CN1705217A - 开关电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种开关电源电路，其通过开关频率控制执行恒压控制，并获得了开关频率控制的必要控制范围的最小化，实现了适应于宽范围的配置。开关电源电路包括开关装置、开关驱动装置、绝缘变换器变压器、初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、次级侧直流输出电压生成装置、恒压控制装置以及复合耦合系数设置装置。

Description

开关电源电路

技术领域

本发明涉及被用作各种电子装置的电源的开关电源电路。

背景技术

本发明的受让人已经提出了包括在初级侧(primary side)提供的谐振型变换器的各种电源电路。例如，在日本专利早期公开No.2003-235259(下文中称为专利文献1)中公开了一种这样的电源电路。

图44示出了专利文献1中所公开的包括谐振型变换器的开关电源电路。

参考图44，所示的电源电路包括开关变换器。开关变换器被配置，使得用于在开关操作过程中仅在关断时执行电压谐振操作的部分电压谐振电路与半桥耦合方案的分别激励电流谐振型变换器相结合。

图44所示的开关电源电路例如被提供作为打印机装置的电源。例如在打印机装置中，负载功率表现出从大约100W或者更高到没有负载的相对宽的范围上的变化。

在图44所示的电源电路中，由两个滤波电容器CL和共模扼流圈CMC形成的共模噪声滤波器被连接到商用交流电源AC。

此外，作为用于从商用交流电源AC产生直流输入电压的整流平滑电路，由桥式整流电路Di和平滑电容器Ci形成的全波整流电路被提供在共模噪声滤波器的下级。

桥式整流电路Di的整流输出被充电到平滑电容器Ci中，结果，在平滑电容器Ci两端获得了具有与交流输入电压VAC相等的电平的经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)。

用于接收直流输入电压并对直流输入电压进行开关操作的电流谐振型变换器包括开关电路系统，其中各自由MOS-FET形成的两个开关器件Q1和Q2在半桥耦合方案中彼此连接，如图44中所见的。各自由体二极管(body diode)形成的阻尼二极管DD1和DD2分别在开关器件Q1和Q2的漏极-源极之间以图44中所示的方向彼此并联连接。

此外，部分谐振电容器Cp在开关器件Q2的漏极-源极之间并联连接。并联谐振电路(部分电压谐振电路)由部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1形成。部分电压谐振电路执行部分电压谐振操作，其中它仅在开关器件Q1和Q2关断时进行电压谐振。

在电源电路中，为了对开关器件Q1和Q2进行开关驱动，提供了例如由通用IC形成的振荡和驱动电路2。振荡和驱动电路2包括振荡电路和驱动电路，并向开关器件Q1和Q2的栅极施加具有所需频率的驱动信号(栅极电压)。从而，开关器件Q1和Q2执行开关操作，使得他们以所需的开关频率交替地导通和关断。

绝缘变换器变压器(isolated converter transformer)PIT(电源隔离变压器(Power Isolation Transformer))将开关器件Q1和Q2的开关输出传递到次级侧(secondary side)。

在该实例中，经由初级侧串联谐振电容器C1，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1在其一端连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的结点(开关输出点)，使得可以从该节点获得开关输出。

如图44中所见的，初级绕组N1在其另一端连接到初级侧的地。

在该实例中，串联谐振电容器C1与初级绕组N1彼此串联连接。因此，由串联谐振电容器C1的电容和绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1(串联谐振绕组)的漏电感L1形成了初级侧串联谐振电路，用于进行电流谐振型的开关变换器操作。

从上面的描述，可以通过图44所示的初级侧开关变换器，获得上述的初级侧串联谐振电路(L1-C1)的电流谐振型的谐振操作，以及部分电压谐振电路(Cp//L1)的部分电压谐振操作。

具体地说，图44中所示的电源电路采用了这样的形式，其中用于进行初级侧开关变换器的谐振型操作的谐振电路结合了另一个谐振电路。刚才描述的类型的开关变换器下文中被称作复合谐振型变换器。

虽然这里省略了参考附图的描述，但是上述绝缘变换器变压器PIT被构成为使得它包括通过将例如由铁氧体材料制成的E型磁芯(core)彼此组合而形成的EE型磁芯。此外，在分别为初级侧和次级侧提供的缠绕部分处，在EE型磁芯的内磁芯柱(magnetic leg)上缠绕初级绕组N1和次级绕组N2。

此外，在绝缘变换器变压器PIT的EE型磁芯的内磁芯柱中形成有1.5mm或者更小的间隙。因此，在初级绕组N1和次级绕组N2之间形成了0.75或更大的耦合系数。

对于绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2，提供了全波整流电路。全波整流电路由桥式整流电路形成，该桥式整流电路由整流二极管D01到D04以及平滑电容器Co形成。

从而，作为平滑电容器Co两端的电压，可以获得次级侧直流输出电压Eo，该电压是电平与在次级绕组N2中所感应的交变电压电平相等的直流电压。次级侧直流输出电压Eo作为主直流电源被提供给未示出的主负载，还被分路并作为恒压控制的检测电压输入到控制电路1。

控制电路1向振荡和驱动电路2输出电流或电压形式的信号，该信号的水平相应于次级侧直流输出电压Eo的电平而被调整。

在振荡和驱动电路2中，基于从控制电路1输入的控制信号，由振荡和驱动电路2中的振荡电路生成的振荡信号的频率被调整，以调整要被施加到开关器件Q1和Q2的栅极上的开关驱动信号的频率。从而，开关频率被调整。由于开关器件Q1和Q2的开关频率以这种方式响应于次级侧直流输出电压Eo被可调地控制，因此初级侧串联谐振电路的谐振阻抗是变化的，并且要从形成初级侧串联谐振电路的初级绕组N1传递到次级侧的能量也是变化的。此外，此时，次级侧直流输出电压Eo的电平也被可调地控制。因此，可以实现对于次级侧直流输出电压Eo的恒压控制。

应当注意，上述用于可调地控制开关频率以获得稳定性的这种恒压控制在下文中被称作“开关频率控制方法”。

图46是示出了图44所示的电源电路一部分的操作的波形图。参考图46，左侧的波形指示当负载功率Po为Po＝150W时的操作，右侧的波形指示当负载功率Po为Po＝25W时的相同部分的操作。作为输入电压条件，交流输入电压VAC被设置为固定的VAC＝100V

参考图46，矩形波的电压V1是开关器件Q2两端的电压，并且指示开关器件Q2的导通和关断时刻。

电压V1为0电平的时段是开关器件Q2导电的导通时段。在导通时段中，具有图46中所示波形的开关电流IQ2被提供给由开关器件Q2和阻尼二极管DD2形成的开关电路系统。此外，电压V1被以经整流平滑的电压Ei的电平进行箝位的时段是开关器件Q2关断的时段，并且开关电流IQ2具有零水平，如图46中所见的。

此外，虽然没有示出，但是在另一开关器件Q1两端获得的电压和流到开关电路(Q1，DD1)的开关电流具有从电压V1和开关电流IQ2的波形被相移180°的波形。简言之，如上所述，开关器件Q1和Q2执行开关操作，使得它们交替地被导通和关断。

此外，流到开关电路(Q1，DD1和Q2，DD2)的开关电流被合成为获得具有图46所示波形的电路，并且得到的电流被用作流到初级侧串联谐振电路(C1-N1(L1))的初级侧串联谐振电流Io。

此外，例如从图46中所示的当负载功率Po为Po＝150W时的电压V1的波形与图46中所示的当负载功率Po为Po＝25W时的电压V1的波形之间的比较可以认识到，开关频率是被控制的。当对次级侧直流输出电压Eo的负载大(Po＝150W)时的初级侧开关频率低于当对次级侧直流输出电压Eo的负载小(Po＝25W)时的初级侧开关频率。具体地说，随着负载变得较大，响应于次级侧直流输出电压Eo的电平降低，开关频率降低，但是随着负载变得较小，响应于次级侧直流输出电压Eo的电平增大，开关频率增大。这指示出这样的事实：上侧控制的恒压控制操作被执行作为开关频率控制方法。

此外，由于获得了上述初级侧的操作，因此具有图46所示波形的交变电压V2被感应在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中。于是，在交变电压V2具有正极性的任一半周期的时段中，次级侧的整流二极管[Do1，Do4]导电，以允许整流电流ID1以图46所示的波形并在图46所示的时刻流动。此外，在交变电压V2具有负极性的另一半周期的时段中，次级侧的整流二极管[Do2，Do3]导电，以允许整流电流ID3以图46所示的波形并在图46所示的时刻流动。此外，如图46中所见的，整流电流ID1和ID3被合成为形成流到次级绕组N2的次级绕组电流I2。

图47示出了在交流输入电压VAC＝100V的输入电压条件下，图44所述的电源电路的交流到直流电源变换效率和开关频率相对于负载变化的特性。

因为执行了恒压控制，所以开关频率fs具有随负载增大而降低的特性。但是，刚才描述的特性相对于负载变化并非是线性变化的特性。例如，在从负载功率Po＝近似25 W到Po＝0W或者更少的范围内，开关频率fs表现出急剧增大的趋势。

同时，交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)具有随负载功率Po增大而增大的趋势，并且当负载功率Po＝150W时，达到了近似91.0％的电源变换效率ηAC→DC。

应当注意，为了获得参考图46和图47描述的实验结果，图44所示的部件被如下所述地设置。

·绝缘变换器变压器PIT

(EER-35型铁氧体磁芯，间隙长度＝1.4mm，耦合系数k＝0.75)初级绕组N1＝35T(匝)，次级绕组N2＝50T

·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF

·部分谐振电容器Cp＝330pF

图45的电路图中示出了开关电源电路的另一个示例。应当注意，在图45中，与图44类似的元件以类似的参考符号标记，并且这里省略对它们的描述，以避免重复。

图45所示的电源电路的次级侧整流电路包括全波整流电路。具体地说，对次级绕组N2提供有中心抽头，使得次级绕组N2被分为次级绕组部分N2A和N2B。在该实例中，次级绕组部分N2A和N2B匝数彼此相等地形成。此外，中心抽头被接地到次级侧的地。此外，整流二极管Do1和Do2以及次级侧平滑电容器Co被连接到次级绕组N2。通过全波整流电路，作为平滑电容器Co两端的电压，可以获得次级侧直流输出电压Eo。

具有上述这种配置的电源电路被提供作为等离子显示装置的电源。在该等离子显示装置中，负载功率Po在相对宽的范围上变化，例如，从Po＝100W或者更大到无负载。此外，要求具有相对高的例如200V或者更大电平的次级侧直流输出电压Eo。

当进行关于图45所示电源电路的实验时，获得了与图46和图47所示的基本相同的操作和特性的结果。

应当注意，当进行实验时，图45所示电路的部件被如下设置。

·绝缘变换器变压器PIT

(EER-35型铁氧体磁芯，间隙长度＝1.4mm，耦合系数k＝0.75)初级绕组N1＝35T(匝)，次级绕组N2＝次级绕组部分N2A+次级绕组部分N2B＝50T+50T＝100T

·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF

·部分谐振电容器Cp＝330pF

如上所述，图45所示的电源电路被提供作为等离子显示装置的电源，并且被配置使得所获得的次级侧直流输出电压Eo具有相对高的电平。为了解决该问题，在图45所示的电路中，次级侧整流电路被形成为全波整流电路，并且次级绕组N2的匝数适当地增加到100T。

发明内容

顺便提及，当如图44(图45)所示的电源电路的情况，采用了通过开关频率控制方法实现次级侧直流输出电压的稳定化的谐振型变换器的配置时，用于稳定化的开关频率的可调控制范围是相当大的范围。

这将参考图48来描述。图48以开关频率fs的水平与次级侧直流输出电压Eo的电平之间的关系，示出了图44(图45)所示的电源电路的恒压控制特性。

应当注意，在参考图48给出的描述中，前提条件是图44(图45)所示的电源电路采用上侧控制作为开关频率控制方法。这里，上侧控制是这样的控制方法，其用于在比初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1高的频率范围内可调整地控制开关频率，并且利用由调整控制引起的谐振阻抗的变化来控制次级侧直流输出电压Eo的电平。

通常，串联谐振电路的谐振阻抗在谐振频率fo1处最低。因此，作为在上侧控制中的开关频率fs与次级侧直流输出电压Eo之间的关系，次级侧直流输出电压Eo的电平随着开关频率fs接近谐振频率fo1而增大，但是随着开关频率fs远离谐振频率fo1而减小。

因此，如从图48中所见的，在负载功率Po恒定的条件下，次级侧直流输出电压Eo相对于开关频率fs的电平表现出二次曲线变化。具体地说，次级侧直流输出电压Eo的电平当开关频率fs等于初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1时表现出峰值，并且随着开关频率fs远离谐振频率fo1而减小。

此外，在与上述相同的条件下，与开关频率fs相对应的次级侧直流输出电压Eo的电平表现出这样的特性：其偏移，使得在最大负载功率Pmax处的电平相对于在最小负载功率Pomin处的电平减小了预定量。具体地说，当认为开关频率fs固定时，次级侧直流输出电压Eo的电平随着负载条件变大而降低。

如果试图通过上侧控制稳定次级侧直流输出电压Eo，使得当表现出刚才描述的这种特性时可以满足Eo＝tg，则图44(图45)所示电源电路所需的开关频率的调整范围(必要控制范围)是由参考符号Δfs指示的范围。

实际上，图44所示的电源电路基于开关频率控制方法来执行恒压控制，使得次级侧直流输出电压Eo被稳定在135V，以便应对输入变化范围和负载条件。变换范围是从交流100V型的交流输入电压VAC＝85V到120V。负载条件是对作为主直流电源的次级侧直流输出电压Eo，最大负载功率Pmax＝150W，最小负载功率Pomin＝0W(无负载)。

在该实例中，被变化用于由图44所示电源电路进行恒压控制的开关频率fs的变化范围是fs＝80kHz到200kHz，或者更大，并且范围Δfs是120kHz或者更大的相应宽的范围。

此外，图45所示的电源电路执行恒压控制，使得次级侧直流输出电压Eo被稳定在近似200V的额定电平处。因此，与图44所示的电源电路类似，图45所示电源电路的范围Δfs是相应宽的范围。

作为电源电路中的一种，适应宽范围(wide range)的电源电路是已知的，其被配置使得利用例如从近似交流85V到288V的交流输入电压范围来操作。在应用交流100V型的交流输入电压的地方，例如日本、美国等，以及应用交流200V型的交流输入电压的地方，例如欧洲，都可以应用该电源。

因此，这里考虑将图44(图45)所示的电源电路配置为适应上述宽范围的电源电路。

如上所述，当电源电路适应宽范围时，它适应例如从交流85V到288V的交流输入电压范围。因此，当与电源电路适应例如仅交流100V型或者仅交流200V型的单范围(single range)的情况相比较时，次级侧直流输出电压Eo的电平的变化范围也增大了。为了对次级侧直流输出电压Eo(其电平变换范围与上述这种交流输入电压范围相对应地被扩大了)执行恒压控制，要求在更大范围上的开关频率控制。例如，在图44(图45)所示的电源电路中，需要将开关频率fs的控制范围扩大到近似80kHz到500kHz。

但是，用于驱动实际开关器件的IC(振荡驱动电路2)的驱动频率的上限是近似200kHz。此外，即使配置并安装了可以以上述这样高的频率驱动的开关驱动IC，当开关器件以上述这样高的频率被驱动时，电源变换效率也显著地下降。因此，难于实际将上述开关驱动IC用作实际的电源电路。顺便提及，例如可以被图44(图45)所示电源电路稳定的交流输入电压VAC的上限是近似100V。

因此，为了将使用开关频率控制用于稳定化的开关电源电路实际配置为适应宽范围的开关电源电路，已知的是例如采用下述的这种配置。

具体地说，接收商用交流电源以产生直流输入电压(Ei)的整流电路系统被提供有响应于交流100V型和交流200V型的商用交流电源的输入，在倍压器整流电路与全波整流电路之间进行切换的功能。

在该实例中，电路被配置使得商用交流电源电平被检测，并且通过使用电磁继电器的开关，改变整流电路系统的电路连接，使得响应于检测到的电平，形成倍压器整流电路或者全波整流电路。

但是，在如上所述的用于对整流电路系统进行切换的这种配置中，如上所述，需要许多电磁继电器。此外，必须提供至少一对平滑电容器，以便形成倍压器整流电路。因此，元件数量增加，并且这增加了成本，同时，电源电路板的安装面积被扩大，以增大电路尺寸。尤其是，由于在形成电源电路的元件之中，平滑电容器和电磁继电器是大型部件，因此，板尺寸变得相当大。

当应用了用于在全波整流操作和倍压器整流操作之间进行切换的配置时，如果当输入了交流200V型的商用交流电源时，交流输入电压的电平因为发生瞬时服务中断而变得比与交流200 V型相对应的电压低，或者交流输入电压减小到比额定电压等低的电压电平，则可能发生如下故障：检测出输入的商用交流电源是交流100V型，并且执行从全波整流电路到倍压器整流电路的切换。如果发生刚才描述的这种故障，则对具有交流200V型电平的交流输入电压执行倍压器整流。因此，存在例如这样的可能：开关器件Q1、Q2等可能由于电压高于耐受电压而坏掉。

因此，作为实际的电路，为了防止发生上述的这种故障，采用了这样的配置：不仅检测主电源侧的开关变换器的直流输入电压，还检测备用电源侧的变换器电路的直流输入电压。因此，必须添加用于检测备用电源侧的变换器电路的部件，结果，更加加大了上述的成本增加和电路板尺寸的增大。

此外，为了防止故障，备用电源侧的变换器的直流输入电压被检测。这意味着只有不仅包含主电源而且包含备用电源的电子装置才可以实际地用作包含用于改变整流操作的电路并且适应宽范围的电源电路。换句话说，电源可以结合于其中的电子装置的类型被限制为含有备用电源的电子装置，并且使用范围被同等地变窄。

此外，作为适应宽范围的配置，如下配置也是公知的：响应于交流100V型/交流200V型的商用交流电源的输入，初级侧的电流谐振变换器的形式在半桥连接于全桥连接之间切换。

利用刚才描述的配置，即使例如作为上述这种引起故障的瞬时中断等的结果，交流200V型的交流输入电压落至交流100V型的电平，开关操作也仅是从半桥操作改变到全桥操作。并不发生比耐受电压高的电压被施加到开关器件上的情形。因此，不需要检测备用电源侧的直流输入电压。因此，该配置还可以应用于不含有备用电源的电子装置。此外，由于不涉及商用电源线路的切换，所以通过半导体开关切换电路形式是可能的。因此，不需要提供诸如电磁继电器之类的大型开关部件。

但是，利用上述配置，为了响应于交流100V型而形成全桥连接，必须提供至少四个开关器件。具体地说，与仅使用半桥连接的变换器的配置(其可以由两个开关器件形成)相比，必须添加另外两个开关器件。

此外，在该配置中，在全桥操作中，四个开关器件执行开关操作，即使在半桥操作中，也要三个开关器件执行开关操作。虽然谐振变换器产生低的开关噪声，但是由于许多开关器件以上述这种方式执行开关操作，与开关噪声有关的缺点增大。

同样，在上述任何一种配置以上述这种方式被采用作为适应宽范围的配置的情况中，当与适应单范围的另外配置相比较时，不能避免由于元件数量增加所导致的电路规模的增加和成本的增加。此外，利用前者的配置和后者的配置，分别出现了在利用适应单范围的配置时不出现的诸如对装置使用范围的限制以及开关噪声增大等固有问题。

此外，当如图44(图45)所示电源电路的情况，开关频率的控制范围是相当宽的范围时，还出现了这样的问题：在次级侧直流输出电压Eo的稳定化中的高速响应特性降低。

一些电子装置涉及操作变化，使得负载条件例如在负载具有最大水平的状态与负载基本为零的状态之间瞬时转变。表现出刚才描述的这种负载变化的负载也被称为开关负载。要结合到刚才描述的这种装置中的电源电路必须被配置使得次级侧直流输出电压被适当地稳定，以抵抗诸如开关负载的负载变化。

但是，如上面参考图48所描述的，当开关频率具有宽的控制范围的特性时，响应于诸如上述开关负载的负载变化，需要相对长的时间来调整开关频率(以该频率提供具有要求的电平的次级侧直流输出电压Eo)。简言之，作为恒压控制的响应特性，获得了不理想的结果。

可以认识到，图44(图45)所示的电源电路尤其在对于上述这种开关负载的恒压控制响应特性方面是不利的。在根据恒压控制的开关频率特性中，如图47中所见的，在从负载功率Po＝近似25W到0W的负载范围中，开关频率改变了很大的量。

根据本发明，提供了一种开关电源电路，包括开关装置、开关驱动装置、绝缘变换器变压器、初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、次级侧直流输出电压生成装置、恒压控制装置以及复合耦合系数设置装置。开关装置包括开关器件，用于接收直流输入电压作为对其的输入，以执行开关操作。开关驱动装置驱动开关器件用于开关操作。绝缘变换器变压器被至少缠绕了初级绕组和次级绕组，其中通过开关装置的开关操作而获得开关输出被提供给初级绕组，在次级绕组中通过初级绕组感应了交变电压。绝缘变换器变压器具有形成在其磁芯的预定位置处的间隙并且具有间隙长度，该间隙长度被设置使得可以在初级侧与次级侧之间获得预定耦合系数。初级侧串联谐振电路至少由绝缘变换器变压器的初级绕组的漏电感分量和与初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容形成，使得预定谐振频率可以被设置，用于使开关装置的操作是电流谐振型的。次级侧串联谐振电路至少由绝缘变换器变压器的次级绕组的漏电感分量和与次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容形成，使得至少预定谐振频率可以被设置。次级侧直流输出电压生成装置接收通过次级侧串联谐振电路获得的谐振输出作为对其的输入，并对被输入的谐振输出执行整流操作，以产生次级侧直流输出电压。恒压控制装置响应于次级侧直流输出电压的电平，控制开关驱动装置，以调整开关装置的开关频率，以对次级侧直流输出电压执行恒压控制。复合耦合系数设置装置设置绝缘变换器变压器的初级侧与次级侧之间的复合耦合系数，使得由初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路形成的电磁耦合型谐振电路的输出特性相对于具有开关频率的频率信号的输入可以变为单峰特性。

