MXPA04012082A - Balastra electronica con precalentamiento y encendido de lamapra adaptativos. - Google Patents

Abstract

La presente invencion se refiere a una balastra electronica que incluye un microcontrolador con un programa de computadora para proveer una operacion adaptativa de pre-calentamiento y encendido de lampara. El microcontrolador gobierna una frecuencia de prueba procedente de un inversor y detecta la respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante mediante la medicion del voltaje a traves del capacitor resonante. Los voltajes medidos son comparados con uno o mas de los voltajes de referencia conforme la frecuencia es variada para seleccionar la frecuencia de inversor optima. Se utiliza un algoritmo o tabla de consulta para establecer las frecuencias de inversor para las fases de pre-calentamiento y encendido de la lampara.

Description

BALASTRA ELECTRÓNICA CON PRECALENTAMIENTO Y ENCENDIDO DE LÁMPARA ADAPTATIVOS Campo de la Invención La presenta invención se relaciona en lo general con balastras electrónicas usadas para operar lámparas de descarga de gas. Más particularmente, esta invención tiene que ver con circuitos y métodos usados para controlar el precalentamiento e ignición ("encendido") de una lámpara de descarga de gas por una balastra electrónica que tiene una salida de tanque de resonancia.

Antecedentes de la Invención Nosotros, Qinghong Yu, Christopher Radzinski, y Jonh Jay Dernovsek hemos inventado una nueva y útil "Balastra electrónica con precalentamiento y encendido de lámpara adaptativos". Una parte de la descripción de este documento de patente contiene material que esta sujeto a protección de derechos de autor. El propietario de los derechos de autor no tiene objeción alguna en la reproducción facsímilar por cualquier persona del documento de patente o de la descripción de patente, tal como aparece en los archivos de patente o registros de la oficina de patentes de los Estados Unidos de América, pero de otra forma se reservan todos los derechos de autor de cualquiera. Referencia a solicitudes relacionadas: esta solicitud es una solicitud de utilidad no provisional la cual reivindica beneficio de la solicitud de patente provisional de los Estados Unidos de América con número de serie 60/526,639 co-pendiente, presentada el 3 de Diciembre del 2003, titulada "Precalentamiento y encendido adaptativos para una balastra basada en un microcontrolador" la cual se incorpora aquí como referencia. Declaración con respecto al desarrollo o la investigación financiada federalmente: No aplica. Referencia al listado de secuencias o al programa computacional de la lista del apéndice: No aplica Las balastras electrónicas convencionales combinan por lo general una etapa de corrección de factor (PFC) de potencia con un inversor resonante de alta frecuencia para precalentar, encender y excitar una lámpara fluorescente en frecuencias diferentes. El inversor resonante en serie, cargado en paralelo y el inversor LCC (el cual tiene un valor más pequeño de condensadores conectados en serie) son ambos usados ampliamente en las balastras electrónicas. La figura 1 ilustra un circuito simplificado para estas topologías de inversor que excitan una carga de dos lámparas conectadas en serie. Ambos tipos de circuito tienen la misma topología, pero en la versión LCC el condensador de bloqueo Cs es lo suficientemente pequeño que contribuye a las propiedades resonantes en vez de ser simplemente un bloque DC. La Figura 1 también muestra el sistema de circuitos de precalentamiento del filamento. Las bobinas auxiliares L3, L4 y L5 están enrolladas en el mismo núcleo que el inductor Lr para proveer la corriente de precalentamiento a los filamentos de la lámpara. Los condensadores C3, C4 y C5 presentan una impedancia menor en la frecuencia del precalentado y una mayor impedancia en la frecuencia de operación normal para reducir la pérdida de filamentos después del encendido de la lámpara. Antes del encendido de la lámpara, el circuito de tanque resonante que comprende Lr y Cp domina el comportamiento del inversor, y un alto voltaje puede ser generado a través del Cp para encender la lámpara. Después del encendido de la lámpara, la impedancia de la lámpara es baja de forma que Lr y Cs dominan al comportamiento del circuito. Las funciones de transferencia de estos circuitos están bien estudiadas. Predicciones de gráficas del circuito de tanque resonante son graficadas en la figura 2, antes y después del encendido de la lámpara. Un circuito de control análogo convencional para una balastra electrónica usa por lo general resistores para establecer tres frecuencias inversoras diferentes para el precalentamiento de los filamentos, el encendido de la lámpara, y hacen funcionar el inversor en la frecuencia de marcha normal. En tales circuitos de control, los valores de los resistores y los condensadores también pueden ser usados para "programar" el tiempo de duración de la fase de precalentamiento. Estas tres frecuencias inversoras están graficadas en la figura 2 como puntos A, B y C. Aunque existen limitaciones para programar estas funciones usando diferentes valores de condensador y de resistor, los controladores análogos son populares debido a su bajo costo.

