ITMI990010A1 - Circuito integrato per il controllo di stabilizzatori per lampadea fluorescenza - Google Patents

Description

CIRCUITO INTEGRATO PER IL CONTROLLO DI STABILIZZATORI PER LAMPADE A FLUORESCENZA

DESCRIZIONE

BASI DELL'INVENZIONE

1 . Settore dell'invenzione

La presente invenzione si riferisce ad un circuito di pilotaggio di porta per dispositivi controllati MOS (metallo ossido semiconduttore), e più particolarmente ad un circuito monolitico di pilotaggio di porta per dispositivi controllati MOS, particolarmente quelli usati nei circuiti stabilizzatori per lampade a fluorescenza. 2 . Descrizione della tecnica nota

Gli stabilizzatori elettronici (altrimenti detti ballasts o reattori) per circuiti a scarica di gas hanno avuto di recente una grande diffusione a seguito della disponibilità di dispositivi interruttori MOSFET di potenza e di transistori bipolari a gate isolata ("IGBT") da utilizzare al posto dei dispositivi interruttori di potenza bipolare precedentemente impiegati.

I circuiti monolitici di pilotaggio di porta, quale ad esempio il circuito IR2155 commercializzato dalla International Rectifier Corporation e descritto nel brevetto statunitense n. 5,545,955, al cui contenuto ci si riferisce integralmente, sono stati escogitati per il controllo di MOSFET di potenza o di IGBT negli stabilizzatori elettronici.

Il circuito integrato (IC) IR2155 di pilotaggio di porta offre significativi vantaggi rispetto ai precedenti circuiti, in quanto è contenuto in un involucro convenzionale di tipo DIP o SOIC e comprende circuiteria per lo spostamento del livello interno, circuiteria di bloccaggio di sotto-tensione, circuiteria di ritardo del tempo morto e circuiteria e ingressi logici supplementari, cosicché l'elemento di pilotaggio driver può autooscillare ad una frequenza determinata da resistori Rt. e condensatori CT esterni.

Benché il circuito IR2155 sia in grado di offrire un notevole miglioramento rispetto ai circuiti stabilizzatori di controllo precedentemente noti, lo stesso è carente di numerose caratteristiche desiderate quali ad esempio: (I) una procedura di accensione la quale sia in grado di assicurare un avvio senza flash evitando un segnale iniziale ad alta tensione attraverso la lampada, (II) circuiteria di protezione di commutazione di tensione non nulla, (III) circuito di interruzione in caso di sovratemperatura, (IV) circuiteria di controllo del conduttore (BUS) di corrente continua (DC) e dell'interruttore on/off di corrente alternata (AC), e (V) circuiteria di rilevamento di condizioni prossime o sotto la risonanza. SOMMARIO DELL'INVENZIONE

La presente invenzione mette a disposizione un nuovo circuito integrato (IC) monolitico stabilizzatore elettronico il quale permette di pilotare due semiconduttori di potenza per controllati MOS, quali ad esempio MOSFET o IGBT, uno indicato come "interruttore della parte bassa", l'altro come "interruttore della parte alta" , i due interruttori essendo connessi in una disposizione a "totem pole" , o a semi-ponte. Vantaggiosamente, il circuito integrato (IC) secondo la presente invenzione è in grado di eseguire una serie specifica di istruzioni per ottenere il controllo della lampada fluorescente e per proteggere lo stabilizzatore. Particolare attenzione è riposta nel corretto modo di accendere e spegnere il circuito integrato (IC) e il semiponte, di preriscaldare e innescare la lampada, di far funzionare la lampada, di rilevare numerose possibili condizioni di errore e di ovviare alle suddette possibili condizioni di errore sulla base delle consuete operazioni di manutenzione della lampada.

II circuito integrato (IC) stabilizzatore elettronico della presente invenzione (identificato come IR2157 dalla richiedente International Rectifier Corporation) è previsto per funzionare in cinque modi base di funzionamento in funzione dei differenti segnali in ingresso al circuito integrato (IC). I suddetti cinque modi di funzionamento comprendono:

1) un modo di bloccaggio di sottotensione,

2) un modo di preriscaldamento,

3) un modo di accensione a rampa,

4) un modo operativo (o funzionamento a regime), e 5) un modo di errore.

La circuiteria è predisposta in modo da cambiare fra i suddetti modi in accordo con un "diagramma di stato" ed è ulteriormente predisposta per assicurare un avvio senza flash evitando un segnale iniziale ad alta tensione attraverso la lampada, e per interrompere in modo pulito il circuito integrato (IC) al verificarsi di: una commutazione di tensione non nulla, una condizione di sovra-temperatura, un errore nel conduttore (BUS) di corrente continua (DC) o nella linea a corrente alternata (AC), o al verificarsi di una condizione di funzionamento in prossimità o al di sotto della risonanza.

Ulteriori caratteristiche e vantaggi della presente invenzione risulteranno maggiormente dalla seguente descrizione dell'invenzione, fatta a titolo esemplificativo e non limitativo, con riferimento alle seguenti figure.

BREVE DESCRIZIONE DELLE FIGURE

- la figura 1 rappresenta un diagramma di stato il quale mostra il funzionamento di un circuito integrato in accordo con la presente invenzione;

la figura 2 rappresenta un tipico diagramma di connessione del circuito integrato della presente invenzione;

- la figura 3 rappresenta un diagramma blocchi della circuiteria del circuito integrato in accordo con la presente invenzione;

- la figura 4 rappresenta un diagramma temporale nel quale è illustrata la relazione di base esistente fra la forma dell'onda CT e le tensioni di uscita del circuito integrato (IC), cioè LO e HO-VS;

la figura 5 rappresenta la funzione di trasferimento implicata nel funzionamento del circuito integrato della presente invenzione;

- la figura 6 rappresenta un grafico della frequenza di funzionamento del circuito integrato (IC) della presente invenzione durante i modi di pre-riscaldamento e di accensione;

- la figura 7 rappresenta la tensione ai capi della lampada all'accensione sia con (forma d'onda A) che rispettivamente senza (forma d'onda B) un resistore e un condensatore esterni addizionali per far aumentare inizialmente la frequenza prima del pre-riscaldamento;

- la figura 8 rappresenta la porzione di oscillatore del precedente circuito integrato (ic) IR2155 di pilotaggio dello stabilizzatore;

- la figura 9 rappresenta le forme d'onda di ingresso e di uscita per il circuito integrato (IC) IR2155 della tecnica nota durante la sequenza iniziale di accensione, mostrando che l'impulso iniziale di uscita è più lungo dei successivi impulsi;

la figura 10 rappresenta un diagramma temporale delle forme d'onda di ingresso e di uscita del circuito integrato (IC) secondo la presente invenzione, il quale include circuiteria di controllo per assicurare impulsi di pilotaggio di uguale ampiezza all'avvio dell'accensione, mostrando che tutti gli impulsi di uscita LO e HO hanno uguale ampiezza quando il circuito integrato (IC) è avviato;

- la figura 11 rappresenta un grafico della frequenza di funzionamento rispetto al tempo nella sequenza di "accensione senza flash" della presente invenzione;

la figura 12 rappresenta la funzione di trasferimento della sequenza di "accensione senza flash" della presente invenzione;

- la figura 13 rappresenta un diagramma a blocchi della sezione oscillante del circuito integrato (IC) di pilotaggio dello stabilizzatore della presente invenzione;

la figura 14 rappresenta una forma preferita di realizzazione di un circuito per la misurazione della temperatura impiegato nel circuito integrato (IC) di pilotaggio dello stabilizzatore della presente invenzione. DESCRIZIONE DETTAGLIATA DELLA FORMA DI REALIZZAZIONE PREFERITA

Con riferimento alla figura 1, è rappresentato un diagramma di stato il quale è integrato nel circuito integrato, o IC, 2 secondo l'invenzione per il controllo dello stabilizzatore (altrimenti detto ballast o reattore) di una lampada fluorescente elettronica (ad accensione rapida) . La figura 2 illustra un tipico diagramma di connessione per il pilotaggio di una singola lampada fluorescente 4 mediante il circuito integrato 2 secondo l'invenzione. La figura 3 illustra un diagramma a blocchi di base del circuito integrato 2 secondo l'invenzione.

In accordo con l'architettura del suo "diagramma di stato", il circuito integrato 2 secondo l'invenzione è vantaggiosamente in grado di eseguire una serie specifica di istruzioni per il controllo della lampada 4 e per proteggere lo stabilizzatore. Il circuito integrato accuratamente controlla e correttamente realizza il funzionamento di:

alimentare e spegnere il circuito integrato 2 e il semiponte (MOSFET 6 e 8), preriscaldare e innescare la lampada, far funzionare la lampada a regime, rilevare numerose possibili condizioni di errore e ovviare alle suddette possibili condizioni di errore sulla base delle consuete operazioni di manutenzione della lampada.

Il dispositivo funziona secondo cinque modi base di funzionamento in funzione dello stato dei differenti segnali in ingresso al circuito integrato. I suddetti cinque modi di funzionamento comprendono:

1) modo di bloccaggio di sottotensione,

2) modo di preriscaldamento,

3) modo di accensione a rampa,

4) modo operativo (o funzionamento a regime), e

5) modo di errore.

La figura 2 rappresenta lo schema delle funzioni circuitali dei piedini del circuito integrato 2, comprendente tutti i segnali di ingresso e di uscita.

Gli ingressi del chip comprendono:

1) VCC

2) VDC

3) SD

4) CS

5) CPH

6)CT

7)RT

VCC rappresenta sia un segnale di ingresso che deve essere rilevato che una bassa tensione primaria fornita al circuito integrato.

I segnali di uscita del circuito integrato comprendono :

1) HO

2) LO

3) RPH

4) RUN

5) DT

I segnali forniti al circuito integrato comprendono:

1) VCC

2) COM

3) VB

4) VS

Le descrizioni generali dei piedini per il circuito integrato della presente invenzione sono le seguenti:

TTrminale

Simbolo Descrizione

VCC Tensione di alimentazioni di pilotaggio delle porte interne e della logica. Un diodo Zener interno a 15.6 volt blocca la tensione tra VCC e COM. VCC dovrebbe essere derivato a COM il più vicino possibile ai terminali dell'IC con un condensatore a basso ESR/ESL. Una regola pratica per il valore di questo condensatore di derivazione è di tenere il suo valore minimo almeno 2500 volte il valore della capacità di ingresso totale (Ciss) dei transistori di potenza che sono pilotati. Questo condensatore di disaccoppiamento può essere diviso tra uno elettrolitico a valore maggiore ed uno ceramico a valore minore connessi in parallelo, anche se uno elettrolitico di buona qualità funzionerebbe bene. In un circuito di applicazione tipico, la tensione di alimentazione per 1'IC è normalmente derivata per mezzo di un resistore di startup di alto valore (1/4W) dalla tensione di linea rettificata, in combinazione con una pompa di carica dall'uscita del mezzo ponte. Con questo tipo di struttura di alimentazione, il diodo Zener di bloccaggio interno determinerà la tensione di alimentazione nominale dell'IC.

