CN1201639C - 全集成镇流器集成电路 - Google Patents

Abstract

一种镇流器控制集成电路，该集成电路通过集成状态图结构执行特定的一套指令，以控制荧光灯和保护镇流器。状态图结构控制IC和由IC驱动的半桥式电路的功率升高和下降，灯的预热和点火，灯的运行和依靠灯的正常维护从这些故障条件中恢复。

Description

全集成镇流器集成电路

本发明涉及用于MOS门器件的栅驱动电路，特别涉及用于MOS门器件的单片栅驱动电路，尤其涉及用于荧光灯镇流器电路的这些驱动电路。

由于可得到功率MOSFET开关器件和绝缘栅双极晶体管(“IGBT”)代替以往使用的功率双极开关器件，所以近来用于气体放电电路的电子镇流器已广泛得到使用。单片栅极驱动器电路，例如由国际整流器协会推荐并在此完全引证其公开内容的美国专利No.5545955中所述的IR2155，已被设计用于驱动电子镇流器中的功率MOSFET或IGBT。IR2155栅驱动IC显示出超过以往电路的明显优点在于，它封装在普通的DIP或SOIC外壳中，包括内部电平移位电路、欠电压锁存电路、空载时间延迟电路、附加逻辑电路和输入端，使驱动器在由外部电阻RT和电容器CT确定的频率上可以自激振荡。

尽管IR2155对以往的镇流器控制电路提供了很大的改进，但它仍缺乏许多期望的特性，例如：(i)在灯上不产生起始高压脉冲的情况下确保无闪烁启动的启动过程，(ii)非零电压开关保护电路，(iii)超温(overtemperature)关断电路，(iv)DC总线和AC开/关控制电路，和(v)趋近或低于谐振的检测电路。

本发明提供新的单片电子镇流器控制器IC，它可以驱动两个MOS门功率半导体，例如功率MOSFET或IGBT，一个称为“低端开关”，另一个称为“高端开关”，将两个开关按推挽式输出电路或半桥式电路连接。因此，本发明的IC执行很特殊的一套指令来控制荧光灯和保护镇流器。尤其注意的是适当提高和降低IC和半桥式电路的功率，预热和点火灯，运行灯，检测各种可能的故障状态，和根据灯的正常维护从这些故障状态中恢复。

本发明的电子镇流器IC(经国际镇流器协会确定，称为IR2157)根据对IC的各种输入状态设有五种基本的工作模式。这五种工作模式包括：

1)欠电压锁存模式

2)预热模式

3)点火上升模式

4)运行模式；和

5)故障模式

该电路设计成按照“状态图”在这些模式之间进行转换，此外该电路还设计成：在灯上不会加有起始高电压脉冲的情况下确保无闪烁启动，以及在一旦出现非零电压开关、过热情况、DC总线或AC线路电压中的故障、或在趋近或低于谐振条件的场合下彻底关闭IC的功能。

根据以下参照附图的说明，本发明的其它特征和优点将变得明显。

图1是表示本发明集成电路工作的状态图。

图2是表示本发明集成电路的典型连接图。

图3是表示本发明集成电路的电路方框图。

图4是说明在CT波形和称为LO和HO-VS的IC输出电压之间基本关系的时序图。

图5表示涉及本发明集成电路工作的传输函数。

图6表示在预热模式和点火模式期间本发明IC工作频率的曲线图。

图7表示在具有附加的外部电阻和电容器以在预热前首先提高频率的情况下(波形A)和在没有附加的外部电阻和电容器以在预热前首先提高频率的情况下(波形B)，启动时跨接在灯上的电压。

图8表示现有技术的IR2155镇流器驱动IC的振荡器部分。

图9表示在起始导通时序期间现有技术的IR2155的输入和输出波形，可以看出起始输出脉冲比后续脉冲长。

图10是本发明IC的输入和输出波形的时序图，该IC包括启动时用于确保相等宽度驱动脉冲的控制电路，可以看出，一旦IC启动，所有LO和HO输出脉冲有相同宽度。

图11是在本发明的“无闪烁启动”时序中工作频率与时间的曲线图。

图12表示本发明的“无闪烁启动”时序的传输函数。

图13是本发明镇流器驱动IC的振荡器部分的方框图。

图14表示在本发明镇流器驱动IC中采用的温度测量电路的优选实施例。

参照图1，表示集成为本发明的IC2以控制电子(快速启动)荧光灯镇流器的集成电路状态图。图2表示用本发明的集成电路2驱动单个荧光灯4的典型连接图。图3表示本发明集成电路2的基本方框图。

按照该“状态图”结构，本发明的集成电路2便于执行很特别的一套指令，以控制灯4和保护镇流器。IC精确地控制和适当地完成以下功能：提高和降低IC2和半桥式电路(MOSFET 6和8)的功率；预热和点火灯；运行灯；检测各种可能的故障状态；和依靠正常的灯维护从这些故障状态中恢复。

根据对IC的各种输入状态，状态机构在五种基本的工作模式之间工作。这五种工作模式包括：

1)欠电压锁存模式

2)预热模式

3)点火上升模式

4)运行模式；和

5)故障模式

图2表示包括所有输入和输出的IC2管脚。

芯片的输入端包括：

1)  VCC

2)  VDC

3)  SD

4)  CS

5)  CPH

6)  CT

7)  RT

VCC表示待检测的输入和提供给IC的初始低电压。除这七个输入外，IC表面接合温度表示第八个输入。

IC的输出端包括：

1)  HO

2)  LO

3)  RPH

4)  RUN

5)  DT

IC的电源包括：

1)  VCC

2)  COM

3)  VB

4)  VS

本发明IC的一般管脚的说明如下：

镇流器的运行模式期间，运行电阻RRUN也与定时电阻RT并联。在两个模式中，定时电容器的充电电流和输出频率增加。为了保持RT管脚电流和CT电容器充电电流之间的适当线性，RT管脚电流应该保持在50μA之间。RT管脚还可以用作闭环控制的反馈点。当IC处于欠电压锁存或故障模式(断路、过电流、欠电流或过热)时，内部电源与RT管脚的电路断路，RT管脚通过外部定时电阻下拉至COM。

	按下式计算：tPH＝4.0E6·CPH，或CPH-250E-9·tPHIC达到运行模式的时间由下式确定：TRUN＝5.1E6·CPHTRUN和tPH之间的差是点火模式的持续时间。当IC处于欠电压锁存或故障模式(断路、过电流或过热)时，CPH管脚与COM内部短路。
		SD	断路管脚.该管脚用于断开振荡器，使两个栅驱动器输出下降，使IR2157处于非锁存模式的间歇微小功率状态。当IC进入断路模式时，DT、CPH、RPH和RUN管脚与COM内部短路，CT管脚通过空载时间电阻与COM短路。升高的断路管脚阈值电压为2.0V，带有包括滞后的约0.17V以增加噪声不敏感性。SD比较器的输出复位故障锁存器，以便当SD管脚电压在其输入阈值电压(发出灯恢复信号)以下恢复时，IC再次启动预热时序。这种自动再启动特性允许用户在不更换主电源的情况下更换灯。

