KR20060080885A

KR20060080885A - 스위칭 전원 회로

Info

Publication number: KR20060080885A
Application number: KR1020060001249A
Authority: KR
Inventors: 마사유키 야스무라
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2005-01-06
Filing date: 2006-01-05
Publication date: 2006-07-11
Also published as: US20060164870A1; CN100514822C; CN1801592A; TW200637125A; US7388760B2; JP2006191746A

Abstract

스위칭 주파수 가변 제어에 의한 와이드 레인지 대응의 스위칭 전원 회로로서, 최대 교류 입력 전압 레벨측에서의 AC에서DC로의 전력 변환 효율의 향상을 도모하기 위한 것으로서, 상기 목적을 달성하기 위한 해결 수단에 있어서, 1차측과 2차측의 쌍방에 대해 직렬 공진 회로를 마련함으로써 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성한다. 그리고, 이 결합형 공진 회로에 관해 단봉 특성을 얻기 위해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 코어에 형성하는 갭(G)을 2.0㎜ 정도로 하고, 결합 계수(k)에 관해 k=0.8 정도 이하를 설정함으로써 스위칭 주파수 가변 제어 범위를 축소할 수 있고 와이드 레인지 대응의 구성을 실현할 수 있다. 또한, 1차측과 2차측의 공진 회로의 공진 주파수(fo1, fo2)에 관해, 적어도 교류 입력 전압(VAC)=100V·최대 부하 전력시에서의 1차측 직렬 공진 전류와 2차측 정류 전류에 소요되는 위상 어긋남이 생기도록 각 값을 설정하면, 교류 입력 전압(VAC)=230V시에서의 AC에서 DC로의 전력 변환 효율의 향상이 도모된다.

스위칭 전원 회로

Description

스위칭 전원 회로{SWITCHING POWER SUPPLY CIRCUIT}

도 1은 본 발명에서의 제 1의 실시예로서의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 2는 실시예의 스위칭 전원 회로가 구비하는 절연 컨버터 트랜스의 구조예를 도시한 단면도.

도 3은 실시예의 전원 회로에서의 주요부의 동작 파형을 도시한 파형도.

도 4는 실시예의 전원 회로를 전자 결합형 공진 회로로서 본 등가 회로도.

도 5는 실시예의 전원 회로에 관한 정전압 제어 특성을 도시한 도면.

도 6은 실시예의 전원 회로의 정전압 제어 동작으로서, 교류 입력 전압 조건 및 부하 변동에 응한 스위칭 주파수 제어 범위(필요 제어 범위)를 도시한 도면.

도 7은 실시예의 전원 회로의 부하 변동에 대한 AC, DC 전력 변환 효율, 및 스위칭 주파수 특성을 도시한 도면.

도 8은 제 2의 실시예로서의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 9는 제 3의 실시예의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 10은 제 4의 실시예의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 11은 제 5의 실시예의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시한 회로도.

도 12는 종래의 복합 공진형 컨버터를 구비한 스위칭 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도.

도 13은 도 12에 도시한 전원 회로의 주요부의 동작 파형을 도시한 파형도.

도 14는 1차측과 2차측과의 결합 계수를 종래의 설정으로 한 경우의 정전압 제어 특성에 관해 도시한 도면.

도 15는 2차측의 정류 회로를 전파 센터탭 정류 회로로 한 도 12의 회로의 경우의 정전압 제어 특성에 관해 도시한 도면.

도 16은 도 12의 회로에서의 부하 변동에 대한 스위칭 주파수 특성에 관해 도시한 특성도.

기술분야

본 발명은 각종 전자 기기에 전원으로 구비된 스위칭 전원 회로에 관한 것이다.

종래기술

본 출원인은 1차측에 공진형 컨버터를 구비한 각종 전원 회로를 제안하였다. 일본국 특허공개공보 2003-235259호는 제안된 전원 회로들의 한 예를 개시한다.

도 12는 앞서 본 출원인에 의해 출원된 발명에 의거하여 구성되는 공진형 컨버터를 구비하는 스위칭 전원 회로의 한 예를 도시한 회로도이다.

도 12에 도시된 전원 회로의 스위칭 컨버터로서는 하프브리지 결합 방식에 의한 타려식의 전류 공진형 컨버터에 대해, 스위칭중의 턴오프시에만 전압 공진 동작을 행하는 부분 전압 공진 회로를 조합시킨 구성을 채택한다.

도 12에 도시한 전원 회로에서는 상용 교류 전원(AC)에 대해 2조의 필터 콘덴서(CL, CL) 및 1조의 커먼 모드 초크 코일(CMC)로 이루어지는 커먼 모드 노이즈 필터가 접속되어 있다.

상용 교류 전원(AC)으로부터 직류 입력 전압을 생성하는 정류 평활 회로로서는 상기 커먼 모드 노이즈 필터의 후단에 대해, 브리지 정류 회로(Di) 및 평활 콘덴서(Ci)로 이루어지는 전파 정류 회로가 구비된다.

브리지 정류 회로(Di)의 정류 출력은 평활 콘덴서(Ci)에 대해 충전되고, 이로써 평활 콘덴서(Ci)의 양단에는 교류 입력 전압(VAC)의 등배의 레벨에 대응하는 정류 평활 전압(Ei)(직류 입력 전압)이 얻어지게 된다.

상기 직류 입력 전압을 입력하여 스위칭하는 전류 공진형 컨버터로서는 도시한 바와 같이 하여, MOS-FET에 의한 2개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 하프브리지 결합에 의해 접속한 스위칭 회로계를 구비한다. 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 드레인-소스 사이에 대해서는 도시한 방향에 의해, 각각 보디 다이오드에 의한 댐퍼 다이오드(DD1, DD2)가 병렬로 접속된다.

또한, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스 사이에 대해서는 부분 공진 콘덴서(Cp)가 병렬로 접속된다. 이 부분 공진 콘덴서(Cp)의 커패시턴스와 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)에 의해서는 병렬 공진 회로(부분 전압 공진 회로)가 형성된다. 이 부분 전압 공진 회로에 의해 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴오프시에만 전압 공 진하는 부분 전압 공진 동작이 얻어지도록 되어 있다.

상기 전원 회로에서는 스위칭 소자(Q1, Q2)를 스위칭 구동하기 위해, 예를 들면 범용의 IC에 의한 발진·드라이브 회로(2)가 마련된다. 이 발진·드라이브 회로(2)는 발진 회로, 구동 회로를 가지고, 소요되는 주파수에 의한 드라이브 신호(게이트 전압)를 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 게이트에 대해 인가한다. 이로써, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 필요한 스위칭 주파수에 의해 교대로 온/오프하도록 하여 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)(Power Isolation Transformer)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측으로 전송한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 일단은 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)를 통하여 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인의 접속점(스위칭 출력점)에 접속됨으로써, 스위칭 출력이 얻어지게 된다.

1차 코일(N1)의 타단은 도시한 바와 같이 1차측 어스에 접속되어 있다.

직렬 공진 콘덴서(C1) 및 1차 코일(N1)은 직렬로 접속되어 있지만, 이 직렬 공진 콘덴서(C1)의 커패시턴스, 및 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)(직렬 공진 코일)의 리키지 인덕턴스(누설 인덕턴스)(L1)에 의해, 스위칭 컨버터의 동작을 전류 공진형으로 하기 위한 1차측 직렬 공진 회로를 형성하고 있다.

상기 설명에 의하면, 도 12에 도시된 1차측 스위칭 컨버터로서는 1차측 직렬 공진 회로(L1-C1)에 의한 전류 공진형으로서의 동작과, 전술한 부분 전압 공진 회로(Cp//L1)에 의한 부분 전압 공진 동작이 얻어지게 된다.

즉, 이 도면에 도시한 전원 회로는 1차측 스위칭 컨버터를 공진형으로 하기 위한 공진 회로에 대해, 다른 공진 회로가 조합된 형식을 태책하고 있는 것으로 된다. 여기서는 이와 같은 스위칭 컨버터에 관해 복합 공진형 컨버터라고 말하기로 한다.

여기서의 도시에 의한 설명은 생략하지만, 상기한 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 구조로서는 예를 들면 페라이트재에 의한 E형 코어를 조합시킨 EE형 코어를 구비한다. 그리고, 1차측과 2차측으로 권장 부위를 분할하고 나서, 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)을, EE형 코어의 내자각(center magnetic leg)에 대해 권장하고 있다.

또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 EE형 코어의 내자각에 대해서는 1.0㎜ 이하의 갭을 형성하도록 하여, 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)로 0.80 내지 0.90 정도의 결합 계수를 얻도록 하고 있다.

실제로, 갭(G)=0.8㎜ 정도로 하고, 또한 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)의 권수(턴 수)를 1차 코일(N1)=20T(턴), 2차 코일(N2)=50T(25T＋25T)로 함으로써, 결합 계수(k)=0.85 정도를 얻도록 되어 있다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에 대해서는 도시한 바와 같이 2차측 어스에 접속되는 센터 탭을 시행함으로써, 2차 코일부(N2A)와 2차 코일부(N2B)로 분할하고 있다. 게다가, 이들 2차 코일부(N2A), 2차 코일부(N2B)에 대해서는 각각 직렬로 정류 다이오드(Do1), 정류 다이오드(Do2)를 접속하고, 또한 이들 정류 다이오드(Do1과 Do2)에 의한 정류 출력을 평활화하는 평활 콘덴서(Co)에 의해, 전파 센터탭 정류 회로를 형성하고 있다.

이로써, 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압으로서, 각 2차 코일부에 유기되는 교번 전압의 등배에 대응한 레벨의 직류 전압인 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어진다. 이 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 메인 직류 전원으로서, 도시하지 않은 메인의 부하에 공급됨과 함께, 제어 회로(1)에 대해 정전압 제어를 위한 검출 전압으로서도 분기되어 입력된다.

제어 회로(1)는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 대응하여 레벨이 가변되는 전압 또는 전류로서의 제어 신호를 발진·드라이브 회로(2)에 출력한다.

발진·드라이브 회로(2)에서는 제어 회로(1)로부터 입력되는 제어 신호에 의거하여, 발진·드라이브 회로(2) 내의 발진 회로에 의해 생성하는 발진 신호 주파수를 가변하도록 하여, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 게이트에 인가하는 스위칭 구동 신호의 주파수를 변화시킨다. 이로써, 스위칭 주파수가 가변된다. 이와 같이, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨에 따라 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수가 가변 제어됨으로써, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 임피던스가 변화하여 1차측 직렬 공진 회로를 형성하는 1차 코일(N1)로부터 2차측으로 전송되는 에너지도 가변되고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨도 가변 제어된다. 이로써, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 정전압 제어가 도모되게 된다.

이후에, 이와 같이 스위칭 주파수를 가변 제어함에 의해 안정화를 도모하는 정전압 제어 방식을 「스위칭 주파수 제어 방식」이라고 말하기로 한다.

도 13의 파형도는 도 12에 도시한 전원 회로에서의 주요부의 동작을 도시하고 있다. 이 도면에서는 도 12에 도시한 회로에서의 부하 전력(Po)=200W시와 부하 전력(Po)=0W시의 동작을 각각 도시하고 있다. 또한, 부하 전력(Po)=200W는 도 12에 도시한 회로의 최대 부하 전력(Pomax)으로 되고, Po=0W는 최소 부하 전력(Pomin)이다.

또한, 이 도면에서, 입력 전압 조건은 교류 입력 전압(VAC)=100V로 일정하게 하고 있다. 또한, 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서는 100V 이상을 생성하도록 되어 있는 것으로 한다.

상기한 바와 같은 부하 전력, 입력 전압, 2차측 직류 출력 전압 레벨의 조건에 대응시켜서, 도 12의 회로에서는 주요부를 이하와 같이 선정하고 있다.

·절연 컨버터 트랜스(PIT) … 갭 길이=0.8㎜, 결합 계수(k)=0.85 정도

·1차 코일(N1)=20T

·2차 코일(N2)=50T(센터 탭을 경계로 25T＋25T)

·1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)=0.068㎌

·부분 공진 콘덴서(Cp)=1000㎊

도 13에서, 구형파 형상의 전압(V1)은 스위칭 소자(Q2)의 양단 전압이고, 스위칭 소자(Q2)의 온/오프 타이밍을 나타낸다.

전압(V1)이 0레벨로 되는 기간이, 스위칭 소자(Q2)가 도통한 온 기간이고, 이 온 기간에서는 스위칭 소자(Q2) 및 클램프 다이오드(DD2)로 이루어지는 스위칭 회로계에는 도시한 파형에 의한 스위칭 전류(IQ2)가 흐른다. 또한, 전압(V1)이 정류 평활 전압(Ei)의 레벨로 클램프되는 기간은 스위칭 소자(Q2)가 오프로 되는 기간이고, 스위칭 전류(IQ2)는 도시한 바와 같이 하여 0레벨로 된다.

또한, 도시하지 않지만, 다른쪽의 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압, 및 스위칭 회로(Q1, DD1)에 흐르는 스위칭 전류로서는 상기 전압(V1), 및 스위칭 전류(IQ2)를 180° 상을 이동한 파형으로서 얻어진다. 즉, 전술한 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)와 스위칭 소자(Q2)는 교대로 온/오프 하는 타이밍에서 스위칭 동작을 행한다.

1차측 직렬 공진 회로(C1-N1(L1))를 흐르는 1차측 직렬 공진 전류(Io)(도시 생략)로서는 이들의 스위칭 회로(Q1, DD1) (Q2, DD2)에 흐르는 스위칭 전류가 합성된 파형에 의해 흐르는 것으로 된다.

상기 전압(V1)의 파형을, 부하 전력(Po)=200W시와 부하 전력(Po)=0W시에서 비교하여 알 수 있는 바와 같이, 스위칭 주파수로서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 경부하일 때(Po=0W)보다도, 중부하의 조건(Po=200W)일 때의 쪽이, 1차측의 스위칭 주파수가 낮아지도록 제어되어 있는 것을 알 수 있다. 즉, 중부하로 되어 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 저하됨에 따라서는 스위칭 주파수를 낮게 하고, 또한 경부하로 되어 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 상승함에 따라서는 스위칭 주파수를 높게 하고 있다. 이것은 스위칭 주파수 제어 방식으로서, 어퍼 사이드 제어에 의한 정전압 제어 동작이 행하여지고 있는 것을 나타내고 있다.