Otros factores operacionales surgen cuando el flujo de energía del inversor es considerado. Durante la operación de balastes normal después del encendido de la lámpara, la energía circula constantemente entre el Cp y Lr. Como se muestra en la Figura 1, el flujo de corriente en Lr (II) es la suma de la corriente de la lámpara (iLamp) y la corriente que fluye a través del condensador Cp (Icp). Debido a que el voltaje a través de las lámparas fluorescentes es determinado por la especificación de la lámpara, ICP es una función del valor de Cp y la frecuencia del inversor, la cual esta generalmente entre los 40kHz y los 65 kHz. Como un ejemplo, para una aplicación que tiene dos lámparas T5 conectadas en serie, el voltaje AC a través de Cp es de aproximadamente 250V y la corriente de la lámpara es de 440 mA. La relación de la corriente Icp a lLamp es calculada sobre el intervalo de 40kHz y 65 kHz con el valor de Cp en el intervalo de entre InF a 4 nF. La Figura 3 muestra que la relación de las amplitudes de ICp a lLamp varía de entre 0.4 a más de 0.9, con el valor Cp entre 3nF y 4nF. La Figura 3 también muestra que el IcP disminuye significativamente con valores más pequeños de Cp y a frecuencias más bajas. Para un tanque típico LCC, las corrientes II, ICp e lLamp son ilustradas como vectores en la Figura 4, en donde Vac es el vector de voltaje AC de frecuencia fundamental de la salida del inversor y a es el ángulo entre iLamp e Icp. Las pérdidas de conducción IL pueden ser calculadas con un planteamiento geométrico: R'Ii^R'Ii^Z+R'Ic^ 'lIx^'IcpIcosCa) En donde R puede ser la resistencia de ya sea el inductor o los interruptores. En un inversor resonante en serie, cargado en paralelo, debido a su mayor valor de Cs, a esta cercano a los 90 grados y el factor 2R»|L:a,„;,»Icp|cos(a) es muy pequeño. Sin embargo, el factor R#Ic puede ser alto aún con un gran valor de Cp. Para el circuito de balastes LCC, Icp aumenta a II más significativamente y con a siendo más pequeño, la pérdida de conducción es aún más grande. En la Figura 4, los vectores del voltaje a través de las lámparas, y a través de Cs, y Cp, son también mostradas en una escala diferente. Basados en la relación en fase entre el voltaje y la corriente de un condensador, En donde / es la frecuencia de marcha normal y Riamp es la resistencia de la lámpara, tanto la amplitud de Icp como a determinan las perdidas de conducción. Por otra parte, debido a que la densidad de flujo del núcleo del inductor es proporcional a II, un IL mayor aumenta las perdidas en el núcleo en adición a las perdidas de conducción. En la fase de encendido de la lámpara, la energía fluye solo dentro del tanque de resonancia y se acumula como una corriente en Lr y el voltaje a través de Cp hasta que la lámpara comienza a encenderse. De este modo, un alto valor de Cp requiere que Lr acumule más energía, lo cual significa ya sea más pérdidas o un tamaño de núcleo más grande. El voltaje máximo requerido para encender la lámpara es por lo general alto y los componentes están sujetos a la mayor tensión en esta situación. Con la carga de la lámpara removida del circuito en la Figura 1, el inversor tiene sólo un tanque LC como carga. De este modo, ^p^AC_peak ^ ~ " ^I peak1 En donde el VAc_peak e Ipeak son los valores máximos de voltaje AC a través de Cp y la corriente en Lr. Con VACjeak establecido por el fabricante de lámparas para encender la lámpara, y Lr establecido para proveer una corriente de lámpara específica en una frecuencia en modo estacionario, Ipeak se vuelve una función de Cp: Obviamente, Ipeak disminuye con un valor de Cp reducido. Para evitar la conmutación severa, el Lr no debe de saturarse en el Ipeak. Esto requiere una mayor brecha de aire con mayores perdidas periféricas, más vueltas de bobina con más perdidas de conducción, y, en algunos casos, un núcleo más grande con más perdidas de núcleo a un mayor costo. El uso un valor bajo de Cp con circuitos de control análogos tradicionales no es practico debido a la capacitancia parásita asociada con la conexión entre la balastra y el dispositivo y con el dispositivo mismo. En el campo, es muy común que el cable de salida de la balastra a conectarse a las lámparas en el dispositivo después de pasar a través de 548 cm (18 pies) o más de conducto con envoltura de metal. La capacitancia parásita del cable de salida de la balastra al conducto y a la tierra esta efectivamente en paralelo con Cp en el circuito, y es representada en la Figura 1 como Cstra . Un ejemplo es mostrado en la Figura 5 para un tanque de resonancia LCC con Lr=1.95 mH y Cs=15 nF. El valor de Cp esta seleccionado para ser bajo, 1.8 nF. Asumiendo que Cstray varíe de 0 a 200 pF, la frecuencia de respuesta del voltaje de