内容提要
		符号	说明
CS	电流检测管脚。该管脚也用于关断振荡器，使两个栅驱动器输出降低，通过设置故障锁存器使IR2157进入短暂微功率状态。当IC进入故障模式时，DT、CPH、RPH和RUN管脚短暂与COM短路，CT管脚通过空载时间电阻与COM短路。CS管脚不论过电流还是欠电流情况都关断IC。对于过电流情况来说，在CS管脚上有在预热模式的末尾启动的达到正1.0V的阈值电压。如果CS管脚上的电压超过该1.0V阈值电压，那么IC进入故障模式。对于欠电流情况来说，有在运行模式开始启动的达到负0.2V的阈值电压。这种情况的检测与LO输出的下降边缘同步。如果CS管脚上的电压刚好在LO输出的下降边

	缘前低于0.2V阈值电压，那么IC进入故障模式。由CS比较器触发的故障锁存器由SD比较器的输出复位，以便当SD管脚电压在其输入阈值电压(发出灯恢复信号)以下恢复时，IC再启动预热时序。通过在欠电压锁存阈值电压以下循环IR2157上的电压，也可复位故障锁存器。
		DC	DC总线输入管脚。该管脚用于检测DC总线上的电压，以适当启动和关断控制IC。当电源第一次提供给IC时，在振荡器启动前需要两个情况：1)VCC管脚上的电压必须超过上升的欠电压锁存阈值，2)DC管脚电压必须超过5.1V。在线路故障状态下，或当镇流器的电源被切断时，DC总线将在芯片的VCC之前掉电(假设VCC由半桥式电路输出的电荷泵关闭导出)。在这种情况下，DC管脚的电压将关断振荡器，从而使功率晶体管避免因开关困难造成的潜在过热。
LO	低端栅驱动器输出端。该管脚连接低端功率MOSFET或IGBT的栅极。如果在半桥电路输出端出现大的dv/dt情况导致功率晶体管密勒(Miller)电流(即栅极至漏极电流)超过0.5A时，就推荐使用栅极电阻，以从功率放大级缓冲IC。当IC第一次启动时，或从故障状态中恢复时，首先接通LO输出，使自举(bootstrap)电容器再充电。
		VB	高端栅驱动器浮动电源。这是用于高端电平移动和栅驱动器逻辑电路的电源管脚。利用来自VCC的简单电荷泵将电源正常地提供给高端电路。将高电压的快速恢复二极管(称为自举二极管)连接在VCC(阳极)和VB(阴极)之间，将电容器(称为自举电容器)连接在VB管脚和VS管脚之间。当低端功率MOSFET或IGBT导通时，自举电容器利用阴极负载二极管从VCC至COM的退耦电容器上充电。当高端功率MOSFET或IGBT导通时，自举二极管反向偏置，VB节点浮动在高端功率MOSFET或IGBT的源极电位上。VB应该利用小ESR/ESL电容器尽量靠近IC管脚旁路到VS。该电容器的值应该具有至少是被驱动功率晶体管总输入电容器(Ciss)值50倍的最小值。
VS	高电压浮动电源复位。高端栅驱动器和逻辑电路回到该管脚。VS管脚应该直接连接高端功率MOSFET或IGBT的源极。此外，半桥式电路

	输出晶体管应该尽量设置得靠在一起，以使其之间的串联电感最小。
		HO	高端栅驱动器输出。该管脚连接高端功率MOSFET或IGBT的栅极。如果在半桥电路输出端出现大的dv/dt情况导致功率晶体管密勒(Miller)电流(即栅极至漏极电流)超过0.5A时，就推荐使用栅极电阻，以从功率放大级缓冲IC。

下面，将说明IC的五个基本工作模式：

模式1： 欠电压锁存(UVLO)：

在该控制模式中，只有重要的内务处理功能在IC2内有效。芯片(IQCCUV)的荧光电流保持与实际值(对于本发明的IC来说，典型值为150μA)一样低，以便用来自整流线路或DC总线(参见图2，电阻10)的1/4瓦电阻启动IC。振荡器不能使用，结果RT＝CT＝DT＝RUN＝0V。预热管脚(CPH)被自动地固定为0V，VDC管脚被偏置在等于DC总线(或整流的AC线路)电压的几分之一的电压上。在UVLO模式中，为了控制适当的启动时序，偏置检测VDC管脚上电压的比较器。为了在半桥式电路(MOSFET 6、8)输出时防止不必要的开关，栅驱动器输出维持低水平(LO和HO-VS)。尽管利用VCC大于确定故障条件(后面说明)下的该上升阈值电压使IC进入UVLO模式，但VCC电压一般设置在0V和升高欠电压锁存阈值电压(这种情况下为11.4V)之间。假设在半桥式电路输出时无开关，那么CS管脚为0V。根据IC外部电路的结构，从VCC由电容器12和二极管14构成的浮动电源(VB至VS)可以是0V，或VCC-0.7V(二极管14的正向电压降，或0V和20V(VB至VS的推荐最大电压)之间的电压。

尽管SD管脚是控制UVLO模式的三个管脚之一(其它管脚是VCC和VDC)，但SD管脚在启动时一般被偏置在其2.0V上升阈值电压以下。与VDC管脚和VCC管脚的情况一样，为了有助于控制UVLO模式，偏置的比较器检测SD管脚电压。

2. 预热模式：

在该工作模式中，IC内许多内部电路已经偏置和使能。结果，振荡器运行。起电压控制电流输入作用的RT管脚被偏置为约2.0V。RPH管脚维持在0V，在预热模式期间按并联有效地连接电阻R_T和电阻16。由跨接于R_T和16的并联组合的2.0V电压产生的电流在IC内是镜像的，用于编程使CT电容器(C_T)充电的电流。对于振荡来说，在CT管脚上检测的下阈值电压和上阈值电压分别是2.0V和4.0V。利用图2所示的CT电容器C_T和空载时间电阻18编程表示LO和HO-VS输出交替开关之间的空载时间的CT波形下降时间。

图4表示CT波形和输出电压之间的基本关系。带有分成两个逻辑电路(图3)的双稳双稳态多谐振荡器20在LO和HO-VS输出驱动信号中分开振荡器输出。因此，在振荡器频率的一半时导通半桥式电路(6、8)的输出。

预热模式期间，由内部的1μA电流源充电CPH管脚上的外部电容器24，并按照下式，由该电容器从0V充电至4V所需多长时间来确定预热时间(即在预热频率上振荡的持续时间)：