Massa di segnale e di potenza dell'IC. Sia la massa del circuito di controllo di bassa potenza che la massa dello stadio di uscita di pilotaggio della porta inferiore ritornano a questo piedino all'interno dell'IC. Il piedino COM dovrebbe essere connesso al source del MOSFET di potenza inferiore usando una singola, separata pista per evitare la possibilità di anelli di massa ad elevata corrente che interferiscono con le correnti dei componenti di tempificazione sensibili. Inoltre, il cammino di ritorno a massa dei componenti di tempif icazione e del condensatore di disaccoppiamento VCC dovrebbe essere connesso direttamente al piedino COM dell'IC, e non attraverso piste o ponti separati ad altre piste di massa sulla scheda. Ciò permette all'intero circuito di controllo di rifiutare il rumore di modo comune generato durante le commutazioni della corrente di uscita.

Ingresso del resistore di tempificazione dell'oscillatore. L'oscillatore nell'IR2157 assomiglia agli oscillatori che si trovano in molti comuni IC regolatori di tensione di tipo PWM e consiste in un resistore di tempificazione ed in un condensatore connessi a massa. La tensione ai capi del condensatore di tempificazione (CT) è a dente di sega, dove la porzione in salita della rampa è determinata dalla corrente nel piedino RT, e la porzione in discesa della rampa è determinata da un resistore di tempo morto esterno (RDT). L'ingresso Rt è una sorgente di corrente controllata in tensione, dove la tensione è regolata in modo da essere approssimativamente uguale a 2.0V. Durante la modalità ad iniezione del ballast, la corrente al piedino RT e la corrente di carica del condensatore di tempificazione sono entrambe approssimativamente :

Durante la modalità di preriscaldamento del ballast, il resistore di preriscaldamento RPH è connesso in parallelo con il resistore di tempiiicazione Rr. Anche durante la modalità operativa del ballast, il resistore operativo RRUN è connesso in parallelo con il resistore di tempificazione Rt In entrambe queste modalità, la corrente di carica per il condensatore di tempificazione, come pure la frequenza di uscita, sono aumentate. Al fine di mantenere la corretta linearità tra la corrente al piedino Rt e la corrente di carica del condensatore CT, il valore della corrente al piedino Rt dovrebbe essere mantenuta tra 50μΑ. Il piedino RT può essere anche usato come un punto di retroazione per il controllo in catena chiusa . Quando L 'IC è in un blocco di sottotensione o nella modalità di guasto (spegnimento, sovracorrente, sottocorrente o sovratemperatura) , l'alimentazione interna al circuito del piedino Rt.è spenta, ed il piedino RT è abbassato a COM per mezzo del resistore di tempificazione esterno.

Ingresso al condensatore di tempificazione dell'oscillatore. Un condensatore connesso da questo piedino a COM, insieme con il valore del resistore R,., programma la frequenza operativa nella modalità di iniezione dell'oscillatore, secondo le seguenti formule:

dove td è il tempo morto. Quando l'IC è in un blocco di sottotensione o in una modalità di guasto (spegnimento, sovracorrente, sottocorrente o sovratemperatura), il piedino CT è cortocircuitato a COM attraverso il resistore di tempo morto (RDT).

Piedino di programmazione di tempo morto. Un resistore connesso dal piedino DT al piedino CT programma il tempo di discesa della forma d'onda a rampa dell'oscillatore. Questo tempo di discesa rappresenta il tempo morto tra le uscite di pilotaggio delle, porte superiore ed inferiore, e può essere calcolato usando le seguenti formule:

I tempo morto non è una funzione del valore del resistore Rt.

Piedino del condensatore di iniezione e del resistore di preriscaldamento. Il piedino RPH è connesso internamento al drain di un transistore di pulldown NMOS. Normalmente un resistore (RPM) è connesso dal piedino RPH al piedino RT ed un condensatore (CTOM) è connesso da RPH a COM. Durante la modalità di preriscaldamento, quando il piedino RPH è mantenuto internamente a COM, il resistore RPH è connesso in parallelo con il resistore Rt., in modo da aumentare la corrente nel piedino RT (e CT) . La frequenza di preriscaldamento è determinata dalla seguente formula:

La corrente nel piedino RT durante la modalità di preriscaldamento dovrebbe essere mantenuta nell'intervallo da 50μΑ a 500μΑ in modo da mantenere una buona linearità tra la corrente al piedino RT e la corrente di carica CT. Alla fine del tempo di preriscaldamento, il transistore interno di pulldown NMOS a drain aperto al piedino RPH si spegne, permettendo al piedino RPH di scendere esponenzialmente dal suo valore di preriscaldamento al suo valore di iniezione. La costanza di tempo della rampa di iniezione è controllata dal condensatore di iniezione (CIGN) e dal resistore di preriscaldamento (RPH). Se nessun condensatore è connesso dal piedino RPH a COM, la frequenza di uscita cambierà velocemente dal suo valore di preriscaldamento al suo valore di iniezione alla fine del tempo di preriscaldamento. Quando l 'IC è in un blocco di sottotensione o in una modalità di guasto (spegnimento, sovracorrente, sottocorrente o sovratemperatura), il piedino RPH è cortocircuitato internamente a COM.

Piedino del resistore operativo. Il piedino RUN è connesso internamente al drain di un transistore di pulldown NMOS. Normalmente, un resistore (RROS) è connesso dal piedino RUN al piedino RT. Durante la modalità operativa, quando il piedino RUN è mantenuto internamente a COM, il resistore RRun è connesso in parallelo con il resistore Rt, in modo da aumentare la corrente nel piedino RT (e CT). La frequenza operativa è determinata dalla seguente formula:

La corrente nel piedino RT durante la modalità di preriscaldamento dovrebbe essere mantenuta in un intervallo da 50μΑ a 500μΑ in modo da mantenere una buona linearità tra la corrente al piedino RT e la corrente di carica CT. Quando l'IC è in un blocco di sottotensione o in una modalità di guasto (spegnimento, sovracorrente, sottocorrente o sovra temperatura), il piedino RUN è cortocircuitato internamente a COM.

Piedino di tempificazione di preriscaldamento. Un condensatore connesso tra il piedino CPH e COM imposta il tempo di preriscaldamento. Una sorgente di corrente interna ad 1.0μΑ carica il condensatore di preriscaldamento. Quando l'IR2157 parte inizialmente ad oscillare, la frequenza è mantenuta costante al valore di preriscaldamento (modalità di preriscaldamento) finché CPH è caricato al valore di soglia di 4.0V. A questo punto la frequenza cambia al valore di iniezione (modalità di iniezione). Quando CPH si carica ad un valore di soglia di 5 .IV la frequenza cambia ancora al valore operativo (modalità operativa). Il tempo di preriscaldamento è calcolato usando le seguenti formule :

Il tempo fino a quando 1<1 >IC raggiunge la modalità operativa è determinato dalla seguente formula:

La differenza tra TRDN e TPH è la durata della modalità di iniezione. Quando 1<1 >IC è in un blocco di sottotensione o in una modalità di guasto (spegnimento, sovracorrente o sovratemperatura) , il piedino CPH è cortocircuitato internamente a COM.

SD Piedino di spegnimento . Questo piedino è utilizzato per spegnere l'oscillatore, portare basse entrambe le uscite di pilotaggio delle porte, e porre l'IR2157 in uno stato di bassa potenza ad interim in una modalità non agganciata. Quando l'IC è pilotato nella modalità di spegnimento, i piedini DT, CPH, RPH e RUN sono cortocircuitati internamente a COM, ed il piedino CT è cortocircuitato a COM attraverso il resistore di tempo morto. La tensione di soglia di salita del piedino di spegnimento è 2.0V con circa 0.17V di isteresi inclusa per aumentare l'immunità al rumore. L'uscita del comparatore SD resetta il latch di guasto, così che quando la tensione al piedino SD è riportata sotto il suo valore di soglia di ingresso, (che segnala il reinserimento di una lampada) l'IC ricomincia la sequenza di preriscaldamento. Questa caratteristica di auto-ripartenza permette all'utente di scambiare le lampade senza fare oscillare la tensione di alimentazione principale.

Piedino di rilevamento della corrente. Questo piedino è anche usato per spegnere l'oscillatore, portare basse entrambe le uscite di pilotaggio delle porte, e porre l'IR2157 in uno stato di bassa potenza ad interim impostando un latch di guasto. Quando l'IC è portato in una modalità di guasto, i piedini DP, CPH, RPH e RUN sono cortocircuitati internamente a COM, e il piedino CT è cortocircuitato a COM attraverso il resistore di tempo morto. Il piedino CS spegne l’IC per condizioni di sovracorrente o di sottocorrente. Per la condizione di sovracorrente, c'è un valore di soglia positivo che va a 1.0V sul piedino CS che è abilitato alla fine della modalità di preriscaldamento. Per la condizione di sottocorrente, c'è un valore di soglia negativo che va a 0.2V il quale è abilitato all'inizio della modalità operativa. Il rilevamento di questa condizione è sincronizzato con il fronte di discesa dell'uscita LO. Se la tensione al piedino CS è inferiore al valore di soglia di 0.2V proprio prima del fronte di discesa dell'uscita LO, 1’IC andrà nella modalità di guasto. Il latch di guasto attivato dai comparatori CS è resettato dall'uscita del comparatore SD in modo che quando la tensione al piedino SD è riportata sotto il suo valore di soglia di ingresso (che segnala il reinserimento di una lampada), l'IC ricomincia la sequenza di preriscaldamento. Il latch di guasto è anche resettato facendo oscillare la tensione sull'IR2157 al di sotto del valore di soglia di blocco di sottotensione.

DC Piedino di ingresso del Bus DC. Questo piedino è usato per rilevare la tensione sul bus DC, in modo da attivare e spegnere correttamente l'IC di controllo. Quando l'alimentazione è fornita per la prima volta all'lC, due condizioni sono richieste prima che inizi l'oscillazione: 1) la tensione sul piedino VCC deve superare il valore di soglia di salita del blocco di sottotensione, e 2) la tensione al piedino DC deve superare 5.IV. In condizione di guasto di linea, o quando la potenza al ballast è stata spenta, il bus DC collasserà prima della VCC della piastrina (assumendo che la VCC sia derivata da una pompa di carica all'uscita del mezzo ponte). In questo caso, la tensione del terminale DC spegnerà l'oscillatore, in modo da proteggere il transistore di potenza da potenziali sovrariscaldamenti dovuti a forti commutazioni .