이러한 전원 회로에 있어서, 도 13에 도시된 바와 같이 부하 전력(Po)=200W시에서의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨은 5.6Ap로 되고, 부하 전력(Po)=0W시의 스위칭 전류(IQ2)의 레벨은 0.8Ap로 되어 있다.

상기 1차측의 동작이 얻어짐으로써, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2A)에는 도시한 파형에 의한 교번 전압(V2)이 유기된다. 이 교번 전압(V2)이 정 극성으로 되는 한쪽의 반주기의 기간에서는 2차측의 정류 다이오드(Do1)가 도통하도록 된다. 또한, 교번 전압(V2)이 부극성으로 되는 반주기(즉 2차 코일부(N2B)에 여기되는 교번 전압이 정극성으로 되는 반주기)에는 정류 다이오드(Do2)가 도통하도록 된다. 이로써, 2차측의 전파 센터탭 정류 회로에 있어서, 2차 코일(N2)의 센터 탭과 2차측 어스와의 사이에 흐르는 정류 출력 전류(I2)로서는 도시한 바와 같이 하여 교번 전압(V2)이 정부의 피크 레벨로 되는 주기와 같은 주기로 피크 레벨로 되는 파형을 얻을 수 있다.

교번 전압(V2)의 피크 레벨은 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨로 된다. 또한, 이 경우, 상기 정류 출력 전류(I2)로서는 각 반주기에서의 피크 레벨이 도면과 같이 3Ap와 2Ap로 다른 것으로 되어 있지만, 이에 관해서는 후술한다.

도 12에 도시한 전원 회로와 같이, 스위칭 주파수 제어 방식에 의해 2차측 직류 출력 전압의 안정화를 도모하는 공진형 컨버터로서의 구성을 채택하는 경우에는 안정화를 위한 스위칭 주파수의 가변 제어 범위는 비교적 광범위한 경향으로 된다.

이점에 관해서 도 14를 참조하여 설명한다.

도 14는 스위칭 주파수 제어 방식에 의해 안정화를 도모하도록 구성된 종래의 전원 회로의 정전압 제어 특성을, 스위칭 주파수(fs)와 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨과의 관계에 의해 도시하고 있다.

이 도면의 설명에서는 도 12의 전원 회로가, 스위칭 주파수 제어 방식으로서 이른바 어퍼 사이드 제어를 채용하고 있는 것을 전제로 한다. 여기서의 어퍼 사이드 제어란, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo)보다도 높은 주파수 범위에서 스위칭 주파수를 가변 제어하고, 이로써 생기는 공진 임피던스의 변화를 이용하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 컨트롤하는 제어를 말한다.

일반적으로, 직렬 공진 회로는 공진 주파수(fo)일 때에 가장 공진 임피던스가 작아진다. 이로써, 어퍼 사이드 제어에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)과 스위칭 주파수(fs)의 관계로서, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 스위칭 주파수(fs)가 공진 주파수(fo)에 근접하여 갈수록 상승하고, 공진 주파수(fo)로부터 떨어져 감에 따라 저하되어 가는 것으로 된다.

따라서 부하 전력(Po)을 일정하게 한 조건에서의 스위칭 주파수(fs)에 대한 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 도 14에 도시한 바와 같이 하여, 스위칭 주파수(fs)가 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo)와 같은 때에 피크로 되고, 공진 주파수(fo)로부터 떨어짐에 따라서 저하되는 2차 곡선적인 변화를 나타낸다.

또한, 같은 스위칭 주파수(fs)에 대응하는 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 최소 부하 전력(Pomin)시보다도 최대 부하 전력(Pomax)시쪽이, 소정분 저하되도록 하여 시프트하는 특성이 얻어진다. 즉, 스위칭 주파수(fs)를 고정으로서 생각하면, 중부하의 조건으로 됨에 따라서 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨은 저하된다.

이와 같은 특성하에서, 어퍼 사이드 제어에 의해 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해, Eo=tg로 되도록 하여 안정화하고자 한 경우, 필요하게 되는 스위칭 주파수의 가변 범위(필요 제어 범위)는 △fs로서 나타나는 범위로 된다.

도 12에 도시한 전원 회로의 실제로서는 AC 100V계로서의 교류 입력 전압(VAC)=85V 내지 120V의 입력 변동 범위와, 메인 직류 전원인 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 최대 부하 전력(Pomax)=200W, 최소 부하 전력(Pomin)=0W(무부하)의 부하 조건에 대응하여, 스위칭 주파수 제어 방식에 의해, 예를 들면 2차측 직류 출력 전압(Eo)=135V로 안정화되도록 정전압 제어를 행한다.

이와 같은 조건하에서, 종래의 일반적인 전원 회로에 정전압 제어를 위해 필요하게 되는 스위칭 주파수(fs)의 가변 범위는 대략 fs=80kHz 내지 200kHz 이상이고, △fs로서도 120kHz 이상으로 상응하게 광범위한 것으로 된다.

전원 회로로서, 예를 들면 일본이나 미국 등의 교류 입력 전압 AC 100V계의 지역과 유럽 등의 AC 200V계의 지역에 대응하도록, 예를 들면 약 AC85V 내지 288V의 교류 입력 전압 범위에 대응하는 동작이 가능하게 구성된, 이른바 와이드 레인지 대응의 것이 알려져 있다.

그래서, 도 12에 도시한 전원 회로를 위시하여, 스위칭 주파수 제어를 행하는 종래의 전원 회로에 관해, 상기한 와이드 레인지 대응으로서 구성한 것을 생각하여 본다.

와이드 레인지 대응에서는 상기한 바와 같이 하여, 예를 들면 AC 85V 내지 288V의 교류 입력 전압 범위에 대응하는 것으로 된다. 따라서, 예를 들면, AC 100V계만, 또는 AC 200V계만의 단 레인지에 대응하는 경우와 비교하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변동 범위도 커진다. 이와 같은 교류 입력 전압 범위에 대응하여 레벨 변동 범위가 확대한 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해 정전압 제어를 행하 기 위해서는 보다 광범위한 스위칭 주파수 제어 범위가 필요해진다. 예를 들면, 상기한 종래에서의 AC 100V계의 단 레인지에서의 스위칭 주파수 제어 범위(fs=80kHZ 내지 200kHz)로 되는 경우, 와이드 레인지 대응으로 함에 있어서 필요한 스위칭 주파수 가변 범위로서는 약 80kHz 내지 500kHz 정도로 까지 확대할 필요가 나와 버린다.

그러나, 현재상태의 스위칭 소자를 구동하기 위한 IC(발진·드라이브 회로(2))로서는 대응 가능한 구동 주파수의 상한은 200kHz 정도가 한계이다. 또한, 가령 상기한 바와 같은 높은 주파수에서의 구동이 가능한 스위칭 구동용 IC를 구성하여 실장하였다고 하여도, 이와 같은 높은 주파수로 스위칭 소자를 구동한 경우에는 전력 변환 효율이 현저하게 저하되기 때문에, 현실의 전원 회로로서 실용적이 되지 못한다.

이 때문에, 종래의 전원 회로에 있어서, 스위칭 주파수 제어 방식에 의한 안정화 동작만으로 와이드 레인지 대응을 실현하는 것은 매우 곤란하다고 되어 있다.

또한, 이 경우, 스위칭 주파수 제어 범위는 도 12에 도시한 전원 회로와 같이 2차측의 정류 회로로서 전파 센터탭 정류 회로를 구성하도록 한 경우에, 특히 광범위하게 되어 버리게 된다.

전파 센터탭 정류 회로로 한 경우, 2차 코일(N2)은 센터 탭되어, 2개의 2차 코일부(N2A, N2B)가 형성된다. 그리고, 이들 2개의 2차 코일부(N2A, N2B)에서, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 한쪽 극성의 반주기에서는 정류 전류는 2차 코일부(N2A), 정류 다이오드(Do1), 평활 콘덴서(Co), 2차 코일부(N2A)의 경로로 흐른 다. 또한, 상기 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서는 정류 전류는 2차 코일부(N2B), 정류 다이오드(Do2), 평활 콘덴서(Co), 2차 코일부(N2B)를 통하여 흐른다.

즉, 전파 센터탭 정류에 있어서, 2개의 2차 코일부로서는 한쪽의 반주기에서는 한쪽으로만 전류가 흐르고, 다른쪽으로는 흐르지 않는다는 상태로 된다.

이와 같은 전파 센터탭 정류 동작에 의하면, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 보빈에 대해 각각 권장된 2차 코일부(N2A)과 2차 코일부(N2B)의 사이에는 소요되는 정전 용량이 존재하는 것으로 된다.

이와 같이 선간(interwinding) 정전 용량이 존재하고 있음에 의해, 이 경우의 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측에서는 앞의 도 12에 도시된 바와 같이 하여, 등가적으로는 2차 코일(N2)에 대해 병렬로 콘덴서(Cp)(20)가 접속된 상태로 된다.

2차 코일(N2)에 대해 병렬로 콘덴서(Cp)(20)가 접속됨으로써, 이 경우는 2차측에서도 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스와 콘덴서(Cp)(20)의 커패시턴스에 의한, 병렬 공진 회로가 형성된 것으로 된다.

상기 콘덴서(Cp)(20)의 커패시턴스로서는 2차 코일(N2)로서 이용하는 리츠선의 선속과, 2차 코일(N2)이 권장되는 보빈의 창 면적으로 의해 결정되는 것이지만, 지금까지 기술한 각 조건으로 한 도 12의 회로에서는 대략 100㎊ 내지 500㎊ 정도와 미소한 것으로 되어 있다.

이와 같이 2차측에 있어서도 병렬 공진 회로가 형성됨으로써, 앞의 도 14에 도시한 바와 같은 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 정전압 특성으로서, 도 12의 회로의 경우의 실제로서는 다음의 도 15에 도시한 바와 같은 특성이 되어 버린다.

도 15에서, 우선, 상기한 바와 같이 2차측에 대해서도 병렬 공진 회로가 형성됨으로써, 1차측의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를 fo1으로 한 경우, 2차측의 병렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2p)가 존재하는 것으로 된다.

이와 같이 다른 공진점이 2개 존재하도록 됨으로써, 특히 Pomin시에 있어서의 특성 곡선으로서는 1차측의 공진 주파수(fo1)에 따라 피크와 2차측의 공진 주파수(fo2p)에 따른 피크의 2개의 피크를 갖는 도면과 같은 쌍봉 곡선이 얻어지게 된다.

이 경우, 콘덴서(Cp)(20)의 커패시턴스로서는 상기한 바와도 같이 비교적 미소하게 됨으로써, 중부하의 조건에서 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨이 비교적 낮아지는 경향으로 되어 있는 때는 2차측의 공진점은 표면화하지 않는 것으로 된다(Pomax시의 특성 곡선). 그러나, 경부하의 경향으로 되어, 무부하의 상태에 근접함에 의해서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 급격한 상승 경향으로 됨에 수반하여, 2차측의 공진점이 표면화하는 것과 같이, 도면중 Po=0시의 특성 곡선과 같은 쌍봉의 특성 곡선이 얻어지는 것이다.

이 쌍봉의 특성 곡선과, 앞의 도 14에서의 같은 Po=0W시의 특성 곡선을 비교하면, 도 15에 도시된 쌍봉 곡선의 쪽이, 단봉의 곡선으로 된 경우보다도, 무부하시의 스위칭 주파수가 보다 높아지는 경향으로 되는 것을 이해할 수 있다.

그리고, 이에 의하면, 각 도면의 △fs를 비교하여 알 수 있는 바와 같이, 도 15의 쌍봉으로 되는 쪽이 스위칭 주파수의 필요 제어 범위(△fs)가 보다 광범한 것이다.

도 16은 2차측의 정류 회로를 전파 센터탭 정류 회로로 한 도 12의 회로에서의, 부하 변동에 대한 스위칭 주파수(fs)의 변동 특성에 관해 도시한 도면이다.

이 특성도로부터, 상기 설명과 같이, 전파 센터탭 정류 회로로 한 경우는 부하 전력(Po)이 0W 부근일 때, 2차측의 공진점이 표면화함으로써 급격하게 스위칭 주파수가 상승하는 경향으로 된다.

실험에 의하면, Pomax=200W시, 스위칭 주파수(fs)=75.8kHz 정도에 대해, Pomin=0W시에는 스위칭 주파수(fs)=172.4kHz 정도까지 상승하여 버리는 것으로 되었다.

이와 같이 하여, 종래의 전원 회로가 구성으로서, 2차측에 전파 센터탭 정류 회로를 구성한 경우는 1차측과 2차측의 공진 회로에 의한 2개의 공진점이 존재함에 의한 필요 제어 범위(△fs)의 확대도 더하여저서, 더욱 필요 제어 범위(△fs)는 확대 경향으로 되어 버린다.

그리고, 이와 같이 필요 제어 범위(△fs)가 더욱 확대 경향으로 됨으로써, 와이드 레인지 대응의 실현은 거의 불가능하게 된다.

또한, 스위칭 주파수의 제어 범위가 광범위함에 의해서는 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 안정화의 고속 응답 특성이 저하된다는 문제도 생긴다.

전자 기기에 의해서는 예를 들면 최대 부하의 상태와 거의 무부하로 되는 상태와의 사이에서, 부하 조건이 순간적으로 전환되도록 하여 변동하는 동작을 수반하는 것이 있다. 이와 같은 부하 변동은 스위칭 부하라고 말하여진다. 이와 같은 기기에 탑재되는 전원 회로로서는 상기 스위칭 부하로 되는 부하 변동에도 대응하 여 2차측 직류 출력 전압이 적정하게 안정화되도록 할 필요가 있다.