$t_{\mathrm{PH}}=\frac{C_{24}\left(4.0V\right)}{1\mathrm{\μA}}$

为了允许IC用户将预热电容器24(图2)制成表面安装型(即对于快速启动荧光灯的典型预热时间来说，该电容器约小于470nf)，选择1μA电流源。

预热控制所需要的输入条件包括：

1)VCC＞上升的UVLO阈值电压(在优选实施例中为11.4V)

2)VDC＞5.1V(DC总线或整流的AC线路正常工作的信号)

1.0V CS阈值电压在预热期间无效的原因在于，强制导通总是在半桥式电路首先开始振荡时出现，这种强制导通可被理解为故障条件和使半桥式电路断路。

使无负载0.2V CS阈值电压无效的原因在于，在预热的初始周期期间，以及从点火至运行模式的过渡期间，下端MOSFET8(图2)中的电流可能至少在一个周期(点火和运行之间的后段工作情况只有观察某些灯型，例如40W、T12型)中自然地达到零。

根据同样的理由，谐振以下的0.2V CS阈值电压在预热期间无效。

最后，即使在半桥式电路的输出上无负载但SD小于1.7V(灯4未故障的信号)的条件情况下，由功率MOSFET(6和8)观测的强制导通不会产生基本器件加热(快速启动荧光灯的预热时间一般为0.5-2.0秒)。此外，典型的功率晶体管外壳(例如，T0-220)的温度时间常数为0.5-1.0分钟。

总之，在预热模式期间，VCC＞11.4V(正常工作条件下)，

VDC＞5.1V

SD＜1.7V

T_j＜175℃

0V＜VCPH＜4.0V

VRT＝2.0V

RPH＝0V

RUN＝开路

正如在称为“无闪烁启动”部分中的以下全部说明，本发明的优选实施例包括从RT管脚至地电位的电阻和电容器的串联连接，以提供“初步预热”频率上升。如图7所示，这种初始的频率上升有利于防止灯启动时的瞬时过电压。

图7的波形A表示预热中初始循环期间出现的波形。跨接在灯上的电压可以瞬时地超过灯的点火电位，导致灯内电弧电流的形成。尽管该电弧电流因其瞬间的持续时间可能是不可见的，但当灯丝冷却时会出现电流流过其自身，从而降低灯丝上发射涂层的寿命。最终结果是镇流器本身缩短了灯的寿命，而不是延长寿命。通过在更高频率、正好几个循环的启动，产生图7所示的波形B，从而保护灯丝上发射涂层的完整性。

3. 点火上升模式：

当CPH管脚上的电压达到4.0V时，IC2进入点火上升工作模式。此时，RPH管脚和COM(IC地电位)之间连接的开路漏极NMOS晶体管26(图3)截止。在典型的连接配置中(参见图2)，点火上升电容器28从RPH管脚连接至地电位(COM)。因此，当RPH管脚上内部开路漏极NMOS晶体管26截止时，按照下式，电容器28指数充电至RT管脚电压：

$V_{\mathrm{RPH}}=V_{\mathrm{RT}}(1-\exp (-\frac{t}{R_{16}\·C_{28}}))$

RPH管脚上电压的这种指数上升导致由电阻16(图2)造成的RT管脚中电流的指数衰减，导致半桥式电路输出工作频率的下降。

工作频率的这种衰减的效果使跨接谐振电容器30上的电压增加至足以点燃灯4。这可用图5表示如下：

在预热的末端，频率从点A衰减，产生跨接谐振电容器30上电压的自然的无阻尼谐振曲线的结果，如果适当地选择f_MIN，那么灯将在点B点火。一旦灯已经点火，那么就存在新的负载传输函数，该函数比无阻尼谐振有明显下降的增益。结果，一旦灯已经点火，那么负载控制点就从图5中的点B变为点C。尽管图2中跨接在电阻16上的电压继续指数地衰减至零，但结果输出频率继续向f_MIN衰减(图5中的点D)。

当CPH管脚电压从4V充电至5.1V时，就是点火上升模式结束的信号。一般来说，然后这样选择外部部件(24、28、C_T、R_T、16和18)，使输出频率在CPH管脚电压从4V上升至5.1V前就上升至f_MIN。图6表示这种情况。

点火模式开始时，当CPH管脚电压达到4.0V时，可实现1.0V CS阈值电压。在预热结束时实现该阈值电压的作用在于，确定跨接谐振电容器(图2中30)电压不超过电容器的最大额定值(应该指出，图5所示的谐振曲线可以描述负载电流以及由CS管脚检测的电流，在y轴上正如两个图示说明谐振的V_cap30)的故障灯(例如，灯丝OK但灯中没有气体)情况。

总之，在点火上升模式期间，

1)CPH利用1μA电流源经外部电容器从4V充电至5.1V；

2)RPH开路；

3)RUN开路；和

4)实现1.0V CS阈值电压。

4. 运行模式：

当CPH管脚充电至5.1V时运行模式开始。此时，RUN管脚通过开路漏极NMOS晶体管32在内部短路至地电位。结果，图2中的电阻34与电阻R_T并联连接，从而增加工作频率。图5表示这种转换(从点D(f_MIN)至E(f_RIN))。

从f_MIN至f_RUN的改变对便于大批量的灯镇流器制造极其重要。尽管对于确定的灯型和对应的负载电路来说，可以调节大批量制造中需要的f_PH＞f_IGN＞f_RUN的控制时序，但f_IGN和f_RUN可能如此靠近以致可能出现使灯触发电弧的问题。在控制时序上对用户提供单独的控制较好，使f_PH＞f_IGN＞f_MIN，但唯一的其它约束是f_RUN＞f_MIN。这允许用户在点火上升模式期间稍微地过驱动灯，以便在所有环境和制造公差条件下保证适当的灯触发电弧。f_PH、f_MIN、f_RUN的这种单独控制和采用外部电阻的点火上升便于由镇流器或灯制造商控制这些模式的生产平衡。这些参数公差上的减小使用户获得最大的灯寿命和镇流器的可靠性。

在进入运行模式中出现的另一情况是实现0.2V CS阈值电压(相对于无负载和低于谐振的工作)。因此，如上所述，无负载电流的出现应该经过半桥式电路的至少一个循环，所以检测实际故障条件是安全的。相同的方式用于低于谐振的工作。假设(根据许多不同的灯类型的分析进行观察)到CPH达到5.1V时，那么负载电流和电压(正常工作条件下)已经达到稳定状态。