开关电源电路采用包括初级侧串联谐振电路的电流谐振型变换器的基本配置，并且还在次级侧形成由次级绕组与次级侧串联谐振电容器形成的次级侧串联谐振电路。

当采用上述配置时，本发明的开关电源电路包括通过绝缘变换器变压器的电磁耦合形成的耦合型谐振能力。此外，该电源电路中的绝缘变换器变压器的初级侧与次级侧之间的复合耦合系数被设置为这样一个值：利用该值，可以获得陡峭的单峰特性作为相对于开关频率的频率信号(开关输出)的输出特性，该频率信号是对耦合型谐振电路的输入。由于以这种方式获得了单峰特性，所以当与仅在初级侧上形成串联谐振电路的另外情况相比较时，稳定化所需的开关频率的变化范围或者必要控制范围被减小。

以这种方式，利用该开关电源电路，恒压控制所需的开关频率的可变控制范围(即必要控制范围)被减小了。

因此，可以容易地实现仅通过开关频率控制就获得适应宽范围的谐振型变换器。当仅通过开关频率控制就能获得宽范围时，消除了例如响应于商用交流电源的额定电平而切换整流电路系统或者采用用于在半桥连接和全桥连接之间切换开关电路系统的配置的需要。因此，可以预见到下述优点：同等的电路部件减少和板面积减小，电源电路应用于电子装置的范围被扩大，并且开关电源电路有力抵抗了开关噪声。

作为用于获得上述本发明的这些优点的基本配置，只需要对含有初级侧串联谐振电路的电流谐振型变换器的配置添加次级侧串联谐振电容器，并且采用提供要与初级绕组和/或初级绕组串联连接的电感器的配置。因此，必须增加的元件的数量或者要替换的元件的数量很少。

此外，当开关频率的必要控制范围如上所述地被减小时，恒压控制的响应性也被改善。这使得可以对于以开关方式在最大负载条件和无负载条件之间变化的被称作开关负载的负载变化，以比过去高的响应性执行恒压控制。这增强了其中结合了开关电源电路的装置的可靠性。

附图说明

结合附图，参考说明，将看出本发明的这些以及其他目的，附图中：

图1是示出了根据本发明第一实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图2是示出了第一实施例的开关电源电路中提供的绝缘变换器变压器的结构示例的截面图；

图3是示出了第一实施例电源电路的若干部件在最大负载功率条件下的操作的波形图；

图4是示出了第一实施例电源电路的若干部件在小负载条件下的操作的波形图；

图5是示出了第一实施例电源电路的等效电路的电路图，该电路被看作电磁连接型谐振电路；

图6是示出了第一实施例电源电路的恒压控制特性的波形图；

图7是示出了作为第一实施例电源电路的恒压控制操作，相对于交流输入电压条件和负载变化的开关频率控制范围或必要控制范围的波形图；

图8是示出了第一实施例电源电路的开关频率和交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；

图9是示出了根据第一实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图10是示出了根据第一实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图11是示出了根据本发明第二实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图12是示出了第二实施例电源电路的若干部件在最大负载功率条件下的操作的波形图；

图13是示出了第二实施例电源电路的若干部件的操作(小负载时)的波形图；

图14是示出了第二实施例电源电路的开关频率和交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；

图15是示出了根据第二实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图16是示出了根据第二实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图17是示出了根据本发明第三实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图18是示出了第三实施例电源电路的若干部件在最大负载功率条件下的操作的波形图；

图19是示出了第三实施例电源电路的若干部件在小负载条件下的操作的波形图；

图20是示出了第三实施例电源电路的开关频率和交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；

图21是示出了根据第三实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图22是示出了根据第三实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图23是示出了根据本发明第四实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图24是示出了第四实施例电源电路的若干部件的操作的波形图；

图25是示出了第四实施例电源电路的开关频率和交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；

图26是示出了根据第四和第七实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图27是示出了根据第四和第七实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图28是示出了根据本发明第五实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图29是示出了根据第五和第八实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图30是示出了根据第五和第八实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图31是示出了根据本发明第六实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图32是示出了根据第六和第九实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图33是示出了根据第六和第九实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例的电路图；

图34是示出了根据本发明第七实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图35是示出了第七实施例电源电路的若干部件的操作的波形图；

图36是示出了第七实施例电源电路的开关频率和交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；

图37是示出了根据本发明第八实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图38是示出了根据本发明第九实施例的电源电路的配置示例的电路图；

图39是示出了本发明第十实施例中所用的绝缘变换器变压器的结构示例的截面图；

图40A和图40B是示出了第十实施例中所用的绝缘变换器变压器的磁路的截面图；

图41到图43是示出了在根据第十实施例的电源电路中使用的等效电路的电路图；

图44和图45是示出了现有技术电源电路的配置的不同示例的电路图；

图46是示出了图44或图45所示的电源电路的若干部件的操作的波形图；

图47是示出了与图44或图45所示的电源电路有关的开关频率和交流到直流电源变换效率相对于负载变化的特性的示图；以及

图48是示出了图44或图45所示的电源电路的恒压控制特性的示图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明第一实施例的开关电源电路的配置示例。参考图1，电源电路被配置使得其初级侧的基本配置是部分电压谐振电路与半桥耦合式分别激励电流谐振型变换器的组合。

此外，第一实施例的电源电路具有适应于宽范围的配置。该电路响应于交流100V型和交流200V型的两种商用交流电源而工作。此外，该电源电路适应于例如从Po＝近似150W(100W或者更大)到Po＝0W(无负载)的负载功率Po的变化范围。

此外，该电源电路被假设用作例如打印机装置的电源，并被配置使得适应从150W到0W的负载功率Po。

首先，在图1所示的电源电路中，对商用交流电源AC提供了共模噪声滤波器，该共模噪声滤波器由一对滤波电容器CL和共模扼流圈CMC形成。

此外，包括桥式整流电路Di和平滑电容器Ci的全波整流电路在噪声滤波器的后级连接到商用交流电源AC。

全波整流电路接收商用交流电源AC以执行全波整流操作，使得在平滑电容器Ci两端获得经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)。在该实例中，经整流平滑的电压Ei具有与交流输入电压VAC相等的电平。

用于接收直流输入电压并对直流输入电压进行开关(中断)操作的电流谐振型变换器包括由两个开关元件Q1和Q2形成的开关电路，两个开关元件Q1和Q2每个都采取MOS-FET形式，以半桥连接方式连接，如图1中所见的。阻尼二极管DD1和DD2分别在开关器件Q1和Q2的漏极-源极之间并联连接。阻尼二极管DD1的阳极和阴极分别被连接到开关器件Q1的源极和漏极。类似地，阻尼二极管DD2的阳极和阴极分别被连接到开关器件Q2的源极和漏极。阻尼二极管DD1和DD2分别作为开关器件Q1和Q2的体二极管来提供。

此外，初级侧部分谐振电容器Cp在开关器件Q2的漏极-源极之间并联连接。初级侧部分谐振电容器Cp的电容和初级绕组N1的漏电感L1共同形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。获得了部分电压谐振操作，其中仅当开关器件Q1和Q2关断时，开关器件Q1和Q2表现电压谐振。

振荡驱动电路2被提供用于驱动开关器件Q1和Q2以进行开关操作。振荡驱动电路2包括振荡电路和驱动电路，并且例如可以使用通用IC形成。振荡驱动电路2的振荡电路产生所需频率的振荡信号，并且驱动电路利用该振荡信号来产生开关驱动信号，该开关驱动信号被用作用于驱动MOS-FET进行开关操作的栅极电压。开关驱动信号被施加到开关器件Q1和Q2的栅极。因此，开关器件Q1和Q2按照与开关驱动信号的周期相对应的开关频率，相继并且交替地导通和关断，以执行开关操作。

绝缘变换器变压器PIT被提供用于将开关器件Q1和Q2的开关输出传递到次级侧。

绝缘变换器变压器PIT具有初级绕组N1。初级绕组N1在其一端经由初级侧串联谐振电容器C1的串联连接，被连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的节点(开关输出点)，使得开关输出被传递。初级绕组N1在其另一端连接到初级侧的地。

绝缘变换器变压器PIT具有如图2的横截面视图所示的这种结构。

参考图2，绝缘变换器变压器PIT包括EE型磁芯(EE形磁芯)，该EE型磁芯由一对E型磁芯CR1和CR2形成，E型磁芯CR1和CR2由铁氧体材料制成，并且彼此组合使得它们的磁芯柱彼此相对。

绝缘变换器变压器PIT还包括线轴(bobbin)B，线轴B例如由树脂材料制成，并且具有这样的分区形状，使得其初级侧和次级侧的受绕部分彼此独立。初级绕组N1围绕线轴B的一个受绕部分缠绕。同时，次级绕组N2围绕线轴B的另一个受绕部分缠绕。以这种方式被缠绕了初级绕组N1和次级绕组N2的线轴B附接到EE型磁芯(CR1，CR2)上。从而，初级侧绕组和次级侧绕组在EE型磁芯的内磁芯柱上的不同缠绕区中缠绕。这样，获得绝缘变换器变压器PIT的整体结构。

以图2中所见的方式，在EE型磁芯的内磁芯柱中形成了间隙G。该实例中的间隙G被形成为使得其间隙长度例如被设置为近似2.8mm，使得初级侧与次级侧之间的耦合系数k可以例如是指示弱耦合状态的k＝0.65或更小。实际上，该耦合系数k被设置为k＝0.63。可以通过使得每个E型磁芯CR1和CR2的内磁芯柱形成为短于其他两个外磁芯柱来形成间隙G。

顺便提及，在含有诸如上面参考图44或图45描述的电源电路之类的电流谐振型变换器的现有技术的电源电路中，绝缘变换器变压器PIT的磁芯中所形成的间隙例如被设置为1.5mm到1.6mm或者更小，使得获得0.75或者更大的耦合系数k。

简言之，在本实施例中，绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合度被设置得远小于现有技术中的电源电路中的耦合度。

返回参考图1，在具有上面参考图2所描述的配置的绝缘变换器变压器PIT中，初级绕组N1具有预定的漏电感L1。此外，如上面所述的，初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C1串联连接。因此，初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容共同形成串联谐振电路(初级侧串联谐振电路)。

初级侧串联谐振电路连接到开关器件Q1和Q2的开关输出点。因此，开关器件Q1和Q2的开关输出被传递到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路利用向其传递的开关输出执行谐振操作，从而使得初级侧开关变换器的操作成为电流谐振型的操作。

顺便提及，从上述描述可见，图1所示的初级侧开关变换器将操作执行为上述的初级侧串联谐振电路(L1-C1)的电流谐振型操作以及初级侧部分电压谐振电路(Cp//L1)的部分电压谐振操作。

换句话说，图1所示的电源电路的初级侧具有如下配置。用于使初级侧开关变换器成为谐振型的谐振电路与另一谐振电路相组合。以这种方式由这个谐振电路的组合形成的开关变换器在下文中被称作“复合谐振型变换器”。

在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中激励(感应)与被传递到初级绕组N1的开关输出相对应的交变电压。

次级侧串联谐振电容器C2串联连接到次级绕组N2的一个端部。因此，由次级侧串联谐振电容器C2的电容和次级绕组N2的漏电感L2形成了次级侧串联谐振电路。简言之，在本实施例中，在绝缘变换器变压器PIT的初级侧和次级侧的每个上形成了串联谐振电路。

全波整流电路连接到次级侧串联谐振电路(L2-C2)。全波整流电路由桥式整流电路和平滑电容器Co形成，该桥式整流电路由以图1中所见的方式连接的四个整流二极管Do1到Do4形成。

全整流电路操作使得在次级绕组N2中所激励的交变电压的两个半周期中的一个中，桥式整流电路的一组整流二极管[Do1，Do4]导电，以将整流电流充电到平滑电容器Co中。另一方面，在次级绕组N2中所激励的交变电压的另一半周期中，另一组整流二极管[Do2，Do3]导电，以将整流电流充电到平滑电容器Co中。

因此，作为平滑电容器Co两端电压而获得的次级侧直流输出电压Eo具有与次级绕组N2中所激励的交变电压的电平相等的电平。

以这种方式获得的次级侧直流输出电压Eo被提供给未示出的负载，并且还被分支并输入作为用于后面描述的控制电路1的检测电压。

此外，由于全波整流电路对次级侧串联谐振电路的谐振输出执行整流平滑操作，所以全波整流电路的次级侧整流操作也是电流谐振型的。简言之，整流波形包括次级侧串联谐振电路的谐振频率的正弦波形。

在本实施例中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的关系被设置为使得谐振频率fo2小于谐振频率fo1。实际上，在图1所示的电源电路中，谐振频率fo1被设置为近似70kHz，而谐振频率fo2被设置为近似35kHz，使得是谐振频率fo1的近似1/2。

同时，在图1所示的电源电路的次级侧，次级侧部分谐振电容器Cp2并联地插入到次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联电路，其中次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2形成次级侧串联谐振电路(L2-C2)。

次级侧部分谐振电容器Cp2的电容和次级绕组N2的漏电感L2共同形成谐振电路，作为次级侧部分电压谐振电路(部分谐振电路)。次级侧部分电压谐振电路执行次级侧部分电压谐振操作。次级侧部分电压谐振操作电压仅在一组整流二极管[Do1，Do4]和另一组整流二极管[Do2，Do3]关断和导通的时刻谐振，其中这两组整流二极管形成次级侧全波整流电路。

部分电压谐振操作形成了路径，当两组整流二极管[Do1，Do4]和[Do2，Do3]关断时，沿该路径产生反向电流。由于此时的无功功率降低，所以获得了次级侧整流电路功耗的降低。

从上述描述可见，本发明的开关电源电路在初级侧包括初级侧串联谐振电路(L1-C1)和初级侧部分电压谐振电路(L1//Cp)，并且在次级侧包括次级侧串联谐振电路(L2-C2)和次级侧部分电压谐振电路(L2//Cp2)。

如上所述，包括两个谐振电路的组合的开关变换器在下文中被称作复合谐振型变换器，其中两个谐振电路包括与次级侧上的电路类似的串联谐振电路和部分电压谐振电路。同时，包括如本实施例情况中的三个或者更多个谐振电路的组合的开关变换器在下文中被称作多(复合)谐振型变换器。

控制电路1被提供以根据开关频率控制方法稳定次级侧直流输出电压Eo。

该实例中的控制电路1向振荡驱动电路2提供与作为检测输入的次级侧直流输出电压Eo的电平变化相对应的检测输出。振荡驱动电路2驱动开关器件Q1和Q2，使得响应于对其输入的控制电路1的检测输出，改变开关频率。为此，振荡驱动电路2改变要由内部振荡电路产生的振荡信号的频率。

随着开关器件Q1和Q2的开关频率变化，初级侧串联谐振电路的谐振阻抗和从绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1传递到次级绕组N2侧的功率量改变，从而稳定次级侧直流输出电压Eo的电平。

虽然下文中会描述细节，但是根据本发明的电源电路的开关频率控制方法，比中间谐振频率fo高的频率范围被设置为开关频率的变换范围。中间谐振频率fo依赖于初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2。换句话说，采用了上侧控制系统。

通常，串联谐振电路在其谐振频率处表现出最低的谐振阻抗。因此，在如本实施例中那样采用以串联谐振电路的谐振频率为基础的上侧控制系统时，谐振阻抗随着开关频率fs增大而增大。

因此，例如如果负载变得更大并且次级侧直流输出电压Eo下降，则开关频率被控制使得变得更低。这降低了谐振阻抗，并且增加了从初级侧到次级侧的功率传递量，从而，次级侧直流输出电压Eo上升。

另一方面，如果负载变得更小并且次级侧直流输出电压Eo上升，则开关频率被控制使得变得更高。从而，谐振阻抗增大，并且上述功率传递量降低。因此，次级侧直流输出电压Eo下降。开关频率以这种方式变化，以稳定次级侧直流输出电压Eo。

图3和图4示出了图1所示的电源电路的部件的操作波形。

具体地说，图3示出了当负载功率Po为Po＝150W(最大负载功率)时的操作波形，而图4示出了当负载功率Po为与小负载条件相对应的Po＝25W时的操作波形。应当注意，图3和图4示出了在交流输入电压固定为VAC＝100V的条件下进行的实验的结果。

此外，为了获得图3和图4所示的实验结果，图1所示的部件被如下所述地设置。

·绝缘变换器变压器PIT

EER-35型铁氧体磁芯，间隙长度＝2.8mm，耦合系数k＝0.63，

初级绕组N1＝45T(匝)＝225μH，漏电感L1＝133μH

次级绕组N2＝50T＝250μH，漏电感L2＝148μH

·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF

·次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF

·初级侧部分谐振电容器Cp1＝330pF

·次级侧部分谐振电容器Cp2＝330pF

应当注意，fo1≈70kHz的初级侧串联谐振电路谐振频率fo1是根据初级绕组N1的漏电感L1＝133μH以及初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF而设置的，并且谐振频率fo2≈35kHz是根据次级绕组N2的漏电感L2＝148μH以及次级侧串联谐振电容器C2＝0.15μF而设置的。应当注意，EER型的磁芯被包括在作为本领域公知产品的多种类型或标准的磁芯之一中，并且还公知的是EER型包括EE型。在本说明书，术语EE型被用于包括EER型和EE型两者，因为这两种类型的磁芯都具有EE形的横截面。

参考图3和图4，电压V1是开关器件Q2两端的电压，并且指示开关器件Q2的导通/关断时刻。具体地说，在电压V1具有零电平的时段中，图3和图4所示的开关器件Q2的开关电流IQ2流动，并且开关器件Q2表现导通状态。另一方面，在电压V1被箝位在经整流平滑的电压Ei的电平处的另一时段中，开关电流IQ2具有零水平，并且开关器件Q2表现关断状态。

此外，虽然没有示出，但是开关器件Q1两端的电压具有从电压V1相移了180度的波形。类似地，开关器件Q1的开关电流IQ1也就有从开关电流IQ2的波形相移了180度的波形。换句话说，开关器件Q1和开关器件Q2交替地导通和关断。

流过初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流Io具有如图3和图4中所见的这种波形。该波形是开关电流IQ1和开关电流IQ2的合成波形。

应当理解，当图3和图4所示的电压V1和开关电流IQ2的波形彼此相比较时，图4的波形的周期短于图3的波形的周期。这指示出电压V1和开关电流IQ2被控制，使得开关频率随着负载从高负载降低到低负载而增大。这指示出执行了稳定化控制，使得当负载变得更大并且次级侧直流输出电压Eo减小时，开关频率被减小，但是当负载变得更小并且次级侧直流输出电压Eo增大时，开关频率被增大。

于是，当负载变大并且开关频率被控制使得降低时，开关电流IQ2的峰值水平为4AP(安培)，如图3中所见的。另一方面，当负载变小并且开关频率被控制使得增大时，开关电流IQ2的峰值水平为2安培。由此，可以认识到，初级侧的开关电流也被改变，以使得响应于在大负载条件中次级侧直流输出电压Eo电平降低的趋势而增大，而该开关电流被改变，以响应于在小负载条件中次级侧直流输出电压Eo电平增大的趋势而减小。

当上述的初级侧串联谐振电流Io流动时，图3或图4所示的交变电压V2流过绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2。交变电压V2的正和负峰值电平(绝对值)等于次级侧直流输出电压Eo的电平。

由于获得了刚才描述的这种交变电压V2，所以次级侧桥式整流电路中的两组整流二极管[Do1，Do4]和[Do2，Do3]被使得导电，并且整流电流在次级侧流动。

如图3和图4所示，在次级绕组N2中所激励的交变电压V2具有正极性的时段中，整流电流ID1流动，其中整流二极管[Do1到Do4]导电并且流过电流。另一方面，在交变电压V2具有负极性的另一时段中，整流电流ID3流动，其中整流二极管[Do2，Do3]导电并且流过电流。

在次级侧的地与整流二极管Do2和Do4的用作桥式整流电路负输出端的节点之间的线路处获得了整流电流I2，并且整流电流I2具有如图3和图4中所见的这种波形。该波形是整流电流ID1和ID3的合成波形。

此外，在该实例中，电流ICp2流过提供在次级侧上的次级侧串联谐振电容器Cp2。如图3或图4中所见的，电流ICp2在整流二极管Do1到Do4关断的时刻流动。具体地说，从电流ICp2的波形可以看出，流动了在整流二极管Do1到Do4关断时产生的反向电流。这时同样如上所述地获得了对整流二极管Do1到Do4功耗的抑制。

具有上述配置的图1的电源电路包括分别在初级侧和次级侧的串联谐振电路(初级侧串联谐振电路(L1-C1)和次级侧串联谐振电路(L2-C2))。根据本实施例，由于基于电流谐振型变换器的电源电路具有如上所述的这种配置，所以它可以实际地应用为适于宽范围的电源电路。适于宽范围的该电源电路利用交流100V型和交流200V型的两种商用交流电源输入来工作。下面将更具体地描述。

图5示出了一个等效电路，其中从初级侧串联谐振电路与次级侧串联谐振电路之间的关系来查看图1所示的本实施例的电源电路。

参考图5，在所示的绝缘变换器变压器PIT中，其上缠绕的初级绕组N1和次级绕组N2具有预定的匝数，使得它们具有1∶n的绕组匝数比。此外，示出了绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合度由耦合系数k给定。