encendido del tanque de resonancia antes del encendido de la lámpara es ilustrado en la Figura 5. Con un aumento en la capacitancia parásita o en la longitud del cable de salida de la balastra externa, la curva de respuesta de frecuencia entera cambia a una frecuencia más baja y la frecuencia resonante cambia de 85 kHz a 80.6 kHz. La Figura 6 muestra la variación en el voltaje medido de encendido máximo de la lámpara como una función de la longitud del conducto conectado al tanque de resonancia, a una frecuencia inversa constante de 93 kHz. Esta medición confirma que la capacitancia parásita puede resultar en un voltaje de encendido insuficiente. Convencionalmente, las balastes análogas para excitar lámparas compactas y T8 están arregladas para lograr el encendido en presencia de un conducto mediante la limpieza de la f ecuencia de encendido. La frecuencia es reducida establemente, y eventualmente golpea a la frecuencia resonante y enciende la lámpara. Para dispositivos de lámpara lineal con los filamentos comunes conectados en paralelo (la convención US) la restricción en el uso de esta técnica viene del requerimiento del Uderwriters Laboratory de "fugas a través de la lámpara". Esto estipula en efecto una máxima duración para la cual una corriente de tierra falsa dada puede persistir. Para las lámparas T8 esto esta dentro del rango de los 20 müisegundos, y es posible llevar a cabo una limpieza de frecuencia en este tiempo. Sin embargo, con las lámparas TH50 las cuales funcionan con corrientes mucho mayores (440 mA en lugar de 180 mA) la duración de pulso permisible es de solo alrededor de 1 milisegundo y con la tecnología actual no es posible llevar a cabo una limpieza de frecuencia en este intervalo de tiempo. Por esto es necesario seleccionar la frecuencia correcta de encendido para cada longitud de conductos conectados a esta. Para los sistemas de circuito de calentamiento del filamento más comunes como se muestra en la Figura 1, se agregan bobinas auxiliares al mismo núcleo de Lr, como L3 a L5 mostrado en la Figura 1, para proveer los voltajes para precalentar los filamentos. Con la capacitancia parásita externa agregada al tanque, la curva de respuesta de la frecuencia cambia a la izquierda, y el voltaje de precalentamiento del filamento disminuye. Como resultado, el precalentamiento del filamento no es suficiente y la duración máxima de vida se reduce. El chip de control análogo convencional usado en balastras electrónicas tiene muy poca flexibilidad y la única forma de reducir los efectos de la capacitancia parásita es el aumentar el valor de Cp. Varios planteamientos han sido usados en la técnica anterior para tratar los problemas de mantener un precalentado de lámpara y condiciones de encendido óptimas en balastras electrónicas basadas en un microcontrolador. En un planteamiento, un condensador resonante grande puede ser seleccionado de forma que las alteraciones de la capacitancia parásita asociada con el cable de salida sea pequeña comparada a la capacitancia resonante total. En otro planteamiento, para balastras de inicio instantáneo, durante el encendido, el inductor resonante se satura. Después de la saturación, el valor de inductancia es muy pequeño. El pico resonante de esta forma se mueve a una frecuencia muy alta, mucho más alta que la frecuencia de encendido. Debido a que la frecuencia de encendido esta tan lejos del máximo de resonancia, el voltaje en el condensador de resonancia ya no es sensible a la variación de los parámetros del condensador de resonancia. Esto permite que la balastra inicie a la lámpara con diferentes longitudes de cables de salida con esencialmente el mismo voltaje. Existen varias desventajas obvias a esta solución. Cuando dicha balastra está en la fase de encendido de la lámpara, esta operando profundamente en un modo capacitivo con tensiones de alta corriente y alto voltaje en los transistores del inversor. Puede haber más de 100 ciclos de conmutación severa cuando ninguna lámpara esta conectada, lo cual es dañino a la balastra. En los casos en donde el inductor de resonancia no se satura, como es visto en la mayoría de las balastras de inicio programado, con un valor más alto de condensadores de resonancia y un voltaje de encendido de lámpara más bajo, no es difícil encender la lámpara. Sin embargo, una capacitancia de resonancia más alta establece una frecuencia de precalentamiento que no puede ser mucho mayor que la frecuencia de operación normal. Como resultado, el condensador de filamento no provee mucha atenuación a la corriente del filamento en la frecuencia de operación normal cuando bajo condiciones cuando el precalentamiento de los filamentos es suficiente. Las perdidas en los filamentos son relativamente altas.