5. 故障模式：

在故障工作模式中，检测四个条件之一：

1)CS＞1.0V(过电流或强制导通)；

2)CS＜0.2V(无负载)；

3)CS＜0.2V(低于谐振工作)；或

4)T_j＞175℃(过热条件)。

在检测这些条件的其中一个后，设定故障锁存器36(图3)。一旦设定这个故障锁存器，在IC内进行几个动作：

1)降低栅驱动器输出LO和HO-VS，关断半桥式电路的输出。

2)将振荡器输出分成高端栅驱动控制信号和低端栅极控制信号的T(双稳态多谐振荡器)双稳态多谐振荡器20复位，以便一旦振荡是重新启动的，LO输出总是首先出现。

3)CPH管脚通过内部开路漏极NMOS晶体管38与地电位短路，复位预热时序。

4)使振荡器关断，变成原来的电压基准，产生结果RPH＝RT＝RUN＝CT＝DT＝0V。

5)关断大部分内部电路的偏置，产生大约150μA的静态电流。

保持输出关断和具有低静态电流的后果在于VCC电压将维持15.6V(或如果该电压还未达到该值就充电至15.6V)。在没有任何附加外部输入的情况下，芯片可以长期保留该模式。但是，从灯维护的观点看，一旦分别出现灯电源导通和灯自身关断，灯最可能用插入灯具的新灯管更换。

由四个上述故障条件的其中之一设定的故障锁存器36被两个信号的其中之一复位(参见图3)：

1)VCC跌落到下欠电压锁存阈值电压(在此情况下为9.5V)以下，从而从欠电压检测电路40产生“高”输出；或

2)SD＞2.0V(发出灯更换信号)。

状态图的说明：

上面说明了状态图控制的五个不同模式，下面说明状态图本身。当镇流器电源首先导通时，DC总线电压或整流的AC线路电压根据使用的电路(PFC控制，简单整流器等)按dv/dt上升，以产生对半桥式电路的高电压输入。启动电阻10(图2)上的电压降将造成流入VCC退耦电容器42的电流，该电流等于

I_cap42＝(V_BUS/R₁₀)-I_QCCUV

随着IC的VCC管脚充电上升，IC初步处于欠电压锁存(UVLO)模式。当满足下列四个条件时，IC离开UVLO模式进入预热模式。

1)VCC＞11.4V(VCC＞UV+)，和

2)VDC＞5.1V(DC总线或AC线路)，和

3)SC＜1.7V(灯ok)，和

4)T_j＜175℃(接合温度ok)。

如果未满足这四个条件中的任何一个，那么IC就不进入预热模式。

假设满足这四个条件，芯片将开始预热灯丝。CPH管脚将充电至其4.0V阈值电压，振荡器将在f_PH上驱动半桥式电路。

尽管在预热模式中，但可能出现几个不同的故障状态。根据作为特定故障的作用，这些故障被分成两个不同的组。第一组具有将IC拉回UVLO模式的特征。这组故障包括：

1)VCC＜9.5V(VCC故障或功率下降)，或

2)VDC＜3.0V(DC总线或AC线路故障或功率下降)，或

3)SD＞2.0V(灯故障或灯更换)。

因此，如果出现这些故障的其中之一，那么IC就返回UVLO模式(参见图1)。

预热模式中可以检测的唯一其它故障应该是连接过热条件(T_j＞175℃)。如果在IC上检测出过热条件，那么设定故障锁存器36，芯片返回故障模式(参见图1所示的状态图)。

假设当CPH达到4.0V时灯成功预热，那么芯片进入点火上升模式。在点火上升期间，输出频率从f_PH指数衰减至f_MIN。由CPH电容器(图2中电容器24)、1μA内部电流源和~1V传送至CPH管脚(4V至5.1V)确定点火上升模式的持续时间。在点火上升模式开始时可实现1V CS电压阈值。

一旦进入点火上升模式，可以检测两种不同的故障条件。第一组条件将IC返回UVLO模式。这些故障是：

1)VCC＜9.5V(VCC故障或功率下降)，或

2)VDC＜3.0V(DC总线或AC线路故障或功率下降)，或

3)SD＞2.0V(灯故障或灯更换)。

另一组故障使芯片进入故障模式。这些故障是：

1)CS＞1.0V(使灯触发电弧的故障或强制开关检测故障)，或

2)T_j＞175℃(过热条件)。

如果芯片成功地完成点火上升和CPH达到5.1V阈值，那么IC进入运行模式。在这种情况下，输出频率从f_MIN至f_RUN开关(当RUN→0V时)。CPH继续充电(1μA)，通过内部的7.6V齐纳二极管最终箝位。最终的频率f_RUN确定输送给灯的功率，因此确定灯亮度。

一旦灯运行(运行模式)，那么可实现0.2V CS电压阈值，使芯片可以检测无负载条件或工作低于谐振。

在运行工作模式内，可以检测两种不同的故障条件。第一组条件使IC返回UVLO模式。这些故障包括：

1)VCC＜9.5V(VCC故障或功率下降)，或

2)VDC＜3.0V(DC总线/AC线路故障或功率下降)，或

3)SD＞2.0V(灯故障或灯更换)。

使IC进入故障模式的第二组故障包括：

1)CS＞1.0V(过电流或强制开关)，或

2)CS＜0.2V(无负载或工作低于谐振)，或

3)T_j＞175℃(过热)。

根据故障模式，复位故障锁存器的唯一方式是：

1)产生SD＞2.0V(灯拆除)，或

2)VCC＜9.5V(使IC循环至零的功率)。

以下是接电、启动、运行、故障检测和根据图1所示的状态图由本发明IC完成的校正条件的几个实例。

I.正常工作

1.导通镇流器电源

↓

2.整流的AC上升，建立DC总线

↓

3.UVLO模式

↓

4.预热模式

↓

5.点火模式

↓

6.运行模式

↓

7.因关断电源，DC总线或整流AC线路下降(VDC＜3.0V)

↓

8.UVLO模式

↓

9.IC截止，VCC＝0V

II.正常工作-交叉测试

1.导通镇流器电源

↓

2.整流的AC上升，建立DC总线

↓

3.UVLO模式

↓

4.预热模式

↓

5.关断镇流器电源，然后导通，使VDC短暂下降到3.0V以下，随后上升到5.0V以上(在光开关上交叉测试)

↓

6.UVLO模式

↓

7.预热模式

↓

8.点火模式

↓

9.运行模式

↓

10.因电源关断，DC总线或整流的AC线路下降

↓

11.UVLO模式

↓

12.IC截止，VCC＝0V

III.灯故障-熔断下灯丝

1.导通镇流器电源

↓

2.整流的AC上升，建立DC总线

↓

3.UVLO模式

↓

4.预热模式

↓

5.点火模式

↓

6.运行模式

↓

7.下灯丝使开路电路故障(SD＞2.0V)

↓

8.UVLO模式，VCC＝15.6V，SD＞2.0V

↓

9.电源导通，灯关闭→灯更换，∴从灯具上拆除灯

↓

10.仍处于UVLO模式(与8相同)