此外，在绝缘变换器变压器PIT的初级侧，示出了初级绕组N1具有漏电感L11，并且具有激励电感L1e。同时，在绝缘变换器变压器PIT的次级侧，次级绕组N2具有漏电感L21和激励电感L2e。

在图5所示的等效电路图中，开关频率fs的交变电流(频率信号)被输入到绝缘变换器变压器PIT的初级侧。具体地说，初级侧开关变换器(开关器件Q1和Q2)的开关输出被输入到绝缘变换器变压器PIT的初级侧。

在绝缘变换器变压器PIT的初级侧，开关频率fs的交变电流输入被提供到初级侧串联谐振电路。初级侧串联谐振电路可以被认为是这样的电路，其中初级侧串联谐振电容器C1和漏电感L11的串联电路被串联连接到初级绕组N1，并且激励电感L1e被并联连接到初级绕组N1。

同样，绝缘变换器变压器PIT的次级侧串联谐振电路可以被认为是这样的电路，其中次级侧串联谐振电容器C2和漏电感L21的串联电路类似地被串联连接到次级绕组N2，并且激励电感L2e类似地被并联连接到次级绕组N2。此外，在图5中，次级侧串联谐振电路的输出被输出到负载RL。负载RL是在次级侧全波整流电路之后连接的电路和负载。

在图5的具有上述这种连接方案的等效电路中，当绝缘变换器变压器PIT的耦合系数由k表示并且初级绕组N1的自电感由L1表示时，初级绕组N1的漏电感L11可以表示为

L11＝(1-k²)L1                (1)

同时，初级绕组N1的激励电感L1e可以表示为

L1e＝k²×L1                   (2)

类似地，当次级绕组N2的自电感由L2表示时，漏电感L21和激励电感L2e可以分别表示为

L21＝(1-k²)L2                (3)

L2e＝k²×L2                   (4)

图5中示出了经由绝缘变换器变压器PIT的电磁感应，等效电路包括初级侧上的初级侧串联谐振电路和次级侧上的次级侧串联谐振电路。相应地，图5所示的电路可以被认为是这样的电路，它通过电磁耦合形成了耦合型谐振电路。因此，图1所示的电源电路中的次级侧直流输出电压Eo的恒压控制特性依赖于绝缘变换器变压器PIT的耦合度(耦合系数k)而变化。这将参考图6更具体地描述。

图6示出了图5的等效电路相对于对其的输入(开关频率信号)的输出特性。换句话说，图6示出了次级侧直流输出电压Eo相对于开关频率fs的特性。在图6中，横坐标轴指示开关频率，纵坐标轴指示次级侧直流输出电压Eo的电平。

如上面参考图1所描述的，在本实施例中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2具有fo1＞fo2的关系。虽然在图6中，谐振频率fo1和fo2是相对于指示开关频率fs的横坐标轴而示出的，但是在如图1电路情况的fo1＞fo2时，示出为谐振频率fo2低于谐振频率fo1。另一方面，如果相反地，fo1＜fo2，则示出为谐振频率fo2高于谐振频率fo1。

这里假设绝缘变换器变压器PIT的耦合度被设置为强耦合状态，其中耦合系数k为k＝1。在该实例中，通过将k＝1代入上面给出的表达式(1)和(3)，初级绕组N1的漏电感L11和次级绕组N2的漏电感L21被表示为

L11＝L21＝0                   (5)

这指示出因为绝缘变换器变压器PIT具有强耦合，所以初级绕组N1和次级绕组N2没有漏电感。

当绝缘变换器变压器PIT的初级侧和次级侧以这种方式在强耦合状态中耦合时，恒压控制特性是双峰特性。次级侧直流输出电压Eo在与谐振频率fo1和谐振频率fo2不同的频率f1和f2处具有峰，如从图6中的特性曲线1所见的。

这里，频率f1被表示为

$f1=\mathrm{fo}/\sqrt{1+k}---\left(6\right)$

频率f2被表示为

$f2=\mathrm{fo}/\sqrt{1-k}---\left(7\right)$

在表达式(6)和(7)中，其中的一项fo是初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的中间频率，其依赖于初级侧阻抗、次级侧阻抗以及初级侧和次级侧共有的阻抗(互耦电感M)。

互耦电感M如下给出

$M=k/\sqrt{L1\×L2}---\left(8\right)$

假设上述耦合系数k从k＝1逐渐减小，即，如果绝缘变换器变压器PIT的初级侧和次级侧的耦合状态逐渐从强耦合状态改变到弱耦合状态，则图6所示的特性曲线1表现出这样的变化，该曲线逐渐失去它的双峰特性，并且在其中间谐振频率fo附近变得平坦。然后，当耦合系数k降低到一定程度时，达到临界耦合状态。在临界耦合状态中，如从另一特性曲线2所见到的，找不到双峰特性的趋势，而是该特性具有以中间谐振频率fo为中心的被展平的曲线形状。

如果耦合系数k从临界耦合状态进一步降低，以增加向弱耦合的程度，则如从图6中的另一特性曲线3所见到的，获得了单峰特性。单峰特性指示出次级侧直流输出电压Eo仅在中间谐振频率fo处具有峰值。如果特性曲线3与特性曲线1和2相比较，则可以认识到，特性曲线3自身的峰值电平低于特性曲线1和2的峰值电平。但是，作为类似二次函数的曲线形状，特性曲线3具有更陡的倾斜度。

本实施例中的绝缘变换器变压器PIT具有弱耦合设置，其中耦合系数k为k≤0.65。根据耦合系数k的设置，次级侧直流输出电压Eo利用特性曲线3所指示的单峰特性工作。

这里，将图6所示的单峰特性与上面参考图48描述的现有技术(图44或图45)的电源电路的复合谐振型变换器的恒压控制特性互相比较。可以看出，当与图6所示的特性相比较时，作为二次函数，图48所示的特性表现出相对缓和的倾斜度。

由于利用图44或图45所示的电源电路，作为上述的曲线，图48所示的特性是缓和的，所以例如即使在次级侧直流输出电压Eo适应于单范围的条件下，用于执行次级侧直流输出电压Eo恒压控制的开关频率的必要控制范围是fs＝80到200kHz，或者更大，而Δfs＝120kHz或者更大。因此，仅仅利用通过上述开关频率控制的恒压控制，很难使得次级侧直流输出电压Eo适应于宽范围。

相反，本实施例的恒压控制特性是如图7所示的特性，因为其具有图6的特性曲线3所指示的单峰特性。

在图7中，示出了四条特性曲线，包括特性曲线A、B、C和D。曲线A和B是当交流输入电压VAC是VAC＝100V(交流100V型)时，图1所示的本实施例的电源电路在最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的特性。曲线C和D是当交流输入电压VAC是VAC＝220V(交流220V型)时，最大负载功率Pomax和最小负载功率Pomin处的特性。

如从图7可见的，当与交流100V型的输入相对应的交流输入电压VAC为VAC＝100V时，将次级侧直流输出电压Eo稳定在要求的额定电平tg处所需的开关频率的变化控制范围(必要控制范围)由Δfs1表示。具体地说，变化控制范围Δfs1是从特性曲线A表现电平tg处的开关频率fs到特性曲线B表现电平tg处的开关频率fs的频率范围。

另一方面，当与交流200V型的输入相对应的交流输入电压VAC为VAC＝220V时，将次级侧直流输出电压Eo稳定在要求的额定电平tg处所需的开关频率的变化控制范围(必要控制范围)由Δfs2表示。具体地说，变化控制范围Δfs2是从特性曲线C表现电平tg处的开关频率fs到特性曲线D表现电平tg处的开关频率fs的频率范围。

如上所述，作为二次函数的曲线，当与上面参考图48描述的控制特性相比较时，作为本实施例中的次级侧直流输出电压Eo控制特性的单峰特性相对陡。

因此，当与上面参考图48描述的必要控制范围Δfs相比较时，上述分别当交流输入电压VAC为VAC＝100V时和当交流输入电压VAC为VAC＝220V的必要控制范围Δfs1和Δfs2被显著减小。

结果，从变化控制范围Δfs1的最低开关频率(特性曲线A表现电平tg处的开关频率fs)到变化控制范围Δfs2的最高开关频率(特性曲线A表现电平tg处的开关频率fs)的频率变化范围(ΔfsA)也相应地变窄。

于是，图1所示的本实施例的电源电路的实际频率变化范围ΔfsA充分落入开关驱动IC(振荡驱动电路2)目前可以适应的开关频率的范围内。换句话说，图1的电源电路可以实际以频率变化范围ΔfsA来可变地控制开关频率。这意味着图1所示的电源电路可以适应于交流100V型和交流200V型两种商用交流电源输入，以稳定次级侧直流输出电压Eo。换句话说，图1所示的电源电路仅通过开关频率控制就可以适应于宽范围。

顺便提及，作为在通信技术中用于扩展晶体管放大电路的放大带宽的技术，例如中频变频放大器，通过电磁耦合的耦合型谐振电路是已知的。但是，在刚才提到的这种领域中，使用强耦合的双峰特性或者临界耦合的平坦特性，而不使用弱耦合的单峰特性。可以说本实施例在谐振型开关变换器领域中，对于通过电磁耦合的上述这样的耦合型谐振电路的技术，正面地利用了弱耦合的单峰特性，这在通信技术领域这还没有被采用。这使得可以减小次级侧直流输出电压Eo稳定化所需的开关频率的变化范围(必要控制范围)，从而使得可以使开关电源电路仅通过开关频率控制这的恒压控制就能适应宽范围。

图8示出了图1所示电源电路的特性，并且具体地示出了相对于负载变化的交流到直流电源变换效率和开关频率控制特性。

应当注意，在图8中，当特性是以交流输入电压VAC为VAC＝100V进行的实验的结果时，由实线表示，当特性是以交流输入电压VAC为VAC＝220V进行的另一实验的结果时，由虚线表示。此外，这些特性是在与获得图3和图4的波形时类似的元件条件下获得的。

首先，关于交流到直流电源变换效率，对于交流输入电压VAC＝100V和200V两者都获得了随负载功率Po上升而上升的特性。

然后，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时，在负载功率Po＝150W处所获得的交流到直流电源变换效率为其最大值，并且是ηAC→DC＝90.8％。

其次，当交流输入电压VAC为VAC＝220V时，在负载功率Po＝150W处获得了ηAC→DC＝90％或者更大的高交流到直流电源变换效率。

由于上面参考图44或者图45描述的现有技术中的电路在交流输入电压VAC＝100V并且负载功率Po＝150W处表现出ηAC→DC＝近似91.0％的交流到直流电源变换效率，所以本实施例获得了与现有技术中的电路基本相同的电源变换效率。

因此，可以理解，同样当从电源变换效率的角度查看本实施例时，它可以通过开关频率控制实现适应于宽范围的配置，使其对于实际使用是足够的。

此外，从图8可以看出，开关频率fs的特性表现出相对上面参考图44或者图45描述的现有技术中的电路被减小的变化。在上面参考图44或图45描述的现有技术中的配置的情况中，在从负载功率Po＝25W的低负载条件到Po＝0W的无负载条件的范围中，开关频率fs表现出相对于负载功率Po的变化而陡峭上升的特性。相反，在从小负载条件到无负载条件的范围中，开关频率fs相对于负载功率Po变化的变化被明显抑制。尤其是在交流输入电压VAC＝100V处，开关频率fs获得了这样的特性，其相对于负载功率Po从负载功率Po＝150W的最大负载功率条件到负载功率Po＝0的无负载条件的变化基本是平坦的。

根据实验，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时，相对于负载功率Po＝150W到0W的变化，获得了开关频率fs＝80到83.6kHz的结果。换句话说，在交流输入电压VAC＝100V处的开关频率的必要控制范围Δfs1是3.6kHz，可以被抑制到图44或图45的现有技术的电源电路范围的近似1/30的范围。

另一方面，在交流输入电压VAC为VAC＝220V处，负载功率Po＝150到0W的变化，获得了这样的结果：开关频率fs是105到160kHz并且该实例中的必要控制范围Δfs2是55kHz。

从上述结果可以认识到，在交流100V型到交流200V型的商用交流电源的范围上，必要控制范围Δfs近似为80到160kHz。这充分地保持在上述的目前开关驱动IC(振荡驱动电路2)的频率变化范围(近似50到200kHz)之内，并且由此可以理解，现有IC可以照现在这样被用于实现根据本实施例的适应宽范围的配置。

这里，进行描述以确认：如从图8所见，开关频率fs相对于负载变化的变化特性相对于现有技术的开关电源电路来说是明显平坦的，其原因是绝缘变换器变压器PIT的间隙被加宽，以使得初级侧与次级侧之间的耦合比现有技术的开关电源电路弱。

换句话说，现有技术中的开关电源电路的间隙长度G为G＝近似1.5mm，而本实施例的间隙长度被设置为G＝2.8mm，近似是现有技术间隙长度的两倍。因此，在负载功率Po＝25到0W范围内的开关频率的升高被抑制了，并且在交流输入电压VAC＝100V处的必要控制范围Δfs可以被减小到近似为现有技术电源电路的1/30。

但是，通常，随着绝缘变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的弱耦合的程度增加，绝缘变换器变压器PIT的功耗倾向于增加，并且电压变换效率也同等程度地下降。但是，根据本实施例，如下所述地获得了电源变换效率特征，其足以用于实际使用。这是由这样的事实引起的，即串联谐振电路(次级侧串联谐振电路)也是在次级侧上形成的。

具体地说，当提供了次级侧串联谐振电路时，可以提供次级侧直流输出电压Eo的功率，包括通过次级侧串联谐振电路的谐振操作获得的增加的能量，并且这补偿了采用弱耦合导致的效率的下降。此外，次级侧部分电压谐振电路的形成也降低了次级侧的整流二极管的开关损耗，并且这也非常有助于抑制电源变换效率的下降，并增强电源变换效率。

如从上述描述可以认识到的，图1所示的本实施例的电源电路使得可以仅通过开关频率控制就适应宽范围。

这例如消除了采用用于如下目的的配置的需要：用于响应于商用交流电源的有关电平，在用于产生经整流平滑的电压Ei的整流电路系统之间切换整流操作，或者在半桥耦合方案与全桥耦合方案之间切换开关变换器的形式，以便使得电源电路适应宽范围。

例如，当使得刚才所述的用于电路切换的配置不必要时，电路变得可以使用仅仅一个平滑电容器Ci，并且开关元件的数量可以减少到两个，这是半桥耦合方案最低程度需要的。从而，可以实现电路部件数量的同等减少、电路规模的减小、开关噪声的降低等等。

此外，当不需要用于电路切换的配置时，就不需要提供用于防止由于切换造成故障的专用配置，并且在这点上，也可以预见到抑制了部件数量的增多。此外，由于用于防止故障的备用电源并非本质需要，所以电源电路可以结合到其中的装置的范围可以被扩大。

为了获得本实施例的上述效果，需要向在初级侧含有串联谐振电路的现有技术中的电流谐振型变换器的配置加入仅仅一个次级侧串联谐振电容的部件。换句话说，可以通过添加数量比根据电路切换系统的现有技术中的配置少很多的部件，实现适应宽范围的电源电路。

此外，当开关频率的必要控制范围Δfs如上所述地被减小时，恒压控制的响应也被显著增强，而不论电源电路是适应宽范围还是适应单范围。

具体地说，许多电子装置执行称作开关负载操作的这种操作。负载功率Po以在最大负载条件和无负载条件之间以相对高的速度开关或者切换的这样的方式变化。例如，作为个人计算机外围装置的打印机和等离子显示装置被列为执行这样的开关负载操作的装置。顺便提及，第一实施例的电源电路被配置意图可以被结合作为打印机的电源。

当如图44或图45所示的必要控制范围Δfs相对宽的电源电路被结合到执行上述这种开关负载操作的装置中时，随负载功率如上所述陡峭变化，执行了相应大的变化量的开关频率fs的变化控制。因此，在现有技术中难于获得恒压控制的高速响应。

相反，根据本实施例，由于必要控制范围Δfs被显著减小，尤其是在单范围的区域中，所以可以响应于在最大负载条件和无负载条件之间负载功率Po的陡峭变化，以高的速度稳定次级侧直流输出电压Eo。简言之，用于开关负载的恒压控制的响应性能被显著改善。

图9示出了根据上述第一实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例。图9所示的修改的电源电路自然具有与第一实施例类似的基本配置，并且包括与图1的电源电路类似地有选择地设置的主要部件。因此，在修改的电源电路中，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k与谐振频率fo1和fo2与第一实施例的电源电路类似地设置。另外，图9的电源电路具有适应较大负载条件的配置。

参考图9，为了适应大负载条件，所示的电源电路包括初级侧电流谐振型变换器，该变换器包括以全桥方式连接的四个开关元件Q1到Q4。

在该全桥连接中，开关器件Q1和Q2的半桥连接与开关器件Q3和Q4的半桥连接彼此并联连接。

类似于开关器件Q1和Q2，对于开关器件Q3和Q4，各自为体二极管形式的阻尼二极管DD3和DD4分别在开关器件Q3和Q4的漏极-源极之间并联连接。

此外，在该实例中，由绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C1的串联连接形成的初级侧串联谐振电路以如下方式连接。

首先，作为初级侧串联谐振电路的一个端部，初级绕组N1的一端(缠绕末端端部)连接到开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的节点。开关器件Q1的源极与开关器件Q2的漏极之间的节点被设置为全桥连接的开关电路系统的一个开关输出点。

在初级侧串联谐振电路的另一个端部，初级绕组N1的另一端部(缠绕开端端部)经由初级侧串联谐振电容器C1的串联连接，连接到开关器件Q3的源极与开关器件Q4的漏极之间的节点，该节点被设置为另一开关输出点。

此外，在该实例中，初级侧部分谐振电容器Cp1在开关器件Q4的漏极-源极之间并联连接。初级侧部分谐振电容器Cp1的电容和初级绕组N1的漏电感L1(以及高频电感器L11的电感)共同形成并联谐振电路(部分电压谐振电路)。电容器Cp1获得了部分电压谐振操作，其中仅当开关器件Q3和Q4关断时进行电压谐振。

在该实例中，提供了两个振荡驱动电路2和3。振荡驱动电路2驱动开关器件Q1和Q2，使得它们交替地导通/关断，而振荡驱动电路3驱动开关器件Q3和Q4，使得它们交替地导通/关断。此外，振荡驱动电路2和3通常执行开关驱动，使得开关元件[Q1，Q4]的组和开关元件[Q3，Q4]的组交替地导通/关断。

例如，如果负载条件趋向于变为大负载条件，则流到开关变换器的电流增加，并且这不仅增加了电路部件的负荷，也降低了功耗。因此，如果应用了本修改形式中的这种全桥连接，则由于必要的负载电流提供自四个开关元件，所以例如当与含有两个开关元件的另一种半桥连接相比较时，每个部件上的负荷被降低了，并且功耗被降低。这有利于大负载条件。

当基于图1的配置采用如上所述的这样的全桥连接方案的配置时，电源电路可以适应于利用最大负载功率Pomax＝200W或者更大的大负载。换句话说，可以增大电源电路可以适应的最大负载条件。

图10示出了根据上述第一实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例。图10所示的修改的电源电路也自然具有与第一实施例类似的基本配置，并且具有适应较大负载条件的配置。

参考图10，作为适应大负载条件的配置，修改的电源电路包括用于产生电平等于交流输入电压VAC电平两倍的经整流平滑的电压Ei的倍压器整流电路，作为用于接收商用交流电源AC(交流输入电压VAC)作为对其的输入以产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统。

倍压器整流电路包括两个整流二极管DA和DB，以及两个平滑电容器Ci1和Ci2。

整流二极管DA的阳极和整流二极管DB的阴极在共模噪声滤波器(CMC，CL，CL)的后级连接到商用交流电源AC的正极线路。整流二极管DA的阴极连接到平滑电容器Cil的正极端，而整流二极管DB的阳极连接到初级侧的地。

平滑电容器Ci1和Ci2串联连接。平滑电容器Ci1的负极端和平滑电容器Ci2的正极端连接。如上所述，平滑电容器Cil的正极端连接到上述整流二极管DA的阴极。平滑电容器Ci2的负极端连接到初级侧的地。此外，平滑电容器Ci1与Ci2之间的节点在共模噪声滤波器(CMC，CL，CL)的后级连接到商用交流电源AC的负线路。

以这种方式形成的倍压器整流电路通常操作使得在商用交流电源AC(交流输入电压VAC)具有正极性的半波时段中，整流二极管DA导电，从而将整流电流充电到平滑电容器Ci1中。因此，作为平滑电容器Ci1两端的电压，获得了电平与商用交流电源AC(交流输入电压VAC)电平相等的直流电压(经整流平滑的电压)。

另一方面，在交流输入电压VAC具有负极性的另一半波时段中，整流二极管DB导电，从而将整流电流充电到平滑电容器Ci2中。因此，作为平滑电容器Ci2两端的电压，也获得了电平与商用交流电源AC(交流输入电压VAC)电平相等的直流电压(经整流平滑的电压)。

结果，作为平滑电容器Ci1和Ci2的串联电路两端的电压，获得了等于商用交流电源AC电压两倍的经整流平滑的电压Ei。换句话说，通过倍压器整流电路执行了倍压器整流操作。然后，在下级的开关变换器接收以这种方式产生的经整流平滑的电压Ei，作为直流输入电压的输入，以执行开关操作。

在该开关电源电路中，随着大负载趋势的进行，流到开关变换器的电流趋于增大，并且功耗趋于增大。但是，当倍压器整流电路被用来获得高电平的经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)时，相对于相同的负载条件，流到开关变换器的电流可以被减小。这抑制了由于朝向大负载的趋势造成的功耗增加。换句话说，当与用于从商用交流电源AC产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统是由普通全波整流电路形成的另一情况相比较时，同样可以获得适应较大负载条件的电源电路。当应用第一实施例的第二修改形式的配置时，电源电路可以适应最大负载功率Pomax＝近似200W或者更大的大负载条件。

