CN1801592A

CN1801592A - 开关电源电路

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Publication number: CN1801592A
Application number: CNA2005100975905A
Authority: CN
Inventors: 安村昌之
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2005-01-06
Filing date: 2005-12-30
Publication date: 2006-07-12
Anticipated expiration: 2025-12-30
Also published as: US7388760B2; TW200637125A; CN100514822C; KR20060080885A; US20060164870A1; JP2006191746A

Abstract

本发明提供了适应宽范围的开关电源电路，其采用开关频率变化控制，并在使用大AC输入电压时，可提高其AC到DC电源变换效率。通过在初级侧和次级侧上都提供串联谐振电路，形成采用绝缘变换器变压器PIT电磁耦合的耦合谐振电路。为在耦合谐振电路中获得单峰输出特性，绝缘变换器变压器PIT的磁芯中形成的间隙G的间隙长度被设置为约2.0mm，耦合系数k被设置为约0.8或更小。从而，可缩窄开关频率可变控制范围。另外，初级侧和次级侧谐振电路的谐振频率fo1和fo2被设置为使得至少当AC输入电压VAC是100V且负载功率是最大负载功率时，在初级侧串联谐振电流与次级侧整流电流之间出现所需相移。因此，当AC输入电压VAC是230V时，可提高AC到DC电源变换效率。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及作为电源被包括在各种电子装置中的开关电源电路。

背景技术

本发明的受让人已经提出了在初级侧上包括有谐振变换器的各种电源电路。日本专利申请早期公开No.2003-235259公开了所提出的电源电路的一个示例。

图12是图示了开关电源电路的一个示例的电路图，该开关电源电路包括谐振变换器，并且是基于本受让人已经递交的发明中的任一个来构造的。

图12所示的电源电路中的开关变换器具有这样的配置：其中由半桥连接构成的他激(separately excited)电源谐振变换器与仅在开关操作中的关断时刻执行电压谐振操作的部分电压谐振电路相结合。

在图12所示的电源电路中，耦合到商用交流电源AC的是由两个滤波电容器CL和一个共模扼流圈CMC形成的共模噪声滤波器。

作为用于从来自商用交流电源AC的AC输入电压VAC产生DC输入电压的整流和平滑电路，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的全波整流电路被提供在共模噪声滤波器的下游。

来自桥式整流电路Di的整流输出被充电到平滑电容器Ci中，结果，在平滑电容器Ci两端获得了电平与AC输入电压VAC的电平相等的经整流和平滑的电压Ei(DC输入电压)。

作为被馈送了DC输入电压并执行开关操作的电流谐振变换器，提供了开关电路系统，其中由MOS-FET形成的两个开关元件Q1和Q2通过半桥连接而彼此相连，如图所示。由体二极管(body diode)形成的阻尼二极管DD1和DD2分别与开关元件Q1和Q2的漏极与源极之间的沟道并联连接，具有如图所示的阳极到阴极方向。

此外，部分谐振电容器Cp与开关元件Q2的漏极与源极之间的沟道并联连接。部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。该部分电压谐振电路允许这样的部分电压谐振操作：其中仅当开关元件Q1和Q2关断时出现电压谐振。

电源电路具有例如由通用IC形成的振荡和驱动电路2，以便对开关元件Q1和Q2进行开关驱动。振荡和驱动电路2包括振荡电路和驱动电路，并向开关元件Q1和Q2的栅极施加具有所需频率的驱动信号(栅极电压)。从而，开关元件Q1和Q2实现开关操作，使得它们以所需的开关频率交替地导通/关断。

绝缘变换器变压器(isolated converter transformer)PIT(电源隔离变压器(Power Isolation Transformer))将来自开关元件Q1和Q2的开关输出传递到次级侧。

经由初级侧串联谐振电容器C1，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1的一端被耦合到开关元件Q1的源极与开关元件Q2的漏极之间的连接节点(开关输出节点)，使得可以获取开关输出。

如图所示，初级绕组N1的另一端连接到初级侧的地。

串联谐振电容器C1与初级绕组N1串联连接。串联谐振电容器C1的电容和绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1(串联谐振绕组)的漏电感L1形成了初级侧串联谐振电路，其提供作为开关变换器操作的电流谐振操作。

根据上面的描述，图12所示的初级侧开关变换器提供了初级侧串联谐振电路(L1-C1)的电流谐振操作，以及上述部分电压谐振电路(Cp//L1)的部分电压谐振操作。

也就是说，图中所示的电源电路采用了这样的配置：其中提供作为初级侧开关变换器的谐振变换器的谐振电路被与另一个谐振电路相结合。下文中，这样的开关变换器被称作复合谐振变换器。

虽然省略了对其的图示，但是绝缘变换器变压器PIT由EE磁芯(core)构成，该EE磁芯例如通过组合由铁氧体材料组成的E磁芯而形成。此外，初级绕组N1和次级绕组N2缠绕在EE磁芯的中心磁芯柱(center magnetic leg)上，其中缠绕部分被分为初级侧和次级侧。

另外，在绝缘变换器变压器PIT的EE磁芯的中心磁芯柱中提供有间隙长度为1.0mm或者更小的间隙，从而在初级绕组N1和次级绕组N2之间获得了约0.80到0.90的耦合系数。

实际中，在下列条件下获得了约0.85的耦合系数k：间隙G约0.8mm，初级绕组N1和次级绕组N2的匝数分别为20T(匝)和50T(25T+25T)。

绝缘变换器变压器PIT中的次级绕组N2具有如图所示的被连接到次级侧地的中心抽头，该中心抽头将次级绕组N2分为次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B。另外，整流二极管Do1和Do2被分别串联连接到次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B，并且提供了用于使来自整流二极管Do1和Do2的整流输出平滑的平滑电容器Co。这样，实现了全波中心抽头整流电路。

因此，作为平滑电容器Co两端的电压，获得了次级侧DC输出电压Eo，其是电平与在每个次级绕组部分中所感应的交变电压的电平相同的DC电压。次级侧DC输出电压Eo作为主DC电压被提供给主负载(未示出)，并且被分路并输入到控制电路1作为用于恒压控制的检出电压。

控制电路1向振荡和驱动电路2输出电流或电压形式的控制信号，其水平依赖于次级侧DC输出电压Eo的电平而变化。

基于从控制电路1输入的控制信号，振荡和驱动电路2改变由振荡和驱动电路2中的振荡电路生成的振荡信号的频率，从而改变被施加到开关元件Q1和Q2的栅极上的开关驱动信号的频率。这样，开关频率被改变。如果开关元件Q1和Q2的开关频率依赖于次级侧DC输出电压Eo的电平而这样变化，则初级侧串联谐振电路的谐振阻抗改变，从而从形成初级侧串联谐振电路的初级绕组N1传递到次级侧的能量也改变。相应地，次级侧DC输出电压Eo的电平也改变。从而，可以实现对于次级侧DC输出电压Eo的恒压控制。

下文中，为了稳定输出电压而改变开关频率的这种恒压控制方法被称作开关频率控制方法。

图13是一个波形图，用于示出图12的电源电路的主要部分的操作。该图分别示出了图12所示的电路中，当负载功率Po是200W和0W时的操作。应当注意，200W的负载功率Po是图12中的电路的最大负载功率(Pomax)，0W是最小负载功率(Pomin)。

此外，在图13中，作为输入电压条件，AC输入电压VAC被恒定保持在100V。作为次级侧DC输出电压Eo，产生了100V或更大的电压。

为了获得负载功率、输入电压和次级侧DC输出电压的上述条件，具有下列特性的元件被选择作为图12的电路中的主要部分

·绝缘变换器变压器PIT，具有0.8mm的间隙长度和约0.85的耦合系数k

·初级绕组N1，其匝数为20T

·次级绕组N2，其匝数为50T(25T+25T，绕在中心抽头上)

·初级侧串联谐振电容器C1，其电容为0.068μF，以及

·部分谐振电容器Cp，其电容为1000pF

参考图13，矩形波电压V1是开关元件Q2两端的电压，并且指示开关元件Q2的导通/关断定时。

电压V1为0电平的时段是开关元件Q2处于导通状态的导通时段。在该导通时段中，具有所图示的波形的开关电流IQ2流过由开关元件Q2和箝位二极管DD2组成的开关电路系统。与此不同，电压V1被箝位在经整流和平滑的电压Ei的电平处的时段对应于开关元件Q2处于关断状态的时段。在该关断时段中，开关电流IQ2处于零水平，如图13所示。

另外，虽然没有图示出，但是在另一开关元件Q1两端的电压和另一开关电路系统(Q1，DD1)中流动的开关电流具有这样的波形：该波形通过分别将电压V1和开关电流IQ2的波形的相位移动180°而得到。也就是说，如上所述，开关元件Q1和Q2实现了具有它们交替导通/关断的定时的开关操作。

初级侧串联谐振电流Io(未示出)流过初级侧串联谐振电路(C1-N1(L1))，其波形得自这些开关电路((Q1，DD1)和(Q2，DD2))中流动的开关电流的波形的合成。

从当负载功率Po为200W时与当负载功率Po为0W时的电压V1的波形之间的比较可以清楚知道，初级侧的开关频率被控制，使得当次级侧DC输出电压Eo被提供到较大负载(Po＝200W)时的开关频率比当次级侧DC输出电压Eo被提供到较小负载(Po＝0W)时的开关频率低。具体地说，响应于大负载导致的次级侧DC输出电压Eo的电平下降，开关频率被降低。相反，响应于小负载导致的次级侧DC输出电压Eo的电平升高，开关频率被增大。这样的开关频率改变指示出这样的事实：上侧控制(upper-side control)的恒压控制操作被执行作为开关频率控制方法。