↓

11.替换成新灯，SD＜1.7V

↓

12.预热模式

↓

13.点火模式

↓

等等

IV.灯故障-熔断上灯丝

a)因熔断的灯丝未连接谐振电容器，所以电弧电流继续流动。

1.导通镇流器电源

↓

↓

6.运行模式

↓

7.上灯丝故障

↓

8.灯维持点亮

↓

a)…

↓

X.…

↓

7.镇流器电源关闭

↓

8.DC总线下降，整流的AC线路下降，VDC＜3.0V

↓

9.UVLO模式

↓

10.IC截止，VCC＝0V

↓

11.电源再次导通(例如，第二天)

↓

12.整流的AC上升，建立DC总线

↓

13.UVLO模式

↓

14.预热模式

↓

15.点火模式，检测强制开关

↓

18.故障模式，灯保持关闭

↓

19.电源导通，灯关闭→灯更换，∴拆除灯(SD＞2V)，UVLO模式

↓

20.在灯具上装上新灯，SD＜1.7V(电源开通)

↓

21.预热模式

↓

a)…

↓

21.…

↓

22.点火模式

↓

23.运行模式

↓

等等

b)熔断灯丝未连接电感器，电弧电流中断。

1.导通电源

↓

6.运行模式

↓

7.上灯丝故障

↓

8.检测强制开关(CS＞1.0V)或检测无负载(CS＜0.2V)

↓

9.故障模式

↓

10.电源导通，灯关闭→灯更换，从灯具上拆除灯，(SD＞2.0V)，UVLO模式

↓

11.将新灯装在灯具上，SC＜1.7V(电源开通)

V.灯故障-熔断灯丝

1.导通电源

↓

↓

11.…

↓

12.预热模式

↓

13.点火模式

↓

14.运行模式

↓

等等

VI.灯故障-非对称的灯电压(整流)

1.导通电源

↓

…

6.运行模式

↓

7.灯电压变成灯寿命的非对称表示端，检测强制开关(CS＞1.0V)

↓

8.故障模式

↓

9.电源导通，灯关闭→灯更换，∴拆除灯，SD＞2V

↓

10.将新灯装在灯具上，SD＜1.7V，UVLO模式

↓

11.预热模式

↓

等等

VII.灯故障-灯运行时玻璃裂缝，漏气，灯丝正常

1.导通电源

↓

…

6.运行模式

↓

7.灯运行时玻璃裂缝，漏气，电弧电流消失，负载传输函数从阻尼回到非阻尼(灯丝正常)，工作低于谐振(CS＜0.2V)

↓

8.故障模式

↓

9.电源导通，灯关闭→灯更换，∴拆除灯，SD＞2V，UVLO模式

↓

10.将新灯装在灯具上，SD＜1.7V(电源开通)

↓

11.预热模式

↓

等等

VIII.灯故障-在没有气体、灯丝正常下启动灯

1.导通电源

↓

2.整流的AC上升，建立DC总线

↓

3.UVLO模式

↓

4.预热模式

↓

5.点火模式，CS＞1.0V(点火故障)

↓

6.故障模式

↓

7.电源导通，灯关闭→灯更换，∴拆除灯，SD＞2V，UVLO模式

↓

等等

IX.运行时AC线路损耗

1.导通电源

↓

↓

6.运行模式

↓

7.线路损耗，VCC＞9.9V(UV-)VDC＜3.0V

↓

8.半桥式电路断路，灯关闭，UVLO模式

↓

9.线路恢复，VDC＞5V

↓

10.预热

↓

11.点火

↓

12.运行

↓

等等

X.运行时的过热状态(自加热)

1.导通电源

↓

…

↓

6.运行模式

↓

7.T_j＞175℃，故障模式，灯关闭

↓

8.电源导通，灯关闭→灯更换，∴拆除灯，SD＞2V，UVLO模式

↓

等等

XI.运行时的过热条件-因镇流器周围环境温度上升产生的热(例如，空气 调节器故障)

1.导通电源

↓

…

↓

6.运行模式

↓

7.T_j＞175℃，故障模式，灯关闭

↓

8.电源导通，灯关闭→灯更换，∴拆除灯，SD＞2V，T_j＞170℃，所以仍是故障模式

↓

9.将新灯装在灯具上，SD＜1.7V，且T_j＜170℃

↓

10.仍处于故障模式

↓

11.电源导通，尽管灯更换但灯仍然关闭，∴镇流器被怀疑有故障

↓

12.根据许多因素进行下个动作：

a)T_j＞170℃持久吗？如果持久，那么镇流器的交换不是固定问题(维修人员多半不会在该热环境下更换镇流器)。

b)如果T_j＞170℃不是持久的，那么有多种可能性。

i)在更换镇流器前循环电源(在T_j＜170℃后)→灯导通，无更换要求

ii)在镇流器更换前不循环电源→更换镇流器，灯导通

以下部分更详细地说明在上述状态图工作中包括的本发明的特别有利的特性。

1.用于确保按相等宽度驱动脉冲启动的控制电路

图8表示现有技术的镇流器驱动器集成电路(称为I2155)的方框图，该集成电路完成产生交替、非重叠、50％占空循环栅驱动信号HO和LO，以驱动半桥式电路的MOSFET(或IGBT)的振荡器功能。

图8中，比较器50和比较器52与RS锁存器54及电阻56、58和60构成的分压器一起形成装入IR2155 IC中的555型振荡器。通过连接外部电阻R_T和电容器C_T，可以按下式编程RT管脚上振荡的稳定状态频率：

$f_{\mathrm{RT}}=\frac{1}{1.4R_T{C}_T}$

图9表示IC初始导通时序期间的输入和输出波形。这些波形表示需要校正的问题。

在IC的VCC电压达到内部欠电压锁存电路的上升阈值电压的时刻，被固定在CT管脚下的NMOS晶体管截止。由于RT管脚电压在这种情况下是高电压，所以C_T电容器利用R_T电阻开始充电。使CT管脚从其初始条件(V_CT＝0V)充电至2/3VCC阈值电压的时间为

t₁＝1.11RTCT

因此，该时间是从LO输出上看到的第一脉冲宽度。

另一方面，使CT管脚从2/3VCC阈值电压充电下降至1/3VCC电平(即从t₁至t₂)所需时间获得以下结果：

t₂-t₁＝0.69R_TC_T

振荡器的以上这种特殊形式是众所周知的，假设VCC的稳定值，那么所有后续的充电和放电时间(例如，t₃-t₂、t₄-t₃)都等于0.69R_TC_T。

以上等式之间的关系表示要解决的问题，就是说，如图9所示，第一脉冲比后续脉冲长。这种较长的第一脉冲的作用在于，在低频时初步驱动负载，导致超过灯上的电压。这是图9所示的底部线路。