LO Uscita di pilotaggio della porta inferiore.

Questo piedino è connesso al gate del MOSFET o IGBT di potenza inferiore. Se condizioni di alto dv/dt presenti all'uscita del mezzo ponte fanno sì che le correnti di Miller nel transistore di potenza (ad esempio correnti gate-verso-drain) eccedono 0.5A, è raccomandato che resistori di porta siano usati per bufferizzare l ' IC dallo stadio di potenza. Quando l'II è acceso per la prima volta, o riparte da una condizione di guasto, l'uscita LO è per la prima volta accesa, in modo da ricaricare il condensatore di bootstrap.

VB Alimentazione flottante di pilotaggio della porta superiore. Questo è il piedino di alimentazione per il traslatore di livello superiore e per il circuito logico di pilotaggio di porta. L'alimentazione è normalmente fornita al circuito superiore per mezzo di una semplice pompa di carica da VCC. Un diodo di alta tensione a recupero veloce (il cosiddetto diodo di bootstrap) è connesso tra VCC (anodo) e VB (catodo) ed un condensatore (il cosiddetto condensatore di bootstrap) è connesso tra i piedini VB e VS. Quando il MOSFET o IGBT di potenza inferiore è acceso, il condensatore di bootstrap è caricato dal condensatore di disaccoppiamento VCC-verso-COM per mezzo del diodo di bootstrap. Quando il MOSFET o IGBT di potenza superiore è acceso, il diodo di bootstrap è polarizzato inversamente, e il nodo VB oscilla sopra il potenziale di source del MOSFET o IGBT di potenza superiore. VB dovrebbe essere derivato a VS il più vicino possibile ai piedini dell'io con il condensatore di basso ESR/ESL. Il valore di questo condensatore dovrebbe essere mantenuto ad un valore minimo di almeno 50 volte -il valore della capacità di ingresso totale (Ciss) del transistore di potenza che è pilotato.

VS Ritorno di alimentazione flottante di alta tensione. Il circuito logico e di pilotaggio della porta superiore ritorna a questo piedino. Il piedino VS dovrebbe essere connesso direttamente al source del MOSFET o IGBT di potenza superiore. Inoltre, i transistori di uscita del mezzo ponte dovrebbero essere posti il più vicino possibile tra di loro, in modo da minimizzare l'induttanza serie tra di essi.

HO Uscita di pilotaggio della porta superiore.

Questo piedino è connesso al gate del MOSFET o IGBT di potenza superiore. Se condizioni di alta dv/dt presenti all'uscita del mezzo ponte fanno sì che le correnti di Miller del transistore di potenza {ad esempio correnti gate-verso-drain) eccedano 0.5A, si raccomanda di usare resistori di porta per bufferizzare l 'IC dallo stadio di potenza.

I cinque modi base di funzionamento del circuito integrato (IC) saranno ora descritti:

Modo 1: Bloccaggio di sotto tensione (UVLO):

In questo modo di funzionamento, nel circuito integrato IC 2 sono attive solo importanti funzioni di gestione. La corrente fluorescente del chip (IQCCUB) è mantenuta ad un valore il più basso praticamente possibile (per il IC della presente invenzione, un valore tipico è 150μΑ), allo scopo di facilitare l'accensione del IC usando una resistenza da watt dalla linea raddrizzata o da un bus DC (vedi Fig. 2, resistenza 10). L'oscillatore è disabilitato, e di conseguenza RT = CT = DT = RUN = 0V. Il terminale di preriscaldamento (CPH) è attivamente mantenuto a 0V, e il terminale VDC è polarizzato ad una tensione uguale ad una frazione della tensione del bus DC (o della linea AC raddrizzata). Nel modo di funzionamento UVLO, il comparatore che sente la tensione sul terminale VDC è polarizzato allo scopo di controllare la appropriata sequenza di avviamento. Le uscite del driver di gate sono mantenute basse (LO e HO-VS) allo scopo di evitare indesiderata commutazione dell'uscita del semi-ponte (MOSFETs 6,8). La tensione VCC tipicamente sta tra 0V e la soglia crescente di bloccaggio di sotto tensione (in questo caso, 11,4V), benché il IC possa essere posto nel modo di funzionamento UVLO con una tensione VCC maggiore di questa soglia crescente sotto certe condizioni di errore (descritte dopo). Il terminale CS è a 0V, supponendo che non vi sia commutazione sull'uscita del semi-ponte. L'alimentazione flottante (da VB a VS) formata dal condensatore 12 e dal diodo 14 da VCC può essere 0V, o VCC - 0,7V (la caduta di tensione diretta del diodo 14), o una tensione tra 0V e 20V (la tensione massima raccomandata per da VB a VS), dipendendo dalla configurazione della circuitistica esterna al IC.

Il terminale SD è tipicamente polarizzato al di sotto della sua soglia crescente di avviamento di 2,0V, benché il terminale SD sia uno dei tre terminali che controlla il modo di funzionamento UVLO (gli altri terminali sono VCC e VDC). Come per i terminali VDC e VCC, un comparatore polarizzato rileva la tensione in corrispondenza del terminale SD allo scopo di aiutare il controllo del modo di funzionamento UVLO.

2. Modo di preriscaldamento:

In questo modo di funzionamento, la maggior parte della circuitistica interna al IC è stata polarizzata e abilitata. Come risultato, l'oscillatore è in funzione. Il terminale RT, il quale funziona come un ingresso di corrente a tensione controllata, è polarizzato approssimativamente a 2,0V. Il terminale RPH è mantenuto a 0V, collegando realmente le resistenze Rj e 16 in parallelo durante il modo di preriscaldamento. La corrente che risulta dalla tensione di 2 ,0V ai capi della combinazione in parallelo di Rf e di 16 è specchiata all'interno del IC, ed è usata per programmare la corrente che carica il condensatore CT (CT ) Le soglie inferiore e superiore sentite sul terminale CT per oscillazione sono 2,0V e 4,0V, rispettivamente. Il tempo di caduta sulla forma d'onda CT, il quale rappresenta il tempo morto tra la commutazione alternata delle uscite LO e HO-VS è programmato per mezzo del condensatore CT CT e la resistenza di tempo morto 18 nella Figura 2.

La Figura 4 illustra la relazione base tra la forma d'onda CT e le tensioni di uscita. Il flip flop 20 (toggle), insieme con la Circuitistica di logica dividiper-due (Fig. 3), scompone l'uscita dell'oscillatore nei segnali di comando di uscita LO e HO-VS. Così, l'uscita del semi-ponte (6,8) commuta a metà della frequenza dell'oscillatore .

Durante il modo di funzionamento di preriscaldamento, un condensatore esterno 24 sul terminale CPH è caricato da una sorgente interna a 1μΑ di corrente, e il tempo di preriscaldamento (cioè, la durata di oscillazione alla frequenza di preriscaldamento} è determinata da quanto tempo occorre a caricare questo condensatore da 0V a 4V, secondo la formula che segue: _

i; Il valore della corrente di 1μΑ è scelto in modo da permettere agli utilizzatori del IC di usare per il condensatore di preriscaldamento 24 (Fig. 2) un condensatore a montaggio superficiale (cioè, meno di circa 470nF per tempi di preriscaldamento tipici per lampade fluorescenti a rapida accensione).

Le condizioni di ingresso richieste per un modo di funzionamento a preriscaldamento comprendono:

1) VCC > della soglia crescente UVLO (11,4V nella realizzazione preferita)

2) VDC > 5,IV (di segnalazione che il bus DC o la linea AC raddrizzata è ok).

La ragione per cui la soglia CS di 1,0V non è abilitata durante il preriscaldamento è che una commutazione difficile capita sempre quando il semi-ponte comincia a oscillare la prima volta e questa commutazione difficile sarebbe interpretata come una condizione di errore e spegnerebbe il semi-ponte.

La ragione per non abilitare la soglia CS di non carico di 0,2V è che durante i cicli iniziali di preriscaldamento, così come durante il transitorio dall'accensione al funzionamento continuo, è possibile per la corrente nel MOSFET inferiore 8 (Fig. 2) di scendere naturalmente a 0 per almeno un ciclo (l'ultimo comportamento, tra l'accensione e il funzionamento continuo, è osservato soltanto per certi tipi di lampade, come il tipo 40W, T12).

Per la stessa ragione, la soglia CS a bassa risonanza di 0,2V non è abilitata durante il preriscaldamento.

Infine, anche nel caso di una condizione in cui non vi è carico in corrispondenza dell'uscita del semi-ponte, ma SD è inferiore a 1,7V (segnalando che la lampada 4 non è difettosa), la commutazione difficile osservata dai MOSFET di potenza (6 e 8) non si tradurrebbe in un riscaldamento sostanziale del dispositivo (il tempo di preriscaldamento per una lampada fluorescente a rapida accensione è tipicamente di 0,5-2,0 sec). In aggiunta, la costante di tempo termico per tipico contenitore di transistore di potenza (ad esempio, TO-220) è di 0,5-1,0 min.

In conclusione, durante il modo di funzionamento a preriscaldamento, VCC > di 11,4V (in condizioni di normale funzionamento),

VDC > di 5,IV

SD < di 1,7V

Tj < di 175°C

OV < di VCPH < di 4,0V

VRT = 2,0V

RPH = 0V

RUN = ckt aperto

Come descritto più compiutamente sotto, nel capitolo intitolato "Avviamento esente da lampi" la realizzazione preferita della presente invenzione comprende un collegamento in serie di una resistenza e di un condensatore dal terminale RT alla massa per ottenere una rampa di frequenza di "pre-preriscaldamento". Questa rampa di frequenza iniziale, vantaggiosamente evita una breve sovratensione sulla lampada all'accensione, come mostrato in Fig. 7.

La forma d'onda A di Fig. 7 mostra quel che può capitare durante i cicli iniziali in preriscaldamento. La tensione a cavallo della lampada può brevemente superare il potenziale di innesco della lampada, traducendosi nello stabilire una corrente d'arco nella lampada. Per quanto questa corrente corrente possa non essere visibile a causa della sua breve durata, il flusso di corrente stesso avviene quando i filamenti della lampada sono freddi, con ciò degradando il tempo di vita del rivestimento emettitore sul filamento. Il risultato netto è che lo stesso reattore accorcia la vita della lampada, anziché prolungarla. Partendo ad una frequenza ancora più alta, pur per pochi cicli, ha luogo la forma d'onda B in Fig. 7, con ciò proteggendo l'integrità del rivestimento emettitore sui filamenti della lampada.