在该电源电路中，如图13所示，当负载功率Po为200W时，开关电流IQ2的峰值水平是5.6安培，而当负载功率Po为0W时，是0.8安培。

上述初级侧的操作在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中引起了具有所示波形的交变电压V2。在交变电压V2是正极性的半周期中，电流流过次级侧的整流二极管Do1。相反，在交变电压V2是负极性的半周期(即，次级绕组部分N2B中所激励的交变电压是正极性的半周期)中，电流流过整流二极管Do2。这样，在次级侧上的全波中心抽头整流电路中，在次级绕组N2的中心抽头与次级侧地之间流动的整流输出电流I2具有这样的波形：其峰值水平出现的周期与出现交变电压V2的正和负峰值电平的周期相同，如图13所示。

交变电压V2的峰值电平与次级侧DC输出电压Eo的电平相等。在图13中，在各半周期中的整流输出电流I2的峰值水平是不同的：3安培和2安培。下面将描述其原因。

当采用利用开关频率控制方法来稳定次级侧DC输出电压的类似图12中的电源电路的谐振变换器配置时，存在这样的趋势：用于进行稳定的开关频率的可变控制范围是相对宽的范围。

该特点将参考图14进行描述。

图14示出了采用开关频率控制方法来稳定其输出电压的传统电源电路的恒压控制特性曲线。该特性曲线被表示为开关频率fs与次级侧DC输出电压Eo的电平之间的关系。

下面的对于该图的说明是基于这样假设：图12的电源电路采用所谓的上侧控制方法作为开关频率控制方法。术语上侧控制是指这样的控制方法：其中开关频率在比初级侧串联谐振电路的谐振频率fo高的频率范围内改变，并且由谐振频率改变引起的谐振阻抗改变被用于控制次级侧DC输出电压Eo的电平。

一般，当频率在谐振频率fo处，串联谐振电路的谐振阻抗变为最低。因此，在上侧控制中，次级侧DC输出电压Eo与开关频率fs之间的关系如下：开关频率fs越接近谐振频率fo，次级侧DC输出电压Eo的电平就越高，而越远离谐振频率fo，电平就越低。

因此，在负载功率Po恒定的条件下，依赖于开关频率fs的次级侧DC输出电压Eo电平的函数绘出这样的二次曲线：其中其峰值出现在开关频率fs与初级侧串联谐振电路的谐振频率fo相同的时刻，并且随着开关频率fs远离谐振频率fo，电平下降。

另外，对于同一开关频率fs，次级侧DC输出电压Eo的电平依赖于负载功率Po而不同。具体地说，当负载功率是最大负载功率Pmax时的电压电平比当负载功率是最小负载功率Pomin时的电压电平低了某个值。即，在开关频率fs固定的条件下，较大的负载导致次级侧DC输出电压Eo的较低的电平。

如果试图在这样的特性下，通过上侧控制将次级侧DC输出电压Eo稳定在一个电压电平tg处，则开关频率的必要的可变范围(必要控制范围)是由Δfs指示的范围。

例如在图12所示的实际电源电路中，在如下条件下，通过开关频率控制方法，恒压控制被实现使得次级侧DC输出电压Eo被稳定在135V：作为AC 100V系统输入的AC输入电压VAC的输入变化范围为85V到120V；作为主DC电压的次级侧DC输出电压Eo的最大和最小负载功率Pomax和Pomin分别是200W和0W(无负载)。

在这些条件下，传统类型的电源电路中的恒压控制所需的开关频率fs的可变范围是从约80kHz到约200kHz，或者更大，即，Δfs是120kHz或者更大。该范围相当宽。

作为电源电路，已知所谓的适应宽范围的电源电路能够适应例如以85V到288V的AC输入电压范围来操作，使得在采用输入电压为AC 100V系统的地方，例如日本、美国，以及采用AC 200V系统的地方，例如欧洲，都可以使用该电源。

下面将考虑对以图12中的电源电路为典型的实现开关频率控制的传统电源电路的适应宽范围的配置的规定。

如上所述，适应宽范围的电路可以例如接受85V到288V的AC输入电压范围。因此，与例如可以接收AC 100V系统或者AC 200V系统中的一种的适应单范围的情况相比，次级侧DC输出电压Eo的电平变化范围更大。为了实现对于次级侧直流输出电压Eo(由于这种宽的AC输入电压单位，其电平变化范围宽)的恒压控制，要求宽的开关频率控制范围。如果传统电源电路对于如上所述的AC 100V系统的单范围具有80kHz到200kHz的开关频率控制范围，则为了使电源电路具有适应宽范围的配置，开关频率控制范围需要被扩大到约80kHz到500kHz的范围。

但是，在用于驱动开关元件的现有IC(振荡和驱动电路2)中，可能的驱动频率的上限是大约200kHz。即使可以形成并安装能够以上述的高频率对元件驱动的开关驱动IC，以这样高的频率驱动开关元件也导致明显低的电源变换效率，因此，在实际的电源电路中，这样的IC是不可行的。

因此，已经认为仅通过开关频率控制方法来稳定操作，是很难在传统电源电路中实现适应宽范围的配置的。

另外，特别是如果电源电路包括全波中心抽头整流电路作为其次级侧整流电流，类似于图12所示的电路，则开关频率控制范围被进一步扩大。

在全波中心抽头整流电路中，次级绕组N2具有中心抽头，因此形成了两个次级绕组部分(N2A，N2B)。在这两个次级绕组部分N2A和N2B中，在次级绕组N2中所激励的交变电压的一个极性的半周期(下文中称为一半周期)的时段中，整流电流按顺序流过次级绕组部分N2A、整流二极管Do1、平滑电容器Co和次级绕组部分N2A。而在交变电压的另一极性的半周期(下文中称为另一半周期)的时段中，整流电流按顺序流过次级绕组部分N2B、整流二极管Do2、平滑电容器Co和次级绕组部分N2B。

即，在全波中心抽头整流中，在一半周期的时段中，电流仅流过两个次级绕组部分中的一个，而不流过另一个绕组部分。

在这样的全波中心抽头整流操作中，在各自缠绕在绝缘变换器变压器PIT中的线轴上的次级绕组部分N2A与次级绕组部分N2B之间存在给定的静电电容。

绕组间电容的存在等同于这样的状态：其中在绝缘变换器变压器PIT的次级侧上，电容器Cp20与次级绕组N2并联连接，如图12所示。

通过次级绕组N2的漏电感和电容器Cp20的电容，电容器Cp20与次级绕组N2的并联连接导致在次级侧上也形成了并联谐振电路.

电容器Cp20的电容根据对次级绕组N2所使用的绞合线(litz line)的股数以及次级绕组N2所缠绕的线轴的窗面积(window area)而确定。在涉及上述条件的图12的电路中，该电容是大约100pF到500pF，这是很微小的。

由于并联谐振电路也如此形成在次级侧上，因此图12的实际电路具有图15所示的特性，作为与图14所示类似的关于次级侧DC输出电压Eo的恒压特性。

参考图15，除了初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1之外，由于如上所述，在次级侧上也形成了并联谐振电路，所以存在次级侧并联谐振电路的谐振频率fo2p。

尤其当负载功率是最小负载功率Pomin时，两个不同的谐振点的存在导致了与所图示的含有两个峰值的曲线类似的双峰曲线作为特性曲线，其中一个峰值对应于初级侧谐振频率fo1，一个峰值对应于次级侧谐振频率fo2p。

在该情况中，由于如上所述，电容器Cp20的电容相对微小，所以当有朝向较大负载的趋势，并且次级侧DC输出电压Eo的电平从而相对低时，次级侧谐振点对于特性曲线没有影响(见负载功率为最大负载功率Pomax时的特性曲线)。但是，当出现朝向较低负载的趋势，并且负载状态从而接近无负载状态时，次级侧DC输出电压Eo的电平趋于陡升。随着次级侧谐振点被引发，这种电平上升产生双峰特性曲线，类似于当负载功率Po为0时的特性曲线。

当负载功率Po为0W时，双峰特性曲线与图14所示的特性曲线之间的比较使得可以理解这样的趋势：在无负载状态中，图15的双峰曲线中的开关频率高于相同输出电平的单峰曲线的开关频率。

另外，根据该趋势，图15中的双峰曲线导致开关频率的更宽的必要控制范围Δfs，如从图14和图15中的两个Δfs之间的比较可以清楚看到的。

图16是示出了含有全波中心抽头整流电路作为其次级侧整流电路的图12的电路中，作为负载的函数的开关频率fs的变化特性的示图。

根据该特性图，使用全波中心抽头整流电路导致了这样的趋势：如上所述，当负载功率Po接近0W时，由于引发了次级侧谐振点，开关频率陡升。

根据实验，当负载功率是最大负载功率Pomax时，开关频率fs约是75.8kHz。而当负载功率是最小负载功率Pomin时，开关频率fs上升到约172.4kHz。

如上所述，如果如传统电源电路配置那样，全波中心抽头整流电路被形成在次级侧上，则由于初级侧和次级侧上的谐振电路所导致的两个谐振点的存在使得必要控制范围Δfs被扩大，必要控制范围Δfs被进一步扩大了。

这种对必要控制范围Δfs的进一步扩大使得几乎不可能实现适应宽范围的配置。

此外，开关频率的宽控制范围还引起这样的问题：使次级侧DC输出电压Eo稳定的高速响应特性被降低。

一些电子装置涉及这样的操作：其中负载条件以例如在最大负载状态与几乎无负载状态之间瞬时转变的方式而变化。这样的负载变化也被称为开关负载。这样的装置中所结合的电源电路即使响应于所谓的开关负载的负载变化，也需要适当地稳定其次级侧DC输出电压。

但是，如上面参考图14和图15所描述的，当电源电路涉及开关频率的宽控制范围时，响应于类似开关负载的负载变化，电路需要相对长的时间段来将其开关频率改变到用于获得次级侧DC输出电压的需要电平的频率。即，作为恒压控制的响应特性，获得了不理想的结果。

具体地说，图12所示的电源电路对于恒压控制具有这样的开关频率特性：开关频率在负载功率范围为0W到约25W的范围内变化很大，如图16所示。这种特性作为抵抗开关负载的恒压控制响应特性是很不利的。