En cualquiera de las balastos ya sea de inicio instantáneo o de inicio programado, un alto valor del condensador de resonancia resulta en una alta corriente de circulación en estado estacionario, lo cual significa mayores perdidas de conducción en los transistores y el inductor. Lo que se necesita, entonces, es una balastra electrónica que tenga un circuito de control que pueda percibir el medio ambiente de operación de la balastra y adaptar la frecuencia de encendido del inversor para proveer un precalentamiento y un encendido óptimo de la lámpara conectada a las balastos.

Compendio de la invención Para mejorar la capacidad de las balastos electrónicas para proveer frecuencias inversoras óptimas durante el precalentado de la lámpara y el encendido, un objetivo de la presente invención es detectar la respuesta de frecuencias no cargadas del tanque resonante inversor durante o antes del precalentado y/o encendido de la lámpara. Esta información es usada por un microcontrolador que opera a la balastra para adaptar la frecuencia del inversor durante las fases del precalentado y encendido de la lámpara. El microcontrolador puede seleccionar a la frecuencia óptima para encender la lámpara con una tensión mínima en los componentes, y hace posible el uso de un valor mínimo de condensadores de resonancia paralelos. De este modo, en una modalidad preferida de la presente invención una balasto electrónica para operar una lámpara de descarga de gas incluye un circuito inversor que es operable en una o más frecuencias inversoras. El circuito inversor esta unido eléctricamente al circuito de salida resonante. Un circuito de control inversor es conectado operativamente al circuito inversor con el circuito de control que incluye un programa de frecuencia inversora operativa para variar la frecuencia inversora. El circuito de control del inversor además incluye un programa de respuesta de frecuencia que mide la respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante. El programa de frecuencia de inversor es capaz de responder al programa de respuesta de frecuencia a fin de modificar la frecuencia del inversor de acuerdo con la medición de la respuesta de frecuencia del circuito resonante. Preferiblemente, el circuito de control usa las mediciones de la frecuencia de respuesta del tanque de resonancia para ajustar la frecuencia inversora para proveer un precalentamiento óptimo y el encendido de la lámpara. Durante la operación normal, la eficiencia de la balastra es mejorada debido a la corriente de circulación menor y al menor tamaño del inductor de resonancia. Esto permite que la balastra se caliente consistentemente y encienda a la lámpara con una frecuencia óptima, tomando en consideración variaciones en los valores del inductor de resonancia, el condensador de resonancia y en particular, la reactancia parásita introducida por un largo conducto externo conectado a la balastra en la lámpara. De este modo, el condensador de resonancia y el núcleo magnético del inductor de resonancia pueden ser diseñados de forma que sean más pequeños. Un condensador de resonancia más pequeño resulta en una corriente de circulación más baja y perdidas menores de los inductores transistores inversores. Esto, a su vez, permite que la frecuencia de precalentado sea más alta, de forma que el condensador del filamento sea más pequeño. Consecuentemente, las pérdidas de estado estacionario en el filamento de la lámpara se reducen, y la limitación de corriente de pin de la lámpara es más fácil de satisfacer. La balastra es menos cara, funciona más fría, rinde mejor, y es más fácil de diseñar, para balastras de atenuación de luz, de inicio programado o inicio instantáneo.