在图9中V_CT上所示的第一脉冲越长，导致灯上的电压越高，如果电压超过灯的点火电位，那么可以在灯上看到瞬间闪烁，灯丝寿命被极大地降低。

本发明的概念简单地用于本发明的控制集成电路内的电路，以确保一旦IC启动所有LO和HO输出脉冲都是同样宽度。

这种改善启动步骤的结果在于，灯电压未超过点火电位，未看见闪烁和明显地实现高可靠性。图10的时序图表示这种新的启动特性。

本发明方框图(图3)中的点划线部分70表示实施本发明这一特性的电路。比较器72检测CT管脚电压，并将其与振荡器的低阈值电压的2.0V基准电压比较。比较器72的输出在任何时间都高于小于2.0V基准电压的CT管脚电压。比较器72的输出馈入给逆变器74的输入，然后该逆变器的输出馈入给RS锁存器76的设定输入。在UVLO模式或故障模式期间，RS锁存器76复位，Q输出低电平。当进入预热模式时，RS锁存器76的复位输入被拉低，输出Q保持低电平。在进入预热模式的同时，CT管脚电压开始从0V的其初始条件上升。当CT管脚电压上升超过2.0V时，比较器72的输出变成依次设定RS锁存器76的低电平，其Q输出变成高电平，并维持高电平直至进入UVLO模式或故障模式。RS锁存器76的Q输出馈给与门77的其中一个输入和与门78的其中一个输入。这有效地阻塞在CT管脚上升超过振荡器第一循环的2.0V阈值电压前LO输出的任何开关，因此LO输出的第一脉冲的持续时间与后续脉冲相同。此时，CT管脚电压在振荡器的2.0V和4.0V阈值电压之间振荡。

2.无闪烁启动

如果工作频率在预热模式初期过低，灯上的合成高电压可以导致灯短暂点火，产生不期望的瞬间闪烁，该闪烁对眼睛有害，并可能降低灯的寿命期望值。

改善的启动时序包括在本发明的IC中，以保证灯在电源加给镇流器的初期使用中无闪烁。图11和图12表示这种无闪烁时序。图11表示振荡频率与时间的曲线。可以看出，时序开始于频率f_START，该频率在时间零点时高于频率f_PREHEAT；就是说，改善的时序在振荡频率高于预热频率时开始。然后，频率上升至预热灯阴极所需要的值。观察图12，可以看出，通过在高于预热所需要的频率上运行，运行的点进一步离开串联LC电路的谐振频率。这种情况下，跨接在灯上的电压以更低的幅度开始，因此进一步在可能使灯点火的电平以下。

通过本发明的半桥式MOS门器件器集成电路中的振荡器部分，便于实现这种改善的启动时序的简单方法。本发明的镇流器驱动器IC2包括与工业标准脉冲宽度调制器集成电路类似的振荡器。通过挑选图2所示的电阻R_T和电容器C_T编程振荡的频率。这样挑选电阻值，该电阻值将编程用于升高振荡器电容器C_T上电压的充电电流。第二电阻18用于使振荡器电容器C_T放电。图13表示本发明的镇流器驱动器集成电路的振荡器部分的方框图。利用图13所示的连接，但在不包括所示电阻R_START和电容器C_START的情况下，预热振荡频率是固定的，并不作为时间函数变化。

在没有电阻R_START和电容器C_START的情况下的运行如下：

当将电源开始施加给本发明的镇流器驱动器IC时，预热定时电容器24放电。RT管脚电压固定为零，不出现振荡。当电压升高到欠电压锁存阈值电压时，电容器24开始充电，RT管脚电压导通。此时，镇流器驱动器IC开始在预热频率上振荡。由R_T和电阻16的并联组合确定该频率。当电容器24的电压达到预定阈值电压时，发出预热模式完成信号，从电路中有效地拆除电阻16。此时，由电阻R_T单独确定振荡频率，因此频率下降至运行值。

为了实施改善的启动时序，必须附加图13所示的两个部件，电阻R_START和电容器C_START。这些部件将运行变更如下：

如上述情况那样，在镇流器驱动器IC产生欠电压锁存模式前，电容器24放电，RT管脚电压固定为零。这种情况下，电容器C_START也放电。当镇流器驱动器IC的电压升高至欠电压锁存阈值电压以上时，C_PH开始充电，RT管脚电压导通。镇流器驱动器IC开始振荡，但在该情况下，由电阻16、R_T和R_START的并联组合确定该频率。由于电容器C_START开始放电，所以在振荡开始启动时出现附加电阻R_START的组合。但是，振荡频率上R_START的影响因C_START通过R_START充电随时间减弱。随着C_START电压趋近RT管脚电压的水平，由R_START拉出的电流趋近零，仅由电阻16和R_T的并联组合确定谐振频率(这种情况假设C_START充电时间短于预热模式时间)。此后，振荡器的运行与前述相同。

3.DC总线/AC导通/截止控制电路

在给荧光灯供电的电子镇流器中，在DC总线电压或AC线路电压的可编程电平上具有导通和截止控制是常见的，有时是必需的。除通过完成由按控制电源电压(VCC)的预定电平激励和不激励镇流器的镇流器控制电路或IC完成的镇流器控制的标准欠电压控制外，DC总线或AC线路通/断控制确保镇流器输出级在运行期间始终被供给最小的DC总线电压电平。

如果仅根据VCC的值由标准欠电压锁存确定通/断控制，那么在IC因限定镇流器灯谐振输出级的运行范围断路前，灯可以长久地熄灭。这可能导致半桥式MOSFET或IGBT的严重故障。此外，镇流器输出级和输入时任何有源功率因数控制(PFC)级之间的相互作用可以产生灯闪烁、呃逆、降低亮度和欠电压期间相对于各级和其相应的断路时序的依赖电源(VCC)结构的其它不期望的效果。再有，依据镇流器电路中存在的保护逻辑类型，AC线路和/或DC总线(节电条件)上的快速过渡可能导致故障，出现(即灯熄灭和检测出过电流)迫使镇流器锁存直至完成线路电压的再循环或灯更换。

本发明的镇流器驱动器IC中的电路提供可编程的/断电平，在可能出现任何故障条件、不期望的负载效果或半桥式MOSFET或IGBT的故障前，允许镇流器在安全DC总线电平时被完全断路。

参照图2的连接图，当半桥式输出(VS)开始振荡时，在按15.6V的内部上升电压保持VCC的必要供给电流情况下，将电容器80和二极管82及84构成的电荷泵电路供给本发明的IC。在运行期间的这种结构中，IC不再由DC总线提供电源，而由镇流器输出级提供电源。此时不依赖于DC总线电平上的变化(至某个程度)。DC总线应该下降至零，IC将继续由电荷泵提供电源直至VCC＜9.5V，该电压在灯将被熄灭后长久地出现。换句话说，在没有本发明的DC总线/AC线路通/断控制电路情况下，DC总线控制的镇流器控制器范围＞＞DC总线控制的镇流器输出级的范围。灯熄灭和控制频率应该保持固定和低于点火前镇流器输出级的谐振频率，构成半桥式电路的MOSFET(6和8)或IGBT因任何一个MOSFET(或任何一个IGBT)导通时出现的高电流峰值可能灾害性地损坏。