另外，使用全波中心抽头整流电路作为次级侧整流电路(类似图12中的电路)还导致另一个问题：在绝缘变换器变压器PIT中出现偏磁(bias magnetization)。

具体地说，在次级绕组部分N2A和N2B之中，依赖于两个中的哪一个被首先缠绕在绝缘变换器变压器PIT中的线轴上，一个绕组部分长，而另一个短。由于这种绕组长度的差异，初级绕组N1与次级绕组部分N2A之间的耦合系数不同于初级绕组N1与次级绕组部分N2B之间的耦合系数。

在图12的实际电路中，初级绕组N1与次级绕组部分N2A之间的耦合系数k是0.86，而初级绕组N1与次级绕组部分N2B之间的是0.85。因此，在各绕组部分的漏电感之间出现了差异。结果，如图13的波形图所示，整流输出电流I2具有这样的波形：其中各个半周期中的峰值水平彼此不同。

由于整流电路在各个半周期中的峰值水平是如此不同的，在次级侧上流过整流二极管(Do1，Do2)的电流的峰值水平也是不同的。结果，与具有相同峰值水平的整流电流流过相应的二极管的情况相比，一个整流二极管的击穿电流水平需要被增大。因此，需要选择击穿电流水平高于当整流电流具有相同峰值水平时所用的部件的更昂贵部件，这使得电源电路的制造成本上升。

另外，整流电流的不同峰值水平还引起这样的问题：在整流二极管Do1和Do2中的传导损耗之间出现偏差。

对图12所示的电源电路的实际实验显示出，当AC输入电压VAC是100V并且负载功率Po是200W时，AC到DC电源变换效率ηAC→DC约是90.5％。此外，实验提供了这样结果：当负载功率Po为0W时，AC输入功率Pin约是2.6W。

发明内容

考虑到上述各种问题，本发明的一个方面是提供一种具有如下配置的开关电源电路。

具体地说，该开关电源电路包括开关单元和开关驱动单元，开关单元具有被提供了直流(DC)输入电压并实现开关操作的开关元件，开关驱动单元对开关元件进行开关驱动。

该开关电源电路还包括绝缘变换器变压器，其至少具有初级绕组和次级绕组，它们缠绕在绝缘变换器变压器上。初级绕组被提供了从开关单元的开关操作而产生的开关输出，并且在次级绕组中感应了交变电压。

另外，该开关电源电路包括初级侧串联谐振电路，其至少由绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和与初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容形成。初级侧串联谐振电路具有第一谐振频率，并提供电流谐振操作作为开关单元的操作。

该开关电源电路还包括次级侧串联谐振电路，其至少由绝缘变换器变压器的次级侧绕组的漏电感分量和与次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容形成。次级侧串联谐振电路具有第二谐振频率。

此外，该开关电源电路包括次级侧整流和平滑单元，该单元对次级绕组中出现的交变电压整流，并通过次级侧平滑电容器使整流电压平滑，从而产生次级侧DC输出电压。

该开关电源电路还包括恒压控制单元，其通过根据次级侧DC输出电压的电平控制开关驱动单元，从而改变开关单元的开关频率，来实现次级侧DC输出电压的恒压控制。

在绝缘变换器变压器的磁芯中的特定位置形成的间隙具有这样的间隙长度：由初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路形成的电磁耦合谐振电路具有单峰特性，作为相对于具有开关频率的频率信号输入的输出特性。

第一谐振频率和第二谐振频率被设置为使得在流过初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流与流过绝缘变换器变压器的次级侧的次级侧整流电流之间出现所需的相移。

根据该配置，采用了这样的开关变换器：对其提供了初级侧串联谐振电路，以提供电流谐振操作作为初级侧的开关操作。另外，还在次级侧上提供了串联谐振电路。由于这样的配置，该方面的开关电源电路包括采用绝缘变换器变压器电磁耦合的耦合谐振电路。以此为基础，在绝缘变换器变压器的磁芯的特定位置处形成的间隙的间隙长度被设置为使得获得这样的耦合系数：作为相对于被输入到耦合谐振电路的具有开关频率的频率信号(开关输出)的输出特性，获得了单峰特性。结果，与仅在初级侧上包括有串联谐振电路的电路相比，恒压控制所需的开关频率可变范围(必要控制范围)可以被缩窄。

另外，由于第一和第二谐振频率被如上所述地设计，所以当采用大AC输入电压(AC 200 V系统)时，初级侧串联谐振电路的峰值水平可以被降低，这提高了尤其当使用大AC输入电压时的电源变换效率。

如上所述，根据本发明的该方面，可以高效地缩窄恒压控制所需的开关频率可变控制范围(必要控制范围)。因此，仅通过开关频率控制来稳定操作，就可以获得适应宽范围的电源电路。

此外，由于开关频率控制范围被缩窄，所以可以提高恒压控制的响应性，这使得可以更充分地稳定次级侧DC输出电压。

此外，第一和第二谐振频率被设计为使得在初级侧串联谐振电流与次级侧绕组电流之间出现相移。因此，当使用大AC输入电压时，初级侧串联谐振电流的水平被抑制，这提高了当使用大AC输入电压时的电源变换效率。

附图说明

图1是图示了根据本发明第一实施例的开关电源电路的配置的电路图；

图2是图示了该实施例的开关电源电路中所包括的绝缘变换器变压器的一个配置示例的截面图；

图3A和图3B是图示了该实施例的电源电路中的主要部分的操作波形的波形图；

图4是将该实施例的电源电路表示为电磁耦合谐振电路的等效电路图；

图5是图示了该实施例的电源电路的恒压控制特性的示图；

图6是图示了作为该实施例的电源电路的恒压控制操作，用于应对AC输入电压变化和负载变化的开关频率控制范围(必要控制范围)的示图；

图7是示出了该实施例的电源电路的作为负载的函数的AC到DC电源变换效率和开关频率特性的示图；

图8是图示了根据本发明第二实施例的开关电源电路的配置的电路图；

图9是图示了根据本发明第三实施例的开关电源电路的配置的电路图；

图10是图示了根据本发明第四实施例的开关电源电路的配置的电路图；

图11是图示了根据本发明第五实施例的开关电源电路的配置的电路图；

图12是图示了含有传统复合谐振变换器的开关电源电路的一个配置示例的电路图；

图13是示出了图12中的电源电路的主要部分的操作波形的波形图；

图14是示出了当初级侧和次级侧之间的耦合系数被设计为传统值时的恒压控制特性的示图；

图15是图示了包括全波中心抽头整流电路作为其次级侧整流电路的图12中的电路的恒压控制特性的示图；以及

图16是示出了图12中的电路的作为负载的函数的开关频率特性的特性图。

具体实施方式

下面将描述作为实现本发明的最佳实施方式(下文中也称作实施例)的开关电源电路。

图1是图示了作为本发明第一实施例的开关电源电路的配置示例的电路图。

图中所示的电源电路采用这样的配置作为其基本配置：其中通过半桥连接构成的他激电流谐振变换器与部分电压谐振电路相结合。

在该电源电路中，耦合到商用交流电源AC的是由滤波电容器CL和共模扼流圈CMC形成的共模噪声滤波器。

在噪声滤波器的下级，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的全波整流和平滑电路被耦合到商用交流电源AC。

全波整流和平滑电路被馈送有来自商用交流电源AC的AC电压，并执行全波整流操作，从而在平滑电容器Ci两端获得经整流和平滑的电压Ei(DC输入电压)。经整流和平滑的电压Ei具有与AC输入电压VAC相同的电平。

作为被馈送了DC输入电压并执行开关操作(间歇性)的电流谐振变换器，提供了开关电路，其中由MOS-FET形成的两个开关元件Q1和Q2通过半桥连接彼此连接，如图所示。阻尼二极管DD1和DD2分别与开关元件Q1和Q2的漏极与源极之间的沟道并联连接。阻尼二极管DD1的阳极和阴极分别连接到开关元件Q1的源极和漏极。类似地，阻尼二极管DD2的阳极和阴极分别连接到开关元件Q2的源极和漏极。阻尼二极管DD1和DD2分别是开关元件Q1和Q2所配备的体二极管。

另外，初级侧部分谐振电容器Cp与开关元件Q2的漏极和源极之间的沟道并联连接。至少由初级侧部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感形成了部分谐振电路(部分电压谐振电路)。从而，实现了这样的部分电压谐振操作：其中仅当开关元件Q1和Q2被关断时，才出现电压谐振。

另外，振荡和驱动电路2被提供用于对开关元件Q1和Q2进行开关驱动。振荡和驱动电路2包括振荡电路和驱动电路，并且对其可以例如使用通用IC。振荡和驱动电路2中的振荡电路生成具有所需频率的振荡信号。驱动电路利用振荡信号来生成开关驱动信号，该开关驱动信号是用于对MOS-FET进行开关驱动的栅极电压，因此该开关驱动信号被施加到开关元件Q1和Q2的栅极。这样，根据基于开关驱动信号周期的开关频率，开关元件Q1和Q2实现了开关操作，使得它们以交替的定时被相继导通/关断。

绝缘变换器变压器PIT被提供以便将来自开关元件Q1和Q2的开关输出传递到次级侧。

绝缘变换器变压器PIT中的初级绕组N1的一端被串联连接到初级侧串联谐振电容器C1，并经由电容器C1被耦合到开关元件Q1的源极与开关元件Q2的漏极之间的连接节点(开关输出节点)，其允许传递开关输出。初级绕组N1的另一端连接到初级侧的地。