Breve Descripción de los Dibujos La Figura 1 es un diagrama esquemático de una etapa inversora de una balastra electrónica convencional que tiene topología resonante en serie (o LCC), cargado en paralelo, excitando un par de lámparas conectadas en serie. La Figura 2 es una representación gráfica (plano de Bode) del voltaje de salida como una función de la frecuencia inversora del inversor de la figura 1, tanto antes como después del encendido de la lámpara. La Figura 3 es una representación gráfica de la corriente de circulación del inversor como una función de frecuencia del inversor para diferentes valores del condensador Cp del tanque de resonancia. La Figura 4 es una representación de vectores de la lámpara y las corrientes inversoras y voltajes para el inversor de la Figura 1.

La Figura 5 es una representación gráfica de la respuesta de frecuencia del tanque de resonancia del inversor de la Figura 1, para diferentes valores de capacitancia parásita (Cstray). La Figura 6 es una representación gráfica de un voltaje de encendido de lámpara como una función de la longitud del conducto externo conectado entre la salida de la balastra y el dispositivo de lámpara. La Figura 7 es un oscilógrafo que muestra el voltaje a través del condensador de resonancia, Vcp (CH1) y la señal en el pin de conversión A7D del microcontrolador (CH4) como una función de tiempo durante los pasos de adaptación llevados a cabo al principio de la fase de precalentamiento. Las Figuras 8(a) y 8(b) conjuntamente representan un diagrama esquemático de una balastra electrónica basada en un microcontrolador de acuerdo con la presente invención. La Figura 9 es un diagrama de flujo que ilustra la secuencia de pasos llevados a cabo por el hardware y el software del microcontrolador durante un inicio programado de acuerdo con una modalidad de la presente invención.