그러나, 앞의 도 14, 도 15에서의 설명과 같이 스위칭 주파수의 제어 범위가 광범한 특성을 갖는 경우에는 상기 스위칭 부하와 같은 부하 변동에 대응하여, 2차측 직류 출력 전압을 소요 레벨로 하기 위한 스위칭 주파수에까지 가변시키기 위해서는 비교적 긴 시간을 필요로 하게 된다. 즉, 정전압 제어의 응답 특성으로서는 양호하지 않다는 결과가 얻어지게 된다.

특히 도 12에 도시한 전원 회로는 도 16에 도시한 바와 같이 하여, 정전압 제어에 따른 스위칭 주파수 특성으로서는 부하 전력(Po)=25W 정도 이하로부터 0W까지의 부하 범위에서, 스위칭 주파수가 크게 변화하는 것으로 되어 있고, 상기한 바와 같은 스위칭 부하에 대한 정전압 제어 응답성으로서는 불리하게 되어 있음을 알 수 있다.

또한, 새로운 문제점으로서, 앞의 도 12에 도시한 회로와 같이 2차측의 정류 회로를 전파 센터탭 정류로 한 경우는 특히 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 편자(偏磁)가 생긴다는 문제도 생긴다.

즉, 2차 코일부(N2A), 2차 코일부(N2B)로서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 보빈에 대해 어느 쪽으로부터 먼저 감는지에 의해, 한쪽의 코일부는 길고, 다른쪽은 짧아진다. 그리고, 이와 같은 코일 길이의 차로부터, 1차 코일(N1)과 2차 코일부(N2A), 1차 코일(N1)과 2차 코일부(N2B)에서의 결합 계수에도 차가 생긴다.

도 12의 회로의 실제로서, 1차 코일(N1)과 2차 코일부(N2A)와의 결합 계수는 k=0.86, 1차 코일(N1)과 2차 코일부(N2B)와의 결합 계수는 k=0.85로 되어 있다. 그 리고, 이로써 각 코일부에서의 누설 인덕턴스에도 차가 생기고, 이 결과로서, 앞의 도 13의 파형도와 같이, 정류 출력 전류(I2)로서는 각 반주기에서 피크 레벨이 다른 파형을 얻을 수 있게 된다.

이와 같이 각 반주기에서 정류 전류의 피크 레벨이 다르다는 것은 2차측의 각 정류 다이오드(Do1, Do2)에 흐르는 전류의 피크 레벨도 다르고, 결과로서 한쪽의 정류 다이오드로서는 쌍방의 다이오드에 균등한 피크 레벨에 의한 정류 전류가 흐르는 경우보다도, 내전류 레벨을 올려야 하게 된다. 따라서 그만큼, 균등한 정류 전류의 피크 레벨을 얻을 수 있는 경우보다도, 내전류 레벨이 높은 보다 고가의 부품을 선정할 필요가 나는 것으로, 이로써 전원 회로의 제조상의 비용 상승을 강요받게 된다.

또한, 상기한 바와 같이 하여 정류 전류의 피크 레벨이 다르게 됨에 의해서는 각 정류 다이오드(Do1, Do2)에서의 도통손에도 치우침이 생겨 버린다는 문제도 있다.

또한, 도 12에 도시한 전원 회로에 관해 실제로 실험을 행한 결과, 교류 입력 전압(VAC)=100V·부하 전력(Po)=200W시에서의 AC, DC 전력 변환 효율은 ηAC, DC=90.5％ 정도였다. 또한, 부하 전력(Po)=0W시에서의 교류 입력 전력(Pin)은 Pin=2.6W 정도로 되는 결과가 얻어졌다.

그래서, 본 발명에서는 상기하여 온 각종의 문제점을 감안하여, 스위칭 전원 회로로서 이하와 같이 구성하는 것으로 하였다.

본 발명에 따른 스위칭 전원 회로에 있어서, 직류 입력 전압이 입력되어 스 위칭을 행하는 스위칭 소자를 구비하는 스위칭 유닛과, 상기 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동 유닛과, 적어도, 상기 스위칭 유닛의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되고 2차 코일에서 교번 전압을 유기하는 1차 코일과, 상기 2차 코일이 권장되어 형성되는 절연 컨버터 트랜스포머와, 적어도 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 1차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 1차 코일에 직렬 접속되는 1차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되고 제 1의 공진 주파수를 갖고, 상기 스위칭 유닛의 동작을 전류 공진형으로 하는 1차측 직렬 공진 회로와, 적어도 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 2차 코일에 직렬 접속되는 2차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되어 제 2의 공진 주파수를 갖는 2차측 직렬 공진 회로와, 상기 2차 코일에서 얻어지는 교번 전압을 정류하고, 상기 정류된 전압을 2차측 평활 커패시터에 의해 평활화하여 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 2차측 정류 평활 유닛과, 상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동 유닛을 제어하여, 상기 스위칭 유닛의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 상기 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어 유닛을 구비하고, 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 코어의 소정 위치에 형성되는 갭 길이는, 상기 1차측 직렬 공진 회로와 상기 2차측 직렬 공진 회로를 가지고 형성되는 전자 결합형 공진 회로에 관한, 상기 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉 특성으로 되도록 설정된다.

상기 제 1의 공진 주파수와 상기 제 2의 공진 주파수는, 상기 1차측 직렬 공진 회로를 흐르는 1차측 직렬 공진 전류와 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차측을 흐르는 2차측 정류 전류에 소요되는 위상 어긋남을 발생시키도록 설정되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 직류 입력 전압을 얻기 위해, 교류 입력 전압을 정류 및 평활화하는 정류 평활 유닛를 포함하고, 상기 제 1의 공진 주파수와 상기 제 2의 공진 주파수는 적어도 교류 입력 전압이 100V시에서의 최대 부하 전력시에 있어서의 상기 1차측 직렬 공진 전류와 상기 2차측 정류 전류에 소요되는 위상 어긋남을 발생시키도록 하여 설정되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 스위칭 유닛은 2개의 스위칭 소자가 하프브리지 결합 방식에 의해 서로 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 스위칭 유닛은 4개의 스위칭 소자가 풀브리지 결합 방식에 의해 접속되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 교류 입력 전압의 레벨에 따라, 상기 정류 평활 유닛의 정류 동작을 전파 정류 동작과 배전압 정류 동작으로 전환하는 스위치-오버 유닛을 더 구비하는 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 2차측 정류 평활 유닛은 브리지 정류 회로를 구비하여 전파 정류 동작을 행하도록 구성된 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 2차측 정류 평활 유닛은, 상기 2차 코일에서 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서 상기 2차측 평활 커패시터 또는 상기 2차측 직렬 공진 커패시터를 충전하고, 상기 교번 전압 레벨의 2배의 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 이루어진 배압 정류 회로를 구비하 는 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 2차 코일은 탭에 의해 분할되고, 상기 분할된 2차측 코일의 단(end) 각각은 상기 2차측 직렬 공진 커패시터에 결합되고, 상기 2차측 정류 평활 유닛은, 상기 분할된 2차 코일에서 여기된 교번 전압의 각각의 반주기에서 상기 2차측 평활 커패시터 또는 상기 2차측 직렬 공진 커패시터를 충전하고, 상기 교번 전압 레벨의 2배의 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 이루어진 배압 전파 정류 회로를 구비하는 것을 특징으로 한다.

상기 스위칭 전원 회로에 있어서, 상기 2차 코일의 한쪽 단(end)은 상기 2차측 직렬 공진 커패시터에 결합되고, 상기 2차측 정류 평활 유닛은, 상기 2차 코일에서 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서 상기 2차측 평활 커패시터 또는 상기 2차측 직렬 공진 커패시터를 충전하고, 상기 2차 코일에서 여기된 교번 전압 레벨의 4배의 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 이루어진 4배압 정류 회로를 구비하는 것을 특징으로 한다.

상기 구성에 의하면, 1차측의 스위칭 동작을 전류 공진형으로 하는 1차측 직렬 공진 회로가 형성된 스위칭 컨버터의 구성을 채택하고 나서, 2차측에 대해서도 직렬 공진 회로가 마련된다. 이와 같은 구성을 채택함으로써, 본 발명의 스위칭 전원 회로로서는 절연 컨버터 트랜스의 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성하는 것으로 된다. 게다가, 상기 결합형 공진 회로에 대한 입력인 스위칭 주파수의 주파수 신호(스위칭 출력)에 대한 출력 특성으로서, 가파른 단봉 특성이 얻어지는 결합 계수를 얻어지도록 하여, 절연 컨버터 트랜스의 코어의 소정 위치에 형성되는 갭 길이가 설정되어 있다. 이 결과, 1차측에만 직렬 공진 회로를 형성한 경우보다도, 정전압 제어에 필요로 하는 스위칭 주파수의 가변 범위(필요 제어 범위)을 축소할 수 있다.

또한, 제 1의 공진 주파수와 제 2의 공진 주파수가 상기한 바와 같이 하여 설정됨으로써, 최대 교류 입력 전압 레벨측(AC 200V계일 때)에서의 1차측 직렬 공진 전류의 피크 레벨의 저감이 도모되고, 이로써 특히 최대 교류 입력 전압 레벨측에서의 전력 변환 효율의 향상이 도모된다.

상기한 바와 같은 본 발명에 의하면, 정전압 제어에 필요한 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요 제어 범위)를 유효하게 축소할 수 있기 때문에, 스위칭 주파수 제어 방식에 의한 안정화 동작만에 의한 와이드 레인지 대응의 전원 회로가 실현 가능해진다.

또한, 스위칭 주파수의 제어 범위의 축소화가 도모됨으로써, 정전압 제어의 응답성의 향상이 도모되고, 2차측 직류 출력 전압에 관해 보다 적정하게 안정화를 도모할 수 있다.

나아가서는 상기한 제 1의 공진 주파수와 제 2의 공진 주파수의 설정에 의해, 1차측 직렬 공진 전류와 2차 코일 전류에 위상 어긋남이 생겨지도록 설정됨으로써, 최대 교류 입력 전압 레벨측에서의 1차측 직렬 공진 전류의 레벨이 억제되고, 특히 최대 교류 입력 전압 레벨측에서의 전력 변환 효율의 향상이 도모된다.

이하, 본 발명을 실시하기 위한 최선의 형태(실시예라고도 한다)로서의 스위 칭 전원 회로에 관해 설명하여 간다.

도 1은 제 1의 실시예로서의 스위칭 전원 회로의 구성예를 도시한 회로도이다.

이 도면에 도시한 전원 회로로서는 그 기본 구성으로 하고, 하프브리지 결합 방식에 의한 타려식의 전류 공진형 컨버터에 대해, 부분 전압 공진 회로가 조합된 구성을 채택한다.

이 전류 공진형 컨버터에 있어서, 우선 상용 교류 전원(AC)에 대해서는 도시한 필터 콘덴서(CL, CL), 및 커먼 모드 초크 코일(CMC)에 의한, 커먼 모드 노이즈 필터가 형성되어 있다.

상기 노이즈 필터의 후단이 되는 상용 교류 전원(AC)에 대해서는 브리지 정류 회로(Di) 및 1개의 평활 콘덴서(Ci)로 이루어지는 전파 정류 평활 회로가 접속된다.

이 전파 정류 평활 회로가 상용 교류 전원(AC)을 입력하여 전파 정류 동작을 행함에 의해, 평활 콘덴서(Ci)의 양단에는 정류 평활 전압(Ei)(직류 입력 전압)이 얻어진다. 이 경우의 정류 평활 전압(Ei)은 교류 입력 전압(VAC)의 등배에 대응하는 레벨로 된다.

상기 직류 입력 전압을 입력하여 스위칭(단속)하는 전류 공진형 컨버터로서는 도시한 바와 같이 하여, MOS-FET에 의한 2개의 스위칭 소자(Q1, Q2)를 하프브리지 결합에 의해 접속한 스위칭 회로를 구비한다. 스위칭 소자(Q1, Q2)의 각 드레인-소스 사이에 대해서는 댐퍼 다이오드(DD1, DD2)가 병렬로 접속된다. 댐퍼 다이오 드(DD1)의 애노드, 캐소드는 각각 스위칭 소자(Q1)의 소스, 드레인과 접속된다. 마찬가지로 하여, 댐퍼 다이오드(DD2)의 애노드, 캐소드는 각각 스위칭 소자(Q2)의 소스, 드레인과 접속된다. 댐퍼 다이오드(DD1, DD2)는 각각 스위칭 소자(Q1, Q2)가 구비하는 보디 다이오드로 된다.

또한, 스위칭 소자(Q2)의 드레인-소스 사이에 대해서는 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp)가 병렬로 접속된다. 적어도, 상기 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp)의 커패시턴스와 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)에 의해서는 병렬 공진 회로(부분 전압 공진 회로)를 형성한다. 그리고, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 턴오프시에만 전압 공진하는 부분 전압 공진 동작이 얻어지도록 되어 있다.

또한, 스위칭 소자(Q1, Q2)를 스위칭 구동하기 위해, 발진·드라이브 회로(2)가 마련된다. 이 발진·드라이브 회로(2)는 발진 회로, 구동 회로를 갖고 있고, 예를 들면 이 경우에는 범용의 IC를 이용할 수 있다. 발진·드라이브 회로(2)의 발진 회로는 소요 주파수의 발진 신호를 발생시키고, 구동 회로는 상기 발진 신호를 이용하여 MOS-FET를 스위칭 구동하기 위한 게이트 전압인 스위칭 구동 신호를 생성하여, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 게이트에 인가하도록 된다. 이로써, 스위칭 소자(Q1, Q2)는 스위칭 구동 신호의 주기에 따른 스위칭 주파수에 따라, 교대로 되는 타이밍에서 연속적으로 온/오프하도록 하여 스위칭 동작을 행한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력을 2차측으로 전송하기 위해 마련된다.

이 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1)의 한쪽의 단부는 1차측 직렬 공 진 콘덴서(C1)의 직렬 접속을 통하여, 스위칭 소자(Q1)의 소스와 스위칭 소자(Q2)의 드레인과의 접속점(스위칭 출력점)에 접속됨으로써, 스위칭 출력이 전달되도록 되어 있다. 또한, 1차 코일(N1)의 다른쪽의 단부는 1차측 어스와 접속된다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)는 다음의 도 2의 단면도에 도시한 바와 같은 구조로 된다.