应当注意，用于产生直流输入电压(经整流平滑的电压Ei)的整流电路系统被形成为如上所述的倍压器整流电路。这样的配置仅适应于交流100V型的单范围。

但是，与图1的电源电路类似地获得了这样的优点：通过降低用于开关频率控制的必要控制范围Δfs，增强了例如对于开关负载等的恒压控制的响应特性。

图11示出了根据本发明第二实施例的电源电路的配置示例。

图11所示的电源电路具有多复合谐振型变换器的基本配置，类似于上面参考图1描述的电源电路，该变换器包括作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统的桥式全波整流电路(Di，Ci)，并且对于初级侧串联谐振型变换器采用半桥耦合系统。

此外，为了将耦合系数k设置为k＝近似0.65或者更小，类似于图1所示的第一实施例的电源电路，对于具有例如图2所示的结构的绝缘变换器变压器PIT的内磁芯柱中所形成的间隙G，设置近似2.8mm的间隙长度。

此外，假设本电源电路被结合作为利用等离子显示装置中的电源，并且因此具有用于产生200V或者更大的次级侧直流输出电压(Eo)，并适应于从150W到0W的范围内的负载功率Po的配置。

此外，第二实施例的电源电路包括倍压器半波整流电路，作为连接到次级绕组N2的整流电路。

在该实例中的倍压器半波整流电路中，整流二极管Do1在其阳极经由次级侧串联谐振电容器C2的串联连接，被连接到次级绕组N2的一个端部(缠绕开端端部)。整流二极管Do1在其阴极经连接到平滑电容器Co的正极端。平滑电容器Co在其负极端连接到次级侧的地。

此外，次级绕组N2在其另一端部(缠绕末端端部)接地到次级侧的地，并且还连接到整流二极管Do2的阳极。整流二极管Do2在其阴极连接到次级侧串联谐振电容器C2与整流二极管Do1的阳极之间的节点。

同样在该实例中，次级侧部分谐振电容器Cp2并联连接到次级绕组N2与次级侧串联谐振电容器C2的串联电路，其中次级绕组N2与次级侧串联谐振电容器C2共同形成次级侧串联谐振电路。电容器Cp2与次级绕组N2的漏电感L2共同形成次级侧部分电压谐振电路。

以上述这种方式形成的倍压器半波整流电路以如下方式操作。

首先，在次级绕组N2中所感应的交变电压的半个周期中，整流电流沿着次级绕组N2——整流二极管Do2——次级侧串联谐振电容器C2的路径流动，从而将整流电流充电到次级侧串联谐振电容器C2中。通过此时的整流操作，在次级侧串联谐振电容器C2两端产生了电平与在次级绕组N2所感应的交变电压电平相等的电压。

在次级绕组N2的交变电压的另外半个周期中，整流电流沿着次级绕组N2——次级侧串联谐振电容器C2——整流二极管Do1——平滑电容器Co的路径流动。此时，平滑电容器Co被次级绕组N2的感应电压充电，该电压上叠加了通过在次级绕组N2的交变电压的先前半个周期中的整流操作而获得的次级侧串联谐振电容器C2两端的电压。因此，作为平滑电容器Co两端的电压，产生了电平等于次级绕组N2的交变电压电平两倍的次级侧直流输出电压Eo。换句话说，获得了倍压器整流操作。

此外，尽管在上述倍压器半波整流操作中，对于各个半周期，电流以相对的正极性和负极性方向流向次级侧串联谐振电容器C2，第一次级侧串联谐振电路也响应于电流而执行整流操作。

此外，响应于倍压器半波整流电路的整流操作，在整流二极管Do1和Do2关断的时刻获得了次级侧部分电压谐振电路的部分电压谐振操作，其中次级侧部分电压谐振电路包括次级侧部分谐振电容器Cp2A。

如上所述，在图11的电源电路中，倍压器半波整流电路被形成作为整流平滑电流，用于产生次级侧直流输出电压Eo，使得获得电平等于次级绕组N2中所获得的交变电压电平两倍的次级侧直流输出电压Eo。

因此，当试图获得相等电平的次级侧直流输出电压Eo时，当与例如桥式全波整流电路情况中的产生电平等于上述交变电压电平的电压的另一配置相比较，次级绕组N2的匝数可以被减少到1/2。

此外，当如图44所示的那样的桥式全波整流电路和如图45所示的那样的全波整流电路作为次级侧整流电路互相比较时，如果试图获得相等电平的次级侧直流输出电压Eo，则全波整流电路需要等于桥式全波整流电路两倍的匝数。

由此，当图11的电路和图45的电路在次级绕组N2匝数的方面彼此比较时，图11的电路中的次级绕组N2的匝数可以被减少到图45的电路的近似1/4。

实际上，为了获得相等电平的次级侧直流输出电压Eo，图45的电路中的次级绕组N2要求匝数等于次级绕组部分N2A+次级绕组部分N2B＝50T+50T＝100T。如下文中将描述的，第一修改形式中的次级绕组N2被设置为25T。

由于次级绕组N2的匝数可以以这种方式减少，可以预见绝缘变换器变压器PIT的小型化，并且可以预见次级绕组N2的缠绕步骤的简化。

图12和图13示出了图11所示电源电路的若干部件的操作波形。

具体而言，图12示出了当负载功率Po为Po＝150W(最大负载功率)时的操作波形，而图13示出了当负载功率Po为Po＝25W时的操作波形。应当注意，图12和图13示出了在固定的交流输入电压VAC＝100V的条件下进行的实验的结果。

此外，为了获得图12和图13所示的实验结果，图11所示的部件被如下设置。

·绝缘变换器变压器PIT

EER-35型铁氧体磁芯，间隙长度＝2.8mm，耦合系数k＝0.63，

初级绕组N1＝45T(匝)＝225μH，漏电感L1＝133μH

次级绕组N2＝25T＝62μH，漏电感L2＝38μH

·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF

·次级侧串联谐振电容器C2＝0.33μF

·初级侧部分谐振电容器Cp1＝330pF

·次级侧部分谐振电容器Cp2＝1,000pF

在该实例中，根据初级绕组N1的漏电感L1＝133μH以及初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz。同时，根据次级绕组N2的漏电感L2＝148μH以及次级侧串联谐振电容器C2＝0.33μF，谐振频率fo2被设置为fo2≈45kHz。同样在该实例中，谐振频率fo2被设置使得具有比谐振频率fo1低的值，使得与第一实施例类似地获得fo1＞fo2的关系。

参考图12和图13，电压V1是开关器件Q2两端的电压，并且指示开关器件Q2的导通/关断时刻。具体地说，在电压V1具有零电平的时段中，图12和图14所示的开关器件Q2的开关电流IQ2流动，并且开关器件Q2表现导通状态。另一方面，在电压V1如图所示被箝位在经整流平滑的电压Ei的电平处的另一时段中，开关电流IQ2具有零水平，并且开关器件Q2表现关断状态。

此外，虽然没有示出，但是开关器件Q1两端的电压具有从电压V1相移了180度的波形。类似地，开关器件Q1的开关电流IQ1也具有从开关电流IQ2的波形相移了180度的波形。换句话说，开关器件Q1和开关器件Q2交替地导通和关断。

流过初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流Io具有如图12和图13中所见的这种波形，该波形是开关电流IQ1和开关电流IQ2的合成波形。

当图12和图13所示的电压V1和开关电流IQ2的波形彼此实际比较时，在小负载条件情况中的图13的波形的开关周期短于在大负载条件情况中的图12的波形的周期。从而，稳定化控制被执行，使得当负载变得更大并且次级侧直流输出电压Eo减小时，开关频率减小，但是当负载变得更小并且次级侧直流输出电压Eo增大时，开关频率增大。

作为负载变大并且开关频率被控制使得降低的情况，获得了这样的结果：当图12所示的负载功率Po为Po＝150W时，开关电流IQ2的峰值水平变为4安培。

另一方面，当上述初级侧串联谐振电流Io流动时，在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中激励了交变电压。于是，响应于以这种方式获得的交变电压，图12所示波形的次级绕组电流I2流过次级绕组N2。应当注意，当负载条件是如从图12中所见的大负载条件时，次级绕组电流I2表现出4.5安培的峰值水平(正负绝对值)。

此外，当在次级绕组N2中激励了交变电压时，次级侧整流二极管Do1和Do2被致使导电，使得整流电流在次级侧流动。

在该实例中，可以看出，当整流二极管Do1导电时，整流电流ID1在次级绕组N2中所激励的交变电压具有正极性的时段中流动。另一方面，当整流二极管Do2导电时，整流电流ID2在交变电压具有负极性的另一时段中流动。

如上所述。通过整流二极管Do1和Do2的整流操作，作为平滑电容器Co两端的电压，产生了电平等于次级绕组N2中所产生的交变电压电平两倍的次级侧直流输出电压Eo。

在该实例中，在整流二极管Do1的阳极和次级侧串联谐振电容器C2的节点与次级绕组N2的缠绕开端端部之间出现的电压V2具有如下波形。在整流二极管Do1导电的时段中(次级绕组N2中所激励的交变电压具有正极性的半周期中)，获得了在正极侧上的与次级侧直流输出电压Eo的电平相等的峰值电平。在整流二极管Do2导电的另一时段中(次级绕组N2中所激励的交变电压具有负极性的另外的半周期中)，获得了零电平，如图12中所见的。

从刚才描述的电压V2的这种波形还可以认识到，图11所示的电路操作为倍压器半波整流电路。该电路仅在从次级绕组N2获得的交变电压的半个周期中执行平滑电容器Co的充电，以在平滑电容器Co两端获得电平等于交变电压电平两倍的次级侧直流输出电压Eo。

图12和图13还示出了流到提供在次级侧上的次级侧部分谐振电容器Cp2的电流ICp2。如在图12和图13中所见的，电流ICp2在整流二极管Do1和整流二极管Do2关断(导通)的时刻流动。电流ICp2的波形指示在整流二极管Do1和Do2的关断(导通)时刻获得的部分电压谐振电路。此外，电流ICp2的波形指示出在整流二极管Do1和Do2关断时产生的反向电流流动，并且从而可以预见整流二极管Do1和Do2抑制功耗(开关损坏)，如上所述。

图14示出了通过利用图11所示电源电路进行的实验而获得的该电源电路的特性，并具体地示出了相对于负载变化的交流到直流电源变换效率和开关频率特性。

应当注意，在图14中，当特性是以交流输入电压VAC为VAC＝100V进行的实验的结果时，由实线表示，当特性是以交流输入电压VAC为VAC＝220V进行的实验的结果时，由虚线表示。

首先，关于交流到直流电源变换效率，对于交流输入电压VAC＝100V和200V两者都获得了随负载功率Po上升而上升的特性。

其次，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时，所获的交流到直流电源变换效率在负载功率Po＝150W处表现出最大值，是ηAC→DC＝90.5％。

并且，当交流输入电压VAC为VAC＝220V时，在负载功率Po＝150W处获得了ηAC→DC＝90％或者更大的高的交流到直流电源变换效率。

以这种方式，同样通过第二实施例的电源电路，获得了与图44或图45所示的现有技术中的电路基本相等的电源变换效率。

并且，开关频率fs表现出这样的特性：当与现有技术中的电路相比较时，其变化被抑制，即，相对于从小负载条件到无负载条件的范围中的变化，开关频率fs的陡峭变化被有效地抑制。尤其是在交流输入电压VAC＝100V时，开关频率fs表现出这样的特性：其相对于负载功率Po从Po＝150W的最大负载功率到Po＝0的无负载条件的变化，基本是平坦的。

具体地说，在交流输入电压VAC＝100V处，获得了这样的结果：相对于Po＝150到0W的负载功率Po的变化，开关频率fs在fs＝80到83.6kHz的范围内变化。换句话说，在交流输入电压VAC＝100V处的开关频率的必要控制范围Δfs1是3.6kHz，并且是现有技术中的电源电路的近似1/30。另一方面，在交流输入电压VAC＝220V处，获得了这样的结果：相对于负载功率Po＝150到0W的变化，开关频率fs是105到132kHz，并且该实例中的必要控制范围Δfs2是27kHz。结果，在交流100V型到交流200V型的商用交流电源的范围上，必要控制范围Δfs近似为80到130kHz。这充分地保持在开关驱动IC(振荡驱动电路2)的频率变化范围(近似50到200kHz)之内。简言之，与第一实施例类似，现有的开关驱动IC可以照现在这样被用于实现适应宽范围的配置。

图15示出了根据上述第二实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例。图15所示的修改的电源电路自然具有与第二实施例类似的基本配置，并且包括与图11的电源电路类似地有选择地设置的主要部件。因此，在修改的电源电路中，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k与谐振频率fo1和fo2与图1所示的电源电路类似地设置。另外，图15的电源电路具有适应较大负载条件的配置。

参考图15，为了适应大负载条件，所示的电源电路包括初级侧电流谐振型变换器，该变换器包括以全桥方式连接的四个开关元件Q1到Q4。

当采用刚才描述的配置时，电源电路可以适应的最大负载条件可以增大到最大负载功率Pomax＝近似300到400W。

图16示出了根据上述第二实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例。图16所示的修改的电源电路也自然具有与第二实施例类似的基本配置，并且具有适应较大负载条件的配置。

参考图16，作为适应大负载的配置，修改的电源电路包括具有与图10类似配置的倍压器整流电路，作为用于接收商用交流电源AC(交流输入电压VAC)作为对其的输入以产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统。

当采用刚才描述的配置时，电源电路可以适应的最大负载条件可以增大到最大负载功率Pomax＝近似300到400W。

在图16所示电路中，次级侧倍压器半波整流电路具有与图11和图15不同的配置。

同样在图16中，次级侧串联谐振电容器C2串联连接到次级绕组N2的一个端部，并且整流二极管Do1的阳极连接到次级侧串联谐振电容器C2。但是在该实例中，如图16中所见的，平滑电容器Co1(第一次级侧平滑电容器)和另一平滑电容器Co2(第二次级侧平滑电容器)的串联电路被连接作为次级侧平滑电容器，用于产生次级侧直流输出电压Eo。

平滑电容器Co1在其正极端连接到整流二极管Do1的阴极，并且平滑电容器Co1的负极端和平滑电容器Co2的正极端彼此连接。平滑电容器Co2的负极端连接到次级侧的地。

此外，平滑电容器Co1与平滑电容器Co2之间的节点连接到次级绕组N2的另一个端部。

此外，整流二极管Do2在其阴极连接到次级侧串联谐振电容器C2与整流二极管Do1的阳极之间的节点，并且在其阳极连接到次级侧的地。

应该注意，次级侧部分谐振电容器Cp2被插入在次级侧串联谐振电容器C2和整流二极管Do2阴极间的节点与次级侧的地之间，使得其可以与次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联电路具有并联关系。从而，由次级侧部分谐振电容器Cp2和次级绕组N2的漏电感L2形成了部分电压(并联)谐振电路。

根据上述连接方案，在次级绕组N2中所感应的交变电压的半个周期中，整流电流沿着整流二极管Do1——平滑电容器Co1的路径流动，并且因此，在平滑电容器Co1两端产生了电平等于交变电压电平的电压。在交变电压的另外半个周期中，整流电流沿着平滑电容器Co2——整流二极管Do2的另一路径流动。因此，在平滑电容器Co2两端产生了电平等于交变电压电平的电压。

因此，作为平滑电容器Co1和Co2的串联电路两端的电压，获得了电平等于交变电压电平两倍的次级侧直流输出电压Eo。

如从上述描述可以认识到的，由于在该实例中，在次级侧上提供的平滑电容器Co1和Co2仅在交变电压的半个周期中被充电，所以作为整流操作，获得了半波整流操作。换句话说，在图16所示的电路的次级侧上，也获得了倍压器半波整流电路的操作。

因为用于产生经整流平滑的电压Ei的整流电路系统被形成为倍压器整流电路，所以图16所示的电路也被应用于单范围。但是，对于诸如开关负载的宽负载变化范围中的陡峭变化，该电路获得了良好的恒压控制响应特性。

应当注意，图15和图16所示的修改形式可以被进一步修改，例如使得图16的次级侧的配置具有图1所示的初级侧的半桥耦合的配置。还可以将图16的次级侧的配置应用到图15所示的初级侧的全桥配置，或者相反地将图15所示的次级侧的配置应用到图16所示的初级侧的倍压器整流电路的配置。换句话说，初级侧和次级侧的配置的组合可以适当地调换。这也适用于下文描述的各种实施例。

图17示出了根据本发明第三实施例的电源电路的配置实例。

图17所示的电源电路具有多复合谐振型变换器的基本配置。类似于上面参考图1和图11描述的电源电路，该变换器包括作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流系统的桥式全波整流电路(Di，Ci)，并且对于初级侧串联谐振型变换器采用半桥耦合系统。

此外，为了将耦合系数k设置为k＝近似0.65或者更小，对于具有例如图2所示的结构的绝缘变换器变压器PIT的内磁芯柱中所形成的间隙G，设置近似2.8mm的间隙长度。

此外，假设本电源电路被结合作为利用等离子显示装置中的电源，并且因此具有用于产生200V或者更大的次级侧直流输出电压Eo，并适应于从150到0W的范围内的负载功率Po的配置。

此外，图17所示的电源电路包括倍压器全波整流电路，作为次级侧整流电路。倍压器全波整流电路中的次级绕组N2具有在其上提供的中心抽头，使得次级绕组N2被分为两个次级绕组部分N2A和N2B。在该实例中，次级绕组N2的中心抽头被接地到次级侧的地。

次级绕组部分N2A的端部是次级绕组N2的缠绕末端端部。次级绕组部分N2A的端部经由次级侧串联谐振电容器C2A的串联连接，连接到整流二极管Do1的阳极与整流二极管Do2的阴极之间的节点。

同时，次级绕组部分N2B的端部是次级绕组N2的缠绕开端端部。次级绕组部分N2B的端部经由次级侧串联谐振电容器C2B的串联连接，连接到整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的节点。

此外，整流二极管Do2和Do4之间的节点连接到次级侧的地。整流二极管Do1和整流二极管Do2之间的节点连接到平滑电容器Co的正极端。平滑电容器Co的负极端连接到次级侧的地。

此外，在该实例中，提供了两个次级侧部分谐振电容器Cp2A和Cp2B。具体地说，次级侧部分谐振电容器Cp2A被插入在整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极间的节点与次级侧的地之间。

同时，次级侧部分谐振电容器Cp2B被插入在整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极间的节点与次级侧的地之间。

以如上所述的这种连接方案形成的倍压器全波整流电路执行下面描述的这种整流操作。

具体地说，倍压器全波整流电路可以被分为第一和第二倍压器半波整流电路。第一倍压器半波整流电路由[次级绕组部分N2A、次级侧串联谐振电容器C2A、整流二极管Do1和Do2以及次级侧部分谐振电容器Cp2A]形成。第二倍压器半波整流电路由[次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C2B、整流二极管Do3和Do4以及次级侧部分谐振电容器Cp2B]形成。

在第一倍压器半波整流电路中，由于形成了次级绕组部分N2A-次级侧串联谐振电容器C2A的串联电路，所以第一次级侧串联谐振电路由次级绕组部分N2A的漏电感分量(L2A)和次级侧串联谐振电容器C2A的电容形成。

类似地，在第二倍压器半波整流电路中，由于形成了次级绕组部分N2B-次级侧串联谐振电容器C2B的串联电路，所以第二次级侧串联谐振电路由次级绕组部分N2B的漏电感分量(L2B)和次级侧串联谐振电容器C2B的电容形成。

此外，以上述这种方式插入的次级侧部分谐振电容器Cp2A并联连接到次级绕组部分N2A-次级侧串联谐振电容器C2A的串联连接。因此，由次级侧部分谐振电容器Cp2A自身的电容和次级绕组部分N2A的漏电感L2A形成了与第一倍压器半波整流电路相对应的次级侧部分电压谐振电路。类似地，次级侧部分谐振电容器Cp2B并联连接到次级绕组部分N2B-次级侧串联谐振电容器C2B的串联连接。因此，由次级侧部分谐振电容器Cp2B自身的电容和次级绕组部分N2B的漏电感L2B形成了与第二倍压器半波整流电路相对应的另一次级侧部分电压谐振电路。

第一倍压器半波整流电路以如下方式执行整流操作。

首先，在次级绕组N2中所感应的交变电压的半个周期中，整流电流沿着次级绕组部分N2A——整流二极管Do2——次级侧串联谐振电容器C2A的路径流动，从而将整流电流充电到次级侧串联谐振电容器C2A中。通过此时的整流操作，在次级侧串联谐振电容器C2A两端产生了电平与在次级绕组部分N2A所感应的交变电压电平相等的电压。

在次级绕组N2的交变电压的另一相继的半个周期中，整流电流沿着次级绕组部分N2A——次级侧串联谐振电容器C2A——整流二极管Do1——平滑电容器Co的路径流动。此时，平滑电容器Co被次级绕组部分N2A的感应电压充电，该电压上叠加了通过在次级绕组部分N2A的交变电压的先前半个周期中的整流操作而获得的次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压。因此，作为平滑电容器Co两端的电压，产生了电平等于次级绕组部分N2A的交变电压电平两倍的次级侧直流输出电压Eo。

简言之，第一倍压器半波整流电路执行倍压器整流操作。倍压器整流操作在次级绕组部分N2A的交变电压的半个周期中，在次级侧串联谐振电容器C2A两端产生了具有与次级绕组部分N2A的交变电压相等的电平的电压，并且在次级绕组部分N2A的交变电压的另外半个周期中，利用次级绕组部分N2A的交变电压与次级侧串联谐振电容器C2A两端的电压的相叠加的电平，对平滑电容器Co充电。因此，作为平滑电容器Co两端的电压，第一倍压器半波整流电路获得了电平等于次级绕组部分N2A的交变电压电平两倍的电压。

