率Pomin时的特性曲线C和D。

如从图7清楚看到的，Δfs1表示当交变输入电压VAC＝100V(对应于AC 100V系统的输入)时，将次级侧直流输出电压Eo恒定地保持在要求的额定电平tg处所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)。即，开关频率的可变控制范围(必要控制范围)是从在特性曲线A中的电平tg处的开关频率fs到特性曲线B中的电平tg处的开关频率fs的频率范围。

另外，Δfs2表示当交变输入电压VAC＝230V(对应于AC 200V系统的输入)时，将次级侧直流输出电压Eo恒定地保持在要求的额定电平tg处所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)。即，开关频率的可变控制范围(必要控制范围)是从在特性曲线C中的电平tg处的开关频率fs到特性曲线D中的电平tg处的开关频率fs的频率范围。

如上所述，作为第一实施例中的次级侧直流输出电压Eo的控制特性的单峰特性的二次函数曲线具有比图15所示的控制特性显著更陡的斜度。

因此，当交变输入电压VAC＝100V和230V时的上述必要控制范围Δfs1和Δfs2相比于图15所示Δfs，被大大减小。

从而，从Δfs1中的最低开关频率(在特性曲线A中的电平tg处的开关频率fs)到Δfs2中的最高开关频率(在特性曲线D中的电平tg处的开关频率fs)的频率可变范围(ΔfsA)相应地被缩小。

为了进行证实，图1的电源电路中实际测量的Δfs1、Δfs2和ΔfsA为

Δfs1＝36.9kHz(＝149.3kHz-112.4kHz)

Δfs2＝35.3kHz(＝190.3kHz-155kHz)

ΔfsA＝77.9kHz(＝190.3kHz-112.4kHz)

频率可变范围ΔfsA容易落入目前的开关驱动IC(振荡和驱动电路2)所处理的开关频率的可变范围之内。即，图1的电源电路可以实际地在频率可变范围ΔfsA内可变地控制开关频率。

因此，图1所示电源电路在处理AC 100V系统和AC 200V系统中任一种的商用交流电源输入时，可以适当地稳定作为主直流电力的次级侧直流输出电压Eo。即，图1的电源电路仅通过开关频率控制就实现了宽范围的能力。

顺便提及，电磁耦合型谐振电路已知是作为通信技术中用于扩大由晶体管形成的放大电路的放大带宽的一种技术，例如中频变换放大器。但是在该领域中，使用的是强耦合的双峰特性或者临界耦合的平坦特性，但是并没有使用弱耦合的单峰特性。可以说，在这种电磁耦合型谐振电路的技术中，在通信技术领域中还没有被使用过的弱耦合的单峰特性在第一实施例中被有利地使用在谐振开关变换器的领域中。因此，如上所述，稳定次级侧直流输出电压Eo所需的开关频率的可变范围(必要控制范围)被减小，并且仅通过根据开关频率控制的恒压控制，就可以获得宽范围能力。

顺便提及，一般来说，随着绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的弱耦合的程度加大时，绝缘变换器变压器PIT中的功率损耗(涡流损耗)趋于增大，电源变换效率相应地降低。但是，如后面将描述的，第一实施例提供了实际足够的电源变换效率。这是因为在次级侧上也形成了谐振电路(次级侧并联谐振电路)。

即，次级侧并联谐振电路使得可以将电力提供为次级侧直流输出电压Eo，其包括通过次级侧并联谐振电路获得的能量增加，从而补偿了电源变换效率由于弱耦合造成的降低。

另外，在如上所述的AC 100V系统和AC 200V系统中每一种商用交流电源输入的条件下，用于恒压控制的开关频率fs的必要控制范围(Δfs)的实质减小，极大地改善了恒压控制响应和控制灵敏度。

一些电子装置执行这样的操作：以在最大负载状态和无负载之间相对快速改变(切换)的方式来改变负载功率Po，这样的负载变化被称为所谓的开关负载。执行这样的开关负载操作的设备例如包括作为个人计算机的外围设备的打印机。

当例如具有如图15所示的相对宽的必要控制范围Δfs的电源电路被包括在执行这样的开关负载操作的设备中时，开关频率fs被控制为通过跟随负载功率如上所述陡峭变化的相应大的变化量而被改变。因此，难以获得快速恒压控制响应。

