CN1192474C - 供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表 - Google Patents

供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表 Download PDF

Info

Publication number
CN1192474C
CN1192474C CNB99802578XA CN99802578A CN1192474C CN 1192474 C CN1192474 C CN 1192474C CN B99802578X A CNB99802578X A CN B99802578XA CN 99802578 A CN99802578 A CN 99802578A CN 1192474 C CN1192474 C CN 1192474C
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
terminal
switching device
supply installation
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CNB99802578XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN1289476A (zh
Inventor
藤泽照彦
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Seiko Epson Corp
Original Assignee
Seiko Epson Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Epson Corp filed Critical Seiko Epson Corp
Publication of CN1289476A publication Critical patent/CN1289476A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1192474C publication Critical patent/CN1192474C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04G—ELECTRONIC TIME-PIECES
    • G04G19/00—Electric power supply circuits specially adapted for use in electronic time-pieces
    • G04G19/02—Conversion or regulation of current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H02M7/2195—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration the switches being synchronously commutated at the same frequency of the AC input voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Electric Clocks (AREA)

Abstract

在对发电机产生的交流电流进行整流后供给作为蓄电装置的电容器的整流电路中，根据构成该整流电路的多个晶体管的两端的电压，对应于各个晶体管的比较器进行导通/截止控制时，供给由多个电平位移器把偏置电压对各比较器进行电平位移了的电压。这里，考虑了各比较器的响应延迟时间来设定偏置电压，因此，按照与发电机的输出端子的电压的关系应截止的期间各晶体管一定截止。结果，就能够防止电流从电容器反向流动，另外，还能够消除使各晶体管截止的定时延迟。

Description

供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表
技术领域
本发明涉及高效率地把所发电的交流电进行整流后作为电力供给的供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表。
背景技术
在手表装置那样的小型携带式电子机器中，如果内装有发电机，什么时候都能够动作，而且，能够无须进行烦人的换电池的作业。这里，如果由发电机所发的电是交流电的话，一般都要使用二极管桥式电路作为整流电路。但是，因为在二极管桥式电路中会发生两个二极管的压降的损失，所以，不适宜于小型携带式电子机器中使用的发电机即发出小幅度交流电压的发电机。
因此，提出了一种使用四个使电流单向流动的单向性单元来代替四个二极管的方案(日本公开专利JP9-131064)。
这里，单向性单元具有两个端子，当一方端子的电压高于另一方端子的电压时，电流从一方端子向另一方端子流动；当一方端子的电压低于另一方端子的电压时，就没有电流流动。
这种情况下，各单向性单元由比较器和P沟道或N沟道场效应晶体管构成。
而且，经整流电路整流过的电流对电容器等蓄电装置充电，然后从该蓄电装置对负载供电。在这样的构成中，发电机的输出端之间产生的交流电被全波整流，但是因为使用有源元件，没有全波整流时的电压降，所以即使在发电机100发出小幅度的交流电压的情况下，被充电的电源(电容器)或整流过的电流也能够直接驱动负载运转。
可是，虽然各单向性单元是基于两端电压使电流单向流动的器件，但是用来比较端电压的比较器会产生从两端电压的大小关系翻转到把该结果反映于输出信号为止的响应延迟时间。
如果设Cg为输出晶体管的门电容量、Iop为比较器的动作电流，一般来说，用MOS晶体管构成的比较器的响应延迟时间正比于「Cg/Iop」。也就是说，响应延迟时间与消耗电流大体成反比关系。在用来自内装发电机的电力驱动的电子表中，发电机的大小受限于电子表的空间，而得不到大的电力，所以，为确保电能的收支平衡，应力图使电路的耗电低。
因此，即使在构成上述单向性单元的比较器中，也必须力图低耗电，把动作电流抑制到最小限度，这就会使比较器的响应延迟时间变得特别大。
所以，在本来应断开的期间内，整流用的晶体管却导通了，从而使电流反向流动。
由于这种电流的反向流动而使突变的电流从电容器流出来时，就会损坏电容器。
另外，由于电流的反向流动使脉冲状的噪声加到电源电压上，所以，电源电压的供电还可能使动作负载误动作。
而且，如果比较器的响应延迟时间长，就要针对发电机的电动势的相位控制单向性单元，对电容器充电的定时相对发电机的电动势的定时就晚。
结果，因为只有在发电机的电动势的幅度高于高电位侧电压与低电位侧电压间的电位差期间才能够对电容器充电，所以，可充电的期间短，整流效率低。
对于此，如果使构成单向性单元的比较器的动作电流增大，虽然响应延迟时间短，但是比较器本身要耗电，供电装置的效率也低。
因此，本发明的第一个目的是提供一种防止伴随单向性单元的延迟时间而生的电流的反向流动的供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表。
本发明的第二个目的是提供一种能够对所发的交流电动势高效率地整流后作为电力提供的供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表。
发明的公开
本发明的第1方案是对交流电压进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置，具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置、根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置和使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子的单向性单元，其特征在于：
在所述第一电源线和所述第二电源线之间设置有蓄存电力的蓄电装置；
所述单向性单元根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
本发明的第2方案的特征在于：在第1方案的供电装置中，在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述单向性单元使所述开关装置断开。
本发明的第3方案是一种对交流电压进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置，具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置、根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置和使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子的单向性单元，其特征在于：
在所述第一电源线和所述第二电源线之间设置有蓄存电力的蓄电装置；
第一所述单向性单元的一方端子被连接到供给所述交流电流的第一输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；
第二所述单向性单元的一方端子被连接到供给所述交流电流的第二输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；
第三所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述第一输入端；
第四所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述第二输入端；
所述第一至第四单向性单元之中的至少两个单向性单元根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
本发明的第4方案的特征在于：在第3方案的供电装置中，在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述第一至第四单向性单元之中的至少两个单向性单元使对应的所述开关装置断开。
本发明的第5方案是一种供电装置，具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置、根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置和使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子的多个单向性单元、一端连接到供给交流电流的第一输入端的第一蓄电装置、一端连接到供给所述交流的第二输入端的第二蓄电装置；其特征在于：
第一所述单向性单元的一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到供给所述交流电压的第一输入端；
第二所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端；
所述第一和第二单向性单元根据响应延迟时间预先启动使对应的开关装置断开的动作。