此外，尽管在上述倍压器半波整流操作中，对于各个半周期，电流以相对的正极性和负极性方向流向次级侧串联谐振电容器C2A，第一次级侧串联谐振电路也响应于电流而执行整流操作。

此外，响应于第一倍压器半波整流电路的整流操作，在整流二极管Do1和Do2关断的时刻获得了次级侧部分电压谐振电路的部分电压谐振操作，其中次级侧部分电压谐振电路包括次级侧部分谐振电容器Cp2A。

同时，在第二倍压器半波整流电路中，通过[次级绕组部分N2B、次级侧串联谐振电容器C2B以及整流二极管Do3和Do4]，以从上述的第一倍压器半波整流电路的整流操作的定时移位了半个周期的周期性定时，执行与第一倍压器半波整流电路类似的倍压器半波整流操作。此外，在整流二极管Do3和Do4在这种整流操作中关断的时刻，包含次级侧部分谐振电容器Cp2B的次级侧部分电压谐振电路执行部分电压谐振操作。

由于执行了这样的整流操作，所以对于次级绕组N2的交变电压的每个半周期，重复地对平滑电容器Co执行通过第一倍压器半波整流电路的充电和通过第二倍压器半波整流电路的充电。简言之，连接到次级绕组N2的整个整流电路执行倍压器全波整流操作。倍压器全波整流操作在其中次级绕组N2的交变电压是正/负的每个半波周期中，用等于次级绕组部分N2A和N2B中所感应的交流电压两倍的充电电势对平滑电容器Co充电。通过整流操作，平滑电容器Co获得了次级侧直流输出电压Eo。次级侧直流输出电压Eo是等于次级绕组部分N2A和N2B中所感应的交变电压两倍的经整流平滑的电压。

图18和图19示出了图17所示电源电路的若干部件的操作波形。

图18示出了当负载功率Po为Po＝150W(最大负载功率)时的操作波形，而图19示出了当负载功率Po为Po＝25W时的操作波形。应当注意，图18和图19示出了在固定的交流输入电压VAC＝100V的条件下进行的实验的结果。

此外，为了获得图18和图19所示的实验结果，图17所示的部件被如下设置。

·绝缘变换器变压器PIT

(EER-35型铁氧体磁芯，间隙长度＝2.8mm，耦合系数k＝0.63)

初级绕组N1＝45T(匝)＝225μH，漏电感L1＝133μH

次级绕组N2＝次级绕组部分N2A+次级绕组部分N2B＝25T+25T＝50

T，次级绕组部分N2A＝次级绕组部分N2B＝62μH，漏电感L2＝38μH

·初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF

·次级侧串联谐振电容器C2A＝次级侧串联谐振电容器C2B＝0.15μF

·初级侧部分谐振电容器Cp1＝330pF

·次级侧部分谐振电容器Cp2A＝次级侧部分谐振电容器Cp2B＝1000pF

在该实例中，根据初级绕组N1的漏电感L1＝133μH以及初级侧串联谐振电容器C1＝0.039μF，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz。同时，根据次级绕组N2的漏电感L2＝38μH以及次级侧串联谐振电容器C2A＝C2B＝0.15μF，次级侧串联谐振频率fo2被设置为fo2≈35kHz。因此，与第一和第二实施例类似地，获得了fo1＞fo2的关系。

图18和图19还示出了开关元件Q2两端的电压V1，并且进一步示出了开关器件Q2的导通/关断定时。同样在该实例中，开关器件Q1两端的电压具有从电压V1相移了180度的波形。类似地，开关器件Q1的开关电流IQ1也具有从开关电流IQ2的波形相移了180度的波形。换句话说，开关器件Q1和开关器件Q2交替地导通和关断。

同样在该实例中，流过初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流Io具有如图18和图19中所见的这种波形，该波形是开关电流IQ1和开关电流IQ2的合成。

当图18和图19所示的电压V1和开关电流IQ2的波形彼此实际比较时，图19的波形的开关周期短于图18的波形的周期。从而，根据开关频率控制方法的稳定化控制被执行，使得与第一和第二实施例类似地，随着次级侧直流输出电压Eo增大，开关频率增大。

同样在该实例中，获得了这样的结果：当建立了最大负载功率条件并且开关频率被控制使得降低时，开关电流IQ2的峰值水平变为4安培。

另一方面，当上述初级侧串联谐振电流Io流动时，在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中激励了交变电压。于是，响应于以这种方式获得的交变电压，次级绕组电流流过次级绕组部分N2A和次级绕组部分N2B。在该实例中，从次级绕组部分N2A流到次级侧串联谐振电容器C2A侧的次级绕组电流I2A以及从次级绕组部分N2B流到次级侧串联谐振电容器C2B侧的次级绕组电流I2B表现出具有彼此相对的正极性和负极性的波形，如图18和19中所见的。

应当注意，在最大负载功率处，次级绕组电流I2A和I2B表现出2安培的峰值水平(正负绝对值)，如图18中所见的。

在次级绕组部分N2A侧上形成的第一倍压器半波整流电路中，在次级侧串联谐振电容器C2A和整流二极管Do1阳极的节点与次级绕组部分N2A的缠绕开端端部之间出现的电势V2具有如下波形。在次级绕组N2中所激励的交变电压的半个周期中，在正侧上获得了与次级侧直流输出电压Eo的电平相等的峰值电平。在次级绕组N2中所激励的交变电压的另外半个周期中，获得了零电平。

另一方面，在次级绕组部分N2B侧上形成的第二倍压器半波整流电路中，在次级侧串联谐振电容器C2B和整流二极管Do3阳极的节点与次级绕组部分N2B的缠绕开端端部(即，次级绕组N2的中心抽头)之间出现的电压V3具有如下波形。在次级绕组N2中所激励的交变电压的另半个周期中，在正侧上获得了与次级侧直流输出电压Eo的电平相等的峰值电平。在次级绕组N2中所激励的交变电压的一半周期中，获得了零电平。

从刚才描述的电压V2和V3的波形还可以认识到，图17所示的电路操作为倍压器全波整流电路。该电路在次级绕组N2中所感应的交变电压的每个半周期中都对平滑电容器Co充电，从而在平滑电容器Co两端获得电平等于次级绕组N2中所获得的交变电压电平两倍的次级侧直流输出电压Eo。

图18和图19还示出了流到提供在次级侧上的次级侧部分谐振电容器Cp2A的电流ICp2。同样在该实例中，电流ICp2在整流二极管Do1和整流二极管Do2关断的时刻流动，并且示出了流动了在整流二极管Do1到Do2关断时产生的反向电流。

此外，流到被提供在第二倍压器半波整流电路中的次级侧串联谐振电容器C2B的电流(未示出)具有从电流ICp2相移了180°的波形。因此，同样对于整流二极管Do3和整流二极管Do4，形成了在关断时允许反向电流流动的路径，结果，可以预见在次级侧上提供的整流二极管Do的开关损耗的降低。

图20示出了图17所示电源电路的特性，并具体地示出了相对于负载变化的交流到直流电源变换效率和开关频率控制特性。

应当注意，在图20中，当特性是以交流输入电压VAC为VAC＝100V进行的实验的结果时，由实线表示，当特性是以交流输入电压VAC为VAC＝220V进行的实验的结果时，由虚线表示。

首先，关于交流到直流电源变换效率，图17中的电路也具有了下述特性：对于交流输入电压VAC＝100V和200V两者其都随负载功率Po上升而上升。

其次，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时，所获的交流到直流电源变换效率在负载功率Po＝150W处表现出最大值，是ηAC→DC＝91.0％。

并且，当交流输入电压VAC为VAC＝220V时，在负载功率Po＝150W处获得了ηAC→DC＝90％或者更大的高的交流到直流电源变换效率。以这种方式，同样通过第三实施例的电源电路，获得了与图44或图45所示的现有技术中的电路基本相等的电源变换效率。

此外，根据上述特性，第三实施例的电源电路获得的电源变换效率的值比上述第二实施例的电源电路稍高，这是由于次级侧倍压器整流操作从半波整流操作改变为全波整流操作。

此外，当第三实施例的电源电路与图45的电路按照关于交流输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平的相同设置被配置时，含有倍压器整流电路的本实施例的次级绕组N2可以以更少的匝数形成。

例如，如上所述，图45的电路中的次级绕组N2的匝数是次级绕组部分N2A+次级绕组部分N2B＝50T+50T＝100T。与此不同，在本实施例中，本实施例的次级绕组N2的匝数是次级绕组部分N2A+次级绕组部分N2B＝25T+25T＝50T，因此被减少为1/2。

并且，该实例中的开关频率fs表现出这样的特性：当与现有技术中的电路相比较时，其变化被抑制，即，相对于从小负载条件到无负载条件的范围中的变化，开关频率fs的陡峭变化被有效地抑制。尤其是在交流输入电压VAC＝100V时，开关频率fs表现出这样的特性：其相对于负载功率Po从Po＝150W的最大负载功率到Po＝0的无负载条件的变化，基本是平坦的。

具体地说，在交流输入电压VAC＝100V处，获得了这样的结果：相对于Po＝150到0W的负载功率Po的变化，开关频率fs在fs＝80到84.4kHz的范围内变化。换句话说，在交流输入电压VAC＝100V处的开关频率的必要控制范围Δfs1是4.4kHz，并且是现有技术中的电源电路的近似1/30。另一方面，在交流输入电压VAC＝220V处，获得了这样的结果：相对于负载功率Po＝150到0W的变化，开关频率fs是105到138kHz，并且该实例中的必要控制范围Δfs2是33kHz。结果，在交流100sV型到交流200V型的商用交流电源的范围上，必要控制范围Δfs近似为80到140kHz。这充分地保持在开关驱动IC(振荡驱动电路2)的频率变化范围(近似50到200kHz)之内。简言之，与第一和第二实施例类似，现有的开关驱动IC可以照现在这样被用于实现适应宽范围的配置。

图21示出了根据上述第三实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例。图21所示的修改的电源电路自然具有与第三实施例类似的基本配置，并且包括与图17的电源电路类似地有选择地设置的主要部件。因此，在修改的电源电路中，绝缘变换器变压器PIT的耦合系数k与谐振频率fo1和fo2与图1所示的电源电路类似地设置。另外，图21的电源电路具有适应较大负载条件的配置。

参考图21，为了适应大负载条件，所示的电源电路包括初级侧电流谐振型变换器，该变换器包括以全桥方式连接的四个开关元件Q1到Q4。

当采用刚才描述的配置时，电源电路可以适应的最大负载条件可以增大到最大负载功率Pomax＝近似300到400W。

图22示出了根据上述第三实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例。图22所示的修改的电源电路也自然具有与第三实施例类似的基本配置，并且具有适应更大负载条件的配置。

参考图22，作为适应大负载的配置，修改的电源电路包括具有与图10类似配置的倍压器整流电路，作为用于接收商用交流电源AC(交流输入电压VAC)作为对其的输入以产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统。

当采用刚才描述的配置时，电源电路可以适应的最大负载条件可以增大到最大负载功率Pomax＝近似300到400W。

在图22所示电路中，次级侧倍压器全波整流电路具有与图17不同的电路配置。

首先，在图22所示的电路中，次级绕组N2并非通过提供中心抽头二被分割，并且由以桥式连接形式连接的整流二极管Do1到Do4形成的桥式整流电路被提供作为次级侧的整流电路。

此外，用于产生次级侧直流输出电压Eo的平滑电容器Co由平滑电容器Co1(次级侧平滑电容器)和另一平滑电容器Co2(第三次级侧平滑电容器)的串联电路以及与该串联电路并联连接的平滑电容器Co3(第一次级侧平滑电容器)形成。

在该实例中，平滑电容器Co2的负极端和平滑电容器Co3的负极端连接到次级侧的地。

在下面对上述桥式整流电路的描述中，整流二极管Do1与整流二极管Do2之间的节点被称作第一端；整流二极管Do1与整流二极管Do3之间的节点被称作第二端；整流二极管Do3与整流二极管Do4之间的节点被称作第三端；整流二极管Do4与整流二极管Do2之间的节点被称作第四端。在该实例中，第一端经由次级侧串联谐振电容器C2的串联连接，连接到次级绕组N2的一个端部。

第二端连接到平滑电容器Co1的正极端与平滑电容器Co3的正极端之间的节点。

第三端连接到次级绕组N2的另一个端部，并且在其节点连接到平滑电容器Co1与平滑电容器Co2之间的节点。

第四端连接到次级侧的地。

根据上述连接方案，在次级绕组N2中所激励的交变电压的两种半周期其中的一个中，整流电流沿着[次级侧串联谐振电容器C2→整流二极管Do1→平滑电容器Co3→整流二极管Do4]的路径流动。此外，在该周期中，整流电流被分流，并且还经过整流二极管Do1→平滑电容器Co1流动。

在次级绕组N2的交变电压的另外半个周期中，整流电流沿着[整流二极管Do3→平滑电容器Co3→整流二极管Do2→次级侧串联谐振电容器C2]的路径流动。同样在该周期中，整流电流被分流，并且还经过平滑电容器Co2→整流二极管Do3流动。

可以看出，通过这样的整流电流路径，获得了在次级绕组N2中所激励的交变电压的每个半周期中将整流电流充电到平滑电容器Co3中的操作。换句话说，获得了倍压器全波整流操作作为整流操作。

此外，由于整流电流被分流，并且以上述这种方式流动，所以执行了在交变电压的两种半周期其中的一个中将整流电流充电到平滑电容器Co1中的操作，并且在该周期中，在平滑电容器Co1两端产生了电平与交变电压相等的电压。

类似地，在交变电压的另外半个周期中，同样执行了将整流电流充电到平滑电容器Co2中的操作，并且在该周期中，在平滑电容器Co2两端产生了电平与交变电压相等的电压。

因此，作为平滑电容器Co1和Co2的串联电路两端的电压，获得了等于交变电压两倍的电平。

于是，在该实例中，由于平滑电容器Co3与平滑电容器Co1和Co2的串联电路如上所述地互相并联连接，所以作为平滑电容器Co3两端的电压，获得了等于次级绕组N2中所激励的交变电压两倍的电平。因此，作为平滑电容器Co1和Co2的串联电路与平滑电容器Co3的并联电路两端的电压，获得了次级侧直流输出电压Eo。

以这种方式，图22所示电路的次级侧操作为倍压器全波整流电路，其在次级绕组N2中所激励的交变电压的每个半周期中执行将整流电流充电到次级侧平滑电容器中的操作，以在次级侧平滑电容器两端产生电平等于交变电压两倍的次级侧直流输出电压Eo。

根据以这种方式包括桥式整流电路和三个次级侧平滑电容器作为次级侧倍压器全波整流电路的图14的电路配置，次级绕组N2的匝数可以被设置为与图17相等的25T。具体地说，在该实例中，如下两种优点都可以获得：与采用倍压器半波整流电路的配置的情况类似地小型化变压器和简化缠绕步骤的优点，以及由于采用全波整流电路而产生的功耗降低的优点。

应当注意，在图22所示的电路中，次级侧部分谐振电容器Cp2插入在上述桥式整流电路的第一端(D1与D2的节点：正输入端)与第三端(D3与D4的节点：负输入端)之间，使得次级侧部分谐振电容器Cp2并联连接到次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器C2的串联电路。因此，次级侧部分谐振电容器Cp2的电容与次级绕组N2的漏电感L2彼此合作形成部分电压谐振电路，其仅在整流二极管Do1、Do2、Do3和Do4关断的时刻执行电压谐振操作。

此外，虽然图22所示的电路也用于适应单范围的应用，但是在本实例中，还获得了这样的优点：可以预见到恒压控制的高速响应。

此外，图21和图22所示的修改形式可以被进一步修改，使得初级侧具有图17所示的配置，或者初级侧的配置彼此互换。

图23示出了根据本发明第四实施例的电源电路的配置实例。

同样，第四实施例的电源电路具有适应宽范围的配置，其中该电路响应于交流100V型和交流200V型的商用交流电源两者而操作。此外，该电源电路适应例如从Po＝近似200W到Po＝0W(无负载)的负载功率Po的变化范围。

图23所示的电源电路的自身电路配置是与图1所示电路类似的多(复合)谐振型变换器。具体地说，初级侧包括部分电压谐振电路与根据半桥耦合方案的分别激励电流谐振型变换器的组合。同时，次级侧包括与次级绕组N2串联连接的次级侧串联谐振电容器C2，以形成次级侧串联谐振电路，并且包括作为次级侧整流电路的全波整流电路。此外，次级侧还包括次级侧部分谐振电容器Cp2，其形成次级侧部分电压谐振电路。

同样，绝缘变换器变压器PIT具有上面参考图2描述的结构，并且间隙G的间隙长度被设置为近似2.8mm。因此，初级侧与次级侧之间的耦合系数k例如被设置为指示出弱耦合状态的k＝0.65或者更小。实际上，耦合系数k被设置为k＝0.65。

这里，在本实施例中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为满足如下关系

fo1＜fo2

实际上，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为在谐振频率fo1的近似1.5倍的之内。然而，在图23所示的实际电源电路中，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置在从次级侧串联谐振电路的谐振频率fo1的近似1.4倍到近似1.3倍的范围之内。更具体地说，谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz的预定值，谐振频率fo2被设置为fo2≈90kHz的另一预定值。

利用具有上面参考图23描述的配置的电源电路进行的实验的结果示出在图24和图25中。在实验中，该电源电路的部件如下所述地设置。

首先，关于绝缘变换器变压器PIT，EER-40型磁芯的间隙G的间隙长度被设置为2.8mm，并且初级绕组N1和次级绕组N2的匝数分别被设置为N1＝30T和N2＝24T。通过刚才描述的结构，获得了k＝0.65的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。

此外，用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器有选择地以如下方式设置：

·初级侧串联谐振电容器C1＝0.047μF

·次级侧串联谐振电容器C2＝0.068μF

·(初级侧)部分谐振电容器Cp＝1,000pF

·(次级侧)部分谐振电容器Cp2＝1,000pF

此外，次级侧直流输出电压Eo被设置为额定电平135V。

根据从上述绝缘变换器变压器PIT的结构所获得的初级绕组N1的漏电感L1以及初级侧串联谐振电容器C1，设置fo1≈70kHz的初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1。另一方面，根据从上述绝缘变换器变压器PIT的结构所获得的次级绕组N2的漏电感L2以及初级侧串联谐振电容器的电容C2，设置fo2≈45kHz的次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2。

同样在上述谐振频率fo1和fo2的关系下，当提供了初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路时，如上面参考图5和图7所描述的，作为恒压控制特性，获得了单峰特性。结果，与上面所描述的实施例类似地获得了仅通过开关频率操作就适应宽范围的配置。

图24示出了具有上述用于宽范围的配置的图23的电源电路的若干部件的操作。更具体地，图24示出了当交流输入电压VAC条件/负载条件是VAC＝100V(交流100V型)/Pomax(最大负载功率)＝200W、VAC＝100V(交流100V型)/Pomix(最小负载功率：无负载)＝0W、VAC＝230V(交流200V型)/Pomax(最大负载功率)＝200W以及VAC＝230V(交流200V型)/Pomix(最小负载功率：无负载)＝0W时的波形。

矩形波的电压V1是开关器件Q2两端的电压，并且指示开关器件Q2的导通和关断时刻。

电压V1具有这样的波形，其中在开关器件Q2导电的导通时段中，它表现出0电平，而在开关器件Q2没有导电的关断时段中，它被箝位在经整流平滑的电压Ei的电平处。

在开关器件Q2的导通时段中，具有图24中所示波形的开关电流IQ2在由开关器件Q2和阻尼二极管DD2形成的开关电路系统中流动。此外，在开关器件Q2的关断时段中，开关电流IQ2表现出零水平。

此外，虽然没有示出，但是另一开关器件Q1两端的电压和流到开关电路(Q1，DD1)的开关电流具有从电压V1和开关电流IQ2的波形被相移180°的波形。换句话说，开关器件Q1和开关器件Q2以相同的周期性定时执行开关操作，使得它们交替地被导通和关断。

此外，因为流到初级侧串联谐振电路(L1-C1)的初级侧串联谐振电流Io是由流过开关电路(Q1，DD1)和(Q2，DD2)的开关电流的合成，所以它具有如图24中所见的这种波形。

这里，虽然如上所述，电压V1指示开关定时，但是在当交流输入电压VAC为100V和230V时的电压V1的波形在相同的负载条件互相比较时，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时的波形具有比交流输入电压VAC为230V时的波形更长的周期。这指示出随着交流输入电压VAC的输入电平降低，响应于次级侧直流输出电压Eo的降低变化，初级侧的开关频率降低，但是随着交流输入电压VAC的输入电平升高，响应于次级侧直流输出电压Eo的增大变化，初级侧的开关频率增大。

此外，当在相同的交流输入电压VAC的电平条件下将最大负载功率Pomax＝200W处和最小负载功率Pomin＝0W处的电压V1互相比较时，最大负载功率Pomax＝200W处的电压V1具有比最小负载功率Pomin＝0W处的电压V1更长的周期。换句话说，当负载变得更大并且次级侧直流输出电压Eo下降时，开关频率变得更低，但是当负载变得更小并且次级侧直流输出电压Eo上升时，开关频率变得更高。

这指示出，根据开关频率控制系统的恒定控制操作(上侧控制)被执行作为抵抗负载变化和商用交流电源输入电平变化的次级侧直流电压的恒压控制操作。

此外，响应于上述初级侧的操作(V1，IQ2，Io)，图24所示波形的交变电压V2被感应在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中。交变电压V2的一个周期的长度对应于初级侧的开关周期。

于是，在交变电压V2的两种半周期之中的一个中，次级侧的整流二极管[Do1，Do4]导电并且整流电流流动，但是在交变电压V2的另一半周期中，次级侧的整流二极管[Do2，Do3]导电并且整流电流流动。此外，通过在交变电压V2的每个半周期流动的整流电流的合成，获得了流过次级绕组N2的次级绕组电流I2，并且获得了图24所示的波形。