Descripción Detallada de la Invención El microcontrolador ha sido usado en la técnica anterior para controlar ciertas funciones en una balastra electrónica, tales como la detección de lámpara, re-lampareado, y encendido múltiple. Sin embargo el uso de microcontroladores de la técnica anterior no ha resultado en la mejora del rendimiento del inversor durante las fases de precalentamiento y encendido de la lámpara. En balastras electrónicas basadas en un microcontrolador convencional, el microcontrolador genera la señal de frecuencia para las balastras. Por ejemplo, en la balastra de la Figura 1, la frecuencia de las señales de compuerta (SI y S2) FET es controlada por el microcontrolador (no mostrado). En la presente invención como se muestra en la figura 8, el microcontrolador Ul también muestrea el voltaje de la lámpara, el cual es proporcional al voltaje a través del condensador de resonancia Cp. Este muestreo es hecho usando un circuito de filtro análogo sencillo que comprende resistores y condensadores, como se muestra en la figura 8(b). La salida del circuito filtro es acoplada a un pin de entrada análogo en un microcontrolador Ul. Un convertidor A/D integral al microcontrolador Ul convierte la señal análoga a una señal digital que representa el voltaje a través del condensador resonante Cp. Esta señal digital se compara con una o más señales de referencia almacenadas en el microcontrolador Ul. De este modo, el microcontrolador Ul es usado como un analizador de una red análoga para detectar la frecuencia de respuesta del tanque de resonancia mediante la excitación del tanque de resonancia con el inversor en frecuencias diferentes y detectar el voltaje a través del condensador de resonancia. Para determinar la variación en los parámetros del tanque resonante, la medición de la respuesta de frecuencia en uno o más puntos de la frecuencia es suficiente. Estas frecuencias de medición pueden estar en la frecuencia de precalentamiento nominal o ser más altas. La medición toma menos de 10 ms usando un microcontrolador de bajo costo convencional y un filtro análogo sencillo que comprende de una red de resistores y condensadores. El muestreo es llevado a cabo al inicio de la fase de precalentamiento para las balastes de inicio programadas. Las balastes de inicio instantáneo controladas por un microcontrolador por lo general inician el encendido con una duración breve tentativa de impulso de voltaje. Después de un corto período el microprocesador revisa si la corriente ha pasado a través de las lámparas. Si lo ha hecho el encendido continúa. Si no lo hace el intento es abortado ya que debe haber alguna condición de falla. Para las balastes de inicio instantáneo, el muestreo puede ser llevado a cabo antes del autoencendido de la lámpara. En una modalidad de la invención como se muestra en la Figura 9, dos etapas adaptables son puestas en práctica con el microcontrolador, usando mediciones de frecuencia de respuesta de puntos múltiples. El circuito de control inversor, preferiblemente un microcontrolador de bajo costo, que incluye un programa de respuesta de frecuencia que mide la respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante y un programa de control de frecuencia que controla la frecuencia del inversor. La primer etapa adaptativa (etapa del tanque de autoencendido) comienza temprano en la fase de precalentamiento cuando, de acuerdo con instrucciones en el programa de respuesta de frecuencia, se establece un índice de frecuencia en 0. El inversor de la balaste es entonces iniciado en una frecuencia de precalentamiento inicial. Después de un retraso programado, el voltaje a través del condensador de resonancia es detectado y comparado con un valor de referencia almacenado en la memoria del microcontrolador. Cuando el voltaje medido esta debajo del valor de referencia, la frecuencia de precalentamiento del inversor es disminuida de acuerdo con una tabla de ajuste de pasos de la f ecuencia establecida. La medición es repetida y la comparación continua hasta que el voltaje medido no es menor que el valor de referencia o hasta que el número de pasos de comparación excede al valor máximo establecido. La frecuencia de precalentamiento es ajustada en esta etapa para asegurar que el voltaje de precalentamiento a través del filamento de la lámpara sea esencialmente constante sin importar la longitud del cable externo conectado entre la balastra y el dispositivo de la lámpara. Una tabla de búsqueda o un algoritmo de software pueden ser usados para determinar la frecuencia de precalentamiento. Como se muestra en la Figura 9, la segunda etapa adaptable comienza en el extremo de la fase de precalentamiento, antes del encendido de la lámpara. El voltaje a través de la carga es detectado otra vez y comparado con un segundo umbral o un valor de referencia. Este paso es llevado a cabo para ajustar la frecuencia de ignición y el encendido con mayor precisión después de que el filamento es calentado, debido a que el valor Q del circuito de tanque puede cambiar debido a los filamentos calentados. En una modalidad de la invención, una balastra electrónica de inicio programado es controlada por un microcontrolador. El voltaje de encendido está establecido en 2 kV. Un punto de comparación e igualación de frecuencia múltiple es usado para buscar la frecuencia óptima para tanto el precalentamiento como el encendido de la lámpara. En el comienzo de la fase de precalentamiento y por la disminución de una frecuencia más alta, este algoritmo compara el voltaje a través de Cp con valores establecidos acumulados hasta que los valores medidos y almacenados coincidan. Esto asegura que el filamento de la lámpara este siempre precalentado con casi una energía constante para maximizar la vida de la lámpara. Al final de la fase de precalentamiento, la frecuencia de respuesta del tanque es revisada otra vez para adaptar el cambio potencial del valor Q debido al cambio de resistencia en los filamentos. En este punto, la frecuencia óptima de encendido de la lámpara es cargada por el software para encender a la lámpara. Con diferentes longitudes de conducto y los mismos parámetros del tanque de resonancia, los voltajes de encendido fueron almacenados y comparados como se muestra en la figura 6. Los resultados demuestran que el voltaje de encendido es esencialmente independiente de la longitud del conducto externo. Con 640 cm (21 pies) de conducto entre la balastra y las lámparas, las formas de onda de la fase temprana de precalentamiento son mostradas en la Figura 7 con el canal 1 midiendo Vcp y el canal 4 midiendo la señal del pin de conversión AÍD para Vcp. Después de un retraso inicial para evitar transitorios de inicio, la frecuencia del inversor cambió siete pasos hacia abajo para buscar la frecuencia óptima para el precalentamiento del filamento. Con cada paso, existe una corriente elevada en la pista del canal 4 representando el transitorio de cambio de frecuencia. Al final de esta secuencia, la frecuencia de respuesta del tanque fue determinada y tanto la frecuencia de precalentamiento como la de encendido fueron determinadas y cargadas. Las pruebas muestran que las balastras pueden encender a las lámparas con un conducto tan largo como 914 cm (30 pies), usando un pequeño Cp. La presente invención compensa la influencia de capacitancia parásita y cualquier cambio en el valor Q del tanque de resonancia causado por una elevación de temperatura de los filamentos o el brillo de la lámpara. De esta forma, el condensador de resonancia puede seleccionarse para que sea de un valor mínimo. La capacitancia parásita altera la frecuencia de respuesta del tanque, pero la balastra puede adaptarse para cambiarse y ajustarse a la frecuencia de acuerdo con esta. Las pérdidas, el calor y el costo de la balastra puede entonces ser reducidos con el rendimiento mejorado. La flexibilidad para usar un Cp más pequeño hace posible elegir la proporción de frecuencia de precalentamiento a la frecuencia de funcionamiento normal para que sea más alta que en un diseño convencional. Las relaciones de la impedancia en la frecuencia de precalentamiento y en la frecuencia de funcionamiento normal de los condensadores de filamento C3, C4 y C5 en la figura 1 pueden ser mayores. De este modo, las pérdidas de filamentos en un estado de funcionamiento normal pueden ser reducidas. De este modo, aunque han sido descritas las modalidades particulares de la presente invención de una nueva y útil balastra electrónica con encendido y precalentamiento de lámpara adaptable, no se pretende que tales referencias sean interpretadas como limitaciones dentro del alcance de la presente invención excepto a como se establece en las reivindicaciones siguientes.