另一方面，具体地说，由于第一实施例极大地减小了在每个单范围的区域内的必要控制范围Δfs，所以第一实施例可以通过快速地响应最大负载与无负载之间的负载功率Po的陡峭变化，来稳定次级侧直流输出电压Eo。即，极大地改善了对开关负载的恒压控制响应性能。

至于上面参考图4和图5描述的电源变换效率，图1的电源电路在交变输入电压VAC＝100V且最大负载功率Pomax＝200W处的ηAC→DC＝93.5％。与例如作为图12所示的传统电源电路特性的在交变输入电压VAC＝100V且最大负载功率Pomax＝200W处的ηAC→DC＝92.3％相比，该特性显示出1.2个百分点的提高。相应地，交流输入功率降低了2.8W。

虽然如上所述地通过提供次级侧并联谐振电路来补偿电源变换效率下降是获得这样的良好电源变换效率的一个因素，但是初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路的各自的谐振频率fo1和fo2的设置是在第一实施例中获得这样的良好电源变换效率的主要因素。在如上所述的第一实施例的负载条件下的电源变换效率是通过调整谐振频率fo1和fo2而最终得到的。即，在对谐振频率fo1和fo2的各种设置进行实验，并且如上所述地设置了fo1＝166.0kHz且fo2＝109.0kHz之后，最终获得了该电源变换效率。第一实施例的谐振频率fo1和fo2与传统谐振频率fo1和fo2的比较示出：虽然图12所示的电源电路的谐振频率fo1和fo2是fo1＝175.0kHz，fo2＝164.0kHz，并从而具有类似的关系fo1＞fo2，但是各频率的值和频率之间的频率差与第一实施例的不同。第一实施例的谐振频率fo1和fo2的各自的频率值相比于传统fo1和fo2被减小了，并且第一实施例的谐振频率fo1与fo2之间的频率差被极大地增大了。

通过如上所述地设置谐振频率fo1和fo2来改善电源变换效率的一个原因如下。如从图3A中的开关电流IQ1与图13A中的开关电流IQ1的比较可以理解，与第一实施例相对应的图3A中的开关电流IQ1的波形在关断时刻之前具有4Ap的峰值水平，其中在所述关断时刻，开关器件Q1的时段TON结束并向时段TOFF转换。当达到关断时刻时，水平降低到3Ap。

这样的开关电流IQ1的波形受到次级绕组电流I2的波形的影响。即，开关电流IQ的波形具有与流过次级侧并联谐振电路的电流相对应的波形分量。次级绕组电流I2的波形是通过与谐振频率fo1相关联地设置谐振频率fo2而确定的。

因此，图1所示的电源电路中的开关电流IQ1的波形是通过适当地设置初级侧并联谐振电路和次级侧并联谐振电路的各自的谐振频率fo1和fo2而得到的。

图3A所示的开关电流IQ1的波形指示出开关电流IQ1在关断时的水平被抑制。当开关电流IQ1在关断时的水平被抑制时，关断时的开关损耗和传导损耗被相应地降低。

在根据第一实施例的电源电路中，与如上所述的开关电流IQ1的波形中在关断时从峰值水平的降低相应地，次级侧整流电流ID1也具有如图3A所示的在关断时被抑制的水平。(顺便提及，传统电源电路中的开关电流IQ1在关断时具有峰值水平，如图13A所示。)从而整流二极管Do1的开关损耗和传导损耗也被降低。

开关器件和整流元件中的开关损耗和传导损耗的这种降低是在根据第一实施例的电源电路中获得高的电源变换效率的一个主要因素。

图8到图11中示出了次级侧整流电路的变化形式，作为根据本发明的电源电路的其他实施例。

图8示出了根据本发明第二实施例的电源电路的配置。

顺便提及，该图中只示出了绝缘变换器变压器PIT和次级侧整流电路。绝缘变换器变压器PIT和次级侧整流电路之外的其他部分与图1中相同，未在图8中示出。在图8中，与图1相同的部分用相同的参考标号表示，并将省略对其的描述。对于后面将描述的图9到图11也是这样。