在图3所示的方框图中用点划线框90表示的本发明的通/断控制电路包括上下限比较器，即比较器92和94，该比较器比较分别相对于5V、3V两个内部阈值电压的来自DC总线的分配电压。5V阈值电压用于升高，3V阈值电压用于下降。将两个电压之间的差转换成导通和截止DC总线/AC线路电压电平之间的滞后，以调整AC波纹、瞬态和噪声。此外，DC总线应该是未调节的，根据灯的功率，DC总线将点火前整流线路电压的峰值变换成运行期间的某个较低的值。滞后是足够大的，使因负载造成的DC总线电平的下降不会导致镇流器断路，该断路可能产生持续的呃逆。

因此，通过正确地选择构成检测DC总线分压器的电阻96和98编程相应的导通和截止DC总线/AC线路阈值电压。除VCC上的UVLO电路外，镇流器控制器此时将等待直至VCC＞11.4V和VDC＞5.1V。

电路的工作如下：首先，在导通情况下，当VDC超过5V时，RS锁存器100的R(复位)输入变“高”，使锁存器的Q输出变低，从而启动半桥式驱动器(如果对或门102的所有其它输入也为低)。VDC应该下降至3V以下，RS锁存器100的S(置位)输入变“高”，使锁存器的Q输出变“高”，因此未启动半桥式驱动器。

总之，本发明的上述DC总线/AC线路导通/截止控制电路具有以下有利的设计特性：

1)可编程装置，根据镇流器输出级的控制范围，使镇流器在DC总线的预定电压电平上导通/截止。

2)允许导通/截止控制被编程为DC总线电压电平或AC线路电平的函数。

3)在因限定镇流器输出级的控制范围造成的熄灭灯的情况下，消除因在谐振运行以下造成的半桥式MOSFET或IGBT的灾难性破坏的潜在危险。

4)包括滞后，以构成调整和未调整的DC总线结构，和改变负载条件(即预热、点火、无负载)。

5)以DC总线电压供给镇流器输出级的合适电平通过导通和截止消除任何不期望的灯效果，例如闪烁、不亮的光水平、呃逆等。

4.过热断路电路

在固定输出(恒定光)镇流器中，在稳定状态控制频率和总线电压相对恒定的情况下，利用集成电路可以检测镇流器内的环境温度。因此，可以利用这种温度检测技术保护镇流器免于潜在的危险过热状态。

由于IC表面的接合温度直接涉及镇流器内的环境温度，所以可以将温度检测电路设计在IC中，该检测电路可以用于在镇流器外壳内保护镇流器不超过环境温度。镇流器断路时的精确温度可以由IC制造厂商在IC制造工艺中利用不同的金属掩模容易地编程，因此允许镇流器制造厂商仔细地将保护温度与特定的结构联系，并用于产生镇流器设计。

图14表示采用本发明的镇流器驱动器IC的温度测量电路的优选实施例。在图3中用过热框110表示该温度测量电路。齐纳二极管112表示该电路内的电压基准。电流源113向该二极管提供恒定的偏置电流，以便在晶体管114的发射极上保持恒定的电压VREF。晶体管114和116表示缓冲电路，用于把VREF电压传送给晶体管116的发射极。电阻118和120用于设定晶体管122的基极电压，以便在断路温度以下的温度时，使晶体管122截止。由于齐纳二极管击穿电压和该击穿电压的温度系数之间的关系，转换基准电压(在晶体管118的发射极)的温度系数不是接近零就是稍微为正。作为实例，对于5.15V齐纳二极管来说，温度系数(TC)＜1mV/℃。对于7.5V齐纳二极管来说，TC约为4mV/℃。结果，由于用电阻118和120构成分压器，所以晶体管122基极上电压的温度系数也接近零或稍微为正。但是，在恒定的电流时(例如，图14中的124)，晶体管122的VBE有约-2mV/℃的负TC。因此，可以这样选择由电阻118和120形成的分压率，使晶体管122在特定的温度下导通，在OT节点上发出过热(OT)状态信号。

可以预计，对于本领域技术人员来说，可以采用许多不同的设计完成温度检测和断路本发明的电路。

5.检测接近谐振或低于谐振工作的电路

在正常工作条件下，相对于半桥式电路电压VS的电感电流(通过电感器130(图2)的电流)的相位处于0和-90度之间。但是，如果相位接近0度，则频率趋近谐振。在接近谐振时，在半桥式电路上可能出现非零电压开关，导致在两个半桥式开关导通时的大电流峰值。

还可以使谐振的灯输出级工作在低Q电路(运行期间)的谐振频率以上，但在高Q(点火前)电路的谐振频率以下。因此，如果灯被拆除，那么传输函数从低Q曲线跃至高Q曲线，同时频率保持不变和在高Q电路的谐振频率以下。这导致半桥式电路的几乎立即损坏。

可能造成低于谐振工作的另一条件在于，如果灯丝是完整的，而灯内的气体漏出(例如，玻璃裂缝)。在这种条件下，负载工作条件会立即从阻尼(谐振以上)变为无阻尼(谐振以下)。

本发明的镇流器IC驱动器适当地包括检测灯的工作接近谐振频率或在谐振频率以下的电路，和在这种条件下断路灯的工作电路，以防止半桥式驱动器电路的开关器件(MOSFET或IGBT)的严重故障。

比较在下晶体管开关和地电位之间配置的或在下灯丝和地电位之间配置的检测电阻电压(在图2的典型连接中表示为电阻132)与预定的基准电压，以产生输出比较信号。输出比较信号选通下MOSFET或IGBT8(在下晶体管开关和地电位之间配置检测电阻的情况下)的截止边缘，或选通上MOSFET(在下灯丝和地电位之间配置检测电阻的情况下)的截止边缘，以便在接近谐振或在谐振操作以下的灯谐振电路工作的状态下产生断路半桥式电路的信号。

参照图3的方框图，接近谐振或谐振以下的本发明的检测电路包括用参考序号134表示的在点划线内的部件。接近谐振或谐振以下的本发明的检测电路检测电感电流，并将它与预定的低电压阈值比较，在调光的灯中该电压阈值很高，以便不干扰灯的正常工作，但不能过高，以致不必要地发出远大于谐振频率的故障条件信号。

更具体地说，在本发明的电路中，利用在驱动电路的下半桥式MOSFET或IGBT的源极和地电位之间配置的电阻132，按图2的典型连接电路那样检测电感器电流。检测的电压施加在本发明的镇流器驱动器IC的CS输入上。