3. Modo di funzionamento a rampa di accensione:

Quando la tensione in corrispondenza del terminale CPH ha raggiunto 4,0V, il IC 2 entra nel modo di funzionamento a rampa di accensione. A questo punto, il transistore NMOS a drain aperto 26 (Fig. 3) collegato tra il terminale RPH e COM (la massa del IC) si spegne. In una configurazione di collegamenti tipica (vedere Fig. 2), un condensatore di rampa di accensione 28 è collegato tra il terminale RPH e la massa (COM). Così, quando il transistore NMOS a drain aperto interno 26 sul terminale RPH si spegne, il condensatore 28 si carica esponenzialmente alla tensione del terminale RT, secondo la seguente equazione:

Questa salita esponenziale della tensione sul terminale RPH si traduce in una caduta esponenziale della corrente sul terminale RT attribuita alla resistenza 16 (Fig. 2), traducendosi in una diminuzione nella frequenza di funzionamento all'uscita del semi-ponte.

L'effetto di questa caduta nella frequenza di funzionamento è quello di permettere alla tensione attraverso il condensatore risonante 30 di crescere a sufficienza per innescare la lampada 4. Ciò è mostrato in Fig. 5, come segue:

Al termine del preriscaldamento, la frequenza cade dal punto A, e come risultato della una curva di risonanza naturale non smorzata per la tensione su 30, se fMin è scelta appropriatamente, la lampada si innescherà al punto B. Una volta che la lampada si è innescata, si manifesta una nuova funzione a trasferimento di carico, la quale ha un guadagno notevolmente minore di quello della risposta non smorzata. Come risultato, una volta che la lampada è innescata, il punto di funzionamento sotto carico cambia dal punto B al punto C in Figura 5. La tensione ai capi della resistenza 16 in Fig. 2 continua a cadere esponenzialmente a 0, sebbene, e come risultato, la frequenza di uscita continui a cadere verso fMIN (punto D in Fig. 5).

Il termine del modo di funzionamento a rampa di accensione è segnalato quando la tensione sul terminale CPH è arrivata a 5,IV da 4V. Tipicamente, allora, i componenti esterni (24, 28, CT , RT ,16 e 18) sono scelti in modo che la frequenza di uscita salga a fMIN prima di quando la tensione sul terminale CPH sale da 4V a 5,IV. Ciò è mostrato in Fig. 6.

All'inizio del modo di funzionamento a rampa di accensione, quando la tensione sul terminale CPH raggiunge 4,0V, la soglia CS di 1,0V è abilitata. Lo scopo di abilitare questa soglia alla fine del preriscaldamento è di rendere sicuro che nel caso di una lampada difettosa (ad esempio, filamenti ok ma senza gas nella lampada) la tensione ai capi del condensatore risonante (30 in Fig. 2) non superi il valore massimo consentito per il condensatore (si noti che la curva risonante mostrata in Fig. 5 può rappresentare la corrente di carico, e così la corrente rilevata dal terminale CS, sull'asse y così come Vcap30, poiché entrambe indicano la risonanza).

In conclusione, durante il modo di funzionamento a rampa di accensione,

1) CPH si carica da 4V a 5,IV per mezzo di una sorgente di corrente da ΙμΑ attraverso un condensatore esterno;

2) RPH è circuito aperto;

3) RUN è circuito aperto; e

4) La soglia CS di 1,0V è abilitata.

4 . Modo operativo o di funzionamento continuo:

II modo di funzionamento continuo comincia quando il terminale CPH è caricato a 5,IV. A questo punto, il terminale RUN è messo a massa internamente attraverso un transistore 32 NMOS a drain aperto. Come risultato, la resistenza 34 in Fig. 2 è collegata in parallelo con la resistenza Rj, con ciò aumentando la frequenza di funzionamento. Questo passaggio è illustrato in Fig. 5 (dai punti D (fMIN) a E (fra )).

La variazione da fMIN a fRDN è d'importanza critica per facilitare la fabbricazione in serie di reattori per lampade. Benché per taluni tipi di lampade e corrispondenti disposizioni di circuito di carico, sia possibile accomodare una sequenza di controllo la quale richieda che fPH > di fIGII > di fHnN in produzione di grande serie, è possibile che fIGN e fRUN siano così vicini l'un l'altro che nascano problemi di innesco della lampada. E' meglio fornire gli utilizzatori con un controllo indipendente sulla sequenza di controllo, cosicché fPH > fIGN > fMIN , ma che l'unica altra condizione sia fRtM> fMI N Ciò permette all'utilizzatore di sovralimentare la lampada leggermente in modo di funzionamento a rampa di accensione, allo scopo di garantire un innesco appropriato della lampada nell'ambito di tutte le condizioni di tolleranze nell'ambiente e nella fabbricazione. Questo controllo indipendente di f ,fMI N fRUN , e il modo di funzionamento a rampa di accensione utilizzante resistenze esterne facilita la messa a punto in produzione di questi modi di funzionamento da parte dei fabbricanti di lampade e di reattori. La riduzione nelle tolleranze di questi parametri permetterà agli utilizzatori di ottenere la massima vita della lampada e la massima affidabilità del reattore.

Un'altra eventualità che capita in seguito all'adozione del modo di funzionamento continuo è che la soglia CS di 0,2V è abilitata (sia a vuoto che nel funzionamento al di sotto della risonanza). Così, come detto prima, il verificarsi di una corrente a vuoto per almeno un ciclo del semi-ponte è superata e pertanto è sicuro il controllo delle reali condizioni in caso di difetto. Lo stesso vale per il funzionamento al di sotto della risonanza. Si ritiene (ed è stato osservato, sulla base dell'analisi di molti tipi diversi di lampade) che non appena CPH raggiunge 5,IV, corrente e tensione di carico (in condizioni di normale funzionamento) hanno raggiunto la condizione stazionaria.

5. Modo di funzionamento di difetto o errore:

Nel modo di funzionamento di difetto, una delle quattro condizioni è stata rilevata:

1) CS > di 1,0V (sovracorrente o commutazione difficile);

2) CS < di 0,2V (a vuoto);

3} CS < di 0,2V (funzionamento sotto risonanza); o 4) Tj > di 175°C (condizioni di sovratemperatura). Dopo aver rilevato una di queste condizioni, un latch di difetto 36 è impostato o settato (Fig. 3). Una volta che questo latch di difetto è impostato, diverse azioni sono prese all'interno del IC:

1) Le uscite del driver LO e HO-VS sono portate a livello basso, spegnendo l'uscita del semi-ponte.

2) Il flip-flop di tipo T (toggle) 20 che divide l'uscita dell'oscillatore nei segnali di controllo dei driver di gate lato alto e lato basso viene resettato in modo che una volta che l'oscillazione ha di nuovo inizio l'uscita LO va al livello alto sempre per prima.

3) Il terminale CPH viene cortocircuitato a massa attraverso un transistore interno NMOS con drain aperto 38 resettando la sequenza di preriscaldamento .

4) L'oscillatore viene spento, come pure il riferimento di tensione primaria, e come risultato Si ha RPH = RT = RUN =CT = DT = 0V.

5) La polarizzazione di molti dei circuiti interni viene spenta, ciò che ha per conseguenza una corrente di riposo di circa 150 μΑ.

Una conseguenza del mantenere l'uscita spenta e di avere una bassa corrente di riposo è che la tensione VCC rimarrà a 15,6 V (o si porterà a 15,6 V se non si trovava già a quel valore). In assenza di un ingresso esterno supplementare, il chip potrebbe restare in questo modo per un tempo indefinito. Dal punto di vista della manutenzione della lampada, tuttavia, una volta riconosciuto che l'alimentazione alla lampada è presente e la lampada stessa è spenta la lampada sarà molto probabilmente sostituita con un nuovo tubo inserito nella sua sede.

Il circuito di aggancio (latch) di errore 36, essendo stato settato da una delle quattro condizioni di errore menzionate in precedenza, può essere resettato da uno di due segnali (vedi figura 3):

1) VCC che scende sotto la soglia di bloccaggio di sottotensione inferiore (in questo caso 9,5 V), producendo così un'uscita "alta" dal circuito di rivelazione di sottotensione 40; oppure

2) SD > 2,0 V (che segnala una sostituzione di lampada) .

Descrizione del diagramma di stato;

Avendo descritto i cinque diversi modi di funzionamento per il diagramma di stato, il diagramma stesso verrà ora descritto.

Quando al ballast viene fornita alimentazione per la prima volta, la tensione sul bus DC o sulla linea AC raddrizzata salirà con un dv/dt dipendente dal circuito usato (controllo PFC, raddrizzatore semplice, ecc.) per derivare l'ingresso di alta tensione al semi-ponte. La caduta di tensione ai capi del resistore di avvio 10 (figura 2) provocherà il passaggio di una corrente nel condensatore 42 di disaccoppiamento VCC uguale a

cap42 (VBUS/ R 10 )

Quando il terminale VCC del circuito integrato sale, il circuito integrato è inizialmente nel modo di bloccaggio di sottotensione (UVLO). Quando le seguenti quattro condizioni sono soddisfatte il circuito integrato va dal modo UVLO al modo di preriscaldamento:

1) VCC > 11,4V (VCC > UV+), e

2) VDC > 51 V (bus DC o linea AC) e

3 ) SC < 1 , 7 V (lampada ok) , e

4) Tj < 175°C (temperatura di giunzione ok).

Se una di queste quattro condizioni non è soddisfatta, il circuito integrato non passerà nel modo di preriscaldamento.

Supponendo che queste quattro condizioni siano soddisfatte, il chip comincerà a preriscaldare i filamenti della lampada. Il terminale CPH salirà verso la sua soglia di 4,0 V e l'oscillatore piloterà il semiponte a f^,.

Durante il modo di preriscaldamento potrebbero verificarsi diverse condizioni di errore. Questi errori sono divisi in quattro diversi gruppi, secondo le azioni intraprese in conseguenza del particolare errore. Il primo gruppo è caratterizzato dal fatto che il circuito integrato viene riportato nel modo UVLO. Questo gruppo di errori comprende:

1) VCC < 9,5 V (errore di VCC o mancanza di alimentazione) , oppure

2) VDC < 3,0 V (errore di bus DC o di linea AC o mancanza di alimentazione) oppure

3) SD > 2,0 V (errore di lampada o sostituzione di lampada).

Pertanto, se si verifica uno di questi errori, il circuito integrato viene riportato nel modo UVLO (vedi figura 1).