绝缘变换器变压器PIT具有与图2的截面图所示的结构类似的结构。

如图2所示，绝缘变换器变压器PIT包括EE磁芯(EE形磁芯)，其通过以磁芯柱互相面对的方式组合由铁氧体材料制成的E磁芯CR1和CR2而形成。

此外，提供了线轴B，其由树脂等形成，并且具有这样的被分开的形状：初级侧和次级侧的缠绕部分彼此独立。初级侧绕组(初级绕组N1)缠绕在线轴B的一个缠绕部分上。次级侧绕组(次级绕组N2)缠绕在另一个缠绕部分上。已经如此缠绕了初级侧和次级侧绕组的线轴B被配合到EE磁芯(CR1，CR2)，产生了这样的状态：其中在不同缠绕区域中的初级侧和次级侧绕组围绕EE磁芯的中心磁芯柱而缠绕。以这种方式，完成了绝缘变换器变压器PIT的整个结构。

在EE磁芯的中心磁芯柱中，如图所示，形成了间隙G。在该实施例中，间隙G被设计为例如具有约2.0mm的间隙长度，使得获得了初级侧与次级侧之间的弱耦合状态，其中它们之间的耦合系数k约为0.80或者更小。注意，当间隙长度被设置为大约2.0mm时，实际耦合系数k是0.735。可以通过将E磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱设计为短于它们的两个外磁芯柱来形成间隙G。

在以图12所示电源电路为典型的包含传统电流谐振变换器的电源电路中，如上所述，在绝缘变换器变压器PIT的磁芯中形成了大约1.0mm的间隙，从而获得了约0.8到0.9的耦合系数。

也就是说，在本发明中，绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合系数低于传统配置。

返回参考图1，由于参考图2所描述的结构，绝缘变换器变压器PIT在初级绕组N1中产生一定的漏电感L1。另外，如上所述，初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C1串联连接。因此，初级绕组N1的漏电感L1与初级侧串联谐振电容器C1的电容形成了串联谐振电路(初级侧串联谐振电路)。

初级侧串联谐振电路被连接到开关元件Q1和Q2的开关输出节点，因此来自开关元件Q1和Q2的开关输出被传递到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路利用所传递的开关输出来执行谐振操作，其提供电流谐振操作作为初级侧开关变换器的操作。

根据上述说明，图1所示的初级侧开关变换器通过初级侧串联谐振电路(L1-C1)提供了电流谐振操作，并通过上述初级侧部分电压谐振电路(Cp//L1)提供了部分电压谐振操作。

也就是说，图中所示的电源电路的初级侧采用这样的配置：其中提供作为初级侧开关变换器的谐振变换器的谐振电路被与另一谐振电路相结合。在本说明书中，由这样结合的两个谐振电路形成的开关变换器也被称作复合谐振变换器。

在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中，激励(感应)了依赖于被传递到初级绕组N1的开关输出的交变电压。

假设次级绕组N2是由包含整流二极管Do1到Do4的桥式整流电路以及平滑电容器Co形成的全波桥式整流电路。

此外，在本实施例中，次级侧串联谐振电容器C2与次级绕组N2串联连接在全波桥式整流电路中。因此，由于次级侧串联谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏电感L2，在绝缘变换器变压器PIT的次级侧上也形成了串联谐振电路。

次级侧的具体配置如下。次级绕组N2的一端串联连接到次级侧串联谐振电容器C2，并经由电容器C2，耦合到整流二极管Do1的阳极与整流二极管Do2的阴极之间的连接节点。次级绕组N2的另一端耦合到整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的连接节点。

整流二极管Do2的阳极与整流二极管Do4的阳极之间的连接节点被连接到次级侧的地。整流二极管Do1的阴极与整流二极管Do3的阴极之间的连接节点被连接到平滑电容器Co的正电极。平滑电容器Co的负电极被连接到次级侧的地。

根据该连接结构，在次级绕组N2中出现的交变电压的一半周期的时段中，一对整流二极管Do1和Do4实现整流操作，从而对平滑电容器Co充电。而在次级绕组N2中出现的交变电压的另一半周期的时段中，一对整流二极管Do2和Do3的整流操作对平滑电容器Co充电。

由于这些整流二极管Do1到Do4的全波整流操作，在平滑电容器Co两端获得了次级侧DC输出电压Eo，其依赖于次级绕组N2中激励的交变电压的电平。次级侧DC输出电压Eo被提供给负载(未示出)，并且被分路并输入到后面将描述的控制电路1作为检出电压。

在该配置中，次级侧上所形成的串联谐振电路通过整流二极管Do1到Do4提供了电流谐振操作，作为次级侧整流操作。

控制电路1向振荡和驱动电路2提供检测输出，该检测输入依赖于次级侧DC输出电压Eo的电平变化。振荡和驱动电路2驱动并控制开关元件Q1和Q2，使得开关频率根据从控制电路1输入的检测输出而改变。为此，振荡和驱动电路2改变由其中的振荡电路生成的振荡信号的频率。

由于开关元件Q1和Q2的开关频率被改变，所以初级侧串联谐振电路的谐振阻抗改变，因此从绝缘变换器变压器PIT的初级侧传递到次级侧的功率量改变了。从而，允许用于稳定次级侧DC输出电压Eo电平的操作。

在本实施例的电源电路所使用的开关频率控制方法中，采用了比初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1高的频率范围作为开关频率的可变范围。即，采用了所谓的上侧控制方法。

一般，当频率是谐振频率时，串联谐振电路的谐振阻抗变为最低。因此，如果与本实施例类似地采用了基于串联谐振电路谐振频率的上侧控制方法，则越高的开关频率fs导致越高的谐振阻抗。

因此，例如如果有朝向较大负载的趋势，并且次级侧DC输出电压Eo从而降低时，执行降低开关频率的控制。开关频率的降低造成谐振阻抗降低，谐振阻抗的降低增加了从初级侧传递到次级侧的功率量，从而提高了次级侧DC输出电压Eo。

相反，当出现朝向较小负载的趋势，并且次级侧DC输出电压Eo从而升高时，执行增大开关频率的控制。从而，谐振阻抗被提高，因此功率传递量被降低，这降低了次级侧DC输出电压Eo。以这种方式，开关频率的变化可以稳定次级侧DC输出电压Eo。

图1的电源电路采用了适应宽范围的配置，其可以适应于利用AC 100V系统和AC 200V系统两者而工作。

在图1的电源电路中，如上所述，在初级侧和次级侧上都提供了串联谐振电路，并且绝缘变换器变压器PIT中的耦合系数k被设置为低于传统系数值。

这样的配置提供了适应宽范围的电路。下面将参考图4到图6来描述这一点。

图4的电路图在初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路之间关系的方面，示出了图1中的本实施例的电源电路的等效电路。该等效电路图中与图1所示相同的部分被赋予相同的标号。

图4图示了这样的绝缘变换器变压器PIT：围绕其缠绕了具有某个匝数比1∶n的初级绕组N1和次级绕组N2。在该图中，绝缘变换器变压器PIT的初级侧和次级侧之间的耦合程度由耦合系数k表示。

在绝缘变换器变压器PIT的初级侧上，L11和L1e分别代表初级绕组N1的漏电感和磁化电感。另外，绝缘变换器变压器PIT的次级侧上的L21和L2e分别代表次级绕组N2的漏电感和磁化电感。

在图4的等效电路图中，具有开关频率fs的AC电压(频率信号)被输入到绝缘变换器变压器PIT的初级侧。即，该输入电压是来自初级侧开关变换器(开关元件Q1和Q2)的开关输出。

在绝缘变换器变压器PIT的初级侧上，具有开关频率fs的输入AC电压被提供到初级侧串联谐振电路。如图所示，该初级侧串联谐振电路可以被认为是这样的电路：其中初级侧串联谐振电容器C1与漏电感L11串联连接到初级绕组N1，并且磁化电感L1e与初级绕组N1并联连接。

类似地，绝缘变换器变压器PIT的次级侧串联谐振电路可以被认为是这样的电路：其中次级侧串联谐振电容器C2与漏电感L2l串联连接到次级绕组N2，并且磁化电感L2e与次级绕组N2并联连接。另外，在该图中，来自具有上述配置的次级侧串联谐振电路的输出被提供到负载RL。负载RL对应于在次级侧全波整流电路之后的电路和负载。

在具有上述连接配置的图4的等效电路中，初级绕组N1的漏电感L11可以由公式1表示，其中k是绝缘变换器变压器PIT的耦合系数，L1是初级绕组N1的自感。

L11＝(1-k²)L1 ……公式1

初级绕组N1的磁化电感L1e可以由公式2表示。

L1e＝k²×L1 ……公式2

类似地，次级绕组N2的漏电感L2l和磁化电感L2e可以分别由公式3和公式4表示，其中L2是次级绕组N2的自感。

L2l＝(1-k²)L2 ……公式3

L2e＝k²×L2 ……公式4

图4的等效电路包括初级侧上的初级侧串联谐振电路和次级侧上的次级侧串联谐振电路，其间具有绝缘变换器变压器PIT的电磁感应的媒介。因此，该图的电路可以被认为是采用电磁耦合的耦合谐振电路。因此，图1的电源电路的关于次级侧DC输出电压Eo的恒压控制特性依赖于绝缘变换器变压器PIT的耦合程度(耦合系数k)而不同。下面将参考图5描述这一点。

图5示出了图4的等效电路的相对于对其的输入(开关频率信号)的输出特性。具体地说，次级侧DC输出电压Eo的控制特性被表示为电压Eo与开关频率fs之间的关系。

在图5中，开关频率绘制在横坐标上，而次级侧DC输出电压Eo的电平绘制在纵坐标上。

在横坐标上，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2彼此重叠，这意味着不管谐振频率fo1和fo2的设定值如何，都获得了类似的特性。

当绝缘变换器变压器PIT采用耦合系数k为1的强耦合时，由于公式1和公式3中的k被1替换，初级绕组N1的漏电感L1l和次级绕组N2的漏电感L2l由公式5表示。

L11＝L2l＝0 ……公式5

即，当绝缘变换器变压器PIT采用强耦合时，在初级绕组N1和次级绕组N2中不存在漏电感。

当绝缘变换器变压器PIT的初级侧和次级侧这样被强耦合时，恒压控制特性绘制出如图5的特性曲线1所示的所谓的双峰曲线。在该曲线中，当开关频率分别位于与初级侧和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和fo2不同的频率值f1和f2处时，次级侧DC输出电压Eo变为峰值。