图25示出了图23所示电源电路的特性，并且具体地示出了相对于从最大负载功率Pomax＝200W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的负载变化的开关频率fs和交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)。此外，在图25中，当特性是在与交流100V型对应的交流输入电压VAC＝100V处的特性时，由实线表示，当特性是在与交流200V型对应的交流输入电压VAC＝220V处的特性时，由虚线表示。

首先，开关频率fs具有这样的趋势，其中在交流输入电压VAC＝100V和交流输入电压VAC＝200V的两种条件下，开关频率fs都随着负载从负载功率Po＝0W(最小负载功率：无负载)变大向Po＝200W(最大负载功率)而变得减小。

此外，相对于负载功率Po＝0到200W，在交流输入电压VAC＝230V处的开关频率fs变化范围高于交流输入电压VAC＝100V处的开关频率fs变化范围。换句话说，从图25还可以看出，通过开关频率控制方法(上侧控制)，执行了抵抗交流输入电压变化和负载变化的恒压控制。

此外，在本实施例中，在负载功率Po＝0到200W的范围内，开关频率fs指示出线性变化，并且在比现有技术电源电路情况中的固定水平低的负载功率范围内，没有表现出突然的变化。

于是，作为开关频率fs的具体值，测量出相对于在负载功率Po＝0到200W范围内变化的负载功率Po，在交流输入电压VAC＝100V处，开关频率在82.6到73.5kHz的范围内变化(必要控制范围)，并且图7中所示的变化控制范围(必要控制范围)Δfs1为Δfs1＝9.1kHz(82.6-73.5kHz)。另一方面，在交流输入电压VAC＝230V处，开关频率的必要控制范围是123.5到114.9kHz，并且图7所示的变化控制范围(必要控制范围)Δfs2为Δfs2＝8.6kHz(123.5-114.9kHz)。以这种方式，对于交流输入电压VAC是交流100V型和交流200V型的范围，开关频率fs的必要控制范围基本上小于10kHz，并且当与现有技术(图44和图45)中的电源电路相比较时，被显著减小。并且，作为开关频率fs最大值的123.5kHz(VAC＝230V/Pomin＝0W)与作为开关频率fs最小值的73.5kHz(VAC＝100V/Pomax＝200W)之间的频率差是50kHz(123.5-73.5kHz)。因此，可以看出，同样在电源电路被看作适应宽范围的电源电路时，开关频率fs的必要控制范围从现有技术(图44和图45)中的电源电路显著减小了。

此外，如上所述，目前的开关元件驱动IC(振荡驱动电路2)的开关驱动频率的上限是近似200kHz。因此，通过目前的开关驱动IC，足够获得上面给出从近似123.5到73.5kHz的开关频率fs的范围。简言之，本实施例的电源电路仅通过开关频率控制就可以适应宽范围，同时可以保留目前的开关驱动电路系统的配置，因为开关频率fs的必要控制范围被显著减小到相对低的频率区域。

此外，尽管交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)具有随负载变得更大而上升的趋势，当最大负载功率Pomax为Pomax＝200W时，交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)在交流输入电压VAC＝100V处是91.3％，在交流输入电压VAC＝230V处是91.6％。从该实施例可以认识到，充分获得了如下效果：在商用交流电源的输入电平高的条件下的交流到直流电源变换效率被改善。

此外，在本第四实施例中，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2与初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1之间的关系被设置为使得次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2更高。为此，次级侧串联谐振电容器C2被设置为低于固定值的电容。简言之，次级侧串联谐振电容器C2的电容被设置为相对低的值。因此，例如可以实际使用小的元件作为次级侧串联谐振电容器C2，并且这有利于电路尺寸和重量的减小。

但是，根据图24，可以看出，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时，流到初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流Io有时表现出在每个半周期后的峰附近的基本为M形的波形。这是由于如下事实而出现的：由于次级侧串联谐振电容器C2如上所述地被设置为比固定值低的电容，所以次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2下降，直到初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的频率差变到固定范围之内。

上述初级侧串联谐振电流Io的M形峰部分的电平具有随着次级侧串联谐振电容器C2的电容减小(随着次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2上升)而增大的趋势。于是，由于初级侧串联谐振电流Io的M形峰部分的增大引起例如开关器件Q1和Q2的开关损耗的增加，所以它引起电源变换效率降低。此外，由于初级侧串联谐振电流Io的M形峰部分例如出现作为次级侧直流输出电压Eo的变化分量，所以这种增大是开关频率控制值的必要控制范围(Δfs)扩大的一个因素。因此，应当在考虑了将电源变换效率的降低和必要控制范围的扩大保持在实际使用所充分允许的范围内的情况下，来设置次级侧串联谐振电路的电容(次级侧串联谐振电路的谐振频率)。

基于这一点，在本实施例中，确定出次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2应当保持在初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1的近似1.5倍的范围之内。

图26示出了根据上述第四实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例。图26所示的修改的电源电路自然具有与第四实施例类似的基本配置，并且包括与图23的电源电路类似地有选择地设置的主要部件。另外，图26的电源电路具有适应较大负载条件的配置。

参考图26，为了适应大负载条件，所示的电源电路包括初级侧电流谐振型变换器，该变换器包括以全桥方式连接的四个开关元件Q1到Q4。

在图26所示的电源电路中，四个开关器件Q1到Q4由振荡驱动电路2驱动。振荡驱动电路2执行开关器件[Q1，Q2]的组和开关器件[Q1，Q2]的组的开关驱动，使得它们交替地导通/关断。

另外，为了适应大负载条件，本修改形式的电源电路包括高频电感器L11。该实例中的高频电感器L11串联插入在绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1与上述的开关器件Q1和Q2的开关输出点之间。简言之，高频电感器L11与初级绕组N1串联连接。

由于以这种方式提供了高频电感器L11，所以由初级绕组N1、初级侧串联谐振电容器C1和初级侧的高频电感器L11形成了串联电路。因此，形成初级侧串联谐振电路的电感分量是高频电感器L11的电感与漏电感L1的漏电感L1的合成，即，L1+L11。

此外，由于高频电感器L11以这种方式串联连接到初级绕组N1，所以高频电感器L11的电感可以等效地认为是初级绕组N1的漏电感分量、因此，绝缘变换器变压器PIT的初级侧的漏电感由L11+L1给出。

这意味着通过高频电感器L11的电感的组合分量，明显增大了初级侧的漏电感。因此，绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数由k表示时，比耦合系数k低的一个值被获得作为该电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt。简言之，该电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的耦合程度被设置得低于由绝缘变换器变压器PIT的自身结构得到的耦合系数k。

在图23所示的第四实施例中，电源电路没有包括与初级绕组N1串联连接的电感器。因此，通过绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k，获得如图6的特性曲线3所指示的单峰特性的这种程度的弱耦合状态，作为初级侧与次级侧之间的耦合程度。更具体地说，绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k被设置为近似0.65之内的值。

相反，在本实施例值中，当要构建上述具有单峰特性的适应宽范围的电源电路时，复合耦合系数kt应当被设置为例如在0.65之内的值。

这里，复合耦合系数kt与通过组合高频电感器L11的电感与初级绕组N1的漏电感L1而获得的总初级侧漏电感(L11+L1)相符。因此，为了将复合耦合系数kt设置为近似0.65之内的一个值，绝缘变换器变压器PIT自身的复合耦合系数kt被设置为高于0.65的一个值。

在本实施例中，当复合耦合系数kt要被为近似0.65时，绝缘变换器变压器PIT自身的复合耦合系数kt被设置为近似0.75。另外，从高频电感器L11的电感，获得了用于将复合耦合系数kt设置为近似0.65的漏电感的降低(shortage)。

在如图23所示的第四实施例的情况一样，将绝缘变换器变压器PIT自身的复合耦合系数kt设置为在近似0.65内的一个值时，内磁芯柱的间隙G被设置为具有近似2.8mm的间隙长度，如上面参考图2所描述的。相反，当在如第四实施例的第一修改形式的情况中，耦合系数k要被设置为近似0.75时，与图2类似的结构中的间隙G的间隙长度被设置为小到例如近似1.6mm。

当在如图2所示的绝缘变换器变压器PIT的磁芯中形成间隙G时，在间隙G附近产生涡流。如本领域公知的，涡流使得功耗上升，并且引起电源变换效率同等程度地下降。

已知由间隙G造成的涡流的随着间隙长度增大而增加。

此外，随着直流输入电压的电平上升，由涡流损耗造成的交流到直流电源变换效率的下降趋势变得显著。因此，适应宽范围的电源电路受到当其利用交流200V型电压使用时而不是利用另一交流100型电压使用时，交流到直流电源变换效率下降的问题的影响

但是应当注意，例如当作为负载条件的最大负载功率Pomax为Pomax＝150到200W或者更小时，将上述交流损耗造成的下降因素包含在内的交流到直流电源变换效率保持在可允许的范围内。

在上面参考图23描述的第四实施例的电源电路中，电源电路所适应的负载条件是最大负载功率Pomax＝200W。因此，虽然电源电路被配置使得仅通过绝缘变换器变压器PIT设置耦合系数k为k＝0.65或者更小的弱耦合状态，但是该电源电路足以作为适应宽范围的电路被实际使用。

但是，在电源电路将适应例如最大负载功率Pomax＝200W或者更大的较大负载条件时，交流到直流电源变换效率的下降变得如此显著，以至于它不能被忽略。因此，难以将绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k设置为k＝0.65或者更小，使得电源电路作为适应宽范围的电路被投入实际使用。

因此，在第四实施例的第一修改形式中，高频电感器L11连接到初级绕组N1，使得通过高频电感器L11的电感，等效增加初级绕组N1的漏电感，从而将电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt设置为0.65或者更小。

在该实例中，由于绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k可以被设置为例如于上述现有技术电源电路相等的k＝近似0.75，所以间隙G的间隙长度也可以被设置为如上所述的近似1.6mm。换句话说，间隙长度可以被抑制到不会发生涡流增大问题的水平。

因此，利用该修改的电源电路，由于消除了上述的涡流损耗的增大，所以也不会发生交流到直流电源变换效率由于涡流增大而降低。因此，当在大负载条件或者利用交流200V型的电源使用电源电路时，也可以获得良好的交流到直流电源变换效率，以该效率，电源电路可以被实际使用。

因此，根据第四实施例的第一修改形式，当实际采用了包括根据全桥耦合系统的电流谐振型变换器和高频电感器L11的组合的配置时，电源电路可以实际适应例如最大负载功率Pomax＝近似400W。

应当注意，高频电感器L11的电感实际上被设置为例如近似30μH的一个范围内的预定值。此外，由于以这种方式，高频电感器L11的电感可以是近似几十μH，所以高频电感器L11可以以小的尺寸形成，并且高频电感器L11的阻性分量的功耗可以低到几乎能够被忽略。

图27示出了根据上述第四实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例。图27所示的修改的电源电路也自然具有与第四实施例类似的基本配置，并且具有适应较大负载条件的配置。

参考图27，作为适应大负载条件的配置，修改的电源电路包括用于产生电平等于交流输入电压VAC电平两倍的经整流平滑的电压Ei的倍压器整流电路，作为用于接收商用交流电源AC(交流输入电压VAC)作为对其的输入以产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统。

当用于产生直流输入电压(经整流平滑的电压Ei)的整流平滑电流系统以这种方式被形成为倍压器整流电路的配置是仅适应交流100V型的单范围的配置时，类似于上面参考图10、16和22描述的电源电路，通过在单范围值使用，同样获得了恒压控制的响应性能增强的优点。

此外，在图27所示的电源电路中，省略了图26中所示的第一实施例中与初级绕组N1串联连接的高频电感器L11，代替的是高频电感器L12串联连接到次级绕组N2。

在该实例中，高频电感器L12插入在次级绕组N2的一个端部与下述节点之间，该节点是整流二极管Do3的阳极与整流二极管Do4的阴极之间的节点。

当采用上述的连接方案时，由初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容形成了初级侧串联谐振电路。

另一方面，次级侧串联谐振电路由次级绕组N2的漏电感L2、高频电感器L12的电感和次级侧串联谐振电容器C2的电容形成。

当采用上述这样的电路配置时，绝缘变换器变压器PIT的次级绕组侧的视在电感(apparent inductance)被增大了高频电感器L12的电感。同样，在绝缘变换器变压器PIT的次级侧的漏电感以这种方式增大时，绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt从绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k被降低了。

因此，为了将初级侧与次级侧的复合耦合系数kt设置为例如在近似0.65之内的一个值以达到获得如上面参考图6和图7描述的单峰特性的这样的弱耦合状态，绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k可以被设置为k＝近似0.75，类似于上述第四实施例的情况。换句话说，绝缘变换器变压器PIT自身可以被设置使得它具有例如图2中所示的基本结构，并且内磁芯柱的间隙G的间隙长度被设置为近似1.6mm。结果，类似于第二实施例的情况，消除了适应大负载的配置的涡流损耗增加的问题。

应当注意，为了获得适应大负载的配置，在第四实施例的第二修改形式中与次级绕组N2串联连接的高频电感器L12可以与第四实施例的第二修改形式中的全桥耦合系统的电流谐振型变换器相结合。反之，第四实施例的第一修改形式中与初级绕组N1串联连接的高频电感器L11可以与第四实施例的第二修改形式中的初级侧配置相结合，该配置包括倍压器整流电路和半桥耦合系统的电流谐振型变换器。

可以将第一和第二修改形式之间的关系类似地适用到下文描述的各种实施例。

图28示出了根据本发明第五实施例的电源电路的配置示例。

第五实施例的电源电路具有与图17的电路类似的配置。具体地说，该电源电路包括作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统的全波整流电路(Di，Ci)，以及初级侧电流谐振型变换器，该变换器具有作为采用了半桥耦合系统的多复合谐振型变换器的基本配置。因此，该电源电路包括由次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器形成的次级侧串联谐振电路。此外，该电源电路包括倍压器全波整流电路作为与次级绕组N2连接的整流电路。

此外，在第五实施例中，例如具有图2所示结构的绝缘变换器变压器PIT的磁芯的内磁芯柱中所形成的间隙G被设置为间隙长度近似2.8mm，并且绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k被设置为k＝近似0.65或者更小。

由于图28所示的第五实施例的电源电路以这种形式包括倍压器全波整流电路，其中当它在交流输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平方面，以与图23所示的第四实施例的电源电路相同的规格被配置，所以次级绕组部分N2A和N2B的每个的匝数可以被设置为12T，这是例如图23所示电源电路的次级绕组N2匝数的1/2。该电源电路的其他部件可以有选择地与被用来获得图24和图25的实验结果的第四实施例电源电路相同地设置。

通过部件选择，同样在第五实施例中，类似于第四实施例的电源电路，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为谐振频率fo1≈70kHz的预定值，并且次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为谐振频率fo2≈90kHz的另一预定值。

作为利用图28所示的第五实施例的电源电路进行的实验的结果，获得了与图24基本类似的操作波形。

此外，作为相对于负载变换的开关频率fs的变化特性，当负载功率Po从Po＝0W到Po＝200W变化时，当交流输入电压VAC为VAC＝100时的必要控制范围为82.3到74.2kHz，并且图7所示的必要控制范围Δfs1＝8.1kHz。

另一方面，当交流输入电压VAC＝230V时，必要控制范围是122.3到115.6kHz，并且图5所示的必要控制范围Δfs2为Δfs2＝6.7kHz。同样在本实施例中，对于交流100V型和交流200V型的电源的各范围，开关频率fs的必要控制范围小于9kHz。因此，相对于作为目前开关元件驱动IC(振荡驱动电路2)的开关驱动频率上限的200kHz，必要控制范围保持充分低。

此外，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝200W的负载条件下，获得了在交流输入电压VAC＝100V处的ηAC→DC＝91.5％，在交流输入电压VAC＝230V处的ηAC→DC＝91.8％的结果。从该结果，可以认识到，同样利用本实施例，在商用交流电源的输入电平高的条件下，充分地获得了交流到直流电源变换效率的增强效果。

图29示出了根据上述第五实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例。

类似于上面参考图26描述的第四实施例的第一修改形式的电源电路，该修改的电源电路采用适应大负载的配置，作为初级侧和绝缘变换器变压器PIT的配置。

具体地说，初级侧电流谐振型变换器具有全桥耦合系统的结构。

绝缘变换器变压器PIT自身被配置使得例如图2所示的结构中的内磁芯柱的间隙G的间隙长度被设置为近似1.6mm，以将耦合系数k设置为k＝近似0.75。此外，具有预定电感的高频电感器L11串联插入在绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1中，使得该电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt被设置为近似0.65或者更小。

此外，图29的电路包括与图28电路配置不同的倍压器全波整流电路，作为次级侧整流电路。

具体地说，在图29所示的初级侧的倍压器全波整流电路中，只有一个次级侧部分谐振电容器Cp2被提供作为次级侧部分谐振电容器Cp2。次级侧部分谐振电容器Cp2插入在整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2间的节点与整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极间的另一节点之间。

当采用上述的形式时，次级侧部分谐振电容器Cp2被用作用于形成第一倍压器半波整流电路和第二倍压器半波整流电路共同的次级侧部分电压谐振电路(并联谐振电路)的电容。

在倍压器全波整流电路中，整流二极管Do1和Do4的组与整流二极管Do2和Do3的组以交替的定时导通/关断。但是，由于部分电压谐振电路是以上述这种方式形成的，所以在整流二极管Do1和Do4关断的时刻以及整流二极管Do2和Do3关断的时刻，适当获得了部分电压谐振操作。

图30示出了根据上述第五实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例。

修改的电源电路采用与上面参考图27描述的第四实施例的第二修改形式类似的适应大负载的配置，作为初级侧和绝缘变换器变压器PIT的配置。具体地说，该修改的电源电路包括倍压器整流电路作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统，并且初级侧电流谐振型变换器结合使用半桥耦合系统。

为了将复合耦合系数kt设置为kt＝0.65或者更小，电源电路采用与上面参考图27描述的第四实施例的第二修改形式类似的配置。

具体地说，绝缘变换器变压器PIT自身被配置使得例如图2所示的结构中的内磁芯柱的间隙G的间隙长度被设置为近似1.6mm，以将耦合系数k设置为k＝近似0.75。此外，该电源电路在次级侧上包括高频电感器。

在该实例中，由于次级侧整流电路被形成为与图29的第五实施例的第一修改形式类似的倍压器全波整流电路，所以作为次级侧的高频电感器，实际提供了两个高频电感器L12A和L12B，分别对应于第一倍压器半波整流电路和第二倍压器半波整流电路。

高频电感器L12A串联插入在次级绕组部分N2A与次级侧串联谐振电容器C2A之间，使得它在第一倍压器半波整流电路中与次级绕组部分N2A具有串联关系。类似地，高频电感器L12B串联插入在次级绕组部分N2B与次级侧串联谐振电容器C2B之间，使得它在第二倍压器半波整流电路中与次级绕组部分N2B具有串联关系。

由于以上述这种方式提供了高频电感器L12A和L12B，所以次级绕组部分N2A和N2B的视在漏电感增大，并且获得了弱耦合状态，其中绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt为kt＝近似0.65或者更小。

应当理解，同样利用与图29类似的倍压器全波整流电路的电路形式，当高频电感器L12A串联插入在次级绕组部分N2A与次级侧串联谐振电容器C2A之间时，高频电感器L12A在第一倍压器半波整流电路中具有与次级绕组部分N2A串联连接的关系。类似地，当高频电感器L12B串联插入在次级绕组部分N2B与次级侧串联谐振电容器C2B之间时，它在第一倍压器半波整流电路中具有与次级绕组部分N2B串联连接的关系。

具体地说，首先在第一倍压器半波整流电路中，次级侧部分谐振电容器Cp2与绝缘变换器变压器PIT的次级侧漏电感分量合作形成部分电压谐振电路，其中绝缘变换器变压器PIT的次级侧漏电感分量是通过组合次级绕组部分N2A的漏电感L2A与高频电感器L12A的电感而获得的。类似地，在第二倍压器半波整流电路中，次级侧部分谐振电容器Cp2与绝缘变换器变压器PIT的次级侧漏电感分量合作形成另一部分电压谐振电路，其中绝缘变换器变压器PIT的次级侧漏电感分量是通过组合次级绕组部分N2B的漏电感L2B与另一高频电感器L12B的电感而获得的。

图31示出了根据本发明第六实施例的电源电路的配置示例。

第六实施例的电源电路具有与图11类似的电路配置。具体地说，该电源电路包括作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统的全波整流电路(Di，Ci)，以及初级侧电流谐振型变换器，该变换器具有作为采用了半桥耦合系统的多复合谐振型变换器的基本配置。因此，该电源电路包括由次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器形成的次级侧串联谐振电路。此外，该电源电路包括倍压器半波整流电路作为与次级绕组N2连接的整流电路。

此外，在第六实施例中，例如具有图2所示结构的绝缘变换器变压器PIT的磁芯的内磁芯柱中所形成的间隙G被设置为间隙长度近似2.8mm，并且绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k被设置为k＝近似0.65或者更小。

由于图31所示的第六实施例的电源电路以这种形式包括倍压器半波整流电路，所以当它在交流输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平方面，以与图23所示的第四实施例的电源电路相同的规格被配置时，次级绕组N2的匝数可以被设置为12T，这是第一实施例中的匝数的1/2，并且因而比当次级侧整流电路是普通的全波整流电路或者倍压器半波整流电路时有所减少。该电源电路的其他部件可以有选择地与被用来获得图24和图25的实验结果的第四实施例电源电路相同地设置。

通过部件选择，同样在第六实施例中，类似于第四和第五实施例的电源电路，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz的预定值，并且次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2≈90kHz的另一预定值。