L'unico altro errore che verrebbe rivelato nel modo di preriscaldamento sarebbe una condizione di sovratemperatura della giunzione (TJ > 175°C). Se viene rilevata una condizione di sovratemperatura sul circuito integrato, il circuito di aggancio (latch) di errore 36 viene settato e il chip viene portato nel modo di errore (vedi il diagramma di stato in figura 1).

Supponendo che il preriscaldamento della lampada abbia avuto successo, quando CPH raggiunge 4,0 V, il chip entra nel modo di rampa di accensione. Durante la rampa di accensione la frequenza di uscita scende esponenzialmente da fPH a fMIN La durata del modo di rampa di accensione è determinato dal condensatore CPH (condensatore 24, figura 2), dalla sorgente di corrente interna da ΙμΑ e dalla variazione di circa 1 V per il terminale CPH (da 4 V a 5,1 V). La soglia di tensione di I V di CS viene abilitata all'inizio del modo di rampa di accensione .

Una volta nel modo di rampa di accensione possono essere rivelati due diversi tipi di condizioni di errore. II primo gruppo riporta il circuito integrato nel modo UVLO. Questi errori sono:

1) VCC < 9,5 V (errore di VCC o mancanza di alimentazione) oppure

2) VDC < 3,0 V (errore dì bus DC o di linea AC o mancanza di alimentazione), oppure

3) SD > 2,0 V (errore di lampada o sostituzione di lampada) .

L'altro gruppo di errori porta il chip nel modo di errore. Questi errori sono:

1) CS > 1,0 V (mancanza di innesco della lampada o rivelazione di commutazione difficile), oppure 2) Tj > 175°C (condizione di sovratemperatura).

Se il chip completa con successo la rampa di accensione e CPH raggiunge la sua soglia di 5,1 V, il circuito integrato entra nel modo operativo. In questo caso la frequenza di uscita viene commutata (quando RUN ~ 0V) da fMIN a fR0S. Il CPH continua a caricare (ΐμΑ) e viene alla fine bloccato da un diodo zener interno di 7,6 V. La frequenza finale fRUN determina la potenza fornita alla lampada e pertanto la luminosità della lampada.

Una volta che la lampada è in funzione (modo operativo) , viene abilitata la soglia di tensione CS di 0,2 V, per cui il chip può rivelare una condizione di assenza di carico o di funzionamento al di sotto della risonanza.

Nel modo di funzionamento operativo possono essere rivelati due diversi tipi di condizioni di errore. Il primo gruppo riporta il circuito integrato nel modo UVLO.

Questi errori comprendono:

1) VCC < 9,5 V (errore di VCC o mancanza di alimentazione) , oppure

2) VDC < 3,0 V (errore di bus DC/di linea AC o mancanza di alimentazione), oppure

3) SD > 2,0 V (errore di lampada o sostituzione di lampada) .

Il secondo gruppo di errori, che porta il circuito integrato nel modo di errore, comprende:

1) CS > 1,0 V (sovracorrente o commutazione difficile) , oppure

2) CS < 0,2 V (mancanza di carico o funzionamento al di sotto della risonanza), oppure

3) Tj > 175°C (sovratemperatura).

Dal modo di errore l'unica via per resettare il latch di errore è di:

1) portare SD > 2,0 V (rimozione della lampada), oppure

2) VCC < 9,5 V (alimentazione del circuito integrato portata a zero).

I seguenti sono diversi esempi di applicazione dell'alimentazione, di avvio, di funzionamento continuo e di condizioni di rivelazione di errore e di correzione eseguiti dal circuito integrato della presente invenzione secondo il diagramma di stato della figura 1.

I . Funzionamento normale

1. Alimentazione al ballast

2. AC raddrizzata sale, bus DC stabilito

3. Modo UVLO

4 . Modo di preriscaldamento

5 . Modo di accensione

6 . Modo operativo

7. Cade il bus DC o la linea AC raddrizzata (VDC < 3 V), a causa dello spegnimento dell'alimentazione 8. Modo UVLO

9. Circuito integrato spento, VCC = 0 V

II . Funzionamento normale - Moakey test

1 . Alimentazione al ballast accesa

2. AC raddrizzata sale, bus DC stabilito

3. Modo UVLO

4. Modo di preriscaldamento

5. Alimentazione al ballast spenta, poi di nuovo accesa, ciò che provoca un breve calo di VDC sotto 3,0 V, poi sopra 5,0 V (monkey test sull'interruttore della luce)

6. Modo VLO

7. Modo di preriscaldamento

8. Modo di accensione

9. Modo operativo

10. bus DC o linea AC raddrizzata scende a causa dello spegnimento dell'alimentazione

11. modo UVLO

12. Circuito integrato spento, VCC = 0 V

III . Errore di lampada - Filamento inferiore interrotto

1 . Alimentazione al ballast accesa

2. AC raddrizzata sale, bus DC stabilito

3. Modo UVLO

4. Modo di preriscaldamento

5. Modo di accensione

Modo operativo

7. Filamento inferiore rotto, circuito aperto (SD>2V)

8. Modo UVLO, VCC=15,6V, SD > 2,0V

9. Alimentazione accesa, lampada spenta;

sostituzione lampada,· lampada tolta dalla sua sede

10. Ancora nel modo UVLO (come al punto 8.)

11. Nuova lampada inserita, SD < 1,7V

12. Modo di preriscaldamento

13. Modo di accensione

ecc.

IV . Errore di lampada - Filamento superiore interrotto

a) Il filamento interrotto disconnette il condensatore di risonanza, continua a. passare corrente di arco.

I. Alimentazione al ballast accesa

6 . Modo operativo

7. Il filamento superiore si rompe

8. La lampada rimane accesa

a) ....

9. Alimentazione al ballast spenta

10. Il bus DC scende, la linea AC raddrizzata scende, VDC < 3,OV

II. Modo UVLO

12. Circuito Integrato spento, VCC=0V

13. Alimentazione accesa nuovamente (per esempio, il giorno successivo)

14. AC raddrizzata sale, bus DC stabilito

15. Modo UVLO

16. Modo di preriscaldamento

17. Modo di accensione, rivelata commutazione difficile

18. Modo di errore, la lampada rimane spenta

19. Alimentazione accesa, lampada spenta;

sostituzione lampada; lampada rimossa (SD>2V), modo UVLO

20. Nuova lampada inserita nella sede, SD<1,7V (alimentazione lasciata accesa)

21. Modo di preriscaldamento

a) ....

21 .

22 . Modo di accensione

23 . Modo operativo

ecc.

b) Il filamento interrotto disconnette l'induttore, corrente di arco interrotta.

I . Alimentazione accesa

6. Modo operativo

7 . Filamento superiore si interrompe

8. Viene rivelata una commutazione difficile (CS>1,OV) o viene rivelata una condizione di assenza di carico (CS<0,2V)

9. Modo di errore

10. Alimentazione accesa, lampada spenta;

sostituzione lampada; lampada rimossa dalla sua sede, (SD>2V), modo UVLO

II. Nuova lampada inserita nella sede, SC<l,7V (accensione lasciata accesa)

V. Errore di lampada - filamento interrotto

1. Alimentazione accesa

12. Modo di preriscaldamento

13. Modo di accensione

14. Modo operativo

ecc.

VI . Errore di lampada - Tensione di lampada asimmetrica (raddrizzamento)

I. Alimentazione accesa

6. Modo operativo

7. La tensione della lampada diventa asimmetrica, ciò che indica la fine del

tempo di vita della lampada, rivelata commutazione difficile (CS>1,0V)

8. Modo di errore

9. Alimentazione accesa, lampada spenta;

sostituzione lampada, lampada rimossa, SD>2V 10. Nuova lampada inserita nella sede, SD<1,7V, modo UVLO

II. Modo di preriscaldamento

ecc.

VII. Errore di lampada - Il vetro si rompe mentre la lampada è in funzione, perdita di gas, filamenti OK

1. Alimentazione accesa

6 . Modo operativo

7 . Il vetro si rompe mentre la lampada è in funzione, il gas fuoriesce, la corrente d'arco collassa, la funzione di trasferimento del carico va dalla condizione smorzata alla condizione non smorzata (filamenti OK), funzionamento al disotto della risonanza (CS <0 ,2V)

8. Modo di errore

9. Alimentazione accesa, lampada spenta;

sostituzione lampada, lampada rimossa, SD>2V, modo UVLO

10. Nuova lampada inserita nella sede, SD <l,7V, (alimentazione lasciata accesa)

11. Modo di preriscaldamento

ecc .

VIII. Errore di lampada - Avvio per lampada priva di gas, filamenti OK

1. Alimentazione accesa

2. AC raddrizzata sale, bus DC stabilito

3. Modo UVLO

4. Modo di preriscaldamento

5. Modo di accensione, CS>l,OV (mancanza di innesco)

6. Modo di errore

7 . Alimentazione accesa lampada spenta; sostituzione lampada, lampada rimossa, SD>2V, modo UVLO

ecc .

IX. Perdita di AC di linea durante il funzionamento

I. Alimentazione accesa

6. Modo operativo

7. Perdita di linea, VCC > 9,9V (UV-), VDC < 3.0V 8. Semi-ponte spento, lampada spenta, modo UVLO 9. La linea recupera, VDC>5V

10. Preriscaldamento

II. Accensione

12. Avvio

ecc .

X. Condizione di soyratemperatura durante il funzionamento (Auto riscaldamento)

1. Alimentazione spenta

6. Modo operativo

7. Tj > 170°C, modo di errore, lampada spenta

8. Alimentazione accesa, lampada spenta;

sostituzione lampada, lampada rimossa, SD > 2V, modo UVLO

ecc .

XI . Condizione di soyratemperatura durante il funzionamento - Riscaldamento a causa di aumento temperatura ambiente intorno al ballast (per esempio guasto del

condizionamento d'aria)

I. Alimentazione accesa

6. Modo operativo

7. Tj > 170°C, modo di errore, lampada spenta

8. Alimentazione accesa, lampada spenta;

sostituzione lampada, lampada rimossa, SD > 2V, Tj > 170°C, continua il modo di errore

9. Nuova lampada inserita nella sede, SD < 1,7V, Tj ancora > 170°C

10. Continua il modo di errore

II. Alimentazione accesa, lampada ancora spenta nonostante la sostituzione, sospetto guasto del ballast

12. La successiva azione dipende da molti fattori: a) Permane Tj > 170° ? Se sì, la sostituzione del ballast non fissa il problema {molto probabilmente una persona della manutenzione non sarebbe in grado di sostituire il ballast in quest'ambiente surriscaldato).

b) Se Tj > 170°C non è permanente, ci sono più possibilità:

i) l'alimentazione ha cambiato ciclo prima della sostituzione del ballast (dopo Tj < 170°C); la lampada si accende, non è necessaria la sostituzione

ii) l'alimentazione non ha cambiato ciclo prima della sostituzione del ballast; sostituzione ballast, lampada si accende

Le seguenti sezioni descrivono con maggiore dettaglio alcune caratteristiche specifiche vantaggiose della presente invenzione che sono incluse nel funzionamento del diagramma di stato sopra discusso.