频率f1由等式1表示。

f 1 = fo / \sqrt{1 + k}

……等式1

频率f2由等式2表示。

f 2 = fo / \sqrt{1 + k}

……等式2

在等式1和等式2中，作为其中一项的fo代表中心谐振频率，其存在于初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的中心处。中心谐振频率的确定依赖于初级侧的阻抗、次级侧的阻抗以及初级侧和次级侧共有的阻抗(互耦合电感M)。

互耦合电感M由等式3表示。

M = k \sqrt{L 1 \times L 2}

……等式3

如果耦合系数k逐渐从1降低(例如，如果耦合状态逐渐从强耦合朝向弱耦合移动)，则在图5的特性曲线1中出现这样的变化：双峰趋势逐渐减弱，并且接近中心谐振频率fo的曲线变得平坦。接着，当耦合系数k降低到某个值时，耦合状态达到所谓的临界耦合状态。在临界耦合状态中，如特性曲线2所示，双峰特性趋势已经消失，并且在中心谐振频率fo附近的曲线的形状是平坦的。

如果耦合系数k从临界耦合状态进一步降低，从而进一步向弱耦合状态发展，则获得了如图5的特性曲线3所示的单峰特性，其中仅在中心频率fo处存在一个峰值。特性曲线3与特性曲线1和2的比较清楚显示出，虽然特性曲线3自身的峰值水平低于特性曲线1和2的峰值水平，但是特性曲线3的二次曲线形状具有比特性曲线1和2更陡的斜度。

本实施例的绝缘变换器变压器PIT采用弱耦合状态，其中耦合系数k小于约0.8。这样的耦合系数k提供了基于由特性曲线3所示的单峰特性的操作。

当图5所示的单峰特性与传统复合谐振变换器的图14中的恒压控制特性相比较时，可以清楚看到图14中的特性的二次曲线示出了比图5的曲线缓和得多的斜度。

由于传统电源电路的特性示出了如图14所示的缓和曲线，所以即使当电路例如具有适应单范围的配置时，用于对次级侧DC输出电压Eo的恒压控制的开关频率fs的必要控制范围也是从约80kHz到约200kHz，因此Δfs约是100kHz或更大。

因此，如上所述，仅通过开关频率控制来实现恒压控制，很难提供具有适应宽范围的特性的电源电路。

相反，本实施例的恒压控制特性是图5的特性曲线3所示的单峰特性，因此其恒压控制操作由图6的特性曲线表述。

图6图示了从根据本实施例的图1的电源电路得到的四条特性曲线A到D。特性曲线A和B分别对应于当AC输入电压VAC为100V(AC100V系统)时的最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin。特性曲线C和D分别对应于当AC输入电压VAC为230V(AC 200V系统)时的最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin。

如从图6清楚看到的，当AC输入电压VAC是100V(对应于AC100V系统输入)时，将次级侧DC输出电压Eo恒定地保持在所需电平tg处所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)由Δfs1表示。具体地说，必要控制范围是从在特性曲线A上提供了电平tg的开关频率fs到在特性曲线B上提供了电平tg的开关频率fs的频率范围。

另外，当AC输入电压VAC是230V(对应于AC 200V系统输入)时，将次级侧DC输出电压Eo恒定地保持在所需电平tg处所需的开关频率的可变控制范围(必要控制范围)由Δfs2表示。具体地说，必要控制范围是从在特性曲线C上提供了电平tg的开关频率fs到在特性曲线D上提供了电平tg的开关频率fs的频率范围。

如上所述，与图14所示的控制特性相比，本实施例作为次级侧DC输出电压Eo控制特性的单峰特性绘制出了相当陡的二次曲线。

因此，当AC输入电压VAC分别是100V和230V时所获得的必要控制范围Δfs1和Δfs2比图14中的范围Δfs小得多。例如，实际测量的范围Δfs1和Δfs2被发现是图14中的实际范围Δfs的大约十分之一。

另外，范围Δfs1中的最小开关频率(在特性曲线A上提供了电平tg的开关频率fs)与范围Δfs2中的最大开关频率(在特性曲线D上提供了电平tg的开关频率fs)之间的频率可变范围(ΔfsA)也相当小。

图1中本实施例的电源电路的实际频率可变范围ΔfsA充分地落入目前的开关驱动IC(振荡和驱动电路2)的开关频率可变范围之内。也就是说，图1的电源电路可以实际地在频率可变范围ΔfsA之内可变地控制其开关频率。该事实意味着图1的电源电路对于AC 100V系统和AC 200V系统两者的商用AC电压输入都可以稳定次级侧DC输出电压Eo。也就是说，图1的电源电路允许仅通过开关频率控制就具有适应宽范围的配置。

注意，作为通信技术中用于扩大由晶体管形成的放大电路的放大带宽的单元，采用电磁耦合的耦合谐振电路是公知的。例如，该单元的典型示例是中频变换放大器。在该技术领域中，并没有使用由弱耦合造成的单峰特性，而是使用了由强耦合造成的双峰特性或者临界耦合造成的平坦特性。在本实施例中，关于采用电磁耦合的这种耦合谐振电路的技术，在通信技术领域中还没有被使用过的由弱耦合造成的单峰特性被有利地使用在谐振开关变换器的领域中。因此，如上所述，稳定次级侧DC输出电压Eo所需的开关频率可变范围(必要控制范围)被缩窄，这使得仅通过根据开关频率控制的恒压控制，就可以允许适应宽范围的配置。

一般而言，当弱耦合的程度在绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间加大时，出现了这样的趋势：绝缘变换器变压器PIT中的功率损耗被增大，因此电源变换效率被相应地降低。但是，如后面所描述的，本实施例可以获得对于实际使用来说足够的电源变换效率。这是由于在次级侧上也形成了串联谐振电路(次级侧串联谐振电路)的特性。

具体地说，提供次级侧串联谐振电路使得增加了其谐振操作所引起的能量，含有所增加的能量的功率可以被提供为次级侧DC输出电压Eo。因此，由于弱耦合而降低的效率被补偿了。

应当注意，需要再次确认，当与本实施例类似地提供了次级侧串联谐振电容器C2以在次级侧上也形成串联谐振电路时，在每个半周期时段中，绕组电流都需要流过整个次级绕组N2，以便提供谐振操作作为次级侧整流操作。因此，次级侧上的整流电路必须具有除了半波整流电路和全波中心抽头整流电路之外的电路配置。相应地，图1的电源电路包括全波桥式整流电路作为其次级侧整流电路。

对于这种情形，当打算采用该实施例的适应宽范围的配置时，与图12所示类似的传统全波中心抽头整流电流并没有被用作次级侧整流电路。因此，不存在这样的可能：全波中心抽头整流器的使用阻止了采用开关频率控制来实现适应宽范围的配置。

图3A和图3B是用于示出图1的电源电路中的主要部分的操作的波形图。

图3A示出了当AC输入电压VAC是100V时的操作波形。图3B示出了当AC输入电压VAC是230V时的操作波形。此外，在图3A和图3B两者中，左边和右边的图分别示出了当负载功率Po为200W和0W时的操作波形。

在该实施例的电源电路中，200W和0W的负载功率Po分别对应于最大负载功率(Pomax)和最小负载功率(Pomin)。

图3A和图3B中的实验结果是当具有下列特性的元件被选择作为图1的电路的主要部分时而得到的

·绝缘变换器变压器PIT具有间隙长度2.0mm的间隙G和约0.735的耦合系数k；匝数为30T的初级绕组N1；匝数为26T的次级绕组N2

·初级侧串联谐振电容器C1的电容为0.039μF

·次级侧串联谐振电容器C2的电容为0.027μF。

通过这样设置初级和次级绕组N1和N2的匝数以及初级侧和次级侧串联谐振电容器C1和C2的电容，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被分别设置为约60kHz和约84kHz。

另外，通过选择上述各个元件，次级绕组N2每匝的感应电压电平被设置为5V/T。

参考图3A和图3B，矩形波电压V1是开关元件Q2两端的电压，指示开关元件Q2的导通/关断定时。电压V1具有这样的波形：其中在开关元件Q2处于导通状态的导通时段中，电压电平处于0电平，并且在开关元件Q2处于关断状态的关断时段中，电压电平被箝位在经整流和平滑的电压Ei的电平。

在开关元件Q2的导通时段期间，具有所示波形的开关电流IQ2流过由开关元件Q2和箝位二极管DD2组成的开关电路系统。而在开关元件Q2的关断时段期间，开关电流IQ2处于0水平。

另外，虽然未被图示出，但是开关元件Q1两端的电压和流过另一开关电路系统(Q1，DD1)的开关电流具有这样的波形：该波形通过分别将电压V1和开关电流IQ2的波形的相位移动180°而得到。即，开关元件Q1和Q2以相同的周期实现了开关操作，使得它们被交替地导通/关断。

初级侧串联谐振电流Io(未示出)流过初级侧串联谐振电路(L1-C1)，作为从流过这些开关电路(Q1，DD1)和(Q2，DD2)的开关电流的合成而得到的电流分量。

参考图3A，当AC输入电压VAC是100V时，开关电流IQ2的峰值水平在负载功率是200W的最大负载功率Pomax和0W的最小负载功率Pomin时分别为约6.0安培和约3.5安培。

参考图3B，当AC输入电压VAC是230V时，开关电流IQ2的峰值水平在负载功率是200W的最大负载功率Pomax和0W的最小负载功率Pomin时分别为约2.6安培和约2.4安培。

由上述电压V1和开关电流IQ2指示的初级侧上的操作在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中感应了具有所示波形的交变电压V2。交变电压V2具有这样的波形：其中电压电平被箝位在次级侧DC输出电压Eo的电平处。