同样在图8所示的电源电路中，通过将次级侧并联谐振电容器C2与次级绕组N2并联连接，形成了次级侧并联谐振电路。另外，提供了桥式全波整流电路作为次级侧整流电路。该桥式全波整流电路是通过将由四个整流二极管Do1、Do2、Do3和Do4形成的桥式整流电路连接到平滑电容器Co而形成的，如图所示。

这样形成的桥式全波整流电路在次级绕组N2中所感应的各半周期中，交替地执行其中整流二极管Do1和Do4传导以对平滑电容器Co充电的操作和其中整流二极管Do2和Do3传导以对平滑电容器Co充电的操作。从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了这样的次级侧直流输出电压Eo：其电平对应于次级绕组N2中所感应的电压的电平的一倍。

如下选择根据第二实施例的电源电路的主要部件。顺便提及，至于该电源电路所处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝200W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)，并且次级侧直流输出电压Eo的额定电平是135V，与图1的电源电路中的一样。

对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且间隙G被设置为2mm的间隙长度。对于初级绕组N1的匝数T，N1＝63T。对于次级绕组N2的匝数T，N2＝25T。次级绕组N2每匝感应的电压为5.4V/T。从而，k＝0.685被设置为绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k。

选择Cr＝3900pF作为初级侧并联谐振电容器Cr的电容。通过初级侧并联谐振电容器Cr的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的初级绕组N1的漏电感L1，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1＝174.3kHz。选择C2＝0.047μF作为次级侧并联谐振电容器C2的电容。通过次级侧并联谐振电容器C2的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的次级绕组N2的漏电感L2，次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2＝109.0kHz。

对如此形成的根据第二实施例的电源电路所进行的实验显示出：对于主要部件的操作波形，获得了基本与图3A到图3C的波形图中相同的结果，并且在大负载处的开关电流IQ1具有在关断时被抑制的峰值水平。但是，该情况中的次级侧整流电路执行全波整流操作。因此，在次级绕组电压V2的一种极性的半周期中，根据整流二极管Do1和Do4的整流操作，整流电流ID1流到平滑电容器Co，并且在次级绕组电压V2的另一极性的半周期中，根据整流二极管Do2和Do3的操作，整流电流ID2流到平滑电容器Co。与这样在双波时段中流动的整流电流相应地，次级绕组电压V2的正和负峰值电平都被箝位在次级侧直流输出电压Eo的电平处。

至于表示恒压控制特性的开关频率fs和时段TON与TOFF的特性，得到的结果显示出：利用与AC 100V系统相对应的交变输入电压VAC＝100V的商用交流电源输入，相对于从最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，fs＝100.0kHz到135.1kHz，Δfs＝35.1kHz，TON＝6.6μs到4.5μs，TOFF＝3.4μs到2.9μs。此外，所得到的结果显示出：利用与AC 200V系统相对应的交变输入电压VAC＝230V的商用交流电源输入，相对于从最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，fs＝145kHz到179.1kHz，Δfs＝34.1kHz，TON＝3.6μs到2.1μs，TOFF＝3.3μs到2.5μs。ΔfsA为79.1kHz(＝179.1kHz-100.0kHz)。

这样的特性指示出第二实施例仅通过开关频率控制也获得了宽范围能力。

至于AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)，在交变输入电压VAC＝100V且最大负载功率Pomax＝200W处，ηAC→DC＝93.9％。这表示出相比于传统电源电路的电源变换效率的1.6个百分点的提高。交流输入功率被降低了3.7W。在交变输入电压VAC＝230V且最大负载功率Pomax＝200W处，ηAC→DC＝90.9％。

图9示出了第三实施例的配置。

第三实施例具有双波整流电路作为次级侧整流电路。

为了形成双波整流电路，次级绕组N2配备有中心抽头，以利用该中心抽头为边界，将次级绕组N2分为次级绕组部分N2A和N2B。中心抽头连接到次级侧地。

在该情况中，用于形成次级侧并联谐振电路的次级侧并联谐振电容器C2与整个次级绕组N2并联连接。

另外，在该情况中，提供了两个整流二极管Do1和Do2以及一个平滑电容器Co作为形成次级侧整流电路的部件或元件。整流二极管Do1的阳极连接到次级绕组N2的次级绕组部分N2A侧的端部。整流二极管Do2的阳极连接到次级绕组N2的次级绕组部分N2B侧的端部。整流二极管Do1和Do2的阴极都连接到平滑电容器Co的正电极端子。平滑电容器Co的负电极端子连接到次级侧地。