1. Circuiteria di comando per garantire impulsi di comando di uguale ampiezza all'avvio

La figura 8 illustra la porzione del diagramma a blocchi del circuito integrato di pilotaggio di un reattore della tecnica nota {cioè 1' 12155) che svolge la funzione di oscillatore per derivare i segnali HO e LO di pilotaggio di gate che si alternano, non si sovrappongono, con ciclo utile del 50%, per pilotare i MOSFET (o IGBT) del circuito a semiponte.

In figura 8, il comparatore 50 ed il comparatore 52 unitamente al circuito di latch RS 54 ed il partitore composto dai resistor! 56, 58, e 60 , formano l'oscillatore del tipo 555 incorporato nel circuito integrato IR2155. Connettendo la resistenza esterna RT e la capacità C,, la frequenza di stato stazionario dell'oscillazione al piedino RT può essere programmata secondo la seguente formula:

La figura 9 illustra le forme d'onda d'ingresso e di uscita per il circuito integrato durante la sequenza iniziale di accensione. Queste forma d'onda illustrano il problema da risolvere.

Nel momento in cui la tensione VCC del circuito integrato raggiunge la soglia di salita del circuito di blocco della sottotensione interna, il transistore NMOS che ha mantenuto il piedino CP a basso livèllo si spegne. Poiché in questo momento la tensione del piedino RT è alta, il condensatore CT comincia a caricarsi per mezzo della resistenza R,.. Il tempo che impiega il piedino CT a caricarsi da questa condizione iniziale (VCT = O v) alla soglia di 2/3 VCC è

Questo tempo è perciò l'ampiezza del primo impulso vista sull'uscita LO.

D'altra parte, il tempo che il piedino CT impiega per scendere dalla soglia di 2/3 VCC al livello di .1/3 VCC (cioè da t3 a t2) risulta:

ta - t, = 0,69 R, C,

Come ben noto in questa particolare forma di oscillatore, supponendo un valore stabile di VCC, tutti i seguenti tempi di carica e scarica (ad esempio t3-t2, t4-t3, ecc.) sono uguali a 0,69 RTCT-Il rapporto tra le suddette equazioni illustra il problema da risolvere, cioè che il primo impulso è più lungo degli impulsi successivi, come mostrato in fig. 9. L'effetto di questo primo impulso più lungo è che i-1 carico è pilotato inizialmente ad una frequenza più bassa, così da avere di conseguenza una tensione in eccesso ai capi della lampada. Questo è mostrato nella traccia inferiore di figura 9.

Il primo impulso più lungo mostrato su VCT in figura 9 dà come conseguenza un tensione più alta ai capi della lampada, e se la tensione supera il potenziale di accensione della lampada, si può osservare un breve lampo sulla lampada, e la vita del filamento della lampada si riduce considerevolmente.

Il concetto dell'invenzione è semplicemente di usare una circuiteria nel circuito integrato di comando della presente invenzione per assicurare che tutti gli impulsi di uscita LO e HO abbiano la stessa ampiezza una volta che si avvia il circuito integrato.

Il risultato di questa procedura migliorata di avvio è che ora la tensione della lampada non supera il potenziale di accensione, non si veda alcun lampo, e si ottiene una affidabilità significativamente più alta. Questa nuova caratteristica di avvio è mostrata nel diagramma temporale di figura 10.

La porzione tratteggiata 70 nel diagramma a blocchi della presente invenzione (fig. 3} mostra la circuiteria per realizzare questa caratteristica dell'invenzione. Il comparatore 72 rileva la tensione sul piedino CT e lo compara ad un riferimento di 2,0 V che è la soglia più bassa dell'oscillatore. L'uscita del comparatore 72 è alta ogni volta che la tensione sul piedino CT è inferiore al riferimento di 2,0 V. L'uscita del comparatore 72 è alimentata all'ingresso dell'invertitore 74 la cui uscita è quindi alimentata all'ingresso di set del circuito di latch RS 76. Nel modo UVLO o modo di errore il circuito di latch RS 76 è resettato e l'uscita Q è bassa. Quando si inserisce il modo di preriscaldamento, l'ingresso di reset del circuito di latch RS 76 è tirato a un livello basso e l'uscita Q rimane bassa. Nello stesso momento dell'inserimento del modo di preriscaldamento, la tensione del piedino CT comincia a salire dalla sua condizione iniziale di 0 V. Quando il tensione sul piedino CT sale sopra i 2,0 V, l'uscita del comparatore 72 va a livello basso settando a sua volta il circuito di latch RS 76 e la sua uscita Q va a livello alto e rimane alta fino all'inserimento sia del modo UVLO sia del modo errore. L'uscita Q del circuito di latch RS 76 è alimentata a uno degli ingressi di ciascuno dei gate AND 77 e 78. Ciò blocca effettivamente ogni commutazione dell'uscita LO prima della salita del piedino CT sopra la soglia di 2,0 V per il primo ciclo dell'oscillatore e quindi la durata del primo impulso dell'uscita LO è la stessa di tutti gli impulsi successivi. A questo punto la tensione sul piedino CT oscilla tra le soglie di 2,0 V e 4,0 v dell'oscillatore .

2. Avvio senza lampo

Se la frequenza di funzionamento è troppo bassa all'inizio della modo di preriscaldamento, l'alta tensione risultante ai capi della lampada può causare l'accensione momentanea della lampada, causando un'indesiderato lampo momentaneo che non è gradevole alla vista e può diminuire le aspettative di vita della lampada .

Una sequenza perfezionata di avvio è inclusa nel circuito integrato della presente invenzione per garantire che la lampada non lampeggi nell'applicazione iniziale di potenza al reattore. Questa sequenza di avvio senza lampo è rappresentata nelle figure 11 e 12. La figura 11 rappresenta la frequenza di oscillazione in funzione del tempo. Come si può vedere, la sequenza comincia con una frequenza fSTART che è più alta della frequenza fPREHEAT all'istante zero, cioè la sequenza perfezionata inizia ad una frequenza di oscillazione più alta di quella di preriscaldamento. La frequenza è quindi aumentata a rampa al valore necessario a preriscaldare i catodi della lampada. Osservando la figura 12 si vede che operando ad una frequenza più alta di quella necessaria per il preriscaldamento il punto di funzionamento è ancora più lontano dalla frequenza di risonanza del circuito in serie LC. Stando così le cose la tensione ai capi della lampada parte ad una grandezza inferiore e di conseguenza ulteriormente al di sotto del livello che può causare l'accensione della lampada. La realizzazione di questa sequenza di avvio perfezionata è facilitata dalla -sezione di oscillatore nel circuito integrato di pilotaggio di gate del semiponte a MOS della presente invenzione. Il circuito integrato 2 di pilotaggio del reattore della presente invenzione contiene uno oscillatore simile a quello dei circuiti integrati modulatori di impulsi in ampiezza di standard industriale. La frequenza di oscillazione è programmata dalla scelta della resistenza Rf e del condensatore CT mostrati in fig. 2. I valori di resistenza sono scelti in modo da programmare una corrente di carica che è usata per aumentare a rampa la tensione sul condensatore CT dell'oscillatore. Una seconda resistenza 18 è usata per scaricare il condensatore CT dell'oscillatore. Un diagramma a blocchi della sezione oscillatore del circuito integrato di pilotaggio del reattore della presente invenzione è mostrato in fig. 13. Con il collegamento come mostrata in fig. 13, ma senza includere la resistenza RSTARX ed il condensatore CSTARX ivi mostrati, la frequenza di oscillazione di preriscaldamento è fissa e non varia in funzione del tempo.

II funzionamento dell'oscillatore senza la resistenza RSXARX ed il condensatore CSXARX è il seguente.

Quando è inizialmente applicata potenza al circuito integrato di pilotaggio del reattore della presente invenzione viene scaricato il condensatore 24 di sincronizzazione del preriscaldamento. La tensione sul -piedino RT è mantenuta a zero e non avviene alcuna oscillazione. Quando la tensione sale sopra la soglia di blocco della sottotensione, il condensatore 24 comincia a caricarsi ed il piedino RT è messo sotto tensione. A questo punto, il circuito integrato di pilotaggio del reattore comincia a oscillare alla frequenza di preriscaldamento. Questa frequenza è determinata dalla combinazione parallela di R, e della resistenza 16. Quando la tensione sul condensatore 24 raggiunge una predeterminata soglia, segnalando il completamento del modo di preriscaldamento, la resistenza 16 è effettivamente rimossa dal circuito. A questo punto la frequenza di oscillazione è determinata solamente dalla resistenza R,. e perciò la frequenza scende al valore di funzionamento operativo.

Per realizzare la sequenza di avvio perfezionata, tutto ciò che è necessario è l'aggiunta di due componenti, la resistenza RSTAR,T ed il condensatore 05ΤART, come mostrato in fig. 13. Questi componenti modificano il funzionamento nel modo seguente.

Come nel precedente caso, prima che il circuito integrato di pilotaggio del reattore esca dal modo di blocco della sottotensione, viene scaricato il condensatore 24 e la tensione sul piedino RT è mantenuta a zero. Stando così le cose, viene anche scaricato il condensatore CSTART. Quando la tensione sul circuito integrato di pilotaggio del reattore sale al di sopra della soglia di blocco della sottotensione, CPH comincia a caricarsi e il piedino RT viene messo in tensione. Il circuito integrato di pilotaggio del reattore comincia ad oscillare ma in questo caso la frequenza è determinata dalla combinazione parallela delle resistenze 16, RT e <R>START· L'aggiunta alla combinazione della resistenza RSXART avviene all'avvio iniziale dell'oscillazione poiché il condensatore CSTART è stato inizialmente scaricato. Comunque, l'influenza di RSTART sulla frequenza di oscillazione diminuisce nel tempo quando CSTART si carica attraverso RSTART come la tensione su CSTART si avvicina al livello di tensione sul piedino RT, la corrente tirata dalla resistenza RSTART si avvicina a zero e la frequenza di oscillazione è determinata soltanto dalla combinazione parallela della resistenza 16 e R,. (Ciò chiaramente presuppone che il tempo di carica di CSTART sia molto più breve del tempo"di modo di preriscaldamento). Dopodiché il funzionamento dell'oscillatore è lo stesso della precedente descrizione.