本发明的第6方案的特征在于：在第5方案的供电装置中，在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述第一和第二单向性单元使所述开关装置断开。
本发明的第7方案的特征在于：在第1方案的供电装置中，对供给所述两个端子的交流电压进行全波整流后把电力供给所述第一和第二电源线，同时设置有：
连接在第一输入端和所述第一电源线之间的第一开关装置、
连接在第二输入端和所述第一电源线之间的第二开关装置、
连接在第一输入端和所述第二电源线之间的仅流过单向电流的第一装置、
连接在第二输入端和所述第二电源线之间的仅流过单向电流的第二装置、
比较所述第一输入端的电压和所述第一电源线的电压的第一比较装置、
比较所述第二输入端的电压和所述第一电源线的电压的第二比较装置、
根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第一开关装置接通的情况下，根据所述第二输入端的电压强制地断开所述第一开关装置的第一控制装置、和
根据所述第二比较装置的比较结果控制所述所述第二开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第二开关装置接通的情况下，根据所述第二输入端的电压强制地断开所述第二开关装置的第二控制装置。
本发明的第8方案的特征在于：在第1方案的供电装置中，设置有并连在所述开关装置上的二极管。
本发明的第9方案的特征在于：在第1方案的供电装置中，所述开关装置由场效应晶体管构成。
本发明的第10方案的特征在于：在第8方案的供电装置中，所述开关装置是场效应晶体管，所述二极管是所述场效应晶体管的寄生二极管。
本发明的第11方案的特征在于：在第1方案的供电装置中，所述单向性单元被集成在半导体基片上。
本发明的第12方案的特征在于：在第7方案的供电装置中，所述第一控制装置设置有：
检测出所述第二输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第一检测装置、
根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第一开关装置接通的情况下，根据所述第一检测装置的检测结果强制地断开所述第一开关装置的第一控制装置；
所述第二控制装置设置有：
检测出所述第一输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第二检测装置、
根据所述第二比较装置的比较结果控制所述第二开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第二开关装置接通的情况下，根据所述检测装置的检测结果强制地断开所述第二开关装置的第二控制装置。
本发明的第13方案的特征在于：在第7方案的供电装置中，所述第一装置是根据所述第一输入端的电压控制通/断的第三开关装置；所述第二装置是根据所述第二输入端的电压控制通/断的第四开关装置。
本发明的第14方案的特征在于：在第7方案的供电装置中，设置有检测出所述第二输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第一检测装置和检测出所述第一输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第二检测装置；在所述第一检测装置和所述第二检测置中进行了检测的情况下，把电源供给所述第一比较装置和所述第二比较装置。
本发明的第15方案的特征在于：在第3方案的供电装置中，设置有并联在所述第一开关装置上的第一二极管、并联在所述第二开关装置上的第二二极管、并联在所述第三开关装置上的第三二极管、并联在所述第四开关装置上的第四二极管。
本发明的第16方案的特征在于：在第3方案的供电装置中，所述第一至第四开关装置分别是场效应晶体管。
本发明的第17方案的特征在于：在第15方案的供电装置中，所述第一至第四开关装置分别是场效应晶体管，所述第一和第二二极管是所述第一和第二的各场效应晶体管的寄生二极管。
本发明的第18方案是对供给两个端子的交流电压进行全波整流后把电力供给所述第一和第二电源线的供电装置；其特征在于：在第3方案的供电装置中，设置有：
比较所述第一输入端的电压和所述第一电源线的电压的第一比较装置、
比较所述第二输入端的电压和所述第一电源线的电压的第二比较装置、
比较所述第一输入端的电压和所述第二电源线的电压，同时比所述第二比较装置的响应延迟时间短的第三比较装置、
比较所述第二输入端的电压和所述第二电源线的电压，同时比所述第一比较装置的响应延迟时间短的第四比较装置、
连接在所述第一输入端和所述第一电源线间的第一开关装置、
连接在所述第二输入端和所述第一电源线间的第二开关装置、
连接在所述第一输入端和所述第二电源线间，并根据所述第三比较装置的比较结果控制通/断的第三开关装置、
连接在所述第二输入端和所述第二电源线间，并根据所述第四比较装置的比较结果控制通/断的第四开关装置、
根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第一开关装置接通的情况下，如果所述第四比较装置的比较结果表示所述第四开关装置断开，便强制所述第一开关装置断开的第一控制装置、和
根据所述第二比较装置的比较结果控制所述第二开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第二开关装置接通的情况下，如果所述第三比较装置的比较结果表示所述第三开关装置断开，便强行使所述第二开关装置断开的第二控制装置。
本发明的第19方案的特征在于：在第18方案的供电装置中，设置有比较所述第二输入端的电压和所述第二电源线的电压的第一检测装置和比较所述第一输入端的电压和所述第一电源线的电压的第二检测装置；
在所述第一检测装置或所述第二检测装置中进行了发电检测的情况下，把电源供给所述第一～第四比较装置。
本发明的第20方案的特征在于：在第3方案的供电装置中，所述第一～第四开关装置被集成在半导体基片上。
本发明的第21方案的特征在于：在第3方案的供电装置中，设置有并联在所述第一开关装置上的第一二极管和并联在所述第二开关装置上的第二二极管。
本发明的第22方案的特征在于：在第5方案的供电装置中，所述第一和第二开关装置分别是场效应晶体管。
本发明的第23方案的特征在于：在第21方案的供电装置中，所述第一和第二开关装置分别是场效应晶体管，所述第一和第二二极管是各场效应晶体管的寄生二极管。
本发明的第24方案的特征在于：在第5方案的供电装置中，所述第一和第二开关装置以及所述第一和第二控制装置被集成在半导体基片上。
本发明的第25方案的特征在于：在第1，第3或第5方案的供电装置中，设置有供给所述交流电压的交流发电装置。
本发明的第26方案是一种对交流电流进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置的控制方法，所述供电装置具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置、根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置、使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子的多个单向性单元和设置在所述第一电源线和所述第二电源线之间蓄存电力的蓄电装置；其特征在于：
根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
本发明的第27方案是一种对交流电流进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置的控制方法，所述供电装置具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置、根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置、使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子的多个单向性单元和设置在所述第一电源线和所述第二电源线之间蓄存电力的蓄电装置；第一所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；第二所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；第三所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述第二输入端；第四所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述第二输入端；其特征在于：
所述第一至第四单向性单元之中的至少2个单向性单元根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
本发明的第28方案是一种供电装置的控制方法，所述供电装置具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置、根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置和使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子的多个单向性单元、一端连接到供给交流电流的第一输入端的第一蓄电装置、一端连接到供给所述交流的第二输入端的第二蓄电装置；第一所述单向性单元的一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到供给所述交流电压的第一输入端；第二所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端；其特征在于：
根据响应延迟时间预先启动使所述第一和第二单向性单元中对应的开关装置断开的动作。
本发明的第29方案是一种携带式电子机器，其特征在于设置有权利要求1、3或5中的任一项的供电装置和根据由所述供电装置供给的电力执行预定的处理的处理单元。
本发明的第30方案的特征在于：在第29方案的携带式电子机器中，所述处理单元的至少一部分被集成在半导体基片上。
本发明的第31方案是一种电子表，其特征在于设置有权利要求1、3或5中的任一项的供电装置和根据由所述供电装置供给的电力进行计时动作的计时单元。
本发明的第32方案的特征在于：在第31方案的供电装置中，所述计时单元的至少一部分被集成在半导体基片上。
附图简要说明
图1是表示按照本发明的第一实施例的供电装置的构成的电路图。
图2是第一实施例的供电装置的半导体基片上的配置图。
图3是同一实施例中的比较器COM1和COM2的一例的电路图。
图4是与在差动对晶体管中按同一尺寸、同一晶体管并联来实现使晶体管尺寸各异的等效的电路的电路图。
图5是同一实施例中的比较器COM3和COM4的一例的电路图。
图6是在同一实施例的供电装置中偏置电压低于晶体管的管压降的情况下的时序图。
图7是在同一实施例的供电装置中偏置电压高于晶体管的管压降的情况下的时序图。
图8是表示按照本发明的第二实施例的供电装置的构成的电路图。
图9是在同一实施例的供电装置中偏置电压低于晶体管的管压降的情况下的时序图。
图10是表示按照本发明的第三实施例的供电装置的构成的电路图。
图11是表示按照本发明的第四实施例的电子表的概略构成图。