在这样形成的次级侧双波整流电路中，在次级绕组N2中所感应的次级绕组电压V2的一种极性的半周期中，整流电流ID1流过从次级绕组部分N2A到整流二极管Do1，再到平滑电容器Co的路径，以对平滑电容器Co充电。在次级绕组N2中所感应的次级绕组电压V2的另一极性的半周期中，整流电流ID2流过从次级绕组部分N2B到整流二极管Do2，再到平滑电容器Co的路径，以对平滑电容器Co充电。这样，执行了全波整流操作，其中在次级绕组电压V2的正和负半周期中的每种时段中，平滑电容器Co利用整流电流被充电。从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了这样的次级侧直流输出电压Eo：其电平对应于次级绕组N2中所感应的电压的电平的一倍。

如此形成的根据第三实施例的电源电路是通过选择例如基本与第二实施例相同的主要部件而形成的，因而绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k是k≈0.7或者更低。从而，仅通过开关频率控制就实现了宽范围能力。初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2被设置为使得获得某个值或者更高的AC到DC电源变换效率。结果，与前面的实施例中一样，在大负载处的开关电流IQ1的波形具有在开关器件Q1关断时被抑制的峰值水平。

图10示出了根据第四实施例的电源电路的配置示例。

图10所示的电源电路具有倍压器整流电路作为次级侧整流电路。通过将两个整流二极管Do1和Do2以及两个平滑电容器Co1和Co2连接到次级绕组N2和次级侧并联谐振电容器C2的并联电路，形成该倍压器整流电路，如图10所示。

在该情况中，整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极被连接到次级绕组N2的缠绕终止端部分。整流二极管Do1的阴极连接到平滑电容器Co1的正电极端子。

平滑电容器Co1和Co2彼此串联连接，使得平滑电容器Co1的负电极端子连接到平滑电容器Co2的正电极端子。次级绕组N2的缠绕开始端部分连接到平滑电容器Co1和Co2之间的连接点。

平滑电容器Co2的负电极端子和整流二极管Do2的阳极连接到次级侧地。

在这样形成的次级侧倍压器整流电路中，在次级绕组电压V2的一种极性的半周期中，整流电流流过从次级绕组N2到整流二极管Do1，再到平滑电容器Co1的路径，以对平滑电容器Co1充电。在次级绕组电压V2的另一极性的半周期中，整流电流流过从次级绕组N2到整流二极管Do2，再到平滑电容器Co2的路径，以对平滑电容器Co2充电。这样，在次级绕组电压V2的正极性和负极性半周期中，交替地执行了平滑电容器Co1的充电和平滑电容器Co2的充电。在平滑电容器Co1和Co2的每个上，获得了与次级绕组N2中所感应的电压的电平的一倍相对应的电势。从而，作为平滑电容器Co1和Co2的串联电路两端的电压，获得了这样的次级侧直流输出电压Eo：其电平对应于次级绕组N2中所感应的电压的电平的一倍。

如下选择根据第四实施例的电源电路的主要部件。

同样在该电源电路中，对于电源电路所处理的负载功率，最大负载功率Pomax＝200W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)，并且次级侧直流输出电压Eo的额定电平是135V，与图1的电源电路中的一样。

对于绝缘变换器变压器PIT，选择EER-35磁芯，并且间隙G被设置为2mm的间隙长度。对于初级绕组N1的匝数T，N1＝63T。对于次级绕组N2的匝数T，N2＝13T。次级绕组N2每匝感应的电压为5.4V/T。从而，k＝0.675被设置为绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k。

选择Cr＝3900pF作为初级侧并联谐振电容器Cr的电容。通过初级侧并联谐振电容器Cr的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的初级绕组N1的漏电感L1，初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1＝174.3kHz。选择C2＝0.18μF作为次级侧并联谐振电容器C2的电容。通过次级侧并联谐振电容器C2的这种电容设置，以及由绝缘变换器变压器PIT的结构得到的次级绕组N2的漏电感L2，次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2＝110.0kHz。