3. Circuito di controllo accensione/spegnimento bus DC/AC

In un ballast elettronico che alimenta una lampada fluorescente, è conveniente ed a volte necessario avere un controllo di accensione e spegnimento a livelli programmabili della tensione di bus DC e della tensione di linea AC. In aggiunta al controllo standard di sottotensione effettuato dal circuito di controllo di ballast o IC, che attiva e disattiva il ballast a livelli predeterminati della tensione di alimentazione di controllo (VCC), il controllo accensione/spegnimento del bus DC o della linea AC assicura che lo stadio di uscita del ballast sia alimentato da un livello di tensione di bus DC minimo in ogni istante durante il funzionamento.

Se il controllo accensione/spegnimento è determinato solo dal blocco di sottotensione standard basato sul valore di VCC, la lampada può spegnersi molto prima che L 'IC si spenga a causa del limitato intervallo operativo dello stadio di uscita risonante della lampada di ballast. Ciò può portare un guasto catastrofico dei MOSFET o IGBT del mezzo ponte. Inoltre, l'interazione tra 10 stadio di uscita del ballast ed ogni stadio di controllo del fattore di potenza attivo (PFC) all'ingresso può provocare tremolio della lampada, funzionamento a singhiozzo, ridotta luminosità ed altri effetti indesiderati dipendenti dalla configurazione dell'alimentazione (VCC) per ogni stadio e dalla loro corrispondente sequenza di spegnimento durante la sottotensione. In dipendenza del tipo di logica di protezione presente nel circuito di ballast, un transitorio veloce sulla linea AC e/o sul bus DC (condizione di oscuramento parziale) può anche provocare 11 manifestarsi di un guasto (ad esempio la lampada si spegne ed una sovracorrente è rilevata) che forza il ballast a restare agganciato sino a quando è compiuto un ciclo della tensione di linea o uno scambio di lampada.

Il circuito nel IC di pilotaggio di ballast della presente invenzione fornisce i livelli di accensione/spegnimento programmabili che permettono che il ballast sia spento in modo pulito ad un livello sicuro del bus DC prima che si manifesti ogni condizione di guasto, effetti di carico indesiderato o rotture nei MOSFET o IGBT del mezzo ponte.

Con riferimento al diagramma di connessione di figura 2, quando l'uscita del mezzo ponte (VS) inizia ad oscillare, il circuito della pompa di carica, formato da un condensatore 80 e dai diodi 82 e 84, alimenta 1'IC della presente invenzione con la corrente di alimentazione necessaria per mantenere VCC alla tensione di bloccaggio interna di 15.6V. In questa configurazione durante il funzionamento, L'IC non è più alimentato dal bus DC ma dallo stadio di uscita del ballast. E' ora indipendente da variazioni (per un certo grado) del livello del bus DC. Se il bus DC dovesse scendere verso zero, 1'IC continuerà ad essere alimentato dalla pompa di carica finché VCC < 9.5V, il che avviene molto dopo che la lampada si è spenta. In altre parole, in assenza del circuito di controllo accensione/spegnimento del bus DC/linea AC della presente invenzione, l'intervallo operativo del bus DC del controllore di ballast è >> dell'intervallo operativo del bus DC dello stadio di uscita del ballast. Se la lampada dovesse spegnersi e la frequenza operativa rimanere fissa ed inferiore alla frequenza di risonanza dello stadio di uscita del ballast prima dell'iniezione, i MOSFET (6 ed 8) o IGBT che formano il mezzo ponte possono rovinarsi catastroficamente a causa di picchi di alta corrente che si manifestano all'accensione di entrambi i MOSFET (o entrambi i GBT).

Il circuito di controllo accensione/spegnimento della presente invenzione, identificato dal blocco 90 a linea tratteggiata nel diagramma a blocchi di fig. 3 consiste in un comparatore a finestra, cioè nei comparatori 92 e 94, che confrontano una tensione frazionata dal bus DC rispetto a due tensioni di soglia interne, rispettivamente, 5V e 3V. Il valore di soglia 5V è per la salita ed il valore di soglia 3V è per la discesa. La differenza tra le due tensioni si traduce in una isteresi tra i livelli di tensione di accensione e spegnimento del bus DC e della linea AC in modo da tenere conto di ondulazioni AC transitori e rumore. Inoltre, se il bus DC dovesse essere non stabilizzato, esso cambierà dal picco della tensione di linea rettificata prima dell'iniezione a qualche valore inferiore durante il funzionamento, dipendente dalla potenza nella lampada. L'isteresi è sufficientemente larga in modo che la riduzione nel livello del bus DC dovuto al carico non provochi lo spegnimento del ballast, che porterebbe ad un sostenuto funzionamento a singhiozzo.

I valori di soglia corrispondenti all'accensione/spegnimento del bus DC/linea AC sono quindi programmati selezionamento correttamente i resistor! 96 e 98 che formano un partitore di tensione che rileva il bus DC. In aggiunta al circuito UVLO a VCC, il controllore di ballast ora attenderà affinché VCC > 11.4V e VDC > 5.IV.

Il funzionamento del circuito è il seguente: inizialmente, dopo l'accensione, , quando VDC supera SV, l'ingresso R (reset) del latch RS 100 diventa "alto", cosicché l'uscita Q del latch diventa bassa, in modo da abilitare il circuito di pilotaggio del mezzo ponte (se tutti gli altri ingressi alla porta OR 102 sono anch'essi bassi). Se VDC dovesse scendere sotto 3V, l'ingresso S (set) del latch RS 100 diventa "alto", in modo che l'uscita Q del latch diventi "alta" e quindi disabiliti il circuito di pilotaggio del mezzo ponte.

In sommario, il circuito di controllo accensione/spegnimento del bus DC/linea AC della presente invenzione sopra descritto fornisce le seguenti caratteristiche vantaggiose:

1) un mezzo programmabile per accendere e spegnere il ballast a livelli di tensione predeterminati del bus DC dipendenti dall'intervallo operativo dello stadio di uscita del ballast.

2) permette che il controllo accensione/spegnimento sia programmato in funzione del livello di tensione del bus DC o del livello della linea AC.

3) elimina il pericolo potenziale di distruzione catastrofica dei MOSFET o IGBT del mezzo ponte causato dal funzionamento sotto la risonanza allo spegnimento della lampada dovuto al limitato intervallo operativo dello stadio di uscita del ballast.

4) Include un'isteresi per tenere conto di configurazioni di bus DC stabilizzato o non stabilizzato e condizioni di carico variabile {ad esempio preriscaldamento, iniezione, assenza di carico).

5) Elimina qualsiasi effetto indesiderato sulla lampada come tremolio, livello di luce smorzato, funzionamento a singhiozzo, etc ., per mezzo dell'accensione e spegnimento a livelli adeguati della tensione di bus DC che alimenta lo stadio di uscita del ballast .

4. Circuito di spegnimento di sovratemperatura. In un ballast ad uscita fissa (luce costante), dove la frequenza operativa dello stato stabile e della tensione di bus sono relativamente costanti, la temperatura ambiente all'interno del ballast può essere rilevata usando un circuito integrato. Questa tecnica di rilevamento della temperatura può quindi essere usata per proteggere il ballast da condizioni di sovratemperatura potenzialmente pericolose.

Poiché la temperatura di giunzione sulla superficie dell 'IC è direttamente correlata alla temperatura ambiente all'interno del ballast, un circuito di rilevamento termico può essere realizzato all'interno dell'iC, e questo circuito di rilevamento può essere usato per proteggere il ballast da temperature ambienti eccessive all'interno del contenitore del ballast. La temperatura esatta a cui il ballast è spento può essere facilmente programmata dal costruttore dell'IC usando una differente maschera metallica all'interno del processo di realizzazione dell'IC, così da permettere ai costruttore del ballast di collegare con cura la temperatura di protezione alla particolare costruzione ed uso per un dato progetto del ballast.

La fig. 14 illustra una forma di realizzazione preferita del circuito di misura della temperatura utilizzato nell'II di pilotaggio di ballast della presente invenzione. Il circuito di misura della temperatura è identificato come blocco overtemp 110 in fig. 3. Un diodo Zener 112 rappresenta un riferimento di tensione all'interno di questo circuito. Una sorgente di corrente 113 fornisce questo diodo con una corrente di polarizzazione costante, in modo da mantenere una tensione costante VREF all'emettitore di un transistore 114. I transistori 114 e 116 rappresentano un circuito di buffer, usato per traslare la tensione VREF all'emettitore del transistore 116. I resistor! 118 e 120 sono usato per impostare la tensione alla base del transistore 122, in modo che a temperature al di sotto della temperatura di spegnimento, il transistore 122 è spento. A causa della relazione tra la tensione di rottura del diodo Zener ed il coefficiente di temperatura di questa tensione di rottura, il coefficiente di temperatura della tensione di riferimento traslata (all'emettitore del transistore 118) è quasi zero o leggermente positiva. Ad esempio, per uno Zener a 5.15V, il coefficiente di temperatura (TC) è minore di 1 mV/°C. Per uno Zener a 7.5V, il TC è approssimativamente 4mV/°C. Di conseguenza, a causa del partitore formato dai resistor! 118 e 120, il coefficiente di temperatura della tensione sulla base del transistore 122 è anch'esso quasi zero o leggermente positivo. Comunque, ad una corrente costante (ad esempio 124 in fig. 14), la VBE del transistore 122 ha un TC negativo di approssimativamente -2mv/°C. Pertanto, il rapporto di partizione formato dai resistori 118 e 120 può essere scelto cosicché il transistore 122 si accenda ad una temperatura specifica, segnalando una condizione di sovratemperatura (OT) al nodo OT .

5 . Le persone esperte del settore riconosceranno che molte diverse strutture possono essere usate per realizzare il circuito di rilevamento temperature e spegnimento della presente invenzione.

6. Circuito per rivelare un funzionamento vicino o sotto la risonanza

In condizione di funzionamento normale, la fase della corrente dell'induttore {la corrente attraverso l'induttore 130 in fig.2), rispetto alla tensione VS del semi ponte si trova da qualche parte tra 0 e - 90 gradi. Se la fase si avvicina a 0 gradi, tuttavia, la frequenza si avvicina alla risonanza. Alla risonanza o in prossimità di essa, si può verificare sul semi ponte una commutazione di tensione non - 0, ciò che provoca un grande picco di corrente all'accensione nell'uno o nell'altro dei due interruttori del semi ponte.