图12是同一实施例的电子表的电气构成方框图。
图13是有关变形例的单向性单元的构成方框图。
图14是有关变形例的单向性单元的动作时序图。
图15是表示第一～四实施例的适用技术领域中的供电装置的构成的电路图。
图16是说明图15的供电装置中伴随比较器的延迟时间的电流的反向流动的时序图。
图17是表示按照本发明的第五实施例的供电装置的构成的电路图。
图18是表示本发明的第五实施例的发电电压检测电路的一例的电路图。
图19是说明第五实施例的供电装置的动作的时序图。
图20是说明第五实施例的供电装置的动作的处理流程图。
图21是表示按照本发明的第六实施例的供电装置的构成的电路图。
图22是说明第六实施例的供电装置的动作的时序图。
图23是说明第六实施例的供电装置的动作的处理流程图。
图24是表示按照本发明的第七实施例的电子表的概略构成图。
图25是表示关于第一变形例的供电装置的构成的电路图。
图26是表示关于第二变形例的供电装置的构成的电路图。
图27是表示关于第四变形例的供电装置的构成的电路图。
图28是表示第五～七实施例的适用技术领域中的供电装置的构成的电路图。
图29是表示图28的供电装置的动作的时序图。
以下参照附图来说明实施本发明的最佳实施例。
[1]第一实施例
[1.1]第一实施例(～第四实施例)的适用技术领域
这里，为帮助理解以下说明的第一实施例(～第四实施例)，参照附图来说明第一实施例(～第四实施例)的适用技术领域。
图15中表示第一实施例的适用技术领域的采用整流电路的供电装置的构成，该整流电路使用4个电流单向流动的单向性单元来代替4个二极管。
如图15所示，发电机100的一方端子AG1和另一方端子AG2分别经单向性单元U1和单向性单元U2连接到电源的高电位侧电压Vdd；一方端子AG1和另一方端子AG2还分别经单向性单元U3和单向性单元U4连接到电源的低电位侧电压Vss。
单向性单元U1由比较器COM1和P沟道场效应晶体管P1构成，单向性单元U2由比较器COM2和P沟道场效应晶体管P2构成；单向性单元U3由比较器COM3和N沟道场效应晶体管N3构成，单向性单元U4由比较器COM4和N沟道场效应晶体管N4构成。
电容器140由整流过的电流充电，负载150把它作为电源，在相应的电子机器中执行各种处理。在这样的构成中，一旦端子AG1的电压因发电而上升到高电位侧电压Vdd，比较器COM1的输出电压就成为高电平，晶体管P1导通；一旦端子AG2的电压因发电而下降到低电位侧电压Vss，比较器COM4的输出电压就成为高电平，晶体管N4导通。这样，电流就沿端子AG1→晶体管P1→电容器140→晶体管N4→端子AG2形成的闭环流动。结果，电容器140被充电。
另一方面，一旦端子AG1的电压电平下降到低电位侧电压Vss，端子AG2的电压电平上升到高电位侧电压Vdd，晶体管P2和晶体管N3就导通。这样，电流就沿端子AG2→晶体管P2→电容器140→晶体管N3→端子AG1形成的闭环流动。结果，电容器140被充电。
因此，端子AG1、AG2之间产生的交流电被全波整流，但是，由于没有全波整流时的电压降，所以，即使在发电机100发出小幅度的交流电压的情况下，被充电的电容器140或整流过的电流也能够直接驱动负载150运转。
可是，虽然各单向性单元U1～U4是基于两端电压使电流单向流动的器件，但是用来比较端电压的比较器COM1～COM4会产生从两端电压的大小关系翻转到把该其结果反映到输出信号为止的响应延迟时间。
如果设Cg为输出晶体管的门电容量、Iop为比较器的动作电流，一般来说，用MOS晶体管构成的比较器的响应延迟时间正比于「Cg/Iop」。也就是说，响应延迟时间与消耗电流大体成反比关系。在用来自内装发电机的电力驱动的电子表中，发电机的大小受限于电子表的空间，而得不到大的电力，所以，为确保电能的收支平衡，应力图使电路的耗电低。即使在构成上述单向性单元的比较器COM1～COM4中，也必须力图低耗电，把动作电流Iop抑制到最小限度，这就会使比较器COM1～COM4的响应延迟时间变得特别大。
所以，在本来应断开的期间内，整流用的晶体管却导通了，从而使电流反向流动。图16是说明伴随比较器的延迟时间的电流的反向流动的时序图。
这里，如图16(a)所示，端子AG1的电压在时刻t1上升到高电位侧电压Vdd，在时刻t3下降到高电位侧电压Vdd。这种情况下，单向性单元U1的比较器COM1把输出信号供给晶体管P1。该信号在经过延迟时间td1的时刻t2从高电平跌落到低电平，而且在从时刻t3经延迟时间td1的时刻t4从低电平跌落到高电平。
这种情况下，在对应于延迟时间td1的期间内，即使端子AG1的电压下降到高电位侧电压Vdd，晶体管P1都导通。而且，在单向性单元U1中也一样，在该期间内晶体管N4导通。
因此，在该期间内，电流沿电容器140→晶体管P1→端子AG1→端子AG2→晶体管N4→电容器140形成的闭环反向流动。
图16(c)表示的是流过晶体管P1的电流，这种情况下，虽然充电电流的峰值是例如2～3mA，但是反向流动的电流的峰值却为10mA左右。
这样，急聚的电流从电容器140流出时，就会损伤电容器140。另外，因为由于电流的反向流动使脉冲状的噪声加到了电源电压上，电源电压的供电就可能会使动作的负载150误动作。
因此，本第一实施例就是鉴于上述的问题，其目的是防止伴随单向性单元的延迟时间而生的电流的反向流动，并高效率地把所发出的交流电动势进行整流后作为电力供出。
[1.2]第一实施例的构成
图1是表示按照本发明的第一实施例的供电装置的构成的电路图。
如图1所示，按照本实施例的供电装置不同于图15所示的供电装置之处在于使用单向性单元U10～U40代替单向性单元U1～U4。
首先，寄生二极管D1～D4在把单向性单元U10～U40集成化时作入到单向性单元U10～U40中。这种情况下，由于晶体管P1、P2的基体被连接在高电位侧电压Vdd上，所以，晶体管P1、P2的寄生二极管D1、D2按虚线表示的方向产生。由于晶体管N3、N4的基体被连接在低电位侧电压Vss上，所以，晶体管的N3、N4寄生二极管D3、D4按虚线表示的方向产生。因此，各寄生二极管D1～D4的方向与各晶体管成为导通状态时流过它的电流的方向是一致的。在该例中，如果用Vf来表示各寄生二极管D1～D4的管压降，那么，端子AG1的电压超过Vdd+Vf时，寄生二极管D1就成为导通状态，电流从端子AG1流到电容器140。因此，即使比较器COM中存在大的响应延迟时间，寄生二极管D1也进行整流动作。
一旦充电电流流过寄生二极管D1～D4，寄生晶体管导通，就有可能引起锁定。虽然锁定是CMOS LSI中的一种特有的现象，但是，用防护带或沟道分离等集成电路技术能够很好地防止这种现象的发生。
图2是图1的供电装置集成化在半导体基片上的情况下的配置图。
因为把超过称为高电位侧电压Vdd和低电位侧电压Vss的电源电压施加在整流用的场效应晶体管上，所以必须考虑锁定现象。
图2的配置图是配置在N型基片上的情况。
P沟道晶体管P1、P2的周围的N+扩散层PhN+被连接在高电位侧电压Vdd上，N沟道晶体管N3、N4的周围的P+扩散层PhP+被连接在低电位侧电压Vss上。这些N+扩散层PhN+和P+扩散层PhP+具有防护作用，能够抑制成为锁定原因的基片电流。
作为克服锁定的对策，可以把P沟道晶体管P1、P2和整流用的场效应晶体管的周围用高电位侧电源配线LVdd和低电位侧电源配线LVss围起来，并使各元件P1、P2、N3、N4之间的距离充分间隔开，把它分离开。
另外，如图2所示，本供电装置是桥式电路，为了降低整流动作特性的离散，最好在端子AG1侧和端子AG2侧(左右)对称配置。
也就是说，把P沟道晶体管P1和P沟道晶体管P2之间或N沟道晶体管N3和N沟道晶体管N4之间作为假想的分界线，对分界线来说，在图面的左侧配置P沟道晶体管P1和N沟道晶体管N3，并使充分间隔开它们，再沿离开分界线的方向上配置比较器COM1的配置区ACOM1和比较器COM3的配置区ACOM3。
配置P沟道晶体管P2和N沟道晶体管N4以及比较器COM2的配置区ACOM2和比较器COM4的配置区ACOM4，经分界线与P沟道晶体管P1和P沟道晶体管P2以及比较器COM1的配置区ACOM1和比较器COM3的配置区ACOM3对称。
可是，在图15所示的供电装置中产生电流的反向流动是因为各比较器COM1～COM4的响应延迟时间使晶体管P1、P2、N3、N4本来应截止期间内导通了。
因此，在第一实施例中，在用比较器COM1～COM4进行比较时，因为在比较器COM1～COM4的输入信号中具有偏置，把响应的开始定时设定得比原来的定时更早，即使是相同的响应延迟时间，也能尽早地得到比较结果。
电平位移器10～40是为具有这种偏置而设置的，电平位移器10或20对高电位电压Vdd仅分别在电压Voffset1或Voffset2高位侧使输出电压电平位移，并把该经电平位移了的电压分别供给比较器COM1或CON2的正输入端(+)。
另一方面，电平位移器30或40对低电位电压Vss仅分别在电压Voffset3或Voffset4低位侧使输出电压电平位移，并把该经电平位移了的电压分别供给比较器COM3或CON4的正输入端(+)。
根据比较器COM1～COM4的各响应延迟时间td1～td4来决定由各电平位移器10～40产生的电压Voffset1～Voffset4的值，使之不发生电流的反向流动。更具体地说，把电压Voffset1～Voffset4设定为大约数十[mV]。
因此，在端子AG1或端子AG2的电压即将下降到高电位侧电压Vdd时，比较器COM1或COM2生成从低电平向高电平变化的各输出信号，这样，晶体管P1或P2就从导通切换到截止。而且，在端子AG1或端子AG2的电压即将上升到低电位侧电压Vss时，比较器COM3或COM4生成从高电平向低电平变化的各输出信号，这样，晶体管N3或N4就从导通切换到截止。
这里，参照图3来说明连接到高电位侧电压Vdd的比较器COM1、COM2的一例。
如图3所示，比较器COM1、COM2由一对负载晶体管211、212、一对输入晶体管213、214、输出晶体管215以及恒流源216、217构成。其中，负载晶体管211、212和输出晶体管215是P沟道场效应型，而输入晶体管213、214是N沟道场效应型。输入晶体管213、214的各门极分别为比较器COM1(COM2)的负输入端(一)、正输入端(+)的一方，输出晶体管215的漏极为输出端OUT。
在这样的构成中，因为负载晶体管211、212为电流镜象电路，所以，流入该负载晶体管211、212的各电流值相等。因此，流入输入晶体管213、214的电流(电压)差值被放大，虽然该差值出现在端子A，但是，中途接受该差值的晶体管211、212仅仅接受同样的电流值，所以该差值电流(电压)被放大到次大后，就流入到晶体管215的门极。
结果，一旦正输入端(+)即晶体管214的门极电流(电压)少许超过负输入端(-)即晶体管213的门极电流(电压)，比较器210的输出端OUT即晶体管215的漏极电压就大幅度地跳到高电位侧电压Vdd，否则，就大幅度地跳到高电位侧电压Vss。
按照这样的比较器COM1(COM2)，由于把晶体管211、212用作有源负载，所以，除恒流源216、217之外，可以连一个电阻都不用。因此，对集成化的情况就极为有利。