对如此形成的根据第四实施例的电源电路所进行的实验显示出：根据第四实施例的电源电路的主要部件的操作波形基本与图3A到图3C的波形图相同，并且在大负载处的开关电流IQ1具有在关断时被抑制的峰值水平。

至于表示恒压控制特性的开关频率fs和时段TON与TOFF的特性，得到的结果显示出：利用与AC 100V系统相对应的交变输入电压VAC＝100V的商用交流电源输入，相对于从最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，fs＝98.5kHz到132.1kHz，Δfs＝35.6kHz，TON＝6.9μs到4.8μs，TOFF＝3.3μs到2.8μs。此外，所得到的结果显示出：利用与AC 200V系统相对应的交变输入电压VAC＝230V的商用交流电源输入，相对于从最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W的负载变化，fs＝141kHz到173.5kHz，Δfs＝32.5kHz，TON＝4.7μs到3.3μs，TOFF＝3.0μs到2.5μs。ΔfsA为75kHz(＝173.5kHz-98.5kHz)。

由于获得了这样的特性，所以第四实施例仅通过开关频率控制也获得了宽范围能力。

至于AC到DC电源变换效率(ηAC→DC)，在交变输入电压VAC＝100V且最大负载功率Pomax＝200W处，ηAC→DC＝93.1％。这表示出相比于传统电源电路的电源变换效率的0.8个百分点的提高。交流输入功率被降低了1.9W。在交变输入电压VAC＝230V且最大负载功率Pomax＝200W处，ηAC→DC＝90.2％。

图11示出了根据第五实施例的电源电路的配置示例。

图11所示的电源电路的次级侧整流电路被形成为倍压器全波整流电路。

该情况中的次级绕组N2配备有中心抽头，以利用该中心抽头为边界，将次级绕组N2分为次级绕组部分N2A和N2B。次级绕组部分N2A和N2B具有相同的匝数。

用于形成次级侧并联谐振电路的次级侧并联谐振电容器C2与整个次级绕组N2并联连接。另外，整流二极管Do1、Do2、Do3和Do4、电容器C10和平滑电容器Co如下连接到次级绕组N2。

次级绕组N2的次级绕组部分N2A侧的端部连接到整流二极管Do1的阳极与整流二极管Do2的阴极之间的连接点。次级绕组N2的次级绕组部分N2B的端部连接到整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的连接点。

次级绕组N2的中心抽头连接到电容器C10的正电极端子。电容器C10的负电极端子连接到整流二极管Do1和Do3的各自的阳极以及次级侧地之间的连接点。整流二极管Do1和Do3的阴极连接到平滑电容器Co的正电极端子。平滑电容器Co的负电极端子连接到次级侧地。

这样形成的倍压器全波整流电路可以被认为是包括次级绕组部分N2A、整流二极管Do1和Do2、电容器C10和平滑电容器Co的第一倍压器半波整流电路与包括次级绕组部分N2B、整流二极管Do3和Do4、电容器C10和平滑电容器Co的第二倍压器半波整流电路的组合。在该情况中，第一倍压器半波整流电路和第二倍压器半波整流电路共享电容器C10和平滑电容器Co。

在次级绕组部分N2A侧的端部处，次级绕组电压V2为负极性的半波时段中，第一倍压器半波整流电路使整流电流通过从次级绕组部分N2A到电容器C10，再到整流二极管Do2，再到次级绕组部分N2A的路径，以对电容器C10充电。第一倍压器半波整流电路从而生成了作为电容器C10两端电压的这样的电势：其对应于次级绕组部分N2A中所感应的电压的电平的一倍。然后，在次级绕组部分N2A侧的端部处，次级绕组电压V2为正极性的下一半波时段中，第一倍压器半波整流电路使整流电流通过从次级绕组部分N2A到整流二极管Do1，再到平滑电容器Co，再到电容器C10，再到次级绕组部分N2B的路径。此时，平滑电容器Co被这样的电势充电：该电势是通过将电容器C10两端的电压叠加到次级绕组部分N2A的电势(V2)上得到的。