E' anche possibile che lo stadio di uscita risonante della lampada funzioni sopra la frequenza di risonanza del circuito a basso Q (durante il funzionamento continuo), ma sotto la frequenza di risonanza del circuito a basso Q (prima dell'accensione). Se la lampada viene poi rimossa, la funzione di trasferimento salta dalla curva a basso Q a quella ad alto Q mentre la frequenza resta invariata e sotto la frequenza di risonanza del circuito a basso Q. Ciò ha per conseguenza una distruzione quasi immediata del semi ponte.

Un'altra condizione che può provocare un funzionamento al di sotto della risonanza si verifica quando i filamenti della lampada sono intatti ma il gas fuoriesce dalla lampada (per esempio il vetro si rompe. In questo caso, la condizione di funzionamento del carico cambierebbe istantaneamente dalla condizione smorzata (sopra la risonanza) alla condizione non smorzata (sotto la risonanza) .

Il pilota di ballast in circuito integrato della presente invenzione pertanto contiene circuiti per rivelare il funzionamento della lampada vicino o sotto la frequenza di risonanza e per arrestare il funzionamento della lampada in queste condizioni per impedire guasti catastrofici dei dispositivi di commutazione ( MOSFET o IGBT) del circuito driver di semi ponte.

La tensione ai capi del resistore di rivelazione (identificato come resistore 132 nel tipico schema di connessione della fig.2) disposto tra l'interruttore a transistore inferiore e massa oppure tra il filamento inferiore della lampada e massa, viene confrontata con una tensione di riferimento prefissata per generare un segnale d'uscita di confronto. Il segnale d'uscita di confronto è attivo al bordo di spegnimento del MOSFET o dell'IGBT inferiore 8 (nel caso di resistore di rivelazione disposto tra l'interruttore a transistore inferiore e massa) o sul bordo di spegnimento del MOSFET superiore (nel caso di resistore di rivelazione tra il filamento inferiore della lampada e massa) per generare un segnale per spegnere il circuito a semi ponte nel caso di funzionamento vicino o sotto risonanza del circuito risonante della lampada.

Con riferimento allo schema blocchi della fig. 3, il circuito di rivelazione di condizione prossima o sotto la risonanza della presente invenzione comprende i componenti che si trovano all'interno delle linee tratteggiate identificate dal numero di riferimento 134 . Il circuito di rivelazione di condizione prossima o sotto la risonanza della presente invenzione sente la corrente dell'induttore e la confronta con la soglia a bassa tensione prefissata che è abbastanza alta in una lampada in attenuazione da non interferire con il funzionamento corretto della lampada ma non così alta da indicare inutilmente una condizione di errore molto al di sopra della frequenza di risonanza.

Più particolarmente, nel circuito della presente invenzione la corrente dell'induttore viene sentita come è mostrato nel tipico circuito di connessione della fig. 2, con una resistore 132 disposto tra il terminale di source del MOSFET o dell'IGBT inferiore 8 del semi ponte del circuito driver e massa. La tensione rivelata è applicata all'ingresso CS del circuito integrato driver di ballast della presente invenzione .

Con riferimento ora allo schema blocchi della fig. 3 e, più particolarmente, al circuito 134 all'interno delle linea a tratti, l'ingresso CS che rappresenta la tensione ai capi dei resistori 132 viene confrontato con la tensione di riferimento (per esempio 0,2 V come mostrato nella fig. 3) da un comparatore 136 e l'uscita del comparatore 136 viene poi attivata sul bordo di spegnimento del segnale di gate per il MOSFET o l'IGBT inferiore 8. Nella forma di esecuzione preferita dell'invenzione mostrata nella fig. 3 questa attivazione viene eseguita usando un flip flop di tipo di D 140.

Se la tensione ai capi del resistore di rivelazione 132 scende al di sotto della soglia di tensione inferiore (0,2 V) allo spegnimento del MOSFET o dell'IGBT inferiore 8, ciò che indica che l'angolo di fase della corrente dell'induttore 130 rispetto alla tensione del semi ponte si avvicina a 0 e perciò che la frequenza di funzionamento è prossima o inferiore alla frequenza di risonanza dello stadio d'uscita, l'uscita Q del flip flop di tipo D 140 diventa bassa, ciò che porta l'uscita del latch RS 36 a livello alto, e il circuito a semi ponte viene agganciato.

La rivelazione del funzionamento vicino o sotto la risonanza viene eseguita dal circuito della presente invenzione su una base ciclo per cicli, per cui lo spegnimento si verifica quasi immediatamente. Ciò è importante per la rimozione del carico quando la funzione di trasferimento cambia in modo repentino dalla condizione al di sopra della risonanza alla condizione al di sotto della risonanza e il semi ponte dovrebbe essere spento entro il ciclo successivo al verificarsi del guasto.

6. Circuito di protezione dalla commutazione a tensione non zero.

Quando si pilota un carico risonante con un circuito di pilotaggio a mezzo ponte superiore ed inferiore, è necessario soddisfare la condizione di commutazione a tensione zero. Ciò assicura correnti e tensioni AC regolari e fornisce una continua corrente di induttore ininterrotta. Se la commutazione dovesse avvenire ad una tensione non zero mentre si pilota una lampada fluorescente con uno stadio di uscita risonante, si manifestano picchi di elevata corrente negli interruttori del mezzo ponte, che possono eccedere i massimi valori nominali di corrente degli interruttori e/o possono provocare la distruzione termica degli interruttori a causa delle conseguenti perdite di .potenza negli interruttori .

La commutazione a tensione non zero può manifestarsi a causa della rottura dei filamenti di una o di entrambe le lampade, con il risultato di un circuito aperto o di una lampada in funzionamento normale ma con una tensione di bus DC decrescente. In ogni caso, la tensione di uscita del mezzo ponte, Vs, deve commutare a zero volt prima che l'interruttore inferiore si accenda o deve commutare alla tensione di bus DC prima che l'interruttore superiore sia accenda. Se nessuna lampada è presente, non fluisce alcuna nessuna corrente di induttore per commutare la capacità da VS a massa a causa dell'interruttore e (se presente) il condensatore di snubber 80. Il circuito della presente invenzione rileva il picco di corrente risultante e spègne entrambi gli interruttori del mezzo ponte se esso supera un valore predeterminato .

Il circuito di protezione della presente invenzione rileva il picco di corrente indicativo di una condizione di commutazione a tensione non zero attraverso il resistore di rilevamento 132 disposto tra l'interruttore inferiore del mezzo ponte e massa. Il resistore di rilevamento 132 sviluppa una tensione ai suoi capi che corrisponde alla corrente che fluisce attraverso l'interruttore inferiore. Questa tensione è applicata all'ingresso CS dell'IC di pilotaggio di ballast della presente invenzione come mostrato in fig. 2.

Con riferimento ora al diagramma a blocchi della fig. 3, la tensione al piedino di ingresso CS è applicata al circuito di commutazione a tensione non zero della presente invenzione, che comprende il circuito all'interno della linea tratteggiata identificato dal numero di riferimento 150. Più specificatamente, la tensione ai capi del resistore di rilevamento (cioè la tensione al piedino di ingresso CS) è confrontata con una tensione di riferimento fissa (1.0V nella forma di realizzazione preferita dell'invenzione) per mezzo del comparatore 152. Se la tensione ai capi del resistore di rilevamento dovesse superare 1.0V nel caso di una

Claims (6)

1. condizione di commutazione a tensione non zero, il latch RS 36 è impostato dall'uscita del comparatore 152 che diventa "alta", e quindi spegne i segnali di pilotaggio di porta attraverso gli ingressi di reset del latch 36 e del flip flop di innesco 20. I MOSFETS o IGBT superiore ed inferiore 6 ed 8 sono quindi agganciati in modalità tri-state (entrambi spenti). Il circuito rimane in questa modalità disabilitata finché il circuito di rilevamento di sottotensione 40 compie un ciclo da basso ad alto a basso ancora dovuto ad un riciclo della tensione di alimentazione del circuito VCC, o l'ingresso di reset alla porta OR 160 compie un ciclo da basso ad alto a basso a causa della rimozione e del reinserimento di una lampada . Sebbene la presente invenzione sia stata descritta in relazione a sue forme di realizzazione particolari, molte altre varianti, modifiche ed altri usi saranno ovvi per una persona esperta nel settore. Si preferisce quindi che la presente invenzione sia limitata non da questa specifica descrizione, ma solo dalle rivendicazioni allegate . Rivendicazioni 1 . Circuito integrato per pilotare un primo e un secondo transistore di potenza MOS collegati in una disposizione a semi-ponte per fornire una corrente oscillante per l'alimentazione di una lampada fluorescente, caratterizzato dal fatto che comprende una circuiteria per commutare automaticamente tra almeno la seguente pluralità di modi di funzionamento in base allo stato di vari ingressi del circuito integrato, la pluralità di modi di funzionamento comprendendo: 1) un modo di bloccaggio di sottotensione 2) un modo di preriscaldamento 3) un modo di rampa di accensione 4) un modo operativo e 5) un modo di errore.
2. 2. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, comprendente inoltre una circuitazione per impedire che la tensione ai capi della lampada durante il modo di preriscaldamento superi la tensione di innesco per assicurare un avvio senza lampeggi cimenti .
3. 3. Circuito integrato secondo la rivendicazione 2 , in cui la circuiteria per impedire che la tensione ai capi della lampada durante il modo di preriscaldamento superi la tensione di innesco per assicurare un avvio senza lampeggiamenti comprende circuiti per alzare temporaneamente la frequenza della corrente oscillante fornita alla lampada durante la parte iniziale del modo di preriscaldamento.
4. 4 . Circuito integrato secondo la rivendicazione 2, in cui la circuiteria per impedire che la tensione ai capi della lampada durante il modo di preriscaldamento superi la tensione di innesco per garantire un avvio senza lampeggiamenti comprende circuiti per ritardare inizialmente l'alimentazione di corrente oscillante alla lampada durante l'inizio del modo di preriscaldamento fino a quando un condensatore di temporizzazione non sia parzialmente caricato per garantire impulsi di gate di uguale lunghezza ai transistori di potenza del semi-ponte fin dall'avvio.
5. 5. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, comprendente inoltre circuiti per rivelare il verificarsi di commutazioni a tensione non nulla e per arrestare l'alimentazione di corrente oscillante alla lampada fluorescente quando ciò si verifica.
6. 6. Circuito integrato secondo la rivendicazione 1, comprendente inoltre circuiti per rivelare il verificarsi dì un funzionamento della lampada fluorescente prossimo o sotto la risonanza e per arrestare l'alimentazione di corrente oscillante alla lampada fluorescente quando ciò si verifichi.