도 2에 도시된 바와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 페라이트재에 의한 E형 코어(CR1, CR2)를 서로의 자각이 마주보도록 조합시킨 EE형 코어(EE자형 코어)를 구비한다.

또한, 1차측과 2차측의 권장부에 관해 서로 독립하도록 하여 분할한 형상에 의해, 예를 들면 수지 등에 의해 형성되는 보빈(B)이 구비된다. 이 보빈(B)의 한쪽의 권장부에 대해 1차측 코일(1차 코일(N1))을 권장한다. 또한, 다른쪽의 권장부에 대해 2차측 코일(2차 코일(N2))을 권장한다. 이와 같이 하여 1차측 코일 및 2차측 코일이 권장된 보빈(B)을 상기 EE형 코어(CR1, CR2)에 부착함으로써, 1차측 코일 및 2차측 코일이 각각 다른 권장 영역에 의해, EE형 코어의 내자각에 권장되는 상태로 된다. 이와 같이 하여 절연 컨버터 트랜스(PIT) 전체로서의 구조가 얻어진다. 게다가, EE형 코어의 내자각에 대해서는 도면과 같이 하여 갭(G)을 형성한다. 이 경우의 갭(G)으로서는 예를 들면 갭 길이 2.0㎜ 정도를 설정하고, 1차측과 2차측과의 결합 계수(k)로서는 예를 들면 k=0.80 정도 이하에 의한 소결합의 상태를 얻도록 하고 있다. 또한, 실제의 결합 계수(k)로서는 갭 길이=2.0㎜ 정도를 설정하여 k=0.735를 설정하였다. 또한, 갭(G)은 E형 코어(CR1, CR2)의 내자각을 2개의 외자 각보다도 단축함으로써 형성할 수 있다.

도 12에 도시한 전원 회로를 위시하여, 종래의 전류 공진형 컨버터를 구비한 전원 회로에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 코어에 형성하는 갭으로서, 앞서도 기술한 바와 같이 예를 들면 1.0㎜ 정도를 설정함으로써, 결합 계수(k)로서 k=0.8 내지 0.9 정도를 얻도록 되어 있다.

즉, 본 실시예에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측의 결합도에 관해, 종래의 구성보다도 더욱 낮은 상태를 설정하고 있는 것이다.

도 1로 설명을 되돌리면, 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 도 2에 의해 설명한 구조에 의해 1차 코일(N1)에 소정의 리키지 인덕턴스(L1)를 발생시킨다. 또한, 앞서 설명한 바와 같이, 1차 코일(N1)과 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)는 직렬로 접속되어 있다. 따라서, 상기 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)와 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)의 커패시턴스에 의해 직렬 공진 회로(1차측 직렬 공진 회로)가 형성되게 된다.

상기 1차측 직렬 공진 회로는 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력점에 대해 접속되어 있고, 따라서 스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 출력은 1차측 직렬 공진 회로에 전달되게 된다. 1차측 직렬 공진 회로에서는 전달된 스위칭 출력에 의해 공진 동작을 행함으로써, 1차측 스위칭 컨버터의 동작을 전류 공진형으로 한다.

지금까지의 설명에 의하면, 이 도면에 도시한 1차측 스위칭 컨버터로서는 1차측 직렬 공진 회로(L1-C1)에 의한 전류 공진형으로서의 동작과, 전술한 1차측 부분 전압 공진 회로(Cp//L1)에 의한 부분 전압 공진 동작이 얻어지게 된다.

즉, 이 도면에 도시한 전원 회로의 1차측에서는 1차측 스위칭 컨버터를 공진형으로 하기 위한 공진 회로에 대해, 다른 공진 회로가 조합된 구성을 채택하고 있다. 여기서는 이와 같이 2개의 공진 회로가 조합되어 이루어지는 스위칭 컨버터를, 「복합 공진형 컨버터」라고도 말하기로 한다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에는 1차 코일(N1)에 전달된 스위칭 출력에 따른 교번 전압이 여기(유기)된다.

상기 2차 코일(N2)에 대해서는 도시한 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의한 브리지 정류 회로와, 평활 콘덴서(Co)로 이루어지는 전파 정류 회로를 마련하도록 하고 있다.

그리고, 본 실시예로서는 상기 전파 정류 회로에서, 상기 2차 코일(N2)에 대해 직렬로, 도시한 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)를 접속하는 것으로 하고 있다. 즉, 이 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)의 커패시턴스와, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)에 의해, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측에서도 직렬 공진 회로가 형성되어 있는 것이다.

이 경우의 2차측의 구체적인 구성으로서는 우선 2차 코일(N2)의 한쪽의 단부에 대해, 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)의 직렬 접속을 통하여, 정류 다이오드(Do1)의 애노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드의 접속점을 접속하고 있다. 또한, 2차 코일(N2)의 다른쪽의 단부를, 정류 다이오드(Do3)의 애노드와 정류 다이오드(Do4)의 캐소드의 접속점에 대해 접속하고 있다.

또한, 정류 다이오드(Do2)의 애노드와 정류 다이오드(Do4)의 애노드의 접속 점은 2차측 어스에 접속하고, 정류 다이오드(Do1)의 캐소드와 정류 다이오드(Do3)의 캐소드의 접속점을 평활 콘덴서(Co)의 정극 단자와 접속하고 있다. 그리고, 평활 콘덴서(Co)의 부극 단자측을 2차측 어스에 접지하고 있다.

상기 접속 형태에 의하면, 2차 코일(N2)에 생기는 교번 전압의 한쪽의 반주기에서는 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do4)의 조(組)가 정류 동작을 행함으로써, 평활 콘덴서(Co)에의 충전이 행하여진다. 또한, 2차 코일(N2)에 생기는 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서는 정류 다이오드(Do2)와 정류 다이오드(Do3)의 조에 의한 정류 동작에 의해 평활 콘덴서(Co)에의 충전이 행하여진다.

이들 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의한 전파 정류 동작에 의해, 평활 콘덴서(Co)의 양단에는 2차 코일(N2)에 여기된 교번 전압 레벨에 따른 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어진다. 이 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 도시하지 않은 부하측에 공급됨과 함께, 후술하는 제어 회로(1)를 위한 검출 전압으로서도 분기되어 입력된다.

그리고, 이 경우는 상기한 바와 같이 2차측에 형성된 직렬 공진 회로에 의해, 이와 같은 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의한 2차측의 정류 동작이 전류 공진형으로 된다.

제어 회로(1)는 상기 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨 변화에 응한 검출 출력을 발진·드라이브 회로(2)에 공급한다. 발진·드라이브 회로(2)에서는 입력된 제어 회로(1)의 검출 출력에 응하여 스위칭 주파수가 가변되도록 하여 스위칭 소자(Q1, Q2)를 구동 제어한다. 이를 위해서는 내부의 발진 회로에 의해 생성하는 발진 신호의 주파수를 가변하게 된다.

스위칭 소자(Q1, Q2)의 스위칭 주파수가 가변됨으로써, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 임피던스가 변화하고, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측에서 2차측으로 전송되는 전력량이 변화하지만, 이로써 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 안정화시키도록 동작한다.

상세는 후술하지만, 본 실시예의 전원 회로에 있어서의 스위칭 주파수 제어 방식으로서는 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)보다도 높은 주파수 범위를 스위칭 주파수의 가변 범위로서 설정하고 있다. 즉, 이른바 어퍼 사이드 제어의 방식을 채택한다.

일반적인 것으로서, 직렬 공진 회로는 공진 주파수에서 가장 공진 임피던스가 낮아진다. 이 때문에, 본 실시예와 같이 하여 직렬 공진 회로의 공진 주파수에 의거한 어퍼 사이드 제어 방식을 채택하는 경우에는 스위칭 주파수(fs)가 높아져 감에 따라, 공진 임피던스를 높이는 것으로 된다.

따라서, 예를 들면 중부하의 경향으로 되어 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 저하되는 것에 따라서는 상기 스위칭 주파수를 낮게 하도록 제어하는 것으로 된다. 이것은 공진 임피던스를 낮게 하는 것으로 되고, 1차측으로부터 2차측으로의 전력 전송량이 증가하는 것으로 되기 때문에 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 상승한다.

이에 대해, 경부하의 경향으로 되어 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 상승하는 것에 따라서는 상기 스위칭 주파수를 높히도록 제어한다. 이로써, 공진 임피던스는 높아져 상기 전력 전송량이 저감하기 때문에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)은 저하된 다. 이와 같이 하여, 스위칭 주파수가 가변됨에 의해, 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 안정화되게 된다.

그런데, 도 1에 도시한 전원 회로로서는 AC 100V계와 AC 200V계와의 쌍방의 입력에 대응하여 동작 가능한, 와이드 레인지 대응의 구성을 채택하는 것이다.

도 1에 도시한 전원 회로에서는 앞서도 설명한 바와 같이, 1차측과 2차측의 쌍방에 직렬 공진 회로를 마련한 것으로 하고, 게다가 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서의 결합 계수(k)를 종래보다도 낮은 값으로 설정하는 것으로 하고 있다.

이와 같은 구성에 의해, 와이드 레인지 대응을 실현하는 것이나, 이에 관해, 다음의 도 4 내지 도 6을 참조하여 설명하여 간다.

도 4의 회로도는 도 1에 도시한 본 실시예의 전원 회로에 관해, 1차측 직렬 공진 회로와 2차측 직렬 공진 회로와의 관계에 의해 본 경우의 등가 회로를 도시하고 있다. 또한, 이 등가 회로도에 있어서, 도 1과 동일 부분에는 동일 부호를 붙이고 있다.

이 도면에서는 1：ｎ의 코일비로 이루어지는 소정 권수의 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)을 권장한 절연 컨버터 트랜스(PIT)가 도시되어 있다. 또한, 이 도면에서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서의 1차측과 2차측과의 결합도를 결합 계수(k)에 의해 나타내고 있다.

이 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측에서, L1l, L1e는 각각, 1차 코일(N1)의 리키지(누설) 인덕턴스, 1차 코일(N1)의 여자 인덕턴스를 나타낸다. 또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측의 L2l, L2e는 각각 2차 코일(N2)의 리키지(누설) 인덕턴 스, 2차 코일(N2)의 여자 인덕턴스를 나타낸다.

이 도 4에 도시한 등가 회로도에 있어서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측에서는 스위칭 주파수(fs)에 의한 교류(주파수 신호)가 입력되어 있다. 즉, 1차측 스위칭 컨버터(스위칭 소자(Q1, Q2))의 스위칭 출력이 입력으로 되어 있다.

그리고, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측에서는 이 스위칭 주파수(fs)에 의한 교류의 입력을, 1차측 직렬 공진 회로에 공급하는 것으로 된다. 이 1차측 직렬 공진 회로는 도시한 바와 같이 하여, 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)-리키지 인덕턴스(L1l)를 1차 코일(N1)에 대해 직렬로 접속함과 함께, 여자 인덕턴스(L1e)를 1차 코일(N1)에 대해 병렬로 접속한 것으로서 볼 수 있다.

또한, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차측 직렬 공진 회로로서도, 마찬가지로, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)-리키지 인덕턴스(L2l)를 2차 코일(N2)에 대해 직렬로 접속함과 함께, 여자 인덕턴스(L2e)를 2차 코일(N2)에 대해 병렬로 접속한 것으로서 볼 수 있다. 또한, 이 도면에서는 상기한 바와 같이 하여 형성된 2차측 직렬 공진 회로의 출력을 부하(RL)에 출력하는 것으로 하고 있다. 여기서의 부하(RL)는 2차측 전파 정류 회로 이후의 회로 및 부하로 된다.

상기한 접속 양태가 되는 도 4의 등가 회로에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수를 k, 1차 코일(N1)의 자기 인덕턴스를 L1이라고 하면, 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1l)에 관해

L1l=(1-k²)L1 … (식 1)

에 의해 표시할 수 있다.

또한, 1차 코일(N1)의 여자 인덕턴스(L1e)에 관해서는,

L1e=k²×L1 … (식 2)

에 의해 표시할 수 있다.

마찬가지로 하여, 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2l), 여자 인덕턴스(L2e)에 관해서는 1차 코일(N2)의 자기 인덕턴스를 L2라고 하면, 각각,

L2l=(1-k²)L2 … (식 3)

L2e=k²×L2 … (식 4)

에 의해 표시된다.

여기서, 도 4에 도시한 등가 회로에서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 전자 유도를 통하여, 1차측에 1차측 직렬 공진 회로를 구비하고, 2차측에 2차측 직렬 공진 회로를 구비하고 있는 것이 나타나 있다. 따라서, 이 도면에 도시한 회로는 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로를 형성하고 있는 것으로 볼 수 있다. 이 때문에, 도 1에 도시한 전원 회로에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관한 정전압 제어 특성은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합도(결합 계수(k))에 응하여 다른 것으로 된다. 이 점에 관해, 다음의 도 5를 참조하여 설명한다.

도 5는 도 4의 등가 회로에 관한, 입력(스위칭 주파수 신호)에 대한 출력 특성을 도시하고 있다. 즉, 2차측 직류 출력 전압(Eo1)에 관한 제어 특성을 스위칭 주파수(fs)와의 관계에 의해 나타내고 있다.

또한, 이 도면에는 스위칭 주파수를 횡축에 취하고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 종축에 취하고 있다.

또한, 이 도면에는 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)를 중복하여 나타내고 있지만, 이것은 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)의 설정치에 관계 없이 같은 특성이 얻어지는 것을 나타내고 있는 것이다.

여기서, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합도에 관해, 결합 계수(k)=1이 되는 밀결합이 되는 상태를 설정하였다고 한다. 그러면, 이 경우의 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1l), 및 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스(L2l)는 각각 상기 (식 1), (식 3)에 대해 k=1을 대입함으로써,

L1l=L2l=0 … (식 5)

으로서 표시되게 된다. 즉, 절연 컨버터 트랜스(PIT)가 밀결합이기 때문에, 1차 코일(N1) 및 2차 코일(N2)의 리키지 인덕턴스는 존재하지 않는 상태인 것이 나타난다.