作为利用图31所示的第六实施例的电源电路进行的实验的结果，获得了与图24基本类似的操作波形。但是应当注意，由于次级侧执行了倍压器全波整流操作，所以流到次级绕组N2的电流I2(整流电流)具有基本加倍的峰值电平。

此外，作为相对于负载变换的开关频率fs的变化特性，当负载功率Po从Po＝0W到Po＝200W变化时，当交流输入电压VAC为VAC＝100时的必要控制范围为82.0到72.4kHz，并且图7所示的必要控制范围Δfs1＝9.6kHz。

另一方面，当交流输入电压VAC＝230V时，必要控制范围是从122.1到113.0kHz，并且图5所示的必要控制范围Δfs2为Δfs2＝9.1kHz。同样在本实施例中，对于交流100V型和交流200V型的电源的各范围，开关频率fs的必要控制范围小于10kHz。因此，相对于作为目前开关元件驱动IC(振荡驱动电路2)的开关驱动频率上限的200kHz，必要控制范围保持充分低。

此外，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝200W的负载条件下，获得了在交流输入电压VAC＝100V处的ηAC→DC＝91.1％，在交流输入电压VAC＝230V处的ηAC→DC＝91.3％的结果。从该结果可以认识到，同样利用本实施例，在商用交流电源的输入电平高的条件下，充分地获得了交流到直流电源变换效率的增强效果。

图32示出了根据上述第六实施例的第一修改形式的电源电路的配置示例。

类似于上面参考图26和图29等描述的第二和第四实施例的第一修改形式的电源电路，该修改的电源电路采用适应大负载的配置，作为初级侧和绝缘变换器变压器PIT的配置。具体地说，初级侧电流谐振型变换器具有全桥耦合系统的配置。

此外，绝缘变换器变压器PIT的次级侧包括与图31所示的第六实施例类似的倍压器半波整流电路。

图33示出了根据上述第六实施例的第二修改形式的电源电路的配置示例。

类似于上面参考图27描述的第四实施例的第二修改形式的电源电路，该修改的电源电路采用适应大负载的配置，作为初级侧和绝缘变换器变压器PIT的配置。具体地说，该修改的电源电路包括倍压器整流电路作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统，并且结合使用半桥耦合系统的初级侧电流谐振型变换器。

在该实例中，为了将复合耦合系数kt设置为kt＝0.65或者更小，绝缘变换器变压器PIT自身与上面参考图27描述的第四实施例的第二修改形式类似的配置，使得例如图2所示的结构中的其磁芯的内磁芯柱的间隙G被设置为间隙长度近似1.6mm，以设置耦合系数k＝近似0.75或者更小。此外，次级侧包括高频电感器。

在该实例中，次级侧整流电路被形成为与图31类似的倍压器全波整流电路。在该倍压器半波整流电路中，高频电感器L12可以以图33中所见的这种形式，串联插入在次级绕组N2的一端与次级侧串联谐振电容器C2之间。当以这种方式插入了高频电感器L12时，次级绕组N2的视在漏电感增大，并且获得了弱耦合状态，其中绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt为kt＝近似0.65或者更小。

应当注意，根据具有适应大负载的上述第五和第六实施例的第一和第二修改形式，可以与第一实施例的第一和第二修改形式类似地获得可以实际用于例如Pomax＝近似400W的最大负载功率Pomax的电源电路。

图34示出了根据本发明第七实施例的电源电路的配置实例。

同样，第七实施例的电源电路具有适应宽范围的配置，其中该电路响应于交流100V型和交流200V型的商用交流电源两者而操作。此外，该电源电路适应例如从Po＝近似150W到Po＝0W(无负载)的负载功率Po的变化范围。

图34所示的电源电路的自身电路配置是与图1、图23等所示电路类似的多(复合)谐振型变换器。具体地说，初级侧包括部分电压谐振电路与根据半桥耦合系统的分别激励电流谐振型变换器的组合。同时，次级侧包括与次级绕组N2串联连接的次级侧串联谐振电容器C2，以形成次级侧串联谐振电路，并且包括作为次级侧整流电路的桥式全波整流电路。此外，次级侧还包括次级侧部分谐振电容器Cp2，其形成次级侧部分电压谐振电路。

同样，绝缘变换器变压器PIT具有上面参考图2描述的结构，并且间隙G的间隙长度被设置为近似2.8mm。因此，初级侧与次级侧之间的耦合系数k例如被设置为指示出弱耦合状态的k＝0.65或者更小。实际上，耦合系数k被设置为k＝0.65。

这里，在本实施例中，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2以如下方式设置。

具体地说，当初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被看作参考时，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2表示为

fo2＝fo1×n                   (9)

另外，上述表达式(9)中的系数(倍数值)n具有比预定最小值a大，但是比预定最大值b小的一个值，其中a小于1，b大于1，从而n给出为

a＜n＜b(a＜1，b＞1)           (10)

换句话说，谐振频率fo2被设置在由谐振频率fo1×a表示的频率(下限频率)与由谐振频率fo1×b表示的另一频率(上限频率)之间的频率范围内。

在本实施例中，最小值a被设置为近似0.9，并且最大值b被设置为近似1.1到1.2。更具体地，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为谐振频率fo1≈70kHz的预定值，并且次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2≈80kHz的另一预定值。

利用具有上面参考图34描述的配置的电源电路进行的实验的结果示出在图35和图36中。在这些实验中，图34所示的电源电路的部件以如下方式设置。

首先，关于绝缘变换器变压器PIT，EER-35型磁芯被用作EE型磁芯，并且磁芯的间隙G的间隙长度被设置为2.8mm，并且初级绕组N1和次级绕组N2的匝数分别被设置为N1＝30T和N2＝24T。通过刚才描述的结构，获得了k＝0.65的绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k。

此外，用于形成初级侧串联谐振电路、次级侧串联谐振电路、初级侧部分电压谐振电路和次级侧部分电压谐振电路的谐振电容器有优选地以如下方式设置：

·初级侧串联谐振电容器C1＝0.033μF

·次级侧串联谐振电容器C2＝0.068μF

·(初级侧)部分谐振电容器Cp＝1,000pF

·(次级侧)部分谐振电容器Cp2＝1,000pF

此外，次级侧直流输出电压Eo被设置为额定电平135V。

根据从上述绝缘变换器变压器PIT的结构所获得的初级绕组N1的漏电感L1以及初级侧串联谐振电容器C1，设置fo1≈70kHz的初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1。另一方面，根据从上述绝缘变换器变压器PIT的结构所获得的次级绕组N2的漏电感L2以及次级侧串联谐振电容器C2，设置fo2≈80kHz的次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2。

同样在上述谐振频率fo1和fo2的关系下，当提供了初级侧串联谐振电路和次级侧串联谐振电路时，如上面参考图5和图7所描述的，作为恒压控制特性，获得了陡峭的单峰特性。结果，与上面所描述的实施例类似地获得了仅通过开关频率操作就适应宽范围的配置。

图35示出了具有上述用于宽范围的配置的图34的电源电路的若干部件的操作。更具体地，图35示出了当交流输入电压VAC条件/负载条件是VAC＝100V(交流100V型)/Pomax(最大负载功率)＝150W、VAC＝100V(交流100V型)/Pomix(最小负载功率：无负载)＝0W、VAC＝230V(交流200V型)/Pomax(最大负载功率)＝150W以及VAC＝230V(交流200V型)/Pomix(最小负载功率：无负载)＝0W时的波形。

矩形波的电压V1是开关器件Q2两端的电压，并且指示开关器件Q2的导通/关断时刻。

电压V1具有这样的波形，其中在开关器件Q2导电的导通时段中，它表现出0电平，而在开关器件Q2没有导电的关断时段中，它被箝位在经整流平滑的电压Ei的电平处。

在开关器件Q2的导通时段中，具有图35中所示波形的开关电流IQ2在由开关器件Q2和阻尼二极管DD2形成的开关电路系统中流动。此外，在开关器件Q2的关断时段中，开关电流IQ2表现出零水平。

此外，虽然没有示出，但是另一开关器件Q1两端的电压和流到开关电路(Q1，DD1)的开关电流具有分别从电压V1和开关器件Q2的波形被相移180°的波形。换句话说，开关器件Q1和开关器件Q2以相同的周期性定时执行开关操作，使得它们交替地被导通/关断。

此外，因为流到初级侧串联谐振电路(L1-C1)的初级侧串联谐振电流Io是由流过开关电路(Q1，DD1)和(Q2，DD2)的开关电流的合成形成的，所以它具有如图35中所见的这种波形。

这里，虽然如上所述，电压V1指示开关定时，但是在当交流输入电压VAC为100V和230V时的电压V1的波形在相同的负载条件互相比较时，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时的波形具有比交流输入电压VAC为230 V时的波形更长的周期。这指示出随着交流输入电压VAC的输入电平降低，响应于次级侧直流输出电压Eo的降低变化，初级侧的开关频率降低，但是随着交流输入电压VAC的输入电平升高，响应于次级侧直流输出电压Eo的增大变化，初级侧的开关频率增大。

此外，当在相同的交流输入电压VAC的电平条件下将最大负载功率Pomax＝150W处和最小负载功率Pomin＝0W处的电压V1互相比较时，最大负载功率Pomax＝150W处的电压V1具有比最小负载功率Pomin＝0W处的电压V1更长的周期。换句话说，电压V1指示出如下变化：当负载变得更大并且次级侧直流输出电压Eo下降时，开关频率变得更低，但是当负载变得更小并且次级侧直流输出电压Eo上升时，开关频率变得更高。

这指示出，根据开关频率控制系统的恒定控制操作(上侧控制)被执行作为抵抗负载变化和商用交流电源输入电平变化的次级侧直流电压的恒压控制操作。

此外，响应于上述初级侧的操作(V1，IQ2，Io)，图35所示波形的交变电压V2被感应在绝缘变换器变压器PIT的次级绕组N2中。交变电压V2的一个周期的长度对应于初级侧的开关周期。

于是，在交变电压V2的两种半周期之中的一个中，次级侧的整流二极管[Do1，Do4]导电并且整流电流流动，但是在交变电压V2的另一半周期中，次级侧的整流二极管[Do2，Do3]导电并且整流电流流动。此外，通过在交变电压V2的每个半周期流动的整流电流的合成，获得了流过次级绕组N2的次级绕组电流I2，并且获得了图35所示的波形。

图36示出了图34所示电源电路的特性，并且具体地示出了相对于从最大负载功率Pomax＝150W到最小负载功率Pomin＝0W(无负载)的负载变化的开关频率fs和交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)。此外，在图36中；当特性是在与交流100V型对应的交流输入电压VAC＝100V处的特性时，由实线表示，当特性是在与交流200V型对应的交流输入电压VAC＝230V处的特性时，由虚线表示。

首先，开关频率fs具有这样的趋势，其中在交流输入电压VAC＝100V和交流输入电压VAC＝230V的两种条件下，开关频率fs都随着负载从负载功率Po＝0W(最小负载功率：无负载)变大到Po＝150W(最大负载功率)而变得减小。

此外，相对于负载功率Po＝0到150W，在交流输入电压VAC＝230V处的开关频率fs变化范围高于交流输入电压VAC＝100V处的开关频率fs变化范围。换句话说，从图36还可以看出，通过开关频率控制方法(上侧控制)，执行了抵抗交流输入电压变化和负载变化的恒压控制。

此外，在本实施例中，在负载功率Po＝0到150W的范围内，开关频率fs指示出线性变化，并且在比现有技术电源电路情况中的固定水平低的负载功率范围内，没有表现出突然的变化。

于是，作为开关频率fs的具体值，测量出相对于在负载功率Po＝0到150W范围内变化的负载功率Po，在交流输入电压VAC＝100V处，开关频率在78.3到75.0kHz的范围内变化(必要控制范围)，并且图7中所示的变化控制范围(必要控制范围)Δfs1为Δfs1＝3.3kHz(78.3-75.0kHz)。另一方面，在交流输入电压VAC＝230V处，开关频率的必要控制范围是94.8到90.7kHz，并且图7所示的变化控制范围(必要控制范围)Δfs2为Δfs2＝4.1kHz(94.8-90.7kHz)。以这种方式，对于交流输入电压VAC是交流100V型和交流200V型的范围，开关频率fs的必要控制范围基本上小于4kHz，并且当与现有技术(图44和图45)中的电源电路相比较时，被显著减小。并且，作为开关频率fs最大值的94.8kHz(VAC＝230V/Pomin＝0W)与作为开关频率fs最小值的75.0kHz(VAC＝100V/Pomax＝150W)之间的频率差是19.8kHz(94.8-75.0kHz)。因此，可以看出，同样在电源电路被看作适应宽范围的电源电路时，开关频率fs的必要控制范围从现有技术(图44和图45)中的电源电路显著减小了，并且很小。

此外，根据上述描述，开关频率fs的范围是从近似94.8到75.0kHz。因此，开关频率fs的范围充分保持在作为目前开关元件驱动IC(振荡驱动电路2)的开关驱动频率上限的近似200kHz之内。简言之，本实施例的电源电路仅通过开关频率控制就可以适应宽范围，同时可以保留目前的开关驱动电路系统的配置。

此外，尽管交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)具有随负载变得更大而上升的趋势，当最大负载功率Pomax为Pomax＝150W时，交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)在交流输入电压VAC＝100V处是91.9％，在交流输入电压VAC＝230V处是92.4％。从该结果可以认识到，根据本实施例，充分获得了如下效果：在商用交流电源的输入电平高的条件下的交流到直流电源变换效率被改善。

顺便提及，根据图35，可以看出，当交流输入电压VAC为VAC＝100V时，流到初级侧串联谐振电路的初级侧串联谐振电流Io有时表现出在每个半周期后的峰附近的基本为M形的波形。这是由于如下事实而出现的：初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1与次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2之间的频率差变到固定范围之内。

在谐振频率fo1高于谐振频率fo2的关系中，上述初级侧串联谐振电流Io的M形峰部分的电平具有如下趋势：在前的峰部分具有比在后的峰部分高的电平。相反，在谐振频率fo1低于谐振频率fo2的关系中，M形峰部分的电平具有如下趋势：在前的峰部分具有比在后的峰部分低的电平。

由于上述两个峰的波形的电平之间的差引起峰值电平的增大，所以它使得例如开关损耗增加，并从而引起电源变换效率的下降。此外，由于初级侧串联谐振电流Io的M形峰部分例如出现作为次级侧直流输出电压Eo的变化分量，所以这种增大是开关频率控制值的必要控制范围(Δfs)扩大的一个因素。

进行了用于研究谐振频率fo1和fo2的设置与初级侧串联谐振电流Io的M形峰波形之间的关系的实验，并且通过实验获得了如下事实。具体地说，当谐振频率fo2被控制为等于谐振频率fo1的大致0.9倍到大致1.1至1.2倍的一个值时，初级侧串联谐振电流Io的M形波形的两个峰具有基本相等的电平，并且在其之间没有表现出差异，并且当谐振频率fo1与fo2之间的频率差变得更大时，该差异变得显著，以至于不能被忽略。

根据本实施例，基于上述被确认的事实设置谐振频率fo1与谐振频率fo2之间的关系，使得初级侧串联谐振电流Io的M形波形的两个峰可以彼此相等，以获得电源变换效率的增强和对必要控制范围增大的抑制。

此外，在本实施例中，谐振频率fo2被设置为在从谐振频率fo1的近似0.9倍到近似1.1至1.2倍的频率范围内的尽可能高的频率。

因此，形成次级侧串联谐振电路的次级侧串联谐振电容器C2被设置为在根据谐振频率fo2设置的电容范围内的最高的电容，其中谐振频率fo2在从谐振频率fo1的近似0.9倍到近似1.1至1.2倍的频率范围内。这使得可以可选择地使用最小尺寸的较便宜的元件(例如，薄膜电容器)，作为实际的次级侧串联谐振电容器C2，从而获得电路成本和重量的降低。

下面描述上述第七实施例的第一修改形式。第七实施例的第一修改形式具有与图34所示的第七实施例类似的基本配置，但是具有适应较大负载条件的配置。

第七实施例的第一修改形式具有与图26类似的配置。但是，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容的设置，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz，该值与图34的电源电路相同。类似地，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容的设置，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2≈80kHz，该值与图34的电源电路相同。

如果第七实施例的第一修改形式被实际配置使得它包括例如如图26中所见的全桥连接型的电流谐振型变换器与高频电感器L11的组合，则在实际使用中可以获得能够适应最大负载功率Pomax＝近似300W的电源电路。

现在，描述上述第七实施例的第二修改形式。第七实施例的第二修改形式也具有与图34所示的第七实施例类似的基本配置，但是具有适应较大负载条件的配置。

第七实施例的第二修改形式具有与图27类似的配置。但是，同样在该实例中，谐振频率fo1和fo2以与上述第七实施例的第一修改形式类似的方式设置。具体地说，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容的设置，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz。类似地，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容的设置，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为fo2≈80kHz。

同样，当第七实施例的第二修改形式如图27中所见地被实际配置时，可以获得能够适应最大负载功率Pomax＝近似300W的电源电路。

图37示出了根据本发明第八实施例的电源电路的配置示例。

第八实施例的电源电路具有与图17、图28等类似的电路配置。具体地说，该电源电路包括作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统的全波整流电路(Di，Ci)，以及初级侧电流谐振型变换器，该变换器具有作为采用了半桥耦合系统的多复合谐振型变换器的基本配置。因此，该电源电路包括由次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器形成的次级侧串联谐振电路。此外，该电源电路包括倍压器全波整流电路作为与次级绕组N2连接的整流电路。

此外，在第八实施例中，例如具有图2所示结构的绝缘变换器变压器PIT的磁芯的内磁芯柱中所形成的间隙G被设置为间隙长度近似2.8mm，并且绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k被设置为k＝近似0.65或者更小。应当注意，耦合系数k被实际设置为k＝0.65。

由于图37所示的第八实施例的电源电路以这种形式包括倍压器全波整流电路，所以当它在交流输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平方面，以与图34所示的第七实施例的电源电路相同的规格被配置时，次级绕组部分N2A和N2B的每个的匝数可以被设置为12T，这是例如图34所示电源电路的次级绕组N2匝数的1/2。该电源电路的其他部件可以有选择地与被用来获得图35和图36的实验结果的第七实施例电源电路相同地设置。

通过上述部件选择，同样在第八实施例中，类似于第七实施例的电源电路，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为谐振频率fo1≈70kHz的预定值，并且次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为谐振频率fo2≈80kHz的另一预定值。

作为利用图37所示的第八实施例的电源电路进行的实验的结果，获得了与图35基本类似的操作波形。

此外，作为相对于负载变换的开关频率fs的变化特性，当负载功率Po从Po＝0W到Po＝150W变化时，当交流输入电压VAC为VAC＝100时的必要控制范围为78.4到75.0kHz，并且图5所示的必要控制范围Δfs1＝3.4kHz。

另一方面，当交流输入电压VAC＝230V时，必要控制范围是95.7到90.7kHz，并且图5所示的必要控制范围Δfs2为Δfs2＝5.0kHz。同样在本实施例中，对于交流100V型和交流200V型的电源的各范围，开关频率fs的必要控制范围是5kHz或者更小，其非常窄。因此，相对于作为目前开关元件驱动IC(振荡驱动电路2)的开关驱动频率上限的200kHz，必要控制范围保持充分低。

此外，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝150W的负载条件下，获得了在交流输入电压VAC＝100V处的ηAC→DC＝91.7％，在交流输入电压VAC＝230V处的ηAC→DC＝92.3％的结果。从该结果可以认识到，同样利用本实施例，在商用交流电源的输入电平高的条件下，充分地获得了交流到直流电源变换效率的增强效果。

下面描述上述第八实施例的第一修改形式。第八实施例的第一修改形式具有与图37所示的第八实施例类似的基本配置，但是具有适应较大负载条件的配置。

第八实施例的第一修改形式具有与图29类似的配置。具体地说，该修改的电源电路采用与上面参考图29描述的第五实施例的第一修改形式的电源电路类似的适应大负载的配置，作为初级侧和绝缘变换器变压器PIT的配置。具体地说，初级侧电流谐振型变换器具有全桥耦合系统的配置。此外，绝缘变换器变压器PIT自身被配置使得例如图2所示的结构中的内磁芯柱的间隙G的间隙长度被设置为近似1.6mm，以将耦合系数k设置为k＝近似0.75。此外，具有预定电感的高频电感器L11串联插入在绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1中，使得该电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt被设置为近似0.65或者更小。

同时，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容的设置，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz，该值与图34的电源电路相同。类似地，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容的设置，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2也被设置为fo2≈80kHz，该值与图37的电源电路相同。

如果第八实施例的第一修改形式被实际配置使得它包括例如如图29中所见的全桥连接型的电流谐振型变换器与高频电感器L11的组合，则在实际使用中可以获得能够适应最大负载功率Pomax＝近似300W的电源电路。

现在，描述上述第八实施例的第二修改形式。第八实施例的第二修改形式也具有与图37所示的第八实施例类似的基本配置，但是具有适应较大负载条件的配置。

第八实施例的第二修改形式具有与图30类似的配置。但是，同样在该实例中，谐振频率fo1和fo2以与上述第八实施例的第一修改形式类似的方式设置。具体地说，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容的设置，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz。类似地，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容的设置，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2也被设置为fo2≈80kHz。

同样，当第八实施例的第二修改形式如图30中所见地被配置时，可以获得能够适应最大负载功率Pomax＝近似300W的电源电路。

图38示出了根据本发明第九实施例的电源电路的配置示例。

第九实施例的电源电路具有与图11、图31等类似的电路配置。具体地说，该电源电路包括作为用于产生经整流平滑的电压Ei(直流输入电压)的整流电路系统的全波整流电路(Di，Ci)，以及初级侧电流谐振型变换器，该变换器具有作为采用了半桥耦合系统的多复合谐振型变换器的基本配置。因此，该电源电路包括由次级绕组N2和次级侧串联谐振电容器形成的次级侧串联谐振电路。此外，该电源电路包括倍压器半波整流电路作为与次级绕组N2连接的整流电路。