Claims (9)

1. Reivindicaciones 1. Una balastra electrónica para operar una lámpara de descarga de gas, la balastra comprende: un circuito inversor, el circuito inversor operable en una o más frecuencias inversoras; un circuito de salida resonante acoplado eléctricamente al circuito inversor; un circuito de control inversor conectado operativamente al circuito inversor, el circuito de control operativo para variar la frecuencia del inversor; el circuito de control inversor además operativo para medir una frecuencia de respuesta de un circuito de salida resonante; y en donde el circuito de control inversor es capaz de responder a la frecuencia de respuesta medida del circuito de salida resonante para seleccionar una frecuencia de precalentamiento de la lámpara y una frecuencia de encendido de la lámpara para el inversor.
2. 2. La balastra electrónica de la reivindicación 1, en donde la frecuencia del inversor durante una fase de precalentamiento de la lámpara es ajustada en respuesta a la medición de la respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante.
3. 3. La balastra electrónica de la reivindicación 2, en donde la frecuencia inversora durante una fase de encendido de la lámpara es elegida en respuesta a la medición de la respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante.
4. 4. La balastra electrónica de la reivindicación 3, en donde el programa de respuesta de frecuencia mide la respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante antes y después del precalentamiento de los filamentos.
5. 5. La balastra electrónica de la reivindicación 1 en donde el circuito de control inversor comprende un microcontrolador.
6. 6. Un método de controlar una balastra electrónica conectada a una lámpara de descarga de gas, la balastra electrónica incluye un inversor que tiene una frecuencia inversora ajustable, un circuito de control operable para ajustar la frecuencia inversora, y un circuito de salida resonante conectado eléctricamente entre el inversor y la lámpara, el método comprende los pasos de: a. usar el inversor y el circuito de control para medir una respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante; y b. usar la respuesta de frecuencia medida del circuito de salida resonante para causar que el circuito de control ajuste la frecuencia inversora.
7. 7. El método de la reivindicación 6 que además comprende los pasos de: a. usar la respuesta de frecuencia medida del circuito de salida resonante para causar que el circuito de control ajuste la frecuencia inversora durante la fase de encendido de la lámpara; y b. usar la respuesta de frecuencia medida del circuito de salida de resonancia para causar que el circuito de control ajuste la frecuencia inversora durante una fase de encendido de la lámpara.
8. 8. El método de la reivindicación 7 en donde el paso de medición de la respuesta de frecuencia del circuito de salida resonante comprende excitar al circuito de salida resonante con el inversor en frecuencias inversoras diferentes y detectar un voltaje a través de un componente en el circuito de salida resonante en cada una de las diferentes frecuencias inversoras.
9. 9. Un método para encender una lámpara de descarga de gas que usa una balastra electrónica que tiene un inversor operando en una o más frecuencias inversoras y un circuito de salida de resonancia, el método comprende los pasos de: a. iniciar una fase de precalentamiento de lámpara mediante el encendido del inversor en una primera frecuencia de precalentamiento de la lámpara; b. medir la respuesta de frecuencia del circuito de salida de resonancia mediante la comparación de un voltaje del tanque en el circuito de salida de resonancia a un primer umbral de voltaje; c. disminuir la frecuencia de precalentamiento hasta que el voltaje del tanque exceda al primer umbral de voltaje; d. completar la fase de precalentamiento de la lámpara; e. comparar el voltaje del tanque a un segundo umbral de voltaje f. ajusfar la frecuencia inversora hasta que el voltaje del tanque sea mayor al segundo umbral de voltaje, y g encendido de la lámpara