如果设Cg为输出晶体管的门极电容量、Iop为比较器的动作电流，一般来说，用MOS晶体管构成的比较器的响应延迟时间正比于「Cg/Iop」。也就是说，响应延迟时间与消耗电流大体成反比关系。在用来自内装发电机的电力驱动的电子表中，发电机的大小受限于电子表的空间，而得不到大的电力，所以，为确保电能的收支平衡，应力图使电路的耗电低。即使在构成上述单向性单元的比较器COM1、COM2中，也必须力图低耗电，把动作电流Iop抑制到最小限度，这就会使比较器COM1、COM2的响应延迟时间变得特别大。
可是，虽然比较器COM1、COM2输入由电平位移器10、20进行过电平移动的电压，但是这种构成也可以使图3中的输入晶体管213、214的阈值电压Vth不同。
具体地说，如果使负输入端(-)侧的晶体管213的阈值电压Vth比正输入端(+)侧的晶体管214的阈值电压还大，就能够实现与图1中的电平位移器10、20同等的作用效果。
在这种情况下，为使输入晶体管213、214的阈值电压不同，只要改变晶体管的大小就可以。具体地说，使输入晶体管213的门极宽度比输入晶体管214的门极宽度窄就能够提高输入晶体管213的阈值电压。另外，用渗入杂质等处理方法也能够使输入晶体管213、214的阈值电压不同。
如图4所示，把同样大小、同样能力的晶体管并联起来也能够实现与晶体管213或晶体管214等效的电路。也就是说，把同样大小、同样能力的两个晶体管213A、213B并联起来代替晶体管213；把同样大小、同样能力的两个晶体管214A、214B、214C并联起来代替晶体管214。
这样的构成，就能够提高正输入端(+)方差动对晶体管的能力，如果不使负输入端(-)侧的端电压比正输入端(+)侧的端电压高，晶体管214A、214B、214C就不成为导通状态，比较器输出就不翻转。
作为比较器中的检出动作，例如，以正输入端(+)侧为基准，把高电位侧电压Vdd施加于正输入端(+)侧的情况下，仅仅在把比电压Vdd高出电压α的高位电压VDD+α以上的电压施加于负输入端(-)侧的情况下，比较器才翻转，并输出“L”电平。
下面参照图5来说明连接在低电位侧电压Vss上的比较器COM3(COM4)的一例。
如图5所示，比较器COM3(COM4)由一对负载晶体管231、232、一对输入晶体管233、234、输出晶体管235以及恒流源236、237构成。其中，负载晶体管231、232和输出晶体管235是N沟道场效应型，而输入晶体管233、234是P沟道场效应型。输入晶体管233、234的各门极分别为比较器COM3(COM4)的负输入端(-)、正输入端(+)的一方，输出晶体管235的源极为输出端OUT。
这样，比较器COM3(COM4)与连接在高电位侧电压Vdd的比较器COM1(COM2)(参照图3)都是反极性构成。该比较器COM3(COM4)中，与比较器COM1(COM2)一样，也都使输入晶体管233、234的阈值电压不同，因此，能够把电平位移器30、40装入到它们内部。
具体地说，如果使负输入端(-)侧的晶体管233的阈值电压大于正输入端(+)侧的晶体管234的阈值电压，就能够实现与图1中的电平位移器30、40同等的作用效果。使输入晶体管233、234的阈值电压不同的方法与比较器COM1(COM2)的情况一样。
[1.3]第一实施例的动作
以下来说明按照本实施例的供电装置的动作。在该例中，各比较器COM1～COM4的响应延迟时间等于td，设定各电平位移器10～40的偏置电压Voffset(＝数十[mV])，各晶体管P1、P2、N3、N4的管压降等于Von。
本实施例的供电装置的构成是单向性单元20和U30与单向性单元U10和U40对称设置。因此，端子AG2的电压高于端子AG1的电压的情况下的单向性单元U20和U30的动作与端子AG1的电压高于端子AG2的电压的情况下的单向性单元U10和U40的动作是一样的。因此，在以下的说明中，仅说明端子AG1的电压高于端子AG2的电压的情况，因为相反的的情况是同样的，所以省略其说明。
如上所述，根据响应延迟时间来决定偏置电压Voffset。因此，如果存在偏置电压Voffset低于管压降Von的情况，也存在偏置电压Voffset高于管压降Von的情况，以下把两种情况分开来说明。
[1.3.1]偏置电压Voffset低于晶体管的管压降Von的情况
首先参照图6来说明Voffset＜Von的情况。
图6是偏置电压Voffset低于管压降Von的情况的时序图。
在时刻t1，端子AG1的电压上升到高电位侧电压Vdd，并进一步上升，一旦在时刻t2上升到Vdd+Voffset，比较器COM1就开始将其输出信号的电平从高电平变化到低电平的动作。但是，因为在比较器COM1存在响应延迟时间td，所以，紧接时刻t2之后，输出信号不成为低电平。因此，端子AG1的电压进一步上升，在时刻t3，达到电压Vdd+Vf。这样，寄生二极管D1从截止切换到导通。
另一方面，在时刻t1，端子AG2的电压下降到低电位侧电压Vss，并进一步下降，一旦在时刻t2下降到Vss-Voffset，比较器COM4就开始将其输出信号的电平从低电平变化到高电平的动作。但是，因为在比较器COM4存在响应延迟时间td，所以，紧接时刻t2之后，输出信号不成为高电平。
也就是说，经过时刻t2，端子AG2的电压还进一步下降，在时刻t3，达到电压Vss-Vf。这样，最初，寄生二极管D4从截止切换到导通。
结果，从时刻t3开始由寄生二极管D1和寄生二极管D4进行充电。
这种情况下，形成端子AG1→寄生二极管D1→电容器140→寄生二极管D4→端子AG2的闭环，充电电流流入电容器140。
此后，从时刻t2到经过响应延迟时间td的时刻t4，比较器COM1的输出信号从高电平变化到低电平，晶体管P1从截止切换到导通。这样，端子AG1的电压就下降到电压Vdd+Von。
另一方面，在时刻t4，比较器COM4的输出信号从低电平变化到高电平，晶体管N4从截止切换到导通。这样，端子AG2的电压就上升到电压Vss-Von。
因此，从时刻t4开始由晶体管P1和晶体管N4进行充电。这种情况下，形成端子AG1→晶体管P1→电容器140→晶体管N4→端子AG2的闭环，充电电流流入电容器140。因为晶体管的导通电阻值比二极管的导通电阻值小，所以，用晶体管充电就能够流过大的充电电流。这就是充电电流的波形在时刻t4急剧陡升的原因。
此后，发电机100的电动势开始减少，大约到时刻t5，端子AG1的电压下降到Vdd+Voffset。这样，比较器COM1开始把其输出信号从低电平变化到高电平的动作。
但是，由于比较器COM1存在响应延迟时间，所以即使输入的大小关系翻转，它也不能即刻反映到输出信号。
因此，在从时刻t5经过响应延迟时间到时刻t6的期间内，不相变的晶体管P1导通。同样，因为在比较器COM4中，从时刻t5到时刻t6的期间内输出信号是高电平，不相变的晶体管N4导通。
因此，即使从时刻t5到时刻t6的期间内，也用晶体管P1和晶体管N4进行充电。
此后，一旦到时刻t6，比较器COM1的输出信号就成为高电平，同时，在比较器COM4中，输出信号成为低电平，所以，晶体管P1和晶体管N4从导通切换到截止。这样，端子AG1→晶体管P1→电容器140→晶体管N4→端子AG2的闭环中断，就没有充电电流。
这里，偏置电压Voffset是考虑了比较器COM1、COM4的响应延迟时间来决定的，所以，端子AG1的电压下降到高电位侧电压Vdd的同时，在端子AG2的电压上升到低电位侧电压Vss的时刻t7之前能够确实地中断上述的闭环。换言之，在单向性单元U10～U40中，其一方的电压低于另一方的电压之前，为了使晶体管P1、P2、N3、N4截止，预先根据响应延迟时间开始比较器COM1～COM4的比较动作。
[1.3.2]偏置电压高于到晶体管的管压降的情况
下面，参照图7来说明Vf＞Voffset＞Von的情况。图7是偏置电压高于到晶体管的管压降的情况的时序图。
[1.3.2.1]从非充电状态向充电状态变化时的动作
如图7所示，在时刻t1，一旦端子AG1的电压上升到高电位侧电压Vdd，比较器COM1就开始将其输出信号从高电平变化到低电平的动作。但是，因为在比较器COM1存在响应延迟时间td，所以，输出信号的电平不从高电平切换到低电平。因此，端子AG1的电压进一步上升。
另一方面，在时刻t1，一旦端子AG2的电压下降到低电位侧电压Vss，比较器COM4就开始将其输出信号从低电平变化到高电平的动作。但是，因为在比较器COM4存在响应延迟时间td，所以，晶体管N4不立刻从截止切换到导通，所以，端子AG2的电压进一步下降。
在时刻t2，当端子AG1的电压因寄生二极管D1的管压降Vf从高电位侧电压Vdd达到高位电压Vdd+Vf时，寄生二极管D1导通。这时，因为端子AG2的电压因寄生二极管D4的管压降Vf从低电位侧电压Vss达到低位电压Vss-Vf，所以，寄生二极管D4导通。
这样，充电电流在端子AG1→寄生二极管D1→电容器140→寄生二极管D4→端子AG2构成的闭环内流动。即：寄生二极管D1和D4与比较器COM1和比较器COM4的动作无关，充电电流能够流入到电容器140。
因此，在该例中，从非充电状态切换到充电状态时，就进行使用寄生二极管D1和D4的充电。在端子AG1的电压有缓慢的上升前沿的情况下，也就是在发电频率低的情况下，或在电压Voffset的值小的情况下，直到从时刻t1经过响应延迟时间为止，端子AG1的电压不会高于电压Vdd+Vf。在这样的情况下，就进行使用晶体管P1和N4的充电。
[1.3.2.2]充电状态的动作
从时刻t1经过响应延迟时间td达到时刻t3时，比较器COM1的输出信号从高电平变化到低电平，这样，一旦晶体管P1从截止切换到导通，端子AG1的电压就下降为电压Vdd+Von。另一方面，在时刻t3，比较器COM4的输出信号从低电平变化到高电平，这样，一旦晶体管N4从截止切换到导通，端子AG2的电压就上升为电压Vss-Von。然后，端子AG1的电压一直维持到晶体管P1截止，端子AG2的电压一直维持到晶体管N4截止。
但是，在从时刻t3到时刻t4期间，充电电流在端子AG1→晶体管P1→电容器140→晶体管N4→端子AG2构成的闭环内流动，电容器140充电。
可是，因为晶体管P1和N4的导通电阻值小，所以，电压Von的值也小。因此，在时刻t3，端子AG1的电压低于电压Vdd+Voffset，端子AG2的电压高于电压Vss-Voffset。这样，比较器COM1从时刻t3开始将其输出信号由低电平变化到高电平的动作，另一方面，比较器COM4开始将其输出信号由高电平变化到低电平的动作。
但是，由于比较器COM1和比较器COM4内存在响应延迟时间，所以紧接时刻t3之后这些输出信号不变化。
此后，一旦从时刻t3经响应延迟时间td达到时刻t4，比较器COM1的输出信号成为高电平，晶体管P1从导通切换到截止。另一方面，在时刻t4，比较器COM4的输出信号成为低电平，晶体管N4从导通切换到截止。
一旦晶体管P1截止，端子AG1的电压就上升，该电压从高电位侧电压Vdd因寄生二极管D1的管压降Vf而达到电压Vdd+Vf。这样，寄生二极管D1就从截止切换为导通。因此，端子AG1的电压此后一直维持Vdd+Vf到晶体管P1导通为止。
另一方面，在时刻t4，端子AG1的电压下降，从低电位侧电压Vss因寄生二极管D1的管压降Vf而达到电压Vss-Vf。这样，寄生二极管D4就从截止切换为导通。因此，端子AG2的电压此后一直维持电压Vss-Vf到晶体管P1导通为止。
这样，在从时刻t3到时刻t4期间，进行使用寄生二极管D1和D4的充电，这种情况下，充电电流在端子AG1→寄生二极管D1→电容器140→寄生二极管D4→端子AG2构成的闭环内流动，使电容器140充电。