在次级绕组部分N2B侧的端部处，次级绕组电压V2为负极性的半波时段中，第二倍压器半波整流电路使整流电流通过从次级绕组部分N2B到电容器C10，再到整流二极管Do4，再到次级绕组部分N2B的路径，以对电容器C10充电。然后，在次级绕组部分N2B侧的端部处，次级绕组电压V2为正极性的下一半波时段中，第二倍压器半波整流电路使整流电流通过从次级绕组部分N2B到整流二极管Do3，再到平滑电容器Co，再到电容器C10，再到次级绕组部分N2B的路径。从而，平滑电容器Co被这样的电势充电：该电势是通过将电容器C10两端的电压叠加到次级绕组部分N2B的电势(等于V2)上得到的。

作为这样的操作的结果，在次级绕组电压V2的正和负半周期中，交替地执行了通过次级绕组部分N2A和电容器C10的叠加电势对平滑电容器Co的充电和通过次级绕组部分N2B和电容器C10的叠加电势对平滑电容器Co的充电。从而，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了这样的作为经整流和平滑的电压的次级侧直流输出电压Eo：其电平对应于次级绕组部分N2A和N2B中所感应的电压的电平的两倍。

如此形成的根据第五实施例的电源电路是通过选择例如基本与第四实施例相同的主要部件而形成的，因而绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k是k≈0.7或者更低。从而，仅通过开关频率控制就实现了宽范围能力。初级侧并联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2被设置为使得获得某个值或者更高的AC到DC电源变换效率。结果，与前面的实施例中一样，在大负载处的开关电流IQ1的波形具有在开关器件Q1关断时被抑制的峰值水平。

应当注意，本发明并不限于如上述实施例所示的配置。例如，对于初级侧电压谐振变换器的电路配置以及包括次级侧并联谐振电路的次级侧整流电路的配置的细节，可以想到不同的配置。

另外，可以选择除了MOS-FET之外的其他器件作为开关器件。此外，虽然上述实施例包括外激开关变换器，但是本发明也可应用于开关变换器被形成为自激开关变换器的情况。

本领域的技术人员应当理解，取决于设计需求和其他因素，可以有各种修改、组合、子组合和替换，它们落入所附权利要求及其等同物的范围内。

本发明包含与2005年2月4日向日本专利局递交的日本专利申请JP2005-028798有关的主题，该申请的全部内容通过引用结合于此。

Claims (1)

1.一种开关电源电路，包括：

整流和平滑装置，用于通过对交变输入电压进行整流和平滑，获得直流输入电压；

开关装置，所述开关装置利用被提供了所述直流输入电压的开关器件形成，并执行开关操作；

开关驱动装置，用于对所述开关器件进行开关驱动；

通过至少缠绕初级绕组和次级绕组而形成的绝缘变换器变压器，其中所述初级绕组被提供了通过所述开关装置的开关操作而得到的开关输出，在所述次级绕组中，由所述初级绕组中获得的开关输出感应出交变电压；

至少由所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量和初级侧并联谐振电容器的电容形成的初级侧并联谐振电路，所述初级侧并联谐振电路将所述开关装置的操作转换为电压谐振型操作；

由所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组的漏电感分量和与所述次级绕组并联连接的次级侧并联谐振电容器的电容形成的次级侧并联谐振电路；

次级侧直流输出电压生成装置，用于通过对在所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组中所感应的并被输入到所述次级侧直流输出电压生成装置的交变电压执行整流操作，并通过次级侧平滑电容器使得自所述整流操作的整流输出平滑，来生成次级侧直流输出电压；以及

恒压控制装置，用于通过根据所述次级侧直流输出电压的电平控制所述开关驱动装置以改变所述开关装置的开关频率，来对所述次级侧直流输出电压执行恒压控制；

其中，用于所述绝缘变换器变压器的初级侧与次级侧之间的弱耦合的耦合系数被设置为使得利用所述初级侧并联谐振电路和所述次级侧并联谐振电路形成的电磁耦合型谐振电路具有单峰特性作为响应于具有所述开关频率的频率信号输入的输出特性，并且

所述初级侧并联谐振电路的谐振频率和所述次级侧并联谐振电路的谐振频率被设置为使得至少在预定负载条件下，获得一定水平和更高的电源变换效率。

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