이와 같이 하여, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측이 밀결합이 되는 상태에서의 정전압 제어 특성으로서는 도 5의 특성 곡선 1로서 도시한 바와 같이, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)는 다른 주파수(f1, f2)에서 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 피크로 되는 이른바 쌍봉 특성으로 된다.

여기서, 주파수(f1)는,

[수식 1]

로 표시되고,

주파수 f2는,

[수식 2]

로 표시된다.

또한, 상기 (수 1) (수 2)에서의 항의 하나인 fo는 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)의 중간에 존재하는 중간 공진 주파수이고, 1차측의 임피던스와 2차측의 임피던스와, 1차측과 2차측에서 공통이 되는 임피던스(상호 결합 인덕턴스(M))에 의해 결정되는 주파수이다.

또한, 상호 결합 인덕턴스(M)에 관해서는,

[수식 3]

에 의해 표시된다.

또한, 상기한 결합 계수(k)에 관해, k=1의 상태로부터 서서히 작게 하고 있다고 하는 즉, 밀결합의 상태로부터 서서히 소결합의 정도를 높게 하고 있다고 하면, 도 5에 도시된 특성 곡선 1은 쌍봉의 경향이 서서히 희박하게 되어, 중간 공진 주파수(fo) 부근에서 평탄화하여 가는 변화를 나타낸다. 그리고, 어떤 결합 계수(k)까지 저하된 단계에서, 이른바 임계 결합의 상태로 된다. 이 임계 결합의 상태에서는 특성 곡선 2로서 도시한 바와 같이, 쌍봉 특성으로서의 경향이 아니게 되어 있고, 중간 공진 주파수(fo)를 중심으로 하여 곡선 형상이 평탄하게 되는 특성으로 된다.

그리고, 또한, 상기 임계 결합의 상태로부터 결합 계수(k)를 작게 하여, 소결합의 상태를 강화하고 있다고 하면, 도 5의 특성 곡선 3으로 도시한 바와 같이, 중간 주파수(fo)에서만 피크가 되는 단봉 특성이 얻어진다. 또한, 이 특성 곡선 3과, 특성 곡선 1, 2를 비교하여 보면, 특성 곡선 3은 피크 레벨 그 자체는 특성 곡선 1, 2보다 저하되는 것이지만, 그 2차 함수적인 곡선 형상으로서, 보다 가파른 경사를 갖고 있음을 알 수 있다.

본 실시예의 절연 컨버터 트랜스(PIT)는 결합 계수(k)<0.8 정도로 되는 소결합의 상태가 설정되어 있다. 이 결합 계수(k)의 설정에서는 상기 특성 곡선 3으로서 도시된 단봉 특성에 의한 동작으로 된다.

여기서, 상기 도 5에 도시한 단봉 특성과, 우선 도 14에 도시한 종래의 복합 공진형 컨버터의 정전압 제어 특성을 실제로 비교하여 보면, 도 5에 대해 도 14에 도시한 특성은 2차 함수적으로는 매우 완만한 경사로 된다.

종래의 전원 회로에서는 상기한 바와 같이 하여 도 14에 도시한 특성이 곡선적으로 완만하기 때문에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해 정전압 제어를 행하기 위한 스위칭 주파수의 필요 제어 범위는 예를 들면 단레인지 대응의 조건 하에서 도, fs=80kHz 정도 내지 200kHz 정도 이상으로 △fs=100kHz 정도 이상으로 된다.

이 때문에, 스위칭 주파수 제어에 의한 정전압 제어만에 의해, 와이드 레인지 대응으로 하는 것이 매우 곤란한 것은 앞서 설명한 바와 같다.

이에 대해, 본 실시예의 정전압 제어 특성으로서는 도 5의 특성 곡선 3에 의해 나타나는 단봉 특성인 것으로서, 정전압 제어 동작으로서는 도 6에 도시한 것으로 된다.

도 6에 있어서는 도 1에 도시한 본 실시예의 전원 회로에 대한, 교류 입력 전압(VAC)=100V시(AC 100V계)에 있어서의 최대 부하 전력(Pomax)시, 최소 부하 전력(Pomin)시의 각 특성 곡선(A, B)과, 교류 입력 전압(VAC)=230V시(AC 200V계)에 있어서의 최대 부하 전력(Pomax)시, 최소 부하 전력(Pomin)시의 각 특성 곡선(C, D)의, 4개의 특성 곡선이 도시되어 있다.

도 6에서 알 수 있는 바와 같이, 우선, AC 100V계의 입력에 대응하는 교류 입력 전압(VAC)=100V시에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 소요 레벨(tg)로 정전압화하기 위해 필요하게 되는 스위칭 주파수의 가변 제어 범위필요 제어 범위)는 △fs1로 나타나게 된다. 즉, 특성 곡선(A)에서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)로부터, 특성 곡선(B)에서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)까지의 주파수 범위로 된다.

또한, AC 200V계의 입력에 대응하는 교류 입력 전압(VAC)=230V시에, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 소요 레벨(tg)로 정전압화하기 위해 필요하게 되는 스위칭 주파수의 가변 제어 범위(필요 제어 범위)는 △fs2로 나타난다. 즉, 특성 곡선(C) 에서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)로부터, 특성 곡선(D)에서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs)까지의 주파수 범위로 된다.

전술한 바와 같이, 본 실시예에서의 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 제어 특성인 단봉 특성은 앞서 도 14에 도시된 제어 특성과 비교하여, 2차 함수 곡선적으로 상당히 가파르다.

이 때문에, 상기한 교류 입력 전압(VAC)=100V시, VAC=230V시의 각 필요 제어 범위가 되는 △fs1, △fs2는 도 14에 도시된 △fs와 비교하여 상당히 축소된 것으로 되어 있다. 예를 들면, 실제로 측정한 △fs1, △fs2로서는 도 14에 도시된 △fs의 실제에 대해 1/10 이하 정도까지 축소된다는 결과가 얻어진다.

게다가, △fs1에서의 최저 스위칭 주파수 특성 곡선(A)에서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs))로부터, △fs2에서의 최고 스위칭 주파수 특성 곡선(A)에서 레벨(tg)로 되는 스위칭 주파수(fs))까지의 주파수 가변 범위△fsA)로서도, 상응하여 좁은 것으로 되어 있다.

여기서, 도 1에 도시한 본 실시예의 전원 회로에서의 실제의 주파수 가변 범위(△fsA)는 현재상태에 있어서의 스위칭 구동용 IC발진·드라이브 회로(2))가 대응하는 스위칭 주파수의 가변 범위 내에 충분히 수습되는 것으로 되어 있다. 즉, 도 1에 도시한 전원 회로에서는 스위칭 주파수에 관해, 현실로 주파수 가변 범위(△fsA)에서 가변 제어하는 것이 가능하게 되어 있다. 그리고, 이것은 도 1에 도시한 전원 회로가, AC 100V계와 AC 200V계의 어느 상용 교류 전원 입력에도 대응하여, 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 안정화 가능한 것을 의미한다. 즉, 도 1에 도시한 전원 회로는 스위칭 주파수 제어만에 의해, 와이드 레인지 대응을 가능하게 하고 있다.

덧붙여서, 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로는 예를 들면 중간 주파 트랜스 증폭기 등과 같이 하여, 통신 기술에서 트랜지스터에 의한 증폭 회로의 증폭 대역폭을 확대하기 위한 수법으로서 이미 알려지고는 있다. 그러나, 이와 같은 분야에서는 밀결합으로의 쌍봉 특성, 또는 임계 결합으로의 평탄 특성을 이용하고 있는 것이고, 소결합으로의 단봉 특성은 이용되고는 있지 않다. 본 실시예에서는 이와 같은 전자 결합에 의한 결합형 공진 회로의 기술에 있어서, 통신 기술의 분야에서는 채용되지 않았던 소결합에서의 단봉 특성을, 공진형 스위칭 컨버터의 분야에서 적극적으로 이용하고 있는 것이라고 말할 수 있다. 이로써, 상기한 바와 같이 하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)을 안정화하기 위해 필요한 스위칭 주파수의 가변 범위(필요 제어 범위)를 축소하고, 스위칭 주파수 제어에서의 정전압 제어만에 의한 와이드 레인지 대응을 가능하게 하는 것이다.

또한, 일반적으로 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측 사이의 소결합의 정도를 높게 하여 감에 따라서는 절연 컨버터 트랜스(PIT)에서의 전력 손실이 증가하는 경향으로 되고, 전력 변환 효율도 그만큼 저하되어 가게 된다. 그러나, 본 실시예로서는 후술하는 바와 같이 하여, 실용상 충분한 전력 변환 효율의 특성을 얻고 있다. 이것은 2차측에 대해서도 직렬 공진 회로(2차측 직렬 공진 회로)를 형성하도록 함에 의한다.

즉, 2차측 직렬 공진 회로를 구비함으로써, 그 공진 동작에 의해 얻어지는 에너지의 증가분을 포함하여 2차측 직류 출력 전압(Eo)으로서의 전력을 공급 가능하게 되는 것이고, 소결합으로 됨에 의한 효율의 저하를 보상하고 있는 것이다.

여기서, 확인을 위해 기술하여 두면, 본 실시예와 같이 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)를 마련하여 2차측에도 직렬 공진 회로를 구성하는 경우에는 2차측의 정류 동작을 공진형으로 하기 위해, 2차 코일(N2) 전체에서 각 반주기에 코일 전류가 흐르도록 되어 있을 필요가 있다. 이 때문에, 이 경우의 2차측의 정류 회로로서는 반파 정류 회로, 및 전파 센터탭 정류 회로 이외의 구성이 채택되는 것이 필수로 된다. 그래서 도 1에 도시한 전원 회로에서는 2차측의 정류 회로로서 브리지 정류 회로에 의한 전파 정류 회로를 구비하도록 하고 있는 것이다.

이와 같은 사정으로부터, 실시예의 와이드 레인지 대응의 구성을 채택하는 경우에는 2차측의 정류 회로로서 종래의 도 12에 도시한 바와 같은 전파 센터탭 정류 회로가 채용될 수 있는 것이 아니고, 따라서 이 점에서 스위칭 주파수 제어에 의한 와이드 레인지 대응의 실현이 불가능하게 되는 일은 없다.

도 3은 도 1에 도시한 전원 회로의 주요부의 동작 파형을 도시한 파형도이다.

또한, 이 도면에서, 도 3(a)에서는 교류 입력 전압(VAC)=100V시의 동작 파형을 도시하고, 도 3(b)에서는 교류 입력 전압(VAC)=230V시의 동작 파형을 도시하고 있다. 또한, 더욱이 도 3(a) (b)의 각 도면에서는 각각 부하 전력(Po)=200W시와 Po=0W시의 동작 파형을 도시하고 있다.

또한, 부하 전력(Po)=200W, 부하 전력(Po)=0W는 각각 실시예의 전원 회로에 서의 최대 부하 전력(Pomax), 최소 부하 전력(Pomin)이다.

또한, 도 3에 도시된 실험 결과는 도 1의 회로의 주요부에 관해 이하와 같이 선정한 경우의 것이다.

·절연 컨버터 트랜스(PIT) … 갭(G)=2.0㎜, 1차 코일(N1)=30T, 2차 코일(N2)=26T, 결합 계수(k)=0.735,

·1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)=0.039㎌

·2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)=0.027㎌

또한, 상기 1차 코일(N1)과 2차 코일(N2)의 권수와, 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)의 커패시턴스의 설정에 의해, 이 경우는 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)=60kHz 정도, 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)=84kHz 정도를 설정하였다.

또한, 이 경우, 상기 각 부의 선정에 의해, 2차 코일(N2)의 1턴당의 유기 전압 레벨은 5V/T를 설정하였다.

우선, 도 3에서, 구형파 형상의 전압(V1)은 스위칭 소자(Q2)의 양단 전압이고, 스위칭 소자(Q2)의 온/오프 타이밍을 나타낸다. 이 전압(V1)은 스위칭 소자(Q2)가 도통하여 온으로 되는 온 기간에서는 0레벨로 되고, 비도통으로 되는 오프 기간에서는 정류 평활 전압(Ei)의 레벨로 클램프되는 파형으로 된다.

스위칭 소자(Q2)의 온 기간에서는 스위칭 소자(Q2) 및 클램프 다이오드(DD2)로 이루어지는 스위칭 회로계에는 도시한 파형에 의한 스위칭 전류(IQ2)가 흐른다. 또한, 스위칭 전류(IQ2)는 스위칭 소자(Q2)의 오프 기간에서는 0레벨로 된다.

또한, 도시하지 않지만, 다른쪽의 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압, 및 스위칭 회로(Q1, DD1)에 흐르는 스위칭 전류로서는 상기 전압(V1), 및 스위칭 전류(IQ2)를 180° 이상을 시프트한 파형으로서 얻어진다. 즉, 스위칭 소자(Q1)와 스위칭 소자(Q2)는 교대로 온/오프하도록 하여 같은 주기 타이밍에 스위칭 동작을 행한다.

또한, 1차측 직렬 공진 회로(L1-C1)를 흐르는 1차측 직렬 공진 전류(Io)(도시 생략)로서는 이들의 스위칭 회로(Q1, DD1) (Q2, DD2)에 흐르는 스위칭 전류가 합성된 성분으로서 흐른다.

또한, 도 3(a)에 도시된 교류 입력 전압(VAC)=100V시에, 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨로서는 부하 전력(Pomax)=200W시에는 6.0Ap 정도, 부하 전력(Pomin)=0W시에는 3.5Ap 정도로 된다.

또한, 도 3(b)에 도시된 교류 입력 전압(VAC)=230V시의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨은 부하 전력(Pomax)=200W시에는 2.6Ap 정도, 부하 전력(Pomin)=0W시에는 2.4Ap 정도로 되는 결과가 얻어졌다.