此后，晶体管P1和N4导通、寄生二极管D1和D4截止的第一状态和寄生二极管D1和D4导通、晶体管P1和N4截止的第二状态交互重复，使电容器140充电。
[1.3.2.3]从充电状态向非充电状态的切换时的动作
下面来说明从充电状态向非充电状态的切换时的动作。
如图7所示，在时刻t14，端子AG1的电压低于电压Vdd+Vf、同时端子AG2的电压高于电压Vss-Vf时，寄生二极管D1和D4从导通切换到截止，以后，维持截止。
因为在时刻t14晶体管P1和N4截止，所以，端子AG1的电压继续下降，端子AG2的电压继续上升。在时刻t16，晶体管P1和N4再次导通。但是，因为在时刻t15端子AG1的电压低于电压Vdd+Voffset，端子AG2的电压高于电压Vss-Voffset，所以，在从时刻t15经响应延迟时间td的时刻t17，晶体管P1和N4截止。
设定偏置电压Voffset是考虑到上述的响应延迟时间td，使晶体管P1端子AG1的电压在下降到高电位侧电压Vdd之前截止，而使晶体管N4在端子AG2的电压在上升到低电位侧电压Vss之前截止。
因此，能够确实地防止使电容器140充电的电流反向流动。
这样，按照第一实施例，生成考虑了比较器COM1～COM4的响应延迟时间td的偏置电压Voffset，并把电平位移了的电压供给比较器COM1～COM4的正输入端(+)。由此，在把电容器140的状态从充电状态切换到非充电状态时，端子AG1的电压下降到高电位侧电压Vdd情况下，或端子AG2的电压上升到低电位侧电压Vss的情况下，各晶体管P1、P2、N3、N4必然导通，从而能够确实地防止从电容器140流出急聚的电流。
结果，能够保护电容器140，而且能够防止由于电流的反向流动引起的脉冲状噪声叠加在电源电压上，从而能够使负载150稳定地动作。
在Voffset＜Von的条件下，从非充电状态切换到充电装置时，由于用寄生二极管D1～D4进行充电，所以，能够提高充电效率。另外，在Voffset＞Von的条件下，在充电状态下，由于用寄生二极管D1～D4的充电和用各晶体管P1、P2、N3、N4的充电交互重复进行，所以，与不用寄生二极管D1～D4的充电比较，能够把充电效率提高到2倍。
[1.4]第一实施例的变形例
[1.4.1]第一变形例
在上述的第一实施例的供电装置中，电平位移器10～40分别设置在比较器COM1～COM4的正输入端(+)侧，但是也可以设置在负输入端(-)侧。把电平位移器10和20设置在负输入端(-)侧的情况下，端子AG1、AG2的电压被移向相当于各响应延迟时间td1、td2的电压Voffset1、Voffset2低位侧，该被位移了的电压被供给到比较器COM1、COM2的负输入端(-)。把电平位移器30和40设置在负输入端(-)侧的情况下，端子AG1、AG2的电压被移向相当于各响应延迟时间td3、td4的电压Voffset3、Voffset4高位侧，该被位移了的电压被供给到比较器COM3、COM4的负输入端(-)。只要比较器COM1～COM4考虑了响应延迟时间td1～td4，在端子AG1的电压下降到高电位侧电压Vdd之前、在端子AG2的电压上升到低电位侧电压Vss之前中断闭环就行。
[1.4.2]第二变形例
通常，如果设比较器COM1～COM4是同一形式的比较器，因为响应延迟时间td1～td4大体一样，所以，只要Voffset1＝Voffset2＝Voffset3＝Voffset4就可以。但是，如果是着重于整流性能等的情况，也可以个别地设定Voffset1～Voffset4，使之符合各比较器COM1～COM4的特性。
另外，在图示的例子中，电平位移器10～40对于比较器COM1～COM4来说是外部电路，也可以内装于比较器COM1～COM4中，并进一步与晶体管P1、P2、N3、N4一起集成化。
另外，也可以把单向性单元U1～U4集成化为MOS-IC，或把构成单向性单元U1～U4和负载150的电子电路的至少一部分集成化为MOS-IC。
这样集成化就能够实现尺寸的小型化。
[1.3.2]第三变形例
为了防止电流的反向流，也可以在端子AG1→晶体管P1→电容器140→晶体管N4→端子AG2的闭环、端子AG2→晶体管P2→电容器140→晶体管N3→端子AG1的闭环中中断其一部分。
因此，也可以仅使用电平位移器10和20，而省略电平位移器30和40，反之，也可以仅使用电平位移器30和40，而省略电平位移器10和20。
也可以仅使用电平位移器10和30，而省略电平位移器20和40，反之，也可以仅使用电平位移器20和40，而省略电平位移器10和30。在比较器COM1～COM4的输入晶体管中，使阈值电压Vth不同的情况或把电平位移器10～40设置在比较器COM1～COM4的负输入端(-)侧的情况也都的一样的。
[2]第二实施例
[2.1]第二实施例的构成
下面参照附图来说明按照本发明第二实施例的供电装置的构成。
图8是按照第二实施例的的供电装置的方框图。
如图8所示，供电装置大体由发电机100、升压电容器130、单向性单元U50和U60、电容器140以及负载150构成，并能够进行升压整流。在该例中，把高电位侧电压Vdd作为基准电压(GND)。
首先，在电压V2上升到高电位侧电压Vdd的情况下，单向性单元U50使电流从端子X1流向端子X2，在电压V2下降到高电位侧电压Vdd的情况下，没有电流流过。该单向性单元U50把发电机100的电动势半波整流，并用来使升压电容器130充电。单向性单元U50具有晶体管P5和寄生二极管D5、比较器COM5和电平位移器50。电平位移器50使电压V2电平位移到电压Voffset5低电位侧，并产生电压(V2-Voffset5)，然后把该电压供给比较器COM5的负输入端(-)。
假定省略电平位移器50，把电压(V2-Voffset5)直接供给比较器COM5的负输入端(-)，由于比较器COM5的响应延迟时间td5，在从电压V2下降到高电位侧电压Vdd经响应延迟时间td5的期间内，电流沿升压电容器130→发电机100→晶体管P5→升压电容器130构成的闭环反向流动。
为防止电流反向流动，而设置上述的电平位移器50，这时，因为比较器COM5比较电压(V2-Voffset5)和高电位侧电压Vdd，在电压V2相对高电位侧电压Vdd处于电压Voffset5高位侧时刻，比较器COM5开始动作，使其输出信号从低电平切换到高电平。
这里，考虑过响应延迟时间td5来设定电压Voffset5，以使之不发生电流的反向流动，并把它设定为大约数十[mV]。
因此，在电压V2即将下降到高电位侧电压Vdd之前，比较器COM5生成从低电平向高电平变化的输出信号，晶体管P5就能够从导通切换到截止。作为比较器COM5，例如可以使用第一实施例中说明的比较器COM1(参照图3)。
在电压V1上升到电压V2的情况下，单向性单元U60使电流从端子X3流向端子X1，在电压V1下降到电压V2的情况下，没有电流流过。因为该单向性单元U60把升压电容器130和电容器140连接起来，用来升压的同时，用来对发电机100的电动势进行整流。单向性单元U60具有晶体管N6和寄生二极管D6、比较器COM6和电平位移器60。电平位移器60使电压V1电平位移到电压Voffset6低电位侧，并产生电压(V1-Voffset6)，然后把该电压供给比较器COM6的正输入端(+)。
假定省略电平位移器60，把电压(V1-Voffset6)直接供给比较器COM6的正输入端(+)，由于比较器COM6的响应延迟时间td6，在从电压V1下降到电压V2经响应延迟时间td6的期间内，晶体管N6维持导通状态，因此，在该期间内，电流沿升压电容器130→晶体管N6→电容器140→发电机100→升压电容器130构成的闭环反向流动。
为防止电流反向流动，而设置上述的电平位移器60，这时，因为比较器COM6比较电压(V1-Voffset6)和电压V2，在电压V1相对电压V2处于电压Voffset6高位侧时刻，比较器COM6开始动作，使其输出信号从高电平切换到低电平。这里，考虑过响应延迟时间td6来设定电压Voffset6，以使之不发生电流的反向流动。因此，在电压V1即将下降到电压V2之前，比较器COM6生成从高电平向低电平变化的输出信号，晶体管N6就能够从导通切换到截止。
[2.2]第二实施例的动作
下面，来说明按照本实施例的供电装置的动作，在该例中，假设各比较器COM5、COM6的响应延迟时间等于td，各电平位移器50、60的偏置电压被设定为Voffset，各晶体管P5、N6的管压降等于Von。
如上所述，根据响应延迟时间td来设定偏置电压Voffset。因此，如果也存在偏置电压Voffset下降到管压降Von的情况，也就存在偏置电压Voffset上升到管压降Von的情况，但是，在该例中，设Voffset＜Von。图9是偏置电压下降到晶体管的管压降的情况下的电压V2的波形图。
如图所示，电压V2对应于发电机100的电动势大体呈正弦波变化。
在这种情况下，在期间TA内，因为电压V2上升到高电位侧电压Vdd(基准电压GND)，所以，单向性单元50进行半波整流，升压电容器130充电。
另一方面，在期间TB内，单向性单元60进行半波整流，电容器140被充电。
另外，在期间TB，因为单向性单元60处于连接状态，所以，升压电容器130的端子间电压与发电机100的电动势相加起来的电压对电容器140充电。即：进行升压整流。
下面，来说明期间TA内的供电装置的动作。
如图9所示，在时刻t1，电压V2从高电位侧电压Vdd上升到处于电压Voffset的高位的电压Vdd+Voffset时，比较器COM5开始动作，使其输出信号从高电平变化到低电平。
但是，因为在比较器COM5内存在响应延迟时间td，所以，输出信号的电平在紧接时刻t1之后并不向低电平变化。
因此，电压V2进一步上升，在时刻t1′，达到高电位侧电压Vdd+Vf，这样，寄生二极管D5从截止被切换到导通，这时，充电电流沿端子X1→寄生二极管D5→端子X2→发电机100→升压电容器130→端子X1构成的闭环流动，由此，对升压电容器130充电。
此后，从时刻t1经响应延迟时间td达到时刻t2使，比较器COM5的输出信号从高电平变化到低电平。因此，晶体管P5导通，端子X2与端子X1经晶体管P5连接起来。由此，电压V2一直下降到高电位侧电压Vdd+Von。因为晶体管P5的管压降Von比寄生二极管D5的管压降Vf小，所以，晶体管P5导通时，寄生二极管D5从导通被切换到截止。
因此，经过时刻t2后，由晶体管P5进行充电。这时，充电电流沿端子X1→晶体管P5→端子X2→发电机100→升压电容器130→端子X1构成的闭环流动，由此，对升压电容器130充电。
此后，发电机100的电动势开始减少，大约达到时刻t3时，电压V2下降到电压Vdd+Voffset。这样，比较器COM5开始使其输出信号的电平从低电平变化到高电平的动作。
但是，因为在比较器COM5内存在响应延迟时间td，所以，即使输入的大小关系发生翻转，它也不会即刻被反映到输出信号。
因此，在从时刻t3经响应延迟时间td达到时刻t4的期间内，晶体管P5导通。所以，即使在从时刻t3到时刻t4的期间内也进行使用晶体管P5的充电。
而且，当达到时刻t4时，因为比较器COM5的输出信号成为高电平，所以，端子X1→晶体管P5→端子X2→发电机100→升压电容器130→端子X1的闭环中断，没有充电电流流过。
这里，偏置电压Voffset是考虑了比较器COM5的响应延迟时间td来决定的，所以，在电压V2下降到高电位侧电压Vdd的时刻t5之前，能够确实地中断上述闭环。因此，能够防止电流从升压电容器130反向流动。
下面，来说明期间TB中的供电装置的动作。