此外，在第九实施例中，例如具有图2所示结构的绝缘变换器变压器PIT的磁芯的内磁芯柱中所形成的间隙G被设置为间隙长度近似2.8mm，并且绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k被设置为k＝近似0.65或者更小。应当注意，耦合系数k被实际设置为k＝0.65。

由于图38所示的第九实施例的电源电路以这种形式包括倍压器半波整流电路，所以当它在交流输入电压条件、负载条件和次级侧直流输出电压Eo电平方面，以与图34所示的第七实施例的电源电路相同的规格被配置时，次级绕组N2A、N2B的每个的匝数可以被设置为12T，这是例如图34的电源电路的次级绕组N2匝数的1/2。该电源电路的其他部件可以有选择地与被用来获得图35和图36的实验结果的第七实施例的电源电路相同地设置。

通过上述部件选择，同样在第九实施例中，类似于第七实施例的电源电路，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为谐振频率fo1≈70kHz的预定值，并且次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2被设置为谐振频率fo2≈80kHz的另一预定值。

作为利用图38所示的第九实施例的电源电路进行的实验的结果，获得了与图35基本类似的操作波形。但是应当注意，由于次级侧执行了倍压器半波整流操作，所以流到次级绕组N2的电流I2(整流电流)具有基本加倍的峰值电平。

此外，作为相对于负载变换的开关频率fs的变化特性，当负载功率Po从Po＝0W到Po＝150W变化时，当交流输入电压VAC为VAC＝100时的必要控制范围为78.1到75.0kHz，并且图7所示的必要控制范围Δfs1＝3.1kHz。

另一方面，当交流输入电压VAC＝230V时，必要控制范围是从95.3到90.7kHz，并且图5所示的必要控制范围Δfs2为Δfs2＝4.6kHz。同样在本实施例中，对于交流100V型和交流200V型的电源的各范围，开关频率fs的必要控制范围小于5kHz，是很窄的。因此，相对于作为目前开关元件驱动IC(振荡驱动电路2)的开关驱动频率上限的200kHz，必要控制范围保持充分低。

此外，对于交流到直流电源变换效率(ηAC→DC)，在最大负载功率Pomax＝150W的负载条件下，获得了在交流输入电压VAC＝100V处的ηAC→DC＝91.5％，在交流输入电压VAC＝230V处的ηAC→DC＝92.1％的结果。因此，在商用交流电源的输入电平高的条件下，充分地获得了交流到直流电源变换效率的增强效果。

下面描述上述第九实施例的第一修改形式。第九实施例的第一修改形式具有与图38所示的第九实施例类似的基本配置，但是具有适应较大负载条件的配置。

第九实施例的第一修改形式具有与图32类似的配置。具体地说，第九实施例的第一修改形式的电源电路采用与上面参考图32描述的第六实施例的第一修改形式的电源电路类似的适应大负载的配置，作为初级侧和绝缘变换器变压器PIT的配置。具体地说，初级侧电流谐振型变换器具有全桥耦合系统的配置。此外，绝缘变换器变压器PIT自身被配置使得例如图2所示的结构中的内磁芯柱的间隙G的间隙长度被设置为近似1.6mm，以将耦合系数k设置为k＝近似0.75。此外，具有预定电感的高频电感器L11串联插入在绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1中，使得该电源电路中的绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt被设置为近似0.65或者更小。

同时，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1和次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2与图38的电源电路类似地设置。具体地所，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容的设置，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz。类似地，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容的设置，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2也被设置为fo2≈80kHz。

如果第九实施例的第一修改形式被实际配置使得它包括例如如图32中所见的全桥连接型的电流谐振型变换器与高频电感器L11的组合，则在实际使用中可以获得能够适应最大负载功率Pomax＝近似300W的电源电路。

现在，描述上述第九实施例的第二修改形式。第九实施例的第二修改形式也具有与图38所示的第九实施例类似的基本配置，但是具有适应较大负载条件的配置。

第九实施例的第二修改形式具有与图33类似的配置。但是，同样在该实例中，谐振频率fo1和fo2以与上述第九实施例的第一修改形式类似的方式设置。具体地说，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的初级绕组N1的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C1的电容的设置，初级侧串联谐振电路的谐振频率fo1被设置为fo1≈70kHz。类似地，通过与复合耦合系数kt相对应地得到的次级绕组N2的漏电感L2和次级侧串联谐振电容器C2的电容的设置，次级侧串联谐振电路的谐振频率fo2也被设置为fo2≈80kHz。

同样，当第九实施例的第二修改形式如图33中所见地被配置时，可以获得能够适应最大负载功率Pomax＝近似300W的电源电路。

现在，参考图39到图43描述本发明的第十实施例。

第十实施例的电源电路具有与图1、11、17、23、28、31、34、37和38所示的实施例中的任何一个类似的电路配置。换句话说，从电路图的角度，第十实施例的电源电路可以具有不包括高频电感器(L11、L12、L12A或L12B)的基本多谐振变换器的配置。

此外，在第十实施例中，绝缘变换器变压器PIT例如具有如图39的横截面视图所示的结构。

同样，图39所示的绝缘变换器变压器PIT包括由一对E型磁芯CR1和CR2形成的EE型磁芯(EE形磁芯)，所述E型磁芯CR1和CR2由铁氧体材料制成，并且彼此组合使得它们的磁芯柱彼此相对。应当注意，实际上可以选择地使用EER型磁芯。

同样在该实例中，初级绕组N1和次级绕组N2在线轴B的彼此不同的受绕部分上缠绕。同样，本实例中的线轴例如由树脂材料制成，并且具有这样的分区形状，使得其初级侧和次级侧的受绕部分互相分开，使得彼此独立。以这种方式被缠绕了初级绕组N1和次级绕组N2的线轴B附接到EE型磁芯(CR1，CR2)上。从而，初级绕组N1和次级绕组N2在EE型磁芯的内磁芯柱上缠绕。

以图39中所见的这种方式，在EE型磁芯的内磁芯柱中形成了间隙G。该实例中的间隙G被形成为使得在该实例中其间隙长度LN1例如被设置为近似1.6mm。因此，在绝缘变换器变压器PIT的这种形式中，即其中没有插入下面描述的铁氧体片磁芯FSC1和FSC2的形式中，绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k是k＝近似0.75。

在图39所示的绝缘变换器变压器PIT中，铁氧体片磁芯FSC1和FSC2以夹层状态设置在EE型磁芯的两个外磁芯柱的中心部分(即，在用于初级绕组N1的受绕部分与用于次级绕组N2的受绕部分之间的边界处的外磁芯柱的部分)之间。铁氧体片磁芯FSC1和FSC2具有预定厚度LN2。

本实例中的铁氧体片磁芯FSC1和FSC2由与E型磁芯CR1和CR2类似的铁氧体材料制成，如从它们的名称可以认识到的，并且设置在这样的状态中：其中它们被保持在外磁芯柱之间。此外，铁氧体片磁芯FSC1和FSC2被提供使得它们的每一个具有从外磁芯柱的内侧端面部分进入EE型磁芯的内磁芯柱的预定长度Ln3的凸出部分(磁路生成部分)。因此，铁氧体片磁芯FSC1和FSC2的端部在线轴B的用于初级绕组N1和次级绕组N2的受绕部分之间的位置插入预定长度。

这里，在其中没有插入铁氧体片磁芯FSC1和FSC2的简单EE型磁芯结构的情况中，例如，类似于上面参考图2描述的绝缘变换器变压器PIT的情况中，如图40A的磁通量φ1和φ2所指示地形成磁路。应当注意，在图40A和图40B中，省略了线轴B以帮助理解图示。

如从图40A可以看到的，磁通量φ1和φ2的磁路沿着外磁芯柱延伸，使得它们穿过初级绕组N1侧和次级绕组N2侧。因此，初级绕组N1与次级绕组N2之间的原始耦合程度相应地高，并且通过在内磁芯柱中形成间隙长度近似1.6mm的间隙G，获得了上面提到的k＝近似0.75的绝缘变换器变压器PIT的这样的耦合系数k。

相反，当以图39中所见的方式提供了铁氧体片磁芯FSC1和FSC2时，由于E型磁芯CR1和CR2由与铁氧体片磁芯FSC1和FSC2相同的铁氧体材料制成，所以可以考虑EE型磁芯具有这样的形状：每个外磁芯柱的中心部分朝向内磁芯柱的中心部分凸出，如图40B中所见的。根据刚才描述的EE型磁芯的这种形状，每个外磁芯柱的中心部分和内磁芯柱的中心部分之间的间隔距离比图40A的EE型磁芯形状短了凸出部分(磁路生成部分)的长度Ln3。

由于外和内磁芯柱的中心部分变得彼此更近，所以在图39的绝缘变换器变压器PIT中，产生了由φ11和φ12代表的并在图40B中由虚线指示的磁通量。随着铁氧体片磁芯FSC1和FSC2的凸出部分的长度Ln3增加以减小外磁芯柱的中心部分与内磁芯柱的中心部分之间的间隔距离，磁通量φ11和φ12的分量大小增大。同时，磁通量φ1和φ2的分量大小减小。

磁通量φ11和φ12的磁路分别对应于初级绕组N1侧和次级绕组N2侧形成。因此，磁通量φ11和φ12随着磁通量φ1和φ2的分量大小减小而增大意味着初级绕组N1与次级绕组N2之间的耦合程度(即复合耦合系数kt)增大。于是，作为增大复合耦合系数kt的结果，绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1侧与次级绕组N2侧之间的漏电感的值等效地从依赖于内磁芯柱的间隙G的量增大。

含有上面参考图39描述的绝缘变换器变压器PIT的电源电路的等效电路的电路图示出在图41到图43中。

具体地说，图41示出了在次级侧整流电路中含有全波整流电流的电源电路的等效电路。

参考图41，所示的绝缘变换器变压器PIT具有以间隙G作为一个因素而确定的初级绕组N1的漏电感L1以及次级绕组N2的另一漏电感L2。这也类似地适用于图42和图43所示的等效电路。

此外，通过在绝缘变换器变压器PIT中提供铁氧体片磁芯FSC1和FSC2得到的漏电感的等效增加量可以分别被表示为与初级绕组N1串联连接的电感器L11和与次级绕组N2串联连接的另一电感器L21。换句话说，可以认为该电源电路具有在上述的第四到第九实施例的第一和第二修改形式中提供的这样的电路配置：其包括初级侧上的高频电感器L11和次级侧上的高频电感器L12。

图42示出了一个电源电路的等效电路，其中例如类似于图17、21、22、28、29、30和37所示的电源电路，该电源电路在次级侧整流电路中包括倍压器全波整流电路。应当注意，虽然在图42中示出了与图28和图29相同的倍压器全波整流电路，但是也可以行对于在其余图形中示出的倍压器全波整流电路来形成类似的等效电路。

同样在图42所示的电源电路中，当提供了具有上面参考图39描述的结构的绝缘变换器变压器PIT时，通过提供铁氧体片磁芯FSC1和FSC2得到的漏电感的等效增加量可以分别被表示为与初级绕组N1串联连接的电感器L11和与次级绕组部分N2A和N2B串联连接的电感器L21a和L21b。因此，在该实例中，可以认为该电源电路具有这样的电路配置：其包括初级侧上的高频电感器L11和次级侧上对应于倍压器全波整流电路而提供的高频电感器L12A和L12B。

图43示出了一个电源电路的等效电路，其中例如类似于图11、15、31、32、33和38所示的电源电路，该电源电路在次级侧整流电路中包括倍压器半波整流电路。应当注意，虽然图16中示出了具有与上面提到的图形不同电路配置的倍压器半波整流电路，基于图16的电路图，通过将电感器L11串联连接到初级绕组N1并且将另一电感器L21串联连接到次级绕组N2，可以得到图16的电路的等效电路的电路图。

在图43所示的电源电路中，当提供了具有上面参考图39描述的结构的绝缘变换器变压器PIT时，通过提供铁氧体片磁芯FSC1和FSC2得到的漏电感的等效增加量可以分别被表示为与初级绕组N1串联连接的电感器L11和与次级绕组N2串联连接的电感器L21。因此，同样在该实例中，可以认为该电源电路具有这样的电路配置：其包括初级侧上的高频电感器L11和次级侧上对应于倍压器半波整流电路而提供的高频电感器L12。

基于图41到图43所示的这样的等效电路，例如根据第十实施例，初级侧上的电感器L11和次级侧上的电感器L21(电感器L21a和L21b)的电感被设置使得绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt被设置为kt＝近似0.65或者更小。这些电感可以主要通过铁氧体片磁芯FSC1和FSC2的凸出部分(磁路生成部分)的长度Ln3(以及厚度LN2)来设置。

通过以这种方式将绝缘变换器变压器PIT的复合耦合系数kt设置为kt＝近似0.65或者更小，以与包括初级侧上的高频电感器L11或者次级侧的高频电感器L12或高频电感器L12A和L12B的那些实施例的电源电路类似的方式，获得了上面参考图6和图7描述的单峰特性，作为次级侧直流电压的控制特性。因此，该电源电路可以适应宽范围。

这里进行描述以确认：在如上面参考图39所描述的第十实施例的绝缘变换器变压器PIT的结构中，内磁芯柱的间隙G与上述实施例类似地具有近似1.6mm的间隙长度(Ln1)。此外，实际上，对外磁芯柱提供的铁氧体片磁芯FSC1和FSC2仅仅引起磁通量条件的变化，并且即使提供了漏电感的等效增加，可不实际发生漏电感的增加。因此，该绝缘变换器变压器PIT没有在内磁芯柱附近的涡流损耗增大的问题。

此外，如从上述描述可以理解的，复合耦合系数kt可以被设置使得在EE型磁芯的基本形状上形成作为磁路生成部分的长度Ln3的部分。因此，例如当要对绝缘变换器变压器PIT的磁芯成形时，被变形使得获得例如图40B所示的这种实际磁芯形状的E型磁芯可以被成形，并且与彼此组合，而不使用铁氧体片磁芯。

但是，在本实施例中，考虑到在当前条件下，作为生产工艺，铁氧体片磁芯(FSC1和FSC2)夹在磁芯的外磁芯柱中比如上所述地成形这样的E形磁芯更简单且更容易。

应当注意，在上面的描述中，绝缘变换器变压器PIT自身的初级侧与次级侧之间的耦合系数由k表示，而电源电路中作为变换器变压器PIT的初级侧与次级侧之间的耦合系数由kt表示，使得它们彼此区分。

但是，当没有高频电感器如上面所描述的实施例和修改形式(除了第四到第九实施例的第一和第二修改形式之外)那样串联连接到绝缘变换器变压器PIT的初级绕组N1和/或次级绕组N2时，如果认为高频电感器的电感为0，则电路中的绝缘变换器变压器PIT的复合漏电感可以被表示为L1+0，其中初级绕组N1自身的漏电感由L1表示；或者表示为L2+0，其中次级绕组N2自身的漏电感由L2表示。作为本发明的概念，当高频电感器的电感为0时，该实例中的耦合系数k应当被处理为复合耦合系数kt。

本发明不应当被限制于上述的实施例。

例如，根据图41到图43所示的等效电路图，电源电路可以被配置使得绝缘变换器变压器PIT自身的耦合系数k被设置为k＝近似0.75，并且作为具有预定电感值的高频电感器L11和L12的实际的元器件分别与初级绕组N1和次级绕组N2串联连接。

此外，绝缘变换器变压器PIT的从磁芯类型等开始的结构可以被适当地修改，只要形成需要的磁路。但是，关于第一到第三实施例，如果绝缘变换器变压器PIT的磁芯中所形成的间隙G的间隙长度被扩大到例如获得了耦合系数k＝近似0.65这样的程度，则可以抑制在现有技术电源电路中，在小负载条件下出现的开关频率的陡峭上升趋势。

此外，虽然实施例中所示的开关变换器是基于分别激励电流谐振型变换器的，但是可以形成例如包括自激电流谐振变换器的电源电路。此外，在开关变换器中所用的开关元件可以各自由除了MOS-FET之外的其他某种元件形成，例如，双极晶体管或者IGBT(绝缘栅双极晶体管)。

此外，上述元器件的常数等可以根据实际条件适当地改变。

Claims (15)

1.一种开关电源电路，包括：

开关装置，包括开关器件，用于接收直流输入电压作为输入以执行开关操作；

开关驱动装置，用于驱动所述开关器件用于开关操作；

绝缘变换器变压器，在所述绝缘变换器变压器上至少缠绕了初级绕组和次级绕组，其中通过所述开关装置的开关操作而获得的开关输出被提供给所述初级绕组，在所述次级绕组中由所述初级绕组感应出交变电压，所述绝缘变换器变压器具有形成在磁芯的预定位置处的间隙并且具有间隙长度，所述间隙长度被设置使得可以在初级侧与次级侧之间获得预定耦合系数；

初级侧串联谐振电路，至少由所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组的漏电感分量和与所述初级绕组串联连接的初级侧串联谐振电容器的电容形成，使得预定谐振频率可以被设置，用于使所述开关装置的操作是电流谐振型的操作；

次级侧串联谐振电路，至少由所述绝缘变换器变压器的所述次级绕组的漏电感分量和与所述次级绕组串联连接的次级侧串联谐振电容器的电容形成，使得至少预定谐振频率可以被设置；

次级侧直流输出电压生成装置，用于接收通过所述次级侧串联谐振电路获得的谐振输出作为输入，并对所输入的谐振输出执行整流操作，以产生次级侧直流输出电压；

恒压控制装置，用于响应于所述次级侧直流输出电压的电平来控制所述开关驱动装置，以调整所述开关装置的开关频率，以对所述次级侧直流输出电压执行恒压控制；和

复合耦合系数设置装置，用于设置所述绝缘变换器变压器的初级侧与次级侧之间的复合耦合系数，使得由所述初级侧串联谐振电路和所述次级侧串联谐振电路形成的电磁耦合型谐振电路的输出特性相对于具有所述开关频率的频率信号的输入可以变为单峰特性。

2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述初级侧串联谐振电路和所述次级侧串联谐振电路的谐振频率被设置使得具有所述次级侧串联谐振电路的谐振频率低于所述初级侧串联谐振电路的谐振频率的关系。

3.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述初级侧串联谐振电路和所述次级侧串联谐振电路的谐振频率被设置使得具有所述次级侧串联谐振电路的谐振频率高于所述初级侧串联谐振电路的谐振频率的关系。

4.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述初级侧串联谐振电路和所述次级侧串联谐振电路的谐振频率被设置使得具有如下关系：所述次级侧串联谐振电路的谐振频率被设置使得具有在下限频率与上限频率之间的范围内的预定值，所述下限频率由相对于所述初级侧串联谐振电路的谐振频率小于1的预定倍数值表示，所述上限频率由相对于所述初级侧串联谐振电路的谐振频率大于1的预定倍数值表示。

5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述复合耦合系数设置装置包括所述绝缘变换器变压器，其中所述间隙的间隙长度被设置使得可以基于所述绝缘变换器变压器自身的耦合系数获得所述复合耦合系数。

6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述复合耦合系数设置装置包括：

所述绝缘变换器变压器，其中所述间隙的间隙长度被设置使得所述绝缘变换器变压器自身的耦合系数可以具有比所述复合耦合系数高的预定值；和

以串联关系连接到所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组和/或次级绕组上的元器件，所述元器件用作具有预定电感的电感器。

7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述复合耦合系数设置装置包括所述绝缘变换器变压器，所述绝缘变换器变压器包括磁路生成部分，用于等效地形成以串联关系连接到所述绝缘变换器变压器的所述初级绕组和/或次级绕组的电感器。

8.根据权利要求7所述的开关电源电路，其中，所述磁路生成部分是在形成所述绝缘变换器变压器的EE型磁芯的外磁芯柱的预定部分处形成的凸出部分，所述凸出部分以向所述EE型磁芯的内磁芯柱侧凸出的方式形成。

9.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括具有电容的次级侧部分谐振电容器，所述电容与所述次级绕组的漏电感分量合作形成部分谐振电路，所述部分谐振电路被插入使得在被包括在所述次级侧直流输出电压生成装置中的整流器件关断的时刻，执行部分谐振操作。

10.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述开关装置包括以全桥连接方式连接的四个开关器件。

11.根据权利要求1所述的开关电源电路，还包括整流平滑装置，用于接收商用交流电源作为输入，以形成经整流平滑的电压作为直流输出电压，所述整流平滑装置是用于倍压器整流电路，用于形成具有等于所述商用交流电源电平两倍的电平的经整流平滑的电压。

12.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述次级侧直流输出电压生成装置包括由以桥式连接形式连接的整流器件形成的桥式整流电路以及用于平滑来自所述桥式整流电路的整流输出的次级侧平滑电容器，并执行全波整流操作。

13.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中，所述次级侧直流输出电压生成装置被形成为倍压器整流电路，用于产生具有等于在所述次级绕组中所激励的交变电压电平两倍的电平的次级侧直流输出电压。

14.根据权利要求13所述的开关电源电路，其中，所述次级侧直流输出电压生成装置的所述倍压器整流电路是倍压器半波整流电路，所述倍压器半波整流电路被形成使得仅将在所述次级绕组中所激励的交变电压的半周期之一中的整流电流充电到次级侧平滑电容器中，用于产生作为所述次级侧平滑电容器两端电压的至少一部分次级侧直流输出电压。

15.根据权利要求13所述的开关电源电路，其中，所述次级侧直流输出电压生成装置的所述倍压器整流电路是倍压器全波整流电路，所述倍压器全波整流电路被形成使得将在所述次级绕组中所激励的交变电压的全部两个半周期中的整流电流充电到次级侧平滑电容器中，用于产生作为所述次级侧平滑电容器两端电压的至少一部分次级侧直流输出电压。

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