그리고, 상기한 전압(V1) 및 스위칭 전류(IQ2)에 의해 나타나는 1차측의 동작이 얻어짐으로써, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에는 도시한 파형에 의한 교번 전압(V2)이 여기된다. 이 교번 전압(V2)은 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨로 클램프되는 파형이 얻어진다.

또한, 이와 같은 파형에 의한 교번 전압(V2)이 얻어짐으로써, 2차측의 브리지 정류 회로에서, 상기 교번 전압(V2)이 정극성으로 되는 반주기에는 정류 다이오드(Do1, Do4)의 조가 도통하여 평활 콘덴서(Co)에 정류 전류를 충전한 동작이 얻어 진다. 또한, 교번 전압(V2)이 부극성으로 되는 반주기에는 정류 다이오드(Do2, Do3)의 조가 도통하여 평활 콘덴서(Co)에 정류 전류를 충전한다.

이와 같은 동작이 행하여짐으로써, 2차측의 정류 전류 경로를 흐르는 2차측 정류 전류(I2)로서는 도면과 같이 교번 전압(V2)이 정극성의 피크 레벨로 되는 기간에는 정극성에 의해 흐르고, 부극성으로 되는 기간에는 마찬가지로 부극성에 의해 흐르는 파형이 얻어진다(각 도면 Pomax시 참조). 또한, 이 2차측 정류 전류(I2)는 Pomin=0W시에는 0레벨로 된다.

여기서, 이들 도 3(a) 과 도 3(b)의 비교로부터, 도 3(b)에 도시된 교류 입력 전압(VAC)=230V, Pomax=200W시의 파형도에서는 1차측의 스위칭 전류(IQ2)의 도통 기간 내로 2차측 정류 전류(I2)의 도통 기간이 수습되어 있고, 이들의 파형의 위상이 동등하게 되어 있음에 대해, 도 3(a)에 도시된 교류 입력 전압(VAC)=100V, Pomax=200W시에서는 스위칭 전류(IQ2)의 도통 기간 내에 2차측 정류 전류(I2)의 도통 기간이 수습되어 있지 않고, 이들의 파형의 위상에 소요되는 어긋남이 생겨 있음을 알 수 있다.

이것은 본 실시예에서는 앞서 나타낸 각 부의 정수에 의해, 1차측의 공진 주파수(fo1)와 2차측의 공진 주파수(fo2)에 관해, fo2≒fo1×1.4의 관계를 얻을 수 있도록 각 공진 회로의 공진 주파수를 설정함에 의한다.

이와 같은 각 공진 주파수(fo1, fo2)의 설정에 의해, 적어도 상기한 바와 같이 교류 입력 전압(VAC)=100V·부하 전력(Pomax)=200W시에서의 스위칭 전류(IQ2)와 2차측 정류 전류(I2)의 위상에 소요되는 어긋남을 발생시킴에 의해, 본 실시예에서 는 교류 입력 전압(VAC)=230V시에서의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨이 억제된다는 실험 결과가 얻어졌다.

또한, 이와 같이 교류 입력 전압(VAC)=230V시에서의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨의 억제가 도모되어 있는 것은 도 3(a)에서의 부하 전력(Pomax)시의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨과 Pomin=0W시의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨의 비(比)에 대해, 도 3(b)에서의 Pomax시의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨과 Pomin=0W시의 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨의 비의 쪽이 작게 되어 있는 것에 의해서도 분명하다.

이와 같이 하여, 스위칭 전류(IQ2)의 피크 레벨이 억제됨에 의해서는 1차측 직렬 공진 회로를 흐르는 1차측 직렬 공진 전류(Io)의 피크 레벨로서도 그 억제가 도모된다. 그리고, 1차측 직렬 공진 전류의 피크 레벨의 억제가 도모된다는 것은 각 스위칭 소자(Q1, Q2)를 흐르는 전류 레벨이 억제되는 것을 의미하고, 스위칭 소자(Q1, Q2)에서의 스위칭 손실도 저감되게 된다.

즉, 이로써 도 1의 전원 회로에서는 특히 교류 입력 전압(VAC)=230V, 부하 전력(Pomax)=200W시의 전력 손실이 저감되고, 이에 수반하여 최대 교류 입력 전압 레벨측(AC 200V계시)에서의 전력 변환 효율의 향상이 도모되는 것이다.

또한, 이 경우, 상기한 각 공진 주파수(fo1, fo2)의 설정에 의해, 적어도 교류 입력 전압(VAC)=100V·부하 전력(Pomax)=200W시에서의 스위칭 전류(IQ2)와 2차측 정류 전류(I2)의 위상에 소요되는 어긋남을 발생시킨 경우, 도 3에 도시된 바와 같이, 교류 입력 전압(VAC) 100V·Pomax시의 스위칭 전류(IQ2)(1차측 직렬 공진 전류)의 피크 파형은 개략 정현파 형상으로, 또한 VAC 230V·Pomax=200W시의 스위칭 전류(IQ2)(1차측 직렬 공진 전류)의 피크 파형은 개략 M자 형상의 파형이 얻어지는 것으로 된다.

여기서, 본 실시예에서는 공진 주파수(fo1, fo2)에 관해 fo2≒fo1×1.4의 관계가 얻어지도록 설정한 예를 들었지만, 상기한 바와 같은 효과를 얻음에 있어서 설정되어야 할 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)의 값의 관계는 이것으로 한정되는 것이 아니고, 실제로는 예를 들면 대응하는 부하 조건 등에 의해 적절히 변경되어도 상관없다.

즉, 상기한 바와 같이 하여 최대 교류 입력 전압 레벨측에서의 전력 변환 효율의 향상을 도모한다는 효과를 얻음에 있어서는 적어도 교류 입력 전압(VAC)=100V·부하 전력(Pomax)=200W시에서의 1차측 직렬 공진 전류와 2차측 정류 전류의 위상에 소요되는 어긋남을 발생시키도록, 공진 주파수(fo1)와 공진 주파수(fo2)의 값이 설정되면 좋은 것이다.

그런데, 도 3에서 도시한 2차측 정류 전류(I2)의 파형을 참조하여 알 수 있는 바와 같이, 도 1의 회로의 2차측에 흐르는 정류 전류로서는 각각 정부의 피크 레벨이 동등한 레벨로 얻어지는 것으로 된다. 구체적으로는 도시한 바와 같이 교류 입력 전압(VAC)=100V시, 부하 전력(Pomax)시에서의 정부의 피크 레벨은 3.5Ap로 동등하게 된다. 또한, 교류 입력 전압(VAC)=230V시, 부하 전력(Pomax)시에서의 정부의 피크 레벨은 함께 2.5Ap이다.

이와 같이 2차측의 정류 전류의 정부의 피크 레벨이 동등하게 되는 것은 도 1의 회로에서는 2차측의 정류 회로로서 브리지 정류 회로를 구비하고, 전파 센터탭 정류 회로 이외의 정류 회로로 함에 의한다.

즉, 도 1의 회로의 경우에서는 앞서의 도 12의 전원 회로와 같이 전파 센터탭 정류 회로를 구비하는 경우와 같이, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 2차 코일(N2)에 편자가 생긴다는 일이 없고, 이로써 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 각 반주기에서 정류 전류의 피크 레벨이 다른다는 사태가 방지된 것이다.

이에 의하면, 2차측의 각 정류 다이오드에 흐르는 정류 전류의 피크 레벨이 다른 것은 없어지고, 따라서 같은 내전류 레벨 품을 선정할 수 있다. 그리고, 이 결과, 회로 제조 비용으로서도 그만큼 삭감이 도모된다.

또한, 이와 같이 2차측의 정류 전류가 각 반주기에서 동등한 피크 레벨로 됨으로써, 각 정류 다이오드(Do)에서의 도통손에 치우침이 생긴다는 문제도 해결된 것으로 된다.

도 7은 도 1에 도시한 전원 회로에 관해 실제로 실험을 행하는 결과로서, 부하 변동에 대한 AC, DC 전력 변환 효율(ηAC, DC), 및 스위칭 주파수 특성에 관해 도시하고 있다.

또한, 도 7에서, 교류 입력 전압(VAC) 100V시의 특성은 실선에 의해, 또한 교류 입력 전압(VAC) 230V시의 특성은 파선에 의해 도시하고 있다.

우선, AC, DC 전력 변환 효율에 관해서는 도시한 바와 같이 하여 중부하의 조건으로 됨에 따라 대강 상승하는 경향으로 된다. 그리고, 실험에 의하면, 최대 부하 전력시(부하 전력(Po)=200W시)에서의 AC, DC 전력 변환 효율은 교류 입력 전압(VAC) 100V에서는 ηAC, DC=89.4％ 정도, 교류 입력 전압(VAC)=230V에서는 ηAC, DC=94.2％ 정도로 되는 결과가 얻어졌다.

여기서, 도 1에 도시한 바와 같이 1차측과 2차측의 쌍방에 직렬 공진 회로를 마련한 전원 회로에 관해, 우선 본 출원인은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 결합 계수(k)에 관해 k=0.7 정도 이하로 설정한 전원 회로를 제안하고 있다. 다만, 이 전원 회로로서는 실시예의 전원 회로와 같이, 1차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo1)와 2차측 직렬 공진 회로의 공진 주파수(fo2)에 대해, 앞서 기술한 바와 같은 1차측 직렬 공진 전류와 2차측 정류 전류에 위상 어긋남을 발생시키도록 설정하지는 않는다. 그리고, 이와 같은 앞서 제안된 전원 회로의 구성을 채택하는 경우, 최대 부하 전력시에서의 전력 변환 효율은 교류 입력 전압(VAC)=100V시·VAC=230시에서 모두 ηAC, DC=89.0％ 이하로 되는 결과가 얻어졌다.

이에 대해, 상기 실험 결과에 의하면, 실시예의 전원 회로에서의 최대 부하 전력시에서의 전력 변환 효율은 교류 입력 전압(VAC)=100V시에서는 ηAC, DC=89.4％ 정도, 230V시에서는 ηAC, DC=94.2％ 정도로, VAC=100V시·VAC=230V시에 함께 향상된 결과가 얻어졌다. 또한, 이 결과로부터, 특히 교류 입력 전압(VAC)=230V시에서의 효율 향상이 도모되어 있음도 이해할 수 있다.

또한, 도 7에 도시된 결과로부터, 중간 부하시(부하 전력(Po)=100W 내지 180W)에서의 AC, DC 전력 변환 효율은 교류 입력 전압(VAC)=100V·VAC=230V시에서 모두 ηAC, DC=90.0％ 이상으로 된다.

또한, 이 도면에 도시된 AC, DC 전력 변환 효율과, 앞서의 도 12에 도시한 종래의 복합 공진형 컨버터를 구비하는 전원 회로에서의 AC, DC 전력 변환 효율과 의 비교에서는 도 1에 도시한 본 실시예의 전원 회로의 쪽이, 부하 전력(Po)=100W 이상의 조건에서의 AC, DC 전력 변환 효율이 10％ 이상 향상된 결과가 얻어졌다.

또한, 도 12에 도시한 전원 회로와의 비교로서, 최소 부하 전력시(부하 전력(Po)=0W시)에서의 교류 입력 전력(Pin)에 관해서는 1/2 이하로 저감된다는 결과도 얻어졌다.

또한, 스위칭 주파수(fs)로서는 교류 입력 전압(VAC)=100V시·VAC=230V시에서 함께, 도시한 바와 같이 하여 경부하의 조건으로 됨에 따라 상승하는 경향으로 된다.

실험에 의하면, 부하 전력(Po)=200W 내지 0W의 변동에 대한 스위칭 주파수(fs)의 필요 제어 범위(△fs)는 교류 입력 전압(VAC)=100V시에 △fs=21.5kHz 정도, VAC=230시에 △fs=11.3kHz 정도로 되는 결과가 얻어졌다.

이와 같은 필요 제어 범위(△fs)로부터, 본 실시예에서는 부하 전력(Po)=200W 내지 0W 및 교류 입력 전압(VAC)=85V 내지 264V의 변동 범위에 대응하여 동작 가능한 와이드 레인지 대응을 실현할 수 있다.

또한, 이와 같은 각 단 레인지에서의 필요 제어 범위(△fs)는 도 12에 도시한 전원 회로에서의 필요 제어 범위(△fs)와 비교하여 대폭적으로 축소된 것으로 되어 있고, 이로써 본 실시예에서는 정전압 제어의 응답성의 향상이 도모될 수 있고, 2차측 직류 출력 전압(Eo)에 관해 보다 적정하게 안정화를 도모할 수 있다.

계속해서, 다음의 도 8의 회로도는 본 발명에서의 제 2의 실시예로서의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하고 있다.

이 도 8에 도시된 제 2의 실시예는 스위칭 컨버터의 구성을 하프브리지 결합 방식으로부터 풀브리지 결합 방식으로 변경한 것이다.

또한, 도 8에서, 이미 도 1에 설명한 부분과 같은 부분에 대해서는 동일한 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

도 8에서, 풀브리지 결합 방식으로서는 도시한 바와 같이 하여, 스위칭 소자(Q1, Q2)의 하프브리지 접속에 대해, 스위칭 소자(Q3, Q4)의 하프브리지 접속을 병렬로 접속하도록 된다.

스위칭 소자(Q3, Q4)에 관해서도, 스위칭 소자(Q1, Q2)와 마찬가지로 하여, 각각 보디 다이오드인 댐퍼 다이오드(DD3), 댐퍼 다이오드(DD4)를 드레인-소스 사이에 대해 병렬로 접속하고 있다.

게다가, 이 경우에는 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차 코일(N1), 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)의 직렬 접속으로 되는 1차측 직렬 공진 회로에 관해 다음과 같게 하여 접속하고 있다.

우선, 이 경우도 도 1의 경우와 마찬가지로, 스위칭 소자(Q1)와 스위칭 소자(Q2)에 의한 스위칭 출력점은 1차측 직렬 공진 콘덴서(C1)의 직렬 접속을 통하여 1차 코일(N1)의 한쪽의 단부에 대해 접속된다. 이 경우, 스위칭 소자(Q2)에 대해 병렬로 접속되는 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp)는 도시한 바와 같이 Cp1이라고 한다.