如图9所示，在时刻t6，电压V2从电压V1下降到处于电压Voffset低位的电压V1-Voffset时，比较器COM6开始动作，使其输出信号从低电平变化到高电平。但是，因为比较器COM6内存在响应延迟时间td，所以紧接时刻t6之后，输出信号的电平不变化为高电平，经过响应延迟时间td达到时刻t7时，输出信号才变化为高电平。这样，晶体管N6从截止被切换到导通。但是，在时刻t7前的时刻t6′，电压V2达到电压V1-Vf，所以，寄生二极管D6导通。
因此，从时刻t6′开始由寄生二极管D6的充电。这时，形成端子X3→寄生二极管D6→端子X1→升压电容器130→发电机100→电容器140→端子X3的闭环，电容器140被充电。
一旦达到时刻t7，由于晶体管N6导通，所以，电压V2上升到电压V1-Von，开始用晶体管N6的充电。这时，形成端子X3→晶体管N6→端子X1→升压电容器130→发电机100→电容器140→端子X3的闭环，电容器140被充电。
在由寄生二极管D6充电的情况下，或在由晶体管N6充电的情况下，电容器140上都不仅施加发电机100的电动势，而且施加该电动势与升压电容器130的端子间电压相加的电压。这样，能够进行升压整流，而提高电容器140的电压。
此后，发电机100的电动势开始减少，大约达到时刻t8时，电压V2上升到Vss-Voffset，这样，比较器COM6开始使其输出信号从高电平向低电平变化的动作；但是，经过响应延迟时间td之前，输出信号的电平不变化。
因此，在从时刻t8经过响应延迟时间td达到时刻t9的期间内，晶体管N6导通，因此，即使在从时刻t8到时刻t9的期间内也进行由晶体管N6的充电。
而且，一旦达到时刻t9，由于晶体管N6导通，所以，端子X3→晶体管N6→端子X1→升压电容器130→发电机100→电容器140→端子X3的闭环被中断，没有充电电流流过。
这里，偏置电压Voffset是考虑了比较器COM6的响应延迟时间td来决定的，所以，在电压V2上升到低电位侧电压Vss的时刻t10之前，能够确实地中断上述闭环。因此，能够防止电流从电容器140反向流动。
这样，按照第二实施例，产生考虑了比较器COM5和COM6的响应延迟时间td的偏置电压Voffset，并把经电平位移的电压供给比较器COM5和COM6。
因此，在使升压电容器130的状态从充电状态切换到非充电状态时，能够在高电位侧电压Vdd低于电压V2之前确实地使晶体管P5截止，并能防止从辅助电容器140流出急聚的电流，从而能够保护电容器140。
另外，在把电容器140的状态从充电状态切换到非充电状态时，能够在电压V1上升到电压V2之前确实地使晶体管N6截止，并能防止从辅助电容器140流出急聚的电流。
结果，能够保护电容器140，还能够防止由于电流的反向流动而使脉冲状噪声叠加在电源电压上，从而能够使负载150稳定地动作。
[2.3]第二实施例的变形例
[2.3.1]第一变形例
在上述的第二实施例的供电装置中，电平位移器50设置在比较器COM5的负输入端(-)侧，但是，也可以设置在正输入端(+)侧。这种情况下，高电位侧电压Vdd被电平位移到相当于各响应延迟时间td的电压Voffset5高位侧，被电平位移了的该电压供给比较器COM5的正输入端(+)。电平位移器60设置在比较器COM6的正输入端(+)侧，但是，也可以设置在负输入端(-)侧。这种情况下，电压V2被电平位移到相当于各响应延迟时间td的电压Voffset6高位侧，被电平位移了的该电压供给比较器COM6的负输入端(-)。
[2.3.2]第二变形例
通常，如果设比较器COM5、COM6是同一形式的比较器，因为响应延迟时间td5、td6大体一样，所以，只要Voffset5＝Voffset6就可以。但是，如果是着重于整流性能等的情况，也可以个别地设定Voffset5、Voffset6，使之符合各比较器COM5、COM6的特性。
另外，在图示的例子中，电平位移器50、60对于比较器COM1～COM4来说是外部电路，也可以内装于比较器COM1～COM4中，并进一步与晶体管P5、N6一起集成化。这样集成化就能够实现尺寸的小型化。
另外，也可以把单向性单元U5、U6集成化为MOS-IC，或把构成单向性单元U5、U6和负载150的电子电路的至少一部分集成化为MOS-IC。
[3]第三实施例
下面参照附图来说明按照本发明第三实施例的供电装置的构成。
图10是按照第三实施例的供电装置的方框图。
按照第三实施例的供电装置除用缓冲存储器31来替代比较器COM3以及用缓冲存储器41来替代比较器COM4之外，其构成与图1所示的第一实施例的构成一样。
首先，把端子AG2的电压供给缓冲存储器31的输入端，其输出信号就被供给到晶体管N3的门极。因此，端子AG2的电压上升到缓冲存储器31的阈值电压时，晶体管N3导通。
然后，把端子AG1的电压供给缓冲存储器41的输入端，其输出信号就被供给到晶体管N4的门极。因此，端子AG1的电压上升到缓冲存储器41的阈值电压时，晶体管N4导通。
这里，把缓冲存储器31和缓冲存储器41的阈值电压设定为(Vdd+Vss)/2，因此，端子AG1的电压上升到端子AG2的电压时，晶体管N3截止，同时晶体管N4导通。
相反，端子AG2的电压上升到端子AG1的电压时，晶体管N3导通，同时晶体管N4截止。
即：发电机100产生电动势时，晶体管N3和晶体管N4交互地重复导通/截止。
另一方面，单向性单元U10、U20的动作与上述的实施例一样。
因此，端子AG1的电压上升到高电位侧电压Vdd时，形成端子AG1→晶体管P1→电容器140→晶体管N4→端子AG2的闭环；端子AG2的电压上升到高电位侧电压Vdd时，形成端子AG2→晶体管P2→电容器140→晶体管N3→端子AG1的闭环。这些闭环使电容器140充电。
这种情况下，虽然在比较器COM1和COM2中存在响应延迟时间td，但是，与第一实施例一样，考虑了该响应延迟时间td后，电平位移器10和20把偏置电压加到各比较器COM1和COM2。
这样，比较器COM1从端子AG1的电压上升到高电位侧电压Vdd之前就开始把晶体管P1从导通切换到截止的动作，比较器COM2从端子AG2的电压下降到高电位侧电压Vdd之前就开始把晶体管P2从导通切换到截止的动作。
因此，在把电容器140的状态从充电状态切换到非充电状态时，必然使各晶体管P1、P2截止，从而能够确实地防止急聚的电流从电容器140中流出。
结果，能够保护电容器140，另外，能够防止由于电流的反向流动引起的脉冲状噪声叠加在电源电压上，从而能够使负载150稳定地动作。
[4]第四实施例
下面来说明适用本发明的供电装置的电子机器的一例的电子表(手表)。
图11是该电子表的概略构成图。如该图所示，手表中所适宜使用的发电机100设置有卷绕线圈110的定子112和2极磁化的盘状转子114，当戴着手表的用户摆动手时，摆锤116转动，该运动由轮系机构118使转子114转动。
因此，按照这样的发电机100，摆锤116的转动就在位于线圈110的两端的端子AG1、AG2之间产生交流电动势。
而且，由发电机100所发出的交流电力由充电电路进行全波整，流并对辅助电容器160进行充电的同时，供给处理器600。
处理器600用辅助电容器160中充电的电力或由供电电路500全波整流的电力来驱动计时装置151。
计时装置151由晶体振荡器或计数电路、步进电路等构成，计数电路对晶体振荡器生成的时钟信号进行分频，根据分频结果进行计时，同时驱动步进电机，并且显示时刻等。
图12是该电子表的电气结构方框图。
如图12所示，该电子表使用如上述第一实施例那样的供电装置，另外，该电子表的供电装置500设置有升压电路300。
该升压电路300根据需要使电容器140的充电电压升压，并对辅助电容器160充电，作为电源供给该电子表的负载即处理器600和比较器CO同～COM4。具体地说，当低位侧电压Vss和作为基准电位的高电位侧电压Vdd的线间电压(绝对值)所示的电源电压降低到电路各部分能动作的电压下限值(或其近似值)时，升压电路300使升压倍数提高一级。相反，当上升到电压上限值(或其近似值)时，升压倍数降低一级。
因此，即使在电容器140的充电不充分的情况下，因为电源电压Vss被维持在可动作的电压范围内，所以，也能够由比较器COM1～COM4控制晶体管P1、P2、N3、N4，从而能够对小幅度交流电压进行整流。
另外，在电容器140的充电不充分时，即使因升压而使比较器COM1～COM4不动作的情况下，由寄生二极管D1～D4构成的二极管桥式整流也能够使电容器140充电。
对于该电子表来说，也可以使用上述第二实施例或第三实施例的供电装置。
[5]第一实施例～第四实施例的变形例
本发明并不仅仅局限于上述实施例，例如以下所述的各种变形例都是可行的。
[5.1]第一变形例
在上述的第一实施例～第四实施例中，虽然晶体管P1、P2、N3、N4、P5、N6都是N沟道场效应型或P沟道场效应型，但是也可以使用NPN型或PNP型双极晶体管。可是，在双极晶体管中，因为发射极/集电极间的饱和电压通常大约为0.3V，所以，在发电机100的电动势小的情况下，如上所述，最好采用场效应型。
虽然晶体管P1、P2、N3、N4、P5、N6产生寄生二极管D1～D6，但是在不产生这些寄生二极管的情况下，也可以另外把二极管与各晶体管并列设置。
在各实施例中，虽然充电的主体是电容器140，当然，只要能够蓄存电力就可以，例如也可以是二次电池。
[5.2]第二变形例
作为发电机100，除图11所示的之外，也可以是例如由发条等的复原力产生旋转运动，并由该旋转运动产生电动势的发电机，或者也可以是对压电体施加外部或内激励的振动或变位，由此压电效果产生电力的发电机。只要能够产生交流电力，不管其形式如何都可以。
[5.3]第三变形例
作为如上述第一实施例～第四实施例的供电装置所适用的电子机器，除上述的电子表之外还有例如液晶电视、磁带录象机、笔记本式个人计算机、携带式电话、PDA(个人数字信息终端)、台式电子计算机等便携式电子机器。
只要是消耗电力的便携式电子机器，都能够适用。而且，在这样的便携式电子机器中，即使没有电容器或二次电池等蓄存电力的元件，也能够驱动电子电路系统或机械结构系统运行，所以，何时何地都能够使用，同时，无须更换电池，也就不会发生伴随电池废弃所产生的问题。
[5.4]第四变形例
在上述的第一实施例～第四实施例中，单向性单元U10～U60使用的比较器COM1～COM6都具有偏置电压，从而能够防止电流从电容器140反向流动，但是本发明并不局限于此，单向性单元U10～U60中，也可以通过切换两个偏置电压来控制各晶体管P1、P2、N3、N4、P5、N6的通/断。
图13是使用两个偏置电压的单向性单元的构成例的电路图。如该图所示，单向性单元由比较器COM71、COM72、电平位移器73、74、倒向器75、SR触发器76和P沟道晶体管76构成。
这里，电平位移器73把将高电位侧电压Vdd电平位移到电压Va高位侧的电压供给比较器COM71的正输入端，电平位移器74把将高电位侧电压Vdd电平位移到电压Vb高位侧的电压供给比较器COM72的正输入端。把晶体管77的管压降设为Von时，设定Von＞Vb＞Va。
图14是图13所示的单向性单元的动作的时序图。
一旦端子AG1的电压在时刻t1上升到电压Vdd，在从时刻t1经过响应延迟时间td达到时刻t2时，比较器COM71的输出信号从高电平变化到低电平。这里，因为设定Vb＞Va，所以在比较器COM72的输出信号变化之前，比较器COM71的输出信号从高电平变化到低电平。