由于获得了具有这种波形的交变电压V2，次级侧桥式整流电路执行这样的操作：在交变电压V2为正极性的半周期的时段中，一对整流二极管Do1和Do4变为导通，以将整流电流充电到平滑电容器Co中。而在交变电压V2为负极性的半周期的时段中，一对整流二极管Do2和Do3变为导通，以将整流电流充电到平滑电容器Co中。

由于这样的操作，流过次级侧整流电流路径的次级侧整流电流I2具有这样的波形：其中在交变电压V2达到正峰值电平的时段中，电流水平是正的，而当交变电压V2达到负峰值电平的时段中，电流水平是负的(参见对于最大负载功率Pomax的各图形)。而当负载功率是0W的最小负载功率Pomin时，次级侧整流电流I2处于0水平。

图3A和图3B的之间的比较清楚地指示出如下事实。具体地说，在与230V的AC输入电压VAC和200W的负载功率相对应的图3B的波形图中，次级侧整流电流I2的导通时段落入初级侧开关电流IQ2的导通时段之内，并且这些波形的相位彼此相等。而在与100V的AC输入电压VAC和200W的负载功率相对应的图3A的波形图中，次级侧整流电流I2的导通时段没有落入开关电流IQ2的导通时段之内，并且在这些波形的相位之间出现了必要的相移。

这是因为，在本实施例中，通过如上所述地设置各元件的常数，初级侧和次级侧上的谐振电路的谐振频率fo1和fo2已经被设置使得fo2近似等于fo1×1.4。

在本实施例中，获得了如下的实验结果。具体地说，当AC输入电压VAC是230V时，通过使用上述的谐振频率fo1和fo2的设置，在至少当AC输入电压VAC是100V并且负载功率是200W的最大负载功率Pomax时，保证在开关电流IQ2与次级侧整流电流I2的相位之间的必要移位，抑制了开关电流IQ2的峰值水平。

当AC输入电压VAC是230V时开关电流IQ2的峰值水平被抑制的事实还可以从以下事实中清楚看到：图3B中当负载功率是200W以及当其是0W时的开关电流IQ2峰值水平之间的比率比图3A中的小。

由于开关电流IQ2的峰值水平被这样抑制了，流过初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流(Io)的峰值水平也被抑制。另外，对初级侧串联谐振电流的峰值水平的抑制等同于对流过开关元件Q1和Q2的电流水平的抑制。因此，开关元件Q1和Q2中的开关损耗被降低。

因而，在图1的电源电路中，尤其是当AC输入电压VAC是230V并且负载功率是200W的最大负载功率Pomax时，功率损耗被降低，并且相应地，当使用大AC输入电压(AC 200V系统)时，电源变换效率被提高。

当通过使用上述的谐振频率fo1和fo2的设置，至少在AC输入电压VAC是100V并且负载功率是200W时，在开关电流IQ2与次级侧整流电流I2的相位之间保证了必要的移位时，当AC输入电压VAC是100V并且负载功率是200W时，开关电流IQ2的峰值波形基本上是正弦波形，而当AC输入电压VAC是230V并且负载功率是200W时，基本上是M形波形，如图3A和图3B所示。

虽然本实施例将谐振频率fo1和fo2设计为使得fo2近似等于fo1×1.4，但是为了获得上述优点而应当设置的谐振频率fo1与fo2之间的关系并不限于此。实际中，依赖于相应的负载条件等，可以适当地改变该关系。

具体地说，要在如上所述使用大AC输入电压时获得提高电源变换效率的优点，谐振频率fo1和fo2的任何值都是可以的，只要至少在AC输入电压VAC是100V并且负载功率是200W的最大负载功率Pomax时，在初级侧串联谐振电流与次级侧整流电流的相位之间保证了必要的移位。

如从图3A和图3B所示的次级侧整流电流I2的波形清楚看到的，流过图1的电路的次级侧的整流电流具有绝对值彼此相等的正和负峰值水平。具体地说，如图3A所示，当AC输入电压VAC是100V并且负载功率是最大负载功率Pomax时，正和负峰值水平的绝对值是相等的3.5安培。此外，当AC输入电压VAC是230V并且负载功率是最大负载功率Pomax时，正和负峰值水平的绝对值都是2.5安培。

次级侧整流电流的相同的正和负峰值水平绝对值是由于图1的电路配置导致的，其中提供了桥式整流电路作为次级侧整流电路，并且提供了次级侧串联谐振电容器C2。

具体地说，在图1的电路中，与包括全波中心抽头整流电路的图12的电源电路不同，在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中并不出现偏磁。因此，避免了这样情况：偏磁导致在次级绕组N2中所激励的交变电压的相应半周期中的整流电流的峰值水平之间的差异。

因此，流过次级侧上的整流二极管的整流电流的峰值水平彼此没有不同，这使得可以选择具有相同击穿电流水平的部件。结果，电路制造成本可以相应地降低。

另外，由于次级侧整流电流因此在各个半周期中具有相同的峰值水平，所以还可以消除整流二极管Do中的传导损耗的偏差问题。

图7示出了对图1的电源电路的实际实验结果，其中AC到DC电源变换效率ηAC→DC和开关频率特性作为负载的函数。

在图7中，实线和虚线分别表示当AC输入电压VAC是100V和当AC输入电压VAC是230V时的特性。

如图所示，随着负载变大，AC到DC电源变换效率具有上升的趋势。根据这些实验，当负载功率Po是最大负载功率(200W)时，发现AC到DC电源变换效率ηAC→DC在AC输入电压VAC是100V时和在AC输入电压VAC是230V时分别是约89.4％和约94.2％。

作为与图1所示电路类似的在初级侧和次级侧上都包括串联谐振电路的电源电路，本受让人已经提出了这样的电源电路：其中，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k被设置为约0.7或者更低。但是，与本实施例的电源电路不同，该电源电路并不采用如上所述的使得在初级侧谐振电流与次级侧整流电流之间出现相移的这种初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2的设置。当采用了先前所提出的电源电路的配置时，发现当AC输入电压VAC是100V时和AC输入电压VAC是230V时两种情况中，对于最大负载功率的AC到DC电源变换效率ηAC→DC都是约89.0％。

而根据上述对本实施例的电源电路的上述试验结果，当AC输入电压VAC是100V时和当AC输入电压VAC是230V时的AC到DC电源变换效率ηAC→DC分别是约89.4％和约94.2％。即，当AC输入电压VAC是100V时和当AC输入电压VAC是230V时，电源变换效率都被提高了。另外，该结果显示出，尤其是当AC输入电压VAC为230V时，效率被提高了。

此外，图7的结果显示出，当AC输入电压VAC是100V和当AC输入电压VAC是230V两种情况时，中间负载(负载功率Po从100W到180W)的AC到DC电源变换效率ηAC→DC都是90.0％或者更大。

从图7所示的AC到DC电源变换效率与包括传统复合谐振变换器的图12中的电源电路的AC到DC电源变换效率的比较中，可以发现，当负载功率Po是100W或者更大时，图1的本实施例的电源电路的AC到DC电源变换效率比图12的电路提高了10％或者更多。

此外，还可以发现，与图12的电源电路相比，当负载功率Po是最小负载功率(0W)时，AC输入功率Pin被减小到一半或者更小。

如图所示，当AC输入电压VAC是100V和当AC输入电压VAC是230V时，开关频率fs都具有随着负载变小而升高的趋势。

根据这些实验，发现当AC输入电压VAC是100V和当AC输入电压VAC是230V时，用于应对负载功率Po从200W到0W变化的开关频率^的必要控制范围Δfs分别是约21.5kHz和约11.3kHz。

这些小的必要控制范围Δfs允许本实施例实现适应宽范围的配置，其能够适应于负载功率Po从200W到0W以及AC输入电压VAC从85V到264V的变化范围而工作。

另外，相比于图12的电源电路的必要控制范围Δfs，对于每种单范围的必要控制范围Δfs被大大减小。因此，在本实施例中，可以提高恒压控制的响应性，这使得可以更充分地稳定次级侧DC输出电压Eo。

图8是图示了根据本发明第二实施例的开关电源电路配置的电路图。

图8中的第二实施例采用了全桥连接代替半桥连接来作为其开关变换器的配置。

图8中与图1相同的部分被赋予相同的标号，并且将省略对其的描述。

参考图8，在全桥连接配置中，被半桥连接的开关元件Q1和Q2与被半桥连接的开关元件Q3和Q4并联连接。

作为体二极管的阻尼二极管DD3和DD4分别与开关元件Q3和开关元件Q4的漏极与源极之间的沟道并联连接，类似于开关元件Q1和Q2。

另外，这些被全桥连接的开关元件如下耦合到初级侧串联谐振电路，该初级侧串联谐振电路是通过将绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1与初级侧串联谐振电容器C1串联连接而形成的。

同样在第二实施例中，开关元件Q1与开关元件Q2之间的连接节点被串联连接到初级侧串联谐振电容器C1，并且经由电容器C1，被耦合到初级绕组N1的一端，与图1类似。在第二实施例中，代替图1中的电容器Cp，初级侧部分谐振电容器Cp1与开关元件Q2并联连接，如图所示。

如图8所示，初级绕组N1的另一端耦合到开关元件Q3的源极与开关元件Q4的漏极之间的连接节点，而不是与图1的电路类似被连接到初级侧的地。开关元件Q3的源极与开关元件Q4的漏极之间的连接节点用作全桥连接的开关电路系统中的另一开关输出节点。

另外，初级侧部分谐振电容器Cp2与开关元件Q4的源极和漏极之间的沟道并联连接。初级侧部分谐振电容器Cp2的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成了串联谐振电路(部分电压谐振电路)，其提供这样部分电压谐振操作：其中仅当开关元件Q3和Q4被关断时才出现电压谐振。

振荡和驱动电路2驱动由四个晶体管形成的这些开关元件Q1到开关元件Q4。振荡和驱动电路2实现开关驱动，使得一对开关元件Q1和Q4和一对开关元件Q2和Q3被交替地导通/关断。