그리고, 1차 코일(N1)의 타단은 도 1의 경우에서는 1차측 어스에 접속되어 있던 것을, 도시한 바와 같이 하여 스위칭 소자(Q3)의 소스와 스위칭 소자(Q4)의 드레인의 접속점에 대해 접속한다. 스위칭 소자(Q3)의 소스와 스위칭 소자(Q4)의 드레인의 접속점은 풀브리지 결합의 스위칭 회로계에서의 또한쪽의 스위칭 출력점으로 된다.

또한, 이 경우에는 스위칭 소자(Q4)의 소스-드레인 사이에 대해 병렬로 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp2)가 접속되어 있다. 이 1차측 부분 공진 콘덴서(Cp2)로서도, 자신의 커패시턴스와 1차 코일(N1)의 리키지 인덕턴스(L1)에 의해 병렬 공진 회로(부분 전압 공진 회로)를 형성하고, 스위칭 소자(Q3, Q4)의 턴오프시에만 전압 공진하는 부분 전압 공진 동작을 얻는다.

이 경우의 발진·드라이브 회로(2)는 스위칭 소자(Q1 내지 Q4)의 4석(石)의 스위칭 소자를 구동하도록 되어 있다. 이 발진·드라이브 회로(2)에 의해서는 스위칭 소자[Q1, Q4]의 조와, 스위칭 소자[Q2, Q3]의 조가 교대로 온/오프하도록 하여 스위칭 구동이 행하여진다.

여기서, 예를 들면 부하 조건이 중부하의 경향으로 됨에 따라서는 스위칭 컨버터에 흐르는 전류가 증가하여, 회로 부품에의 부담도 무겁게 되고, 또한, 전력 손실도 증가하여 가게 된다. 그래서, 제 2의 실시예와 같이 하여 풀브리지 결합으로 하면, 필요한 부하 전류를 4개의 스위칭 소자에 의해 조달하는 것으로 되기 때문에, 예를 들면 2개의 스위칭 소자로 이루어지는 하프브리지 결합 방식의 경우보다도, 각 부품에의 부담은 가벼워지고, 또한, 전력 손실도 저감되어, 중부하의 조건에 유리하다고 할 수 있다.

또한, 확인을 위해 기술하여 두면, 이 경우에도 1차측과 2차측의 쌍방에 대해 직렬 공진 회로가 형성되어, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측의 결합 계수(k)가 단봉 특성을 얻을 수 있을 정도까지 저하되어 있음으로써, 부하 변동 및 교류 입력 전압 변동에 대한 스위칭 주파수의 필요 제어 범위(△fs)의 축소화가 도모되고, 와이드 레인지 대응 및 정전압 제어의 응답성의 향상이 도모된다.

또한, 이 경우도, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 1차측과 2차측의 결합 계수(k)에 관해서는 0.8 정도 이하로 하고, 1차측의 공진 주파수(fo1)와 2차측의 공진 주파수(fo2)가 앞서 설명한 관계에 의해 설정됨으로써, 특히 최대 교류 입력 전압 레벨측에서의 전력 변환 효율의 향상이 도모된다.

나아가서는 2차측의 정류 동작이 공진형으로 되도록, 이 경우도 2차측의 정류 회로는 전파 센터탭 정류 회로(및 반파 정류 회로) 이외로 되어 있음으로써, 절연 컨버터 트랜스(PIT)에 편자가 생기지 않도록 할 수 있다.

결국은 이 도 8의 전원 회로에 의하면, 도 1의 경우와 같은 효과를 얻으면서, 도 1의 전원 회로의 구성으로 하는 경우보다도 중부하의 조건에 보다 유리하다고 할 수 있는 것이다.

도 9는 본 발명의 제 3의 실시예로서의 스위칭 전원 회로의 구성에 관해 도시한 회로도이다.

또한, 이 도면에서도, 이미 도 1에 설명한 부분에 관해서는 동일 부호를 붙이고 설명을 생략한다.

제 3의 실시예는 상용 교류 전원의 정격 레벨에 따라, 1차측의 정류 회로의 동작을 전파 정류 동작과 배전압 정류 동작으로 전환하는 구성으로 하고 있다. 그리고, 2차측의 정류 평활 회로로서, 배압 반파 정류 회로를 구비하도록 한 것이다.

우선, 1차측에서, 이 경우는 상용 교류 전원(AC)에 대해 설치된 브리지 정류 회로(Di)의 정류 출력을 평활화하여 정류 평활 전압(Ei)을 생성한 평활 콘덴서(Ci)로서, 도시한 바와 같이 평활 콘덴서(Ci1)-평활 콘덴서(Ci2)에 의한 직렬 접속 회로를 마련하도록 하고 있다. 그리고, 이들 평활 콘덴서(Ci1)와 평활 콘덴서(Ci2)의 접속점을, 도시한 릴레이 스위치(SW)를 통하여, 커먼 모드 노이즈 필터(필터 콘덴서(CL, CL), 및 커먼 모드 초크 코일(CMC))의 후단에서의 상용 교류 전원(AC)의 한쪽의 라인(이 경우는 부극 라인)에 대해 접속하고 있다.

정류 회로 전환 모듈(5)은 상기 릴레이 스위치(SW)의 온/오프 제어를 행하기 위해 마련된다. 이 정류 회로 전환 모듈(5)에 대해서는 도시한 정류 다이오드(D-1) 및 평활 콘덴서(C-1)에 의한 반파 정류 평활 회로와 분압 저항(R1·R2)에 의해, 상용 교류 전원(AC)의 레벨이 검출 입력되도록 되어 있다.

즉, 상기 반파 정류 회로에 의해 상용 교류 전원(AC)에 관한 정류 평활 전압이 생성되고, 이 정류 평활 전압에 응한 직류 전압 레벨이 상기 분압 저항(R1·R2)의 분압점에서 검출되어 정류 회로 전환 모듈(5)에 입력된다.

정류 회로 전환 모듈(5)은 이와 같이 검출 입력되는 상용 교류 전원(AC)의 레벨에 따라, 도시한 릴레이(RL)를 온/오프 제어하여, 상기 릴레이 스위치(SW)의 온/오프를 제어한다. 즉, 검출 입력되는 상용 교류 전원(AC)의 레벨이, AC 100V계의 입력에 대응하여 예를 들면 150V 이하로 되는 경우에는 릴레이(RL)를 온으로 하여 릴레이 스위치(SW)가 온으로 되도록 제어한다. 또한, AC 200V계의 입력에 대응하여, 검출 입력되는 상용 교류 전원(AC)의 레벨이 예를 들면 150V 이상에서는 릴 레이(RL)를 오프로 하여 릴레이 스위치(SW)가 오프로 되도록 제어를 행한다.

이와 같은 정류 회로 전환 모듈(5)의 동작에 의해, AC 100V계시에 대응하여서는 릴레이 스위치(SW)가 온으로 됨으로써 평활 콘덴서(Ci1·Ci2)의 접속점과 상용 교류 전원(AC)의 한쪽의 라인(부극 라인)이 접속되게 된다. 이에 의하면, 상용 교류 전원(AC)의 반주기마다, 정류 전류를 평활 콘덴서(Ci1, Ci2)에 대해 각각 충전하는 동작을 얻을 수 있고, 이로써 AC 100V계시에는 평활 콘덴서(Ci1-Ci2)의 직렬 접속의 양단에, 상용 교류 전원(AC) 레벨의 2배에 대응한 레벨의 정류 평활 전압(Ei)을 생성하는 배전압 정류 동작이 얻어진다.

또한, AC 200V계시에 대응하여 릴레이 스위치(SW)가 오프로 됨에 의해서는 평활 콘덴서(Ci1·Ci2)의 접속점과 상용 교류 전원(AC)의 상기 한쪽의 라인과는 비접속의 상태로 되고, 상용 교류 전원(AC)의 각 반주기에 평활 콘덴서(Ci1-Ci2)의 직렬 접속 회로에 대해 정류 전류를 충전한 동작이 얻어진다. 즉, 평활 콘덴서(Ci1-Ci2)의 양단에 상용 교류 전원(AC)의 등배에 대응한 레벨의 정류 평활 전압(Ei)을 생성하는 통상의 전파 정류 동작이 얻어진다.

이와 같은 정류 동작의 전환에 의해, 도 9의 회로에서는 AC 100V계시와 AC 200V계시에서, 결과적으로 동등한 레벨에 의한 정류 평활 전압(Ei)을 얻도록 되어 있다. 그리고, 이와 같이 AC 100V계와 200V계에서 동등한 레벨에 의한 정류 평활 전압(Ei)이 생성됨으로써, AC 100V계와 AC 200V계의 쌍방의 입력에 대응함에 있어서의, 스위칭 컨버터에의 입력 전압의 변동이 저감되고, 이로써 더한층의 스위칭 주파수의 필요 제어 범위(△fs)의 축소화를 도모할 수 있다.

또한, 이 도 9에 도시된 전원 회로에서, 2차측의 배압 반파 정류 회로로서는 도시한 바와 같이 하여 정류 다이오드(Do1)와 정류 다이오드(Do2), 및 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)와 평활 콘덴서(Co)를 구비하고 있다. 그 접속 형태로서는 2차 코일(N2)의 한쪽의 단부에 대해, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)의 직렬 접속을 통하여 정류 다이오드(Do1)의 애노드가 접속된다. 그리고, 정류 다이오드(Do1)의 캐소드는 평활 콘덴서(Co)의 정극 단자에 접속된다.

평활 콘덴서(Co)의 부극 단자는 도시한 바와 같이 하여 2차 코일(N2)의 다른쪽의 단부와 2차측 어스의 접속점에 대해 접속된다. 그리고, 이들 2차 코일(N2)의 다른쪽의 단부와 2차측 어스의 접속점에 대해서는 정류 다이오드(Do2)의 애노드가 접속된다. 또한, 이 정류 다이오드(Do2)의 캐소드가, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)와 정류 다이오드(Do1)의 애노드와의 접속점에 대해 접속되어 있다.

상기 구성에 의한 배압 반파 정류 회로에서는 우선 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기에 정류 다이오드(Do2)가 도통하여, 정류 전류를 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)에 대해 충전하는 동작이 얻어진다. 이로써 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)의 양단에는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 등배에 대응하는 레벨에 의한 전압이 생성된다.

또한, 다른쪽의 반주기에서는 정류 다이오드(Do1)가 도통함으로써, 평활 콘덴서(Co)에 대해서는 2차 코일(N2)에 얻어지는 교번 전압 레벨과, 또한 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2)에 생성된 전압 레벨에 따라 충전이 행하여진다.

이로써 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압으로서는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 2배에 대응한 레벨에 의한 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어지게 된다. 그리고, 이 경우의 평활 콘덴서(Co)에 대해서는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기에서만 충전이 행하여지기 때문에, 정류 동작으로서는 배압 반파 정류 동작이 얻어지는 것이다.

이와 같이 하여, 2차측의 정류 회로가 배압 반파 정류 회로로 됨으로로써, 이 경우의 2차 코일(N2)의 권수는 같은 2차측 직류 출력 전압(Eo)의 레벨을 얻음에 있어서는 도 1의 회로의 경우의 1/2로 저감할 수 있다. 그리고, 이와 같이 2차 코일(N2)의 권수가 저감됨으로써 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 소형화를 도모할 수 있다.

또한, 이 도 9에 도시된 구성으로 하는 경우에도, 결합 계수(k), 및 공진 주파수(fo1 및 fo2)에 관해 도 1의 경우와 마찬가지로 설정됨으로써, 도 1의 경우와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 이 경우도 2차측의 정류 회로가 전파 센터탭 정류 회로 이외로 되어 있기 때문에, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 편자에 수반하는 문제의 발생을 방지할 수 있다.

도 10은 제 4의 실시예의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하고 있다.

제 4의 실시예는 2차측의 정류 평활 회로로서 배압 전파 정류 회로를 구비하도록 한 것이다.

또한, 이 도 10에서는 전원 회로의 2차측의 구성만을 도시하고 있지만, 1차측의 구성은 앞의 도 1, 도 8, 도 9의 어느 하나가 채택되면 좋은 것이다.

도 10에서, 상기 배압 전파 정류 회로로서는 우선 2차 코일(N2)의 센터 탭이 2차측 어스에 접속되어, 2차 코일부(N2A)와 2차 코일부(N2B)로 분할된다. 그리고, 2차 코일(N2)의 상기 한쪽의 단부(2차 코일부(N2A)측의 단부)에 대해서는 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)가, 또한 상기 다른쪽의 단부(2차 코일부(N2B)측의 단부)에 대해서는 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)가, 각각 직렬로 되는 관계에 의해 접속되어 있다. 즉, 이로써 2차 코일부(N2A)-2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)에 의한 2차측 직렬 공진 회로와, 2차 코일부(N2B)-2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)에 의한 2차측 직렬 공진 회로가 형성되어 있다.

또한, 2차 코일(N2)의 전체에 대해서는 도 1의 회로가 구비한 것과 같은 접속 형태에 의한 브리지 정류 회로가 접속된다.

구체적으로는 2차 코일(N2)의 상기 한쪽의 단부는 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)의 직렬 접속을 통하여 정류 다이오드(Do1)의 애노드와 정류 다이오드(Do2)의 캐소드와의 접속점에 대해 접속된다. 또한, 2차 코일(N2)의 상기 다른쪽의 단부가, 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)의 직렬 접속을 통하여 정류 다이오드(Do3)의 애노드와 정류 다이오드(Do4)의 캐소드와의 접속점에 대해 접속된다.

그리고, 상기 정류 다이오드(Do1)의 캐소드와 정류 다이오드(Do3)의 캐소드의 접속점이, 평활 콘덴서(Co)의 정극 단자에 대해 접속된다. 이 경우도, 평활 콘덴서(Co)의 부극 단자는 2차측 어스에 접속된다.