比较器COM71的输出信号经倒向器75供给SR触发器76的设定端，所以，能够使晶体管P1从时刻t1开始导通。
此后，在时刻t3，端子AG1的电压下降到电压Vdd+Vb时，在经过响应延迟时间的时刻t4，比较器COM72的输出信号从低电平变化到高电平。比较器COM72的输出信号供给到SR触发器76的复位端，所以能够使晶体管P1从时刻t4开始截止。
因此，按照该例，由于从非充电状态切换到充电状态时的偏置电压Va与从充电状态切换到非充电状态时的偏置电压Vb不同，所以，能够加长电容器140的充电期间而提高充电效率的同时，能够防止电流的反向流动。
如果考虑到从时刻t1到时刻t2的响应延迟时间td，COM71的偏置电压Va也可以是0[V]，这种情况下，晶体管77的导通时间就长，从而进一步提高充电效率。
[6]第一实施例～第四实施例的效果
如以上说明，按照第一实施例～第四实施例，因为比较器(比较装置)根据响应延迟时间仅偏置预先设定两方端子电压中的至少一方端子电压，进行比较，所以，能够使对应于一方端子电压下降到另一方端子电压之前的晶体管(开关装置)截止。因此，能够防止电流流过单向性单元。
结果，就没有急聚的电流流过蓄电器，从而能够保护蓄电器，而且，因为能够除去电流的反向流动所引起的重叠在电源电压上的脉冲状噪声，所以能够使连接在供电装置上的负载稳定地动作。
[7]第五实施例(～第七实施例)的适用技术领域
这里，为了有助于以下说明的第五实施例(～第七实施例)的理解，参照附图来说明第五实施例(～第七实施例)的适用技术领域。
图28表示的是第五实施例(～第七实施例)适用的技术领域即使用全波整流电路的供电装置的电路图。
如图28所示，发电机100的一方端子AG1经过P沟道场效应晶体管P1，另一方端子AG2经过晶体管P2分别连接到电源的高电位侧电压Vdd。端子AG1和另一方端子AG2还分别经过N沟道场效应晶体管N3和晶体管N4连接到电源的低电位侧电压Vss。
比较器COM1、COM2的输出信号分别供给晶体管P1、P2的各自的门极，晶体管N3的门极还被连接到端子AG2，晶体管N4的门极还被连接到端子AG1。
经过整流的电流对大容量电容器140充电，并作为负载150的电源，负载150在相应的电子机器中执行各种处理。
在这种构成中，端子AG1的电压因发电而上升到高电位侧电压Vdd时，比较器COM1的输出电压成为低电平，晶体管P1导通。当端子AG1的电压上升到晶体管N4的阈值电压时，晶体管N4导通。这样，电流就沿端子AG1→晶体管P1→大容量电容器140→晶体管N4→端子AG2构成的闭环流动，结果，大容量电容器140被充电。
另一方面，端子AG2的电压电平上升到高电位侧电压Vdd时，晶体管P2和晶体管N3导通。这样，电流就沿端子AG2→晶体管P2→大容量电容器140→晶体管N3→端子AG1构成的闭环流动，结果，大容量电容器140被充电。
因此，在端子AG1、AG2之间产生的交流电力被全波整流，但是，因为不存在全波整流时的电压降，所以，即使在发电机发出小幅度的交流电压的情况下，被充了电的容量电容器140或整流过的电流也能够直接驱动负载150动作。
可是，在比较器COM1、COM2中，从供给到正负端子的电压的大小关系翻转直到该结果反映到输出信号会产生响应延迟时间。
因此，在本来应截止的期间内整流用的晶体管导通了，在应导通的期间内整流用的晶体管截止了。图29是说明伴随比较器的延迟时间而生的整流效率降低的时序图。在该例中，比较器的输出信号从低电平变化到高电平时所产生的响应延迟时间表示为td1，使其输出信号从高电平变化到低电平时所产生的响应延迟时间表示为td2。
如图29所示，端子AG1的电压逐渐下降，一旦在时刻t1达到高电位侧电压Vdd，比较器COM1就从时刻t1开始使其输出信号从低电平变化到高电平的动作。但是，因为比较器COM1存在响应延迟时间td1，所以，紧接时刻t1之后输出信号电平并不变化，从时刻t1经响应延迟时间td1达到时刻t3时，比较器COM1的输出信号才从低电平变化到高电平。因此，在时刻t3，晶体管P1截止。
另一方面，端子AG2的电压逐渐上升，一旦在时刻t2达到高电位侧电压Vdd，比较器COM2就从时刻t2开始使其输出信号从高电平变化到低电平的动作，从时刻t2经响应延迟时间td2达到时刻t4时，比较器COM2的输出信号从高电平变化到低电平，晶体管P2导通。
这样，如果比较器COM1、COM2的响应延迟时间td1、td2长，对于发电机100的电动势的相位来说，晶体管P1、P2、N3、N4导通/截止而使大容量电容器140充电的定时对发电机100的电动势的定时就晚。只有在发电机100的电动势的幅度高于高电位侧电压Vdd与低电位侧电压Vss之间的电位差期间才能够对大容量电容器140充电，所以，如果晶体管P1、P2、N3、N4导通/截止的定时晚，能充电的时间就短。具体地说，图29中用斜线表示的部分内，不进行整流，所以，整流效率低。
另一方面，如果比较器COM1、COM2的动作电流大，响应延迟时间就短，但是，这样来进行设定时，比较器COM1、COM2本身要耗电，供电装置的效率就低。
因此，本第五实施例就是针对上述的问题，来改善整流效率。
[7.2]第五实施例的构成
图17是按照第五实施例的供电装置的构成电路图。
如图17所示，按照本实施例的供电装置在比较器COM1、COM2与晶体管P1、P2之间设置或电路11、12；设置发电电压检测电路21、22；以及与各晶体管P1、P2、N3、N4并联设置寄生二极管D1～D4。上述三点不同于图28所示的供电装置。
发电电压检测电路21把端子AG2的电压与预定的阈值电压Vth21相比较，在端子AG2的电压高于阈值电压Vth21的情况下，生成成为高电平的信号，低于阈值电压Vth21的情况下，生成成为低电平的信号。
另一方面，与发电电压检测电路21一样，发电电压检测电路22把端子AG1的电压与预定的阈值电压Vth22相比较，在端子AG2的电压高于阈值电压Vth22的情况下，生成成为高电平的信号，低于阈值电压Vth21的情况下，生成成为低电平的信号。
这里，图18表示了发电电压检测电路21(22)的一构成例。
如图18所示，恒流源211连接在高电位侧电压Vdd与N沟道晶体管212的漏极之间，晶体管212的源极连接低电位侧电压Vss。因此，晶体管212的阈值电压Vth21(Vth22)根据从恒流源211供给的电流和晶体管212的大小来决定，后面将描述应设定的阈值电压Vth21(Vth22)的值。
在发电检测电路21(22)中，输入信号即端子AG2(AG1)的电压高于阈值电压Vth21(Vth22)时，晶体管212导通，晶体管212的漏极电压成为低电平。相反，输入信号即端子AG2(AG1)的电压低于阈值电压Vth21(Vth22)时，晶体管212的漏极电压成为低电平。晶体管212和恒流源211构成倒相器，晶体管212的输出信号经倒相器213输出，即：发电检测电路21(22)在输入电压高于阈值电压Vth21(Vth22)时生成成为高电平的信号，在低于阈值电压Vth21(Vth22)时生成成为低电平的信号。恒流源211也可以由耗尽型晶体管或电流镜象电路来构成，也可以把电阻元件与P沟道晶体管组合起来代替恒流源211，构成晶体管212和倒相器。
然后，或电路11计算出发电检测电路21的输出信号与比较器COM1的输出信号的逻辑和，并供给到晶体管P1的门极。因此，在端子AG2的电压高于阈值电压Vth21时，不管比较器COM1的输出信号电平如何，或电路11的输出信号都成为高电平，或电路12也进行与或电路11同样的动作。
可是，在图28所示的供电装置中，因比较器COM1、COM2的应答延迟会使整流效率降低，这是因为在本来晶体管P1、P2应截止期间却导通了的缘故。
例如，在从图29所示的时刻t1到时刻t3的期间，因为晶体管P1导通，所以，端子AG1的电压被固定于高电位侧电压Vdd。但是，着眼于该期间内的端子AG2的电压时，该电压从低电压向高电压变化。
因此，连接到一方端子AG1的晶体管P1导通时，如果参照另一方的端子AG2的电压，能够检测到发电机100的电动势的变化(相位)，另外，如果再根据检测结果来控制晶体管P1的导通，就能够根据么电机100的电动势的变化来控制向大容量电容器140的充电。
上述的发电电压检测电路21、22和或电路11、12就是因此而设置的，当连接到一方端子的晶体管导通时，通过把另一方端子的电压与预定的阈值电压Vth21、Vth22相比较，来检测出发电机100的电动势不能对大容量电容器140充电，并根据该检测结果来强行使一方晶体管截止。
因此，决定阈值电压Vth21、Vth22，以使能够检测到发电机100的电动势不能对大容量电容器140充电。具体地说，至少在从低电位侧电压Vss到高电位侧电压Vdd期间来设定阈值电压Vth21、Vth22。
然后，在把各晶体管P1、P2、N3、N4集成化时把寄生二极管D1～D4作入其中。这种情况下，由于晶体管P1、P2的本体连接到高电位侧电压Vdd，所以，晶体管P1、P2的寄生二极管D1、D2按线所示的方向产生。由于晶体管N3、N4的本体连接到低电位侧电压Vss，所以，晶体管N3、N4的寄生二极管D3、D4按虚线所示的方向产生。因此，各寄生二极管D1～D4的方向与在各晶体管导通的状态下电流流过晶体管的方向一致。在该例中，用Vf来表示各寄生二极管D1～D4的管压降。这里，当端子AG1的电压超过Vdd+Vf时，寄生二极管D1成为导通状态，电流从端子AG1流到大容量电容器140。因此，即使比较器COM1、COM2中存在大的响应延迟时间，也能由寄生二极管来进行整流。
当充电电流流过寄生二极管D1～D4时，寄生二极管导通，就有可能引起CMOS LSI中所特有的现象即锁定现象。但是，通过防护带或沟道分离等集成电路技术完全能够防止锁定现象的发生。
[7.3]第五实施例的动作
下面来说明按照本实施例的供电装置的动作。图19是按照本实施例的供电装置的时序图，图20(a)、(b)是处理流程。
首先，比较器COM1判别端子AG1的电压是否高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S11)。
在步骤S11的判别中，当端子AG1的电压高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset时(步骤S11：是)，比较器COM1开始将其输出信号从高电平切换到低电平的动作，经过响应延迟时间后，输出信号被切换到低电平。
接着，发电检测电路21判别端子AG2的电压是否低于阈值电压Vth21(步骤S12)。
在步骤S12的判别中，在端子AG2的电压低于阈值电压Vth21的情况下，(步骤S12：是)，发电检测电路21生成成为低电平的信号，晶体管P1导通(步骤S13)。
在步骤S11的判别中，当端子AG1的电压低于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset时(步骤S11：否)，比较器COM1开始将其输出信号从低电平切换到高电平的动作，经过响应延迟时间后，输出信号被切换到高电平，晶体管P1截止(步骤S14)。因此，即使在本来由于响应延迟时间使晶体管P1应截止的期间Ta内，比较器COM1的输出信号也成为低电平。
同样，比较器COM2判别端子AG2的电压是否高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S21)。