随着负载变大，流过开关变换器的电流增大，电路部件上的负担加重。此外，功率损耗也增加。如果为了解决该问题，类似于第二实施例采用了全桥连接，则所需负载电流由四个开关元件负担。因此，与例如由两个开关元件形成的半桥连接配置相比，部件上的负担变得较轻，并且功率损耗降低，这有利于大负载条件。

应当注意，需要确认，同样在第二实施例中，在初级侧和次级侧上都形成了串联谐振电路，并且绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合系数k被减小到获得了单峰输出特性的这样的程度。因此，用于应对负载变化和AC输入电压变化的开关频率的必要控制范围Δfs被缩窄，因此获得了适应宽范围的配置，同时提高了恒压控制的响应性。

另外，同样在第二实施例中，绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合系数k被设置为约0.8或者更低，并且初级侧谐振频率fo1和次级侧谐振频率fo2被设计为具有上述关系。因此，尤其当采用大AC输入电压时，电源变换效率被提高。

此外，同样在第二实施例中，除了全波中心抽头整流电路(和半波整流电路)之外的整流电路被用作次级侧整流电路，以便提供谐振操作作为次级侧上的整流操作，这可以避免在绝缘变换器变压器PIT中出现偏磁。

也就是说，图8的电源电路可以提供与图1的电路类似的优点，以及比图1的电源电路更有利的用于大负载条件的优点。

图9是图示了根据本发明第三实施例的开关电源电路配置的电路图。

图9中与图1相同的部分被赋予相同的标号，并且不在下面进行描述。

第三实施例采用的配置用于依赖于商用交流电源AC的额定电压，在全波整流操作和倍压整流操作之间切换初级侧整流电路的操作。另外，倍压器半波整流电路被提供作为次级侧整流和平滑电路。

在初级侧上，由串联连接的平滑电容器Ci1和平滑电容器Ci2形成的电路被提供作为平滑电容器Ci，其使来自为商用交流电源AC提供的桥式整流电路Di的整流输出平滑，从而产生经整流和平滑的电压Ei。在共模噪声滤波器(滤波电容器CL和共模扼流圈CMC)的下级，平滑电容器Ci1和Ci2之间的连接节点经由继电器开关SW被耦合到商用交流电源AC的一个线路上(本实施例中是负线)。

为了控制继电器开关SW的通/断，提供了整流电路切换模块5。通过由整流二极管D-1和平滑电容器C-1形成的半波整流和平滑电路，以及分压电阻器R1和R2，来自商用交流电源AC的电压的电平被检测，并被输入到整流电路切换模块5。

具体地说，半波整流和平滑电路从由商用交流电源AC生成的电压中产生经整流和平滑的电压。然后，在分压电阻器R1与R2之间的分压点处，依赖于该经整流和平滑的电压的DC电压电平被检测，其后被输入到整流电路切换模块5。

根据这样被检和输入的来自商用交流电源AC的电压电平，整流电路切换模块5控制继电器RL的通/断，从而控制继电器开关SW的通/断。具体地说，当采用了AC 100V系统输入，并且来自商用交流电源AC的被检和输入电压电平因此例如是150V或者更低时，继电器RL被接通，从而继电器开关SW被连通。而当采用了AC 200V系统输入，并且来自商用交流电源AC的被检和输入电压电平因此例如是150V或者更大时，继电器RL被关断，从而继电器开关SW被断开。

根据整流电路切换模块5的操作，当使用了AC 100V系统输入时，继电器开关SW的导通使得平滑电容器Ci1与Ci2之间的连接节点与商用交流电源AC的一条线路(负线)耦合。该耦合提供了这样的操作：其中，在来自商用交流电源AC的电压的每个半周期中，整流电流被交替地充电在平滑电容器Ci1或者Ci2中。从而，当使用AC 100V系统时，获得了倍压整流操作，其中在串联连接的平滑电容器Ci1和Ci2的两端产生了电平等于来自商用交流电源AC的电压电平两倍的经整流和平滑的电压Ei。

而当使用了AC 200V系统时，继电器开关SW的关断解除了平滑电容器Ci1与Ci2之间的连接节点与商用交流电源AC的一条线路之间的耦合。该解耦提供了这样的操作：其中，在来自商用交流电源AC的电压的每个半周期中，整流电流被充电在串联连接的平滑电容器Ci1和Ci2的电路中。即，获得了常规的全波整流操作，其中在平滑电容器Ci1和Ci2的两端产生了电平等于来自商用交流电源AC的电压电平的经整流和平滑的电压Ei。

图9的电路中的整流操作的这种切换产生了这样的经整流和平滑的电压Ei：其在采用AC 100V系统时和在采用AC 200V系统时，都具有相同的电平。由于因此产生了当采用AC 100V系统时和当采用AC 200V系统时都具有相同电平的经整流和平滑的电压Ei，抑制了用于应对AC 100V系统和AC 200V系统两种输入的开关变换器的输入电压的变化。从而，允许进一步缩窄开关频率的必要控制范围Δfs

作为次级侧上的倍压器半波整流电路，图9的电源电路包括整流二极管Do1和Do2、次级侧串联谐振电容器C2以及平滑电容器Co。其连接配置如下。整流二极管Do1的阳极串联连接到次级侧串联谐振电容器C2，并经由电容器C2被耦合到次级绕组N2的一端。整流二极管Do1的阴极被连接到平滑电容器Co的正电极。

平滑电容器Co的负电极被耦合到次级绕组N2的另一端与次级侧地之间的连接节点。整流二极管Do2的阳极被耦合到次级绕组N2的另一端与次级侧的地之间的连接节点。整流二极管Do2的阴极被耦合到次级侧串联谐振电容器C2与整流二极管Do1的阳极之间的连接节点。

在该倍压器半波整流电路中，在次级绕组N2中所激励的交变电压的一半周期的时段中，整流二极管Do2变为导通，以将整流电流充电到次级侧串联谐振电容器C2中。因此，在次级侧串联谐振电容器C2两端生成的电压具有与次级绕组N2中所激励的交变电压相同的电平。

在另一半周期的时段中，整流二极管Do1变为导通，并且平滑电容器Co被次级绕组N2中出现的交变电压以及在次级侧串联谐振电容器C2两端生成的电压充电。

从而，在平滑电容器Co两端生成了电平等于次级绕组N2中所激励的交变电压电平两倍的次级侧DC输出电压Eo。由于平滑电容器Co仅在次级绕组N2中所激励的交变电压的一半周期的时段中被充电，所以整流操作是倍压半波整流操作。

如果如上所述，倍压器半波整流电路被用作次级侧整流电路，则用于获得与图1的电路相同电平的次级侧DC输出电压Eo的次级绕组N2的匝数可以被减少到图1的次级绕组N2的匝数的一半。这种次级绕组N2匝数的减少可以减小绝缘变换器变压器PIT的尺寸。

图9的配置也具有耦合系数k和谐振频率fo1和fo2的与图1相同的设置，因此获得了相同的优点。另外，图9的配置还包括除了全波中心抽头整流电路之外的整流电流作为其次级侧整流电路。因此，可以避免与绝缘变换器变压器PIT中的偏磁相关的问题。

图10图示了根据本发明第四实施例的开关电源电路的配置。

第四实施例包括倍压器全波整流电路作为其次级侧整流和平滑电路。

注意，图10仅图示了电源电路的次级侧配置，对于其初级侧配置，图1、图8和图9中的任何配置都是可以的。

参考图10，在倍压器全波整流电路中，次级绕组N2的中心抽头被连接到次级侧的地，该中心抽头将次级绕组N2分为次级绕组部分N2A和次级侧绕组部分N2B。次级绕组N2的一端(次级绕组部分N2A的这端)被串联连接到次级侧串联谐振电容器C2A。另一端(次级绕组部分N2B的这端)被串联连接到次级侧串联谐振电容器C2B。这样，次级绕组部分N2A和次级侧串联谐振电容器C2A形成了一个次级侧串联谐振电路。次级绕组部分N2B和次级侧串联谐振电容器C2B形成了另一次级侧串联谐振电路。

此外，被耦合到整个次级绕组N2的是具有与图1的桥式整流电路相同连接配置的桥式整流电路。

具体地说，次级绕组N2的一端经由次级侧串联谐振电容器C2A，被耦合到整流二极管Do1的阳极与整流二极管Do2的阴极之间的连接节点。次级绕组N2的另一端经由次级侧串联谐振电容器C2B，被耦合到整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的连接节点。

整流二极管Do1的阴极与整流二极管Do3的阴极之间的连接节点被连接到平滑电容器Co的正电极。平滑电容器Co的负电极被连接到次级侧的地。

整流二极管Do2与Do4之间的连接节点被耦合到次级绕组N2的中心抽头与次级侧的地之间的连接节点，进而连接到次级侧的地。

在具有上述连接配置的倍压器全波整流电路中，在次级绕组N2中所激励的交变电压的一半周期的时段中，整流电流按顺序循环地流过次级绕组部分N2A、整流二极管Do2、次级侧串联谐振电容器C2A和次级绕组部分N2A。而在次级绕组N2中所激励的交变电压的另一半周期的时段中，整流电流按顺序循环地流过次级绕组部分N2B、整流二极管Do4、次级侧串联谐振电容器C2B和次级绕组部分N2B。也就是说，在各自对应的半周期时段中，在次级侧串联谐振电容器C2A和C2B的两端分别获得了电平与次级绕组部分N2A和N2B中所激励的交变电压电平相同的DC电压。

另外，在次级绕组N2中所激励的交变电压的所述一半周期的时段中，整流电流从上述循环路径被分流，并且还按顺序流过次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C2B、整流二极管Do3和平滑电容器Co。

这样，在所述一半周期的时段中，平滑电容器Co被这样的电压充电：该电压得自次级绕组部分N2B中的交变电压与在次级侧串联谐振电容器C2B两端生成的电压的叠加。即，平滑电容器Co两端的电压具有等于次级绕组部分中出现的交变电压电平两倍的电平。