게다가, 정류 다이오드(Do2)와 정류 다이오드(Do4)의 접속점이, 상기한 2차 코일(N2)의 센터 탭과 2차측 어스의 접속점에 대해 접속됨으로써, 2차측 어스에 접지되어 있다.

상기 접속 형태로 되는 배압 전파 정류 회로에서는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기에서, 정류 전류는 2차 코일부(N2A), 정류 다이오드(Do2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A), 2차 코일부(N2A)의 순환 경로에 의해 흐른다. 또한, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서는 정류 전류는 2차 코일부(N2B), 정류 다이오드(Do4), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B), 2차 코일부(N2B)의 순환 경로에 의해 흐른다. 즉 이 경우, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)에는 각각 대응하는 반주기에서, 2차 코일부(N2A), 2차 코일부(N2B)에 여기되는 교번 전압 레벨의 등배에 대응한 레벨에 의한 직류 전압이 각각 얻어지도록 되어 있다.

게다가, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압이 상기한 한쪽의 반주기에서는 정류 전류는 상기 순환 경로로부터 분기되고 2차 코일부(N2B), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B), 정류 다이오드(Do3), 평활 콘덴서(Co)의 경로에 의해서도 흐른다.

이로써 해당 반주기에서는 평활 콘덴서(Co)에 대해, 2차 코일부(N2B)의 교번 전압과, 상기한 바와 같이 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)에 얻어진 양단 전압이 중첩한 레벨에 의해 충전이 행하여진다. 즉, 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압으로서는 2차 코일부에 얻어지는 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨이 얻어진다.

또한, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서도, 정류 전류는 상기한 순환 경로로부터 분기되고 2차 코일부(N2A), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A), 정류 다이오드(Do1), 평활 콘덴서(Co)의 경로에 의해서도 흐르고, 따라서 이 경우도 평활 콘덴서(Co)의 양단 전압으로서는 2차 코일부(N2A)의 교번 전압과 2 차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)의 충전분에 의해, 2차 코일부에 얻어지는 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨이 얻어지게 된다.

이와 같은 정류 동작으로부터, 이 경우의 정류 회로에서는 평활 콘덴서(Co)에 대해, 2차 코일(N2)에 얻어지는 교번 전압의 각 반주기에 충전을 행하는 동작이 얻어지게 된다. 그리고, 그 양단 전압으로서는 상기한 바와 같이 하여 2차 코일부에 유기되는 교번 전압의 2배에 대응하는 레벨이 얻어진다.

이로써, 배압 전파 정류 동작이 얻어지는 것을 이해할 수 있다.

도 10에 도시된 구성으로 하는 경우에도, 결합 계수(k), 및 공진 주파수(fo1 및 fo2)에 관해 도 1의 경우와 마찬가지로 설정됨으로써, 도 1의 경우와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 이 경우도 2차측의 정류 회로가 전파 센터탭 정류 회로 이외로 되어 있기 때문에, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 편자에 수반하는 문제의 발생을 방지할 수 있다.

또한, 도 11은 제 5의 실시예의 스위칭 전원 회로의 구성을 도시하고 있다.

또한, 이 도면에서도 1차측의 구성은 도 1, 도 8, 도 9의 어느 하나의 구성이 채택되면 좋기 때문에 도시에 의한 설명은 생략한다.

제 5의 실시예는 2차측의 정류 평활 회로로서 4배압 정류 회로를 구비하도록 한 것이다.

이 4배압 정류 회로로서는 도시한 바와 같이 하여 정류 다이오드(Do1 내지 Do4)에 의한 4개의 정류 다이오드와, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B), 평활 콘덴서(Co1, Co2)를 구비하고 있다.

이 경우, 2차 코일(N2)의 한쪽의 단부에 대해서는 도시한 바와 같이 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A), 정류 다이오드(Do1)(애노드, 캐소드)의 직렬 접속을 통하여, 평활 콘덴서(Co1)의 정극 단자가 접속된다. 그리고, 이 평활 콘덴서(Co1)의 부극 단자는 2차 코일(N2)의 다른쪽의 단부에 대해 접속된다.

또한, 이들 평활 콘덴서(Co1)의 부극 단자와 2차 코일(N2)의 다른쪽 단부의 접속점에 대해서는 평활 콘덴서(Co2)의 정극 단자가 접속되고, 이 평활 콘덴서(Co2)의 부극 단자가 2차측 어스에 접속되어 있다.

또한, 2차 코일(N2)이 상기한 한쪽의 단부와 2차측 어스와의 사이에는 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B), 정류 다이오드(Do4)(캐소드, 애노드)의 직렬 접속 회로를 삽입하고 있다.

이들 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)와 정류 다이오드(Do4)와의 접속점에 대해서는 도시한 바와 같이 하여 정류 다이오드(Do3)의 애노드가 접속된다. 그리고, 이 정류 다이오드(Do3)의 캐소드는 상기한 평활 콘덴서(Co1·Co2)의 접속점과, 2차 코일(N2)의 상기한 다른쪽의 단부와의 접속점에 대해 접속된다.

또한, 이 정류 다이오드(Do3)의 캐소드와 2차 코일(N2)의 다른쪽의 단부의 접속점에 대해서는 정류 다이오드(Do2)의 애노드가 접속된다. 그리고, 정류 다이오드(Do2)의 캐소드는 상기한 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A)와 정류 다이오드(Do1)의 접속점에 대해 접속되어 있다.

상기 구성에 의한 4배압 정류 회로에서, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압의 한쪽의 반주기에서는 정류 전류는 2차 코일(N2), 정류 다이오드(Do2), 2차측 직 렬 공진 콘덴서(C2A), 2차 코일(N2)의 순환 경로에 의해 흐른다. 또한, 마찬가지로 상기 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서도, 정류 전류는 순환 경로에 의해 2차 코일(N2), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B), 정류 다이오드(Do3), 2차 코일(N2)을 흐른다.

즉, 이 경우에서도, 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A, C2B)의 양단에는 각각 대응하는 반주기에, 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 등배에 대응한 레벨의 직류 전압이 얻어지게 된다.

그리고, 이 경우에도, 각 반주기에서, 정류 전류는 상기 순환 경로로부터 분기되어 각각 이하와 같은 경로에 의해서도 흐른다.

우선, 교번 전압이 상기한 한쪽의 반주기에서는 정류 전류는 분기되어 평활 콘덴서(Co2), 정류 다이오드(Do4), 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B), 2차 코일(N2)의 경로에 의해서도 흐른다. 이때, 앞의 순환 경로에 의해, 이 기간에는 상기 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)가 충전된 상태에 있다. 이 때문에, 상기한 바와 같은 정류 전류 경로에 의해서는 상기 평활 콘덴서(Co2)에 대해, 2차 코일(N2)에 얻어지는 교번 전압과 이 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2B)의 양단 전압의 중첩분에 의한 전압 레벨에 의해 충전이 행하여지게 된다.

즉, 이로써 평활 콘덴서(Co2)에는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨에 의한 직류 전압이 생성되게 된다.

또한, 상기 교번 전압의 다른쪽의 반주기에서는 정류 전류는 분기되어 2차측 직렬 공진 콘덴서(C2A), 정류 다이오드(Do1), 평활 콘덴서(Co1), 2차 코일(N2)의 경로에 의해서도 흐르고, 이 경우는 앞의 순환 경로에 의해 2차측 직렬 공진 콘덴 서(C2A)에 얻어진 양단 전압의 중첩분을 받았던 2차 코일(N2)의 교번 전압의 전압 레벨에 의해, 평활 콘덴서(Co1)에 대한 충전이 행하여지게 된다.

즉, 이로써 평활 콘덴서(Co1)로서도, 그 양단 전압으로서는 2차 코일(N2)에 얻어지는 교번 전압 레벨의 2배에 대응하는 레벨이 얻어진다.

이와 같이 하여, 평활 콘덴서(Co1)와 평활 콘덴서(Co2)의 각 양단에는 각각 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 2배에 대응한 레벨에 의한 직류 전압이 생성된다. 그리고, 이로써 평활 콘덴서(Co1)와 평활 콘덴서(Co2)의 직렬 접속의 양단에는 2차 코일(N2)에 여기되는 교번 전압 레벨의 4배에 대응하는 레벨에 의한 2차측 직류 출력 전압(Eo)이 얻어지게 된다.

또한, 제 5의 실시예로서는 2차측의 정류 회로가 4배압 정류 회로로 됨으로써 2차 코일(N2)의 권수의 더한층의 저감이 도모되고, 이로써 더한층의 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 소형화가 도모된다.

또한, 제 5의 실시예로서도, 결합 계수(k), 및 공진 주파수(fo1 및 fo2)에 관해 도 1의 경우와 마찬가지로 설정됨으로써, 도 1의 경우와 같은 효과를 얻을 수 있다. 또한, 이 경우도 2차측의 정류 회로가 전파 센터탭 정류 회로 이외로 되어 있음으로써, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 편자에 수반하는 문제의 발생을 방지할 수 있다.

여기서, 본 발명으로서는 지금까지 설명한 각 실시예의 구성으로 한정될 필요는 없다.

예를 들면 스위칭 소자로서는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 등, 타려식에 사용 가능한 소자라면, MOS-FET 이외의 소자가 채용되어도 상관없다. 또한, 앞서 설명한 각 부품 소자의 정수 등도, 실제의 조건 등에 응하여 변경되어도 상관없다.

나아가서는 본 발명으로서의 와이드 레인지 대응의 구성은 자려식에 의한 전류 공진형 컨버터에도 적용하는 것이 가능하다.

Claims

스위칭 전원 회로에 있어서,

직류 입력 전압이 입력되어 스위칭을 행하는 스위칭 소자를 구비하는 스위칭 유닛과,

상기 스위칭 소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동 유닛과,

적어도, 상기 스위칭 유닛의 스위칭 동작에 의해 얻어지는 스위칭 출력이 공급되고 2차 코일에서 교번 전압을 유기하는 1차 코일과, 상기 2차 코일이 권장되어 형성되는 절연 컨버터 트랜스포머와,

적어도 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 1차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 1차 코일에 직렬 접속되는 1차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되고 제 1의 공진 주파수를 갖고, 상기 스위칭 유닛의 동작을 전류 공진형으로 하는 1차측 직렬 공진 회로와,

적어도 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차 코일의 누설 인덕턴스 성분과, 상기 2차 코일에 직렬 접속되는 2차측 직렬 공진 커패시터의 커패시턴스에 의해 형성되어 제 2의 공진 주파수를 갖는 2차측 직렬 공진 회로와,

상기 2차 코일에서 얻어지는 교번 전압을 정류하고, 상기 정류된 전압을 2차측 평활 커패시터에 의해 평활화하여 2차측 직류 출력 전압을 생성하는 2차측 정류 평활 유닛과,

상기 2차측 직류 출력 전압의 레벨에 따라 상기 스위칭 구동 유닛을 제어하 여, 상기 스위칭 유닛의 스위칭 주파수를 가변함으로써, 상기 2차측 직류 출력 전압에 관해 정전압 제어를 행하는 정전압 제어 유닛을 구비하고,

상기 절연 컨버터 트랜스포머의 코어의 소정 위치에 형성되는 갭 길이는, 상기 1차측 직렬 공진 회로와 상기 2차측 직렬 공진 회로를 가지고 형성되는 전자 결합형 공진 회로에 관한, 상기 스위칭 주파수를 갖는 주파수 신호의 입력에 대한 출력 특성이 단봉 특성으로 되도록 설정되고,

상기 제 1의 공진 주파수와 상기 제 2의 공진 주파수는, 상기 1차측 직렬 공진 회로를 흐르는 1차측 직렬 공진 전류와 상기 절연 컨버터 트랜스포머의 2차측을 흐르는 2차측 정류 전류에 소요되는 위상 어긋남을 발생시키도록 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

직류 입력 전압을 얻기 위해, 교류 입력 전압을 정류 및 평활화하는 정류 평활 유닛를 포함하고,

상기 제 1의 공진 주파수와 상기 제 2의 공진 주파수는 적어도 교류 입력 전압이 100V시에서의 최대 부하 전력시에 있어서의 상기 1차측 직렬 공진 전류와 상기 2차측 정류 전류에 소요되는 위상 어긋남을 발생시키도록 하여 설정되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 유닛은 2개의 스위칭 소자가 하프브리지 결합 방식에 의해 서로 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 스위칭 유닛은 4개의 스위칭 소자가 풀브리지 결합 방식에 의해 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 2항에 있어서,

교류 입력 전압의 레벨에 따라, 상기 정류 평활 유닛의 정류 동작을 전파 정류 동작과 배전압 정류 동작으로 전환하는 스위치-오버 유닛을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활 유닛은 브리지 정류 회로를 구비하여 전파 정류 동작을 행하도록 구성된 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 2차측 정류 평활 유닛은, 상기 2차 코일에서 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서 상기 2차측 평활 커패시터 또는 상기 2차측 직렬 공진 커패시터를 충전하고, 상기 교번 전압 레벨의 2배의 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 이루어진 배압 정류 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 2차 코일은 탭에 의해 분할되고, 상기 분할된 2차측 코일의 단(end) 각각은 상기 2차측 직렬 공진 커패시터에 결합되고,

상기 2차측 정류 평활 유닛은, 상기 분할된 2차 코일에서 여기된 교번 전압의 각각의 반주기에서 상기 2차측 평활 커패시터 또는 상기 2차측 직렬 공진 커패시터를 충전하고, 상기 교번 전압 레벨의 2배의 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 이루어진 배압 전파 정류 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.
제 1항에 있어서,

상기 2차 코일의 한쪽 단(end)은 상기 2차측 직렬 공진 커패시터에 결합되고,

상기 2차측 정류 평활 유닛은, 상기 2차 코일에서 여기되는 교번 전압의 각각의 반주기에서 상기 2차측 평활 커패시터 또는 상기 2차측 직렬 공진 커패시터를 충전하고, 상기 2차 코일에서 여기된 교번 전압 레벨의 4배의 레벨을 갖는 상기 2차측 직류 출력 전압을 생성하도록 이루어진 4배압 정류 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원 회로.