下面参照图3的方框图和在点划线内特别表示的电路134，将表示跨接电阻132电压的CS输入用比较器136与基准电压(例如，图3所示的0.2V)进行比较，然后比较器136的输出选通下端MOSFET或IGBT8选通信号的截止边缘。在图3所示的本发明优选实施例中，采用D型双稳态多谐振荡器140实现该选通。

如果跨接检测电阻132的电压在下端MOSFET或IGBT8截止时下降至下电压阈值(0.2V)以下，那么相对于半桥式电路电压，电感器130电流的相位角指示趋近零，因此控制频率接近输出级谐振频率或在输出级谐振频率以下，D型双稳态多谐振荡器140的Q输出变低，RS锁存器36的输出变高，半桥式电路被锁存。

根据调频原理，由本发明的电路完成趋近或谐振以下的运行检测，以致几乎立即出现断路。当传输函数从谐振之上突然改变至谐振以下和半桥式电路应该在故障出现的下一个周期内断路时，这对于负载拆除来说是重要的。

6.非零电压开关保护电路

当驱动具有高端和低端半桥式驱动器电路的谐振负载时，必须满足零电压开关。这确保平滑的AC电流和电压，并提供连续不间断的电感电流。在用谐振输出级驱动荧光灯的同时如果出现非零电压开关，高电流峰值出现在半桥式开关中，该电流可以超过开关的最大电流额定值，和/或在开关中产生功率损失可以导致开关热损坏。

因一个或两个灯丝断裂可能出现非零电压开关，导致电路开路或正常使灯运行但DC总线电压下降。在各自情况下，半桥式输出电压V_S在下开关导通前必须转换成零，或在上开关导通前必须转换成DC总线电压。如果灯不存在，那么因开关和(如果存在)缓冲电容器80造成电感器电流不流动，以便将电容器从V_S转换成地电位。本发明的电路检测产生的电流峰值，如果它超过预定值，那么就使两个半桥式开关断开。

本发明的保护电路通过在下半桥式开关和地电位之间安装的检测电阻132检测表示非零电压开关条件的电流峰值。检测电阻132提高跨接它的电压，该电压对应于流过下开关的电流。该电压被施加在图2所示的本发明的镇流器驱动器IC的CS输入上。

下面参照图3的方框图，将CS输入管脚上的电压施加给本发明的非零电压开关电路，该开关电路包括用参考序号150表示的点划线内的电路。更具体地说，将跨接检测电阻的电压(即CS输入管脚电压)用比较器152与固定的阈值电压(在本发明的优选实施例中为1.0V)比较。在非零电压开关条件的情况下，如果跨接检测电阻的电压超过1.0V，将RS锁存器36通过比较器152的输出设定达到“高”，因此通过RS锁存器36的复位输入和双稳双稳态多谐振荡器20的输入断路栅驱动信号。然后，上下MOSFET或IGBT6和8锁存三态模式(两个关闭)。电路保持该禁止模式直至欠电压检测电路40因电路供给电压VCC的重复循环从低循环至高再循环到低，或者或门160的复位输入因灯的拆除和重新插入从低循环至高再到低。

尽管利用其特殊的实施例已经说明了本发明，但对于本领域技术人员来说，显然可以进行许多其它变化、改进和其它应用。因此，应该指出，本发明并不限于这里的特定披露，而仅由后面的权利要求书限定。

Claims (11)

1.一种集成电路，用于控制电子镇流器将振荡电流提供给荧光灯电源，该集成电路包括：

多个比较器，用于接收与运行模式相关的输入；

数字逻辑电路，耦连于所有所述比较器的输出，用于在多个运行模式之间自动切换，该多个运行模式包括：

1)欠电压锁存模式

2)预热模式

3)点火上升模式

4)运行模式；和

5)故障模式；

其中，当一比较器的输入同与该比较器的特定模式相关的阈值进行比较时，操作与该特定模式相关的比较器以提供在多个模式之间切换的与数字逻辑电路相关的模式切换输出信号。

2.如权利要求1的集成电路，还包括防止跨接在灯上的电压在预热模式期间超过点火电压以防止在正常点火前过早闪烁的电路，包括一耦连于该集成电路的无源元件，用于在预热模式的初始部分期间减小影响振荡电流频率的阻抗从而短暂升高该频率。

3.如权利要求1的集成电路，其特征在于，还包括防止跨接在灯上的电压在预热模式期间超过点火电压以防止在正常点火前过早闪烁的电路，包括所述多个比较器中的一个比较器，该比较器具有耦连于所述集成电路输出电路的输出，从而该比较器输出短暂禁止该输出电路以减小原来由输出电路提供的能源的量。

4.如权利要求1的集成电路，其特征在于，所述多个比较器包括带有电流检测输入的非零电压开关检测比较器、可操作所述非零电压开关检测比较器的输出以防止当所述电流检测输入高于非零电压开关阈值时向荧光灯电源提供振荡电流。

5.如权利要求1的集成电路，还包括：

包括在所述多个比较器中的相位检测比较器，它具有一个电流检测输入；

耦连于所述相位检测比较器的逻辑开关，用于接收所述相位检测比较器的输出和基于所述电子镇流器操作的使能信号，并当所述逻辑开关由使能输入起用则输出所述电流检测输入何时处于预定阈值之上的指示，从而确定所述振荡电流的频率何时接近或低于谐振频率。

6.如权利要求1的集成电路，还包括：

温度灵敏元件，耦连于一开关，配置该温度灵敏元件，以使该开关当该温度灵敏元件达到预定的温度时进行切换；以及

耦连于所述逻辑控制电路的开关，用以当开关进行切换时禁止所述振荡电流。

7.如权利要求1的集成电路，其特征在于，所述多个比较器包括一电源故障检测比较器，它具有电源信号输入，用于检测何时电源信号输入处于阈值电压之上；以及

耦连于该电源故障检测比较器的逻辑开关，用以从该电源故障检测比较器接收输出，并提供故障信号从而当电源信号处于阈值之上的时候禁止振荡电流。

8.一种控制电子镇流器将振荡电流提供给荧光灯电源的方法，包括以下步骤：

获得表示电子镇流器中与运行模式相关的工作条件的参数值；

将该对应于特定模式的参数值与对应每个特定模式的阈值电压进行比较以产生每个模式的比较结果；

将所述每个特定模式的比较结果施加给与每个特定模式相关的数字逻辑电路从而在多个工作模式之间进行切换，该多个工作模式包括：

1)欠电压锁存模式

2)预热模式

3)点火上升模式

4)运行模式；

5)故障模式；且

根据与每个特定模式相关的所述比较结果在每个模式之间切换。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于还包括，检测非零电压开关并且当检测到非零电压开关时禁止提供振荡电流。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于还包括，检测振荡电流的相位并且当该相位接近或低于谐振频率时禁止该振荡电流。

11.如权利要求8所述的方法，其特征在于还包括，检测与电子镇流器操作相关的温度并且当该温度在特定阈值之上时禁止振荡电流。

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