此外，在次级绕组N2中所激励的交变电压的所述另一半周期的时段中，整流电流从上述循环路径被分流，并且还按顺序流过次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1和平滑电容器Co。因此，同样在该情况中，由于次级绕组部分N2A中的交变电压和次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压，平滑电容器Co两端的电压具有等于次级绕组部分中出现的交变电压电平两倍的电平。

根据该整流操作，整流电路执行这样的操作：在次级绕组N2中出现的交变电压的每个半周期中，平滑电容器Co都被充电。平滑电容器Co两端的电压具有等于次级绕组部分中所激励的交变电压电平两倍的电平，如上所述。

从而，获得了倍压全波整流操作。

图10的配置也具有耦合系数k和谐振频率fo1和fo2的与图1相同的设置，因此获得了相同的优点。另外，图10的配置还包括除了全波中心抽头整流电路之外的整流电流作为其次级侧整流电路。因此，可以避免与绝缘变换器变压器PIT中的偏磁相关的问题。

图11图示了根据本发明第五实施例的开关电源电路的配置。

注意，同样在该电源电路中，对于其初级侧配置，图1、图8和图9中的任何配置都是可以的，因此图11省略了初级侧的图示。

第五实施例包括四倍压器整流电路作为其次级侧整流和平滑电路。

四倍压器整流电路包括四个整流二极管Do1到Do4、次级侧串联谐振电容器C2A和C2B以及平滑电容器Co1和Co2。

次级绕组N2的一端经由次级侧串联谐振电容器C2A和整流二极管Do1(耦合到其阳极)，被串联耦合到平滑电容器Co1的正电极。平滑电容器Co1的负电极被耦合到次级绕组N2的另一端。

平滑电容器Co2的正电极被耦合到平滑电容器Co1的负电极与次级绕组N2的另一端之间的连接节点。平滑电容器Co2的负电极被连接到次级侧的地。

在次级绕组N2的一端与次级侧的地之间插入了由整流二极管Do4和与整流二极管Do4的阴极串联连接的次级侧串联谐振电容器C2B形成的电路。

整流二极管Do3的阳极被耦合到次级侧串联谐振电容器C2B与整流二极管Do4之间的连接节点。整流二极管Do3的阴极被耦合到平滑电容器Co1和Co2的连接节点与次级绕组N2的另一端之间的连接节点。

整流二极管Do2的阳极被耦合到整流二极管Do3的阴极与次级绕组N2的另一端之间的连接节点。整流二极管Do2的阴极被耦合到次级侧串联谐振电容器C2A与整流二极管Do1之间的连接节点。

在具有上述连接配置的四倍压器整流电路中，在次级绕组N2中所激励的交变电压的一半周期的时段中，整流电流按顺序循环地流过次级绕组N2、整流二极管Do2、次级侧串联谐振电容器C2A和次级绕组N2。类似地，在交变电压的另一半周期的时段中，整流电流按顺序循环地流过次级绕组N2、次级侧串联谐振电容器C2B、整流二极管Do3和次级绕组N2。

即，在各自相应的半周期时段中，次级侧串联谐振电容器C2A和C2B两端获得了电平与次级绕组N2中所激励的交变电压电平相同的DC电压。

同样在该情况中，在各个半周期时段中，整流电流从上述循环路径被分流，并且还流过如下路径。

在交变电压的所述一半周期的时段中，整流电流被分流，并且还按顺序流过平滑电容器Co2、整流二极管Do4、次级侧串联谐振电容器C2B和次级绕组N2。在这些时段中，次级侧串联谐振电容器C2B已经预先被流过先前描述的循环路径的电流充电。这样，由于该分流电流路径，平滑电容器Co2被这样的电压充电：该电压得自次级绕组N2中出现的交变电压与次级侧串联谐振电容器C2B两端的电压的叠加。

因此，在平滑电容器Co2两端生成了电平等于次级绕组N2中所激励的交变电压电平两倍的电压。

在交变电压的所述另一半周期的时段中，整流电流被分流，并且还按顺序流过次级侧串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1、平滑电容器Co1和次级绕组N2。从而，平滑电容器Co1被由于前述循环路径而生成的这样的电压充电：该电压得自次级绕组N2中出现的交变电压与次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压的叠加。

因此，平滑电容器Co1两端的电压具有等于次级绕组N2中出现的交变电压电平两倍的电平。

以这种方式，在平滑电容器Co1两端和平滑电容器Co2两端都生成了电平等于次级绕组N2中所激励的交变电压电平两倍的DC电压。结果，在由串联连接的平滑电容器Co1和Co2形成的电路两端生成了这样的次级侧DC输出电压Eo：其电平等于次级绕组N2中所激励的交变电压的电平的四倍。

由于第五实施例包括四倍压器整流电路作为其次级侧整流电路，因此次级绕组N2的匝数可以被进一步减少，这可以进一步降低绝缘变换器变压器PIT的尺寸。

另外，第五实施例也具有耦合系数k和谐振频率fo1和fo2的与图1相同的设置，因此获得了相同的优点。另外，由于第五实施例还包括除了全波中心抽头整流电路之外的整流电路作为其次级侧整流电路，因此，可以避免与绝缘变换器变压器PIT中的偏磁相关的问题。

应当理解，本发明并不限于上述实施例的配置。

例如，除了MOS-FET之外的元件，例如IGBT(绝缘栅双极晶体管)，可以被用作开关元件，只要该元件是他激的。此外，上述每部分元件的常数可以根据实际条件等而改变。

此外，根据本发明实施例的适应宽范围的配置还可以被应用到自激(self-excited)电流谐振变换器。

本领域的技术人员应当理解，在所附权利要求及其等同物的范围内，依赖于设计需求和其他因素，可以有各种修改、组合、子组合和替换。

本申请包括与2005年1月6日向日本特许厅递交的日本专利申请JP2005-001521有关的主题，其全部内容通过引用结合于此。

Claims

1.一种开关电源电路，包括：

开关单元，所述开关单元包括被提供了直流输入电压并执行开关操作的开关元件；

开关驱动单元，所述开关驱动单元对所述开关元件进行开关驱动；

绝缘变换器变压器，所述绝缘变换器变压器至少包括围绕所述绝缘变换器变压器缠绕的初级绕组和次级绕组，所述初级绕组被提供了从所述开关单元的开关操作产生的开关输出，所述初级绕组在所述次级绕组中感应交变电压；

初级侧串联谐振电路，所述初级侧串联谐振电路至少由所述绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量与串联连接到所述初级绕组的初级侧串联谐振电容器的电容形成，所述初级侧串联谐振电路具有第一谐振频率，并提供电流谐振操作作为所述开关单元的操作；

次级侧串联谐振电路，所述次级侧串联谐振电路至少由所述绝缘变换器变压器的次级绕组的漏电感分量与串联连接到所述次级绕组的次级侧串联谐振电容器的电容形成，所述次级侧串联谐振电路具有第二谐振频率；

次级侧整流和平滑单元，所述次级侧整流和平滑单元对在所述次级绕组中出现的所述交变电压整流，并通过次级侧平滑电容器使所述整流电压平滑，从而产生次级侧直流输出电压；以及

恒压控制单元，所述恒压控制单元通过根据所述次级侧直流输出电压的电平，控制所述开关驱动单元，从而改变所述开关单元的开关频率，来实现所述次级侧直流输出电压的恒压控制，其中：

在所述绝缘变换器变压器的磁芯中的特定位置形成的间隙具有这样的间隙长度：由所述初级侧串联谐振电路和所述次级侧串联谐振电路形成的电磁耦合的谐振电路具有单峰特性，作为关于具有所述开关频率的频率信号输入的输出特性；并且

所述第一谐振频率和所述第二谐振频率被设置为使得在流过所述初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流与流过所述绝缘变换器变压器的次级侧的次级侧整流电流之间出现所需的相移。

2.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括：

整流和平滑单元，所述整流和平滑单元整流并平滑交流输入电压，以获得所述直流输入电压，其中

所述第一谐振频率和所述第二谐振频率被设置为使得至少当所述交流输入电压是100V，负载功率是最大负载功率时，在所述初级侧串联谐振电流与所述次级侧整流电流之间出现所需的相移。

3.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述开关单元是由通过半桥连接而彼此连接的两个开关元件形成的。

4.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述开关单元是由通过全桥连接而彼此连接的四个开关元件形成的。

5.根据权利要求2所述的开关电源电路，还包括：

切换单元，所述切换单元依赖于所述交流输入电压的电平，在全波整流操作与倍压整流操作之间切换所述整流和平滑单元的整流操作。

6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括桥式整流电路，从而实现全波整流操作。

7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级侧整流和平滑单元包括倍压器整流电路，所述倍压器整流电路在所述次级绕组中所激励的所述交变电压的每个半周期中，对所述次级侧串联谐振电容器或所述次级侧平滑电容器充电，并产生电平等于所述交变电压电平两倍的所述次级侧直流输出电压。

8.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级绕组通过抽头被划分，并且所述被划分的次级绕组的每一端被耦合到所述次级侧串联谐振电容器；并且

所述次级侧整流和平滑单元包括倍压器全波整流电路，所述倍压器全波整流电路在所述被划分的次级绕组中所激励的所述交变电压的每个半周期中，对所述次级侧串联谐振电容器或所述次级侧平滑电容器充电，并产生电平等于所述交变电压电平两倍的所述次级侧直流输出电压。

9.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中

所述次级绕组的一端被耦合到所述次级侧串联谐振电容器；并且

所述次级侧整流和平滑单元包括四倍压器整流电路，所述四倍压器整流电路在所述次级绕组中所激励的所述交变电压的每个半周期中，对所述次级侧串联谐振电容器或所述次级侧平滑电容器充电，并产生电平等于所述次级绕组中所激励的所述交变电压的电平四倍的所述次级侧直流输出电压。