在步骤S21中，在端子AG2的电压高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset时(步骤S21：是)，比较器COM2开始将其输出信号从高电平切换到低电平的动作，经过响应延迟时间后，输出信号被切换到低电平。
接着，发电检测电路22判别端子AG1的电压是否低于阈值电压Vth22(步骤S22)。
在步骤S22的判别中，在端子AG1的电压低于阈值电压Vth22的情况下，(步骤S22：是)，发电检测电路22生成成为低电平的信号，晶体管P2导通(步骤S23)。
在步骤S21的判别中，当端子AG2的电压低于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset时(步骤S21：否)，比较器COM2开始将其输出信号从低电平切换到高电平的动作，经过响应延迟时间后，输出信号被切换到高电平，晶体管P2截止(步骤S24)。因此，即使在本来由于响应延迟时间使晶体管P2应截止的期间Tb内，比较器COM2的输出信号也成为低电平。
另一方面，当端子AG2的电压高于阈值电压Vth21的情况下，(端子AG2的电压与低电位侧电压Vss的电位差超过阈值电压Vth的情况下)，发电电压检测电路21的输出信号成为高电平。
这里，阈值电压Vth21被设定在从低电位侧电压Vss到高电位侧电压Vdd之间。因此，发电电压检测电路21的输出信号从低电平变成为高电平而强行使晶体管P1截止是发生在端子AG2的电压上升到低电位侧电压Vss之后。因为端子AG2的电压低于低电位侧电压Vss期间是发电机100的电动势能使充电电流流入大容量电容器140的期间，所以，在该期间最好不强行使晶体管P1截止。因此，阈值电压Vth21被设定得高于低电位侧电压Vss，所以，不会招致那种不合适的情况发生。
因为晶体管P1由或电路11的输出信号来控制其导通/截止，所以，即使在本来应使晶体管P1截止的期间Ta内，比较器COM1的输出信号成为低电平，发电电压检测电路21的输出信号在时刻t1(t3)成为低电平以后，也能够强行使晶体管P1截止。因此，通过使晶体管P1截止就能够缩短端子AG1的电压与高电位侧电压Vdd一致的期间。这样，端子AG1的电压就按与其上升沿斜率大体相等的斜率下跳，端子AG1的电压波形成为对称波形。
发电电压检测电路21、比较器COM1、或电路11、晶体管P1与发电电压检测电路22、比较器COM2、或电路12、晶体管P2对称构成。
因此，与上述的情况一样，即使在本来应使晶体管P2截止的期间Tb内，比较器COM2的输出信号成为低电平，发电电压检测电路22的输出信号也成为高电平。
因此，时刻t2后，能够强行使晶体管P2截止，通过使晶体管P2导通就能缩短端子AG2的电压与高电位侧电压Vdd一致的期间。
这样，端子AG2的电压就按与其上升沿斜率大体相等的斜率下跳，端子AG2的电压波形成为对称波形。
在晶体管P1导通期间，电流就沿端子AG1→晶体管P1→大容量电容器140→晶体管N4→端子AG2形成的闭环充电；另一方面，在晶体管P2导通期间，电流就沿端子AG2→晶体管P2→大容量电容器140→晶体管N3→端子AG1形成的闭环充电。这种情况下，对于发电机100的电动势(相位)，就能够按短的响应延迟时间控制对大容量电容器140的充电。
这样，按照第五实施例，着眼于与连接晶体管P1(P2)的一方端子AG1(AG2)相反的另一方端子AG2(AG1)，并通过将其电压与阈值电压Vth21(Vth22)相比较，来检测出本来应使晶体管P1(P2)截止的期间，并根据检测结果强行使晶体管P1(P2)截止。因此，即使使用响应延迟时间长换言之耗电少的比较器COM1(COM2)，也能够以高的整流效率来进行全波整流。因此，既能够减少比较器COM1(COM2)耗电又能够提高整流效率，从而能够大幅度地提高供电装置的性能。
[8]第六实施例
[8.1]第六实施例的构成
下面参照附图来说明按照本发明的第六实施例的供电装置的构成。
图21是按照第六实施例的供电装置的方框图。
按照第六实施例的供电装置设置有比较器COM3、COM4，用它们的输出信号为控制晶体管N3、N4的导通/截止；代替发电电压检测电路21、22，把比较器COM4、COM3的各输出信号经倒相器32、31供给电路11、12。除以上两点之外，其构成与图17所示的第五实施例的供电装置是一样的。
首先，比较器COM3的正输入端连接在低电位侧电压Vss上，负输入端连接到端子AG1，当端子AG1的电压高于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset时，其输出信号成为高电平，因此，晶体管N3导通。
比较器COM4的正输入端连接在低电位侧电压Vss上，负输入端连接到端子AG2，当端子AG2的电压高于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset时，其输出信号成为高电平，因此，晶体管N4导通。
比较器COM3和比较器COM4的具体电路构成与第五实施例的情况一样。
这里，比较器COM3的动作电流被设定得比比较器COM2的动作电流大，能够高速动作。因此，比较器COM3的响应延迟时间比比较器COM2的响应延迟时间短。
比较器COM4也一样，其动作电流被设定得比比较器COM1的动作电流大，因此，比较器COM4的响应延迟时间比比较器COM1的响应延迟时间短。
因此，比较器COM4(COM3)能够比比较器COM1(COM2)更快地检测出应使晶体管P1(P2)截止的期间。因此，在第六实施例中，把比较器COM4(COM3)的输出信号经倒相器32(31)供给或电路11(12)，由此来强行使晶体管P1(P2)截止。这样，响应延迟时间短的比较器COM4(COM3)能够补偿响应延迟时间长的比较器COM1(COM2)的动作，并能够对发电机100的电动势的变化以短的延迟时间来控制各P1晶体管P1、P2、N3、N4。
[8.2]第六实施例的动作
下面来说明按照本实施例的供电装置的动作。图22是按照第六实施例的供电装置的时序图，图23(a)、(b)是处理流程。
因为减少了耗电，所以比较器COM1、COM2的响应延迟时间比较长。因此，即使在本来应使晶体管P1、P2截止的期间Ta、Tb内，比较器COM1、COM2的输出信号也成为低电平。
另一方面，因为比较器COM3、COM4的动作电流比较大，所以比较器COM3、COM4的响应延迟时间比较短。因此，在端子AG1的电压低于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset期间，比较器COM3的输出信号成为高电平；在端子AG2的电压低于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset期间，比较器COM4的输出信号成为高电平。
因为计算出倒向器32把比较器COM4的输出信号翻转了的信号与比较器COM1的输出信号的逻辑和之后才提供或电路11的输出信号，所以，比较器COM1的输出信号在因其响应延迟时间而成为低电平期间Ta内成为高电平，因此，晶体管P1在相应的期间Ta内不管比较器COM1的输出信号如何都被强行截止。
同样，因为计算出倒向器32把比较器COM4的输出信号翻转了的信号与比较器COM2的输出信号的逻辑和之后才提供或电路12的输出信号，所以，比较器COM2的输出信号在因其响应延迟时间而成为低电平期间Tb内成为高电平，因此，晶体管P2在相应的期间Tb内不管比较器COM2的输出信号如何都被强行截止。
也就是说，比较器COM1判别端子AG1的电压是否高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S31)。
在步骤S31的判别中，如果端子AG1的电压低于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S31：否)，基于比较器COM1的输出信号，使晶体管P1截止(或维持截止状态)(步骤S34)。
在步骤S31的判别中，如果端子AG1的电压高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S31：是)，比较器COM4判别端子AG2的电压是否高于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset(步骤S32)。
在步骤S32的判别中，如果端子AG2的电压低于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset(步骤S32：否)，基于比较器COM4的输出信号，使晶体管P1截止(或维持截止状态)(步骤S34)。
在步骤S32的判别中，如果端子AG2的电压高于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset(步骤S32：是)，基于比较器COM4的输出信号，使晶体管P1导通(步骤S33)。
同样，比较器COM2判别端子AG2的电压是否高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S41)。
在步骤S41的判别中，如果端子AG2的电压低于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S41：否)，基于比较器COM2的输出信号，使晶体管P1截止(或维持截止状态)(步骤S44)。
在步骤S41的判别中，如果端子AG2的电压高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset(步骤S41：是)，比较器COM3判别端子AG1的电压是否高于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset(步骤S42)。
在步骤S42的判别中，如果端子AG1的电压低于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset(步骤S42：否)，基于比较器COM3的输出信号，使晶体管P2截止(或维持截止状态)(步骤S44)。
在步骤S42的判别中，如果端子AG1的电压高于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset(步骤S42：是)，基于比较器COM3的输出信号，使晶体管P2导通(步骤S43)。
结果，在端子AG1的电压高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset且端子AG2的电压低于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset期间，电流沿端子AG1→晶体管P1→大容量电容器140→晶体管N4→端子AG2形成的闭环流动。这样，大容量电容器140就被充电。
在端子AG2的电压高于高电位侧电压Vdd+偏置电压Voffset且端子AG1的电压低于低电位侧电压Vss-偏置电压Voffset期间，电流沿端子AG2→晶体管P2→大容量电容器140→晶体管N3→端子AG1形成的闭环流动。这样，大容量电容器140就被充电。
这样，按照第六实施例，使用高速的比较器COM3、COM4的输出信号实质上能够缩短减少了耗电的比较器COM1、COM2所产生的响应延迟时间，所以，既能够减少耗电又能够提高整流效率，从而能够大幅度地提高供电装置的性能。
[9]第七实施例
下面来说明适用本发明的供电装置的电子机器的一个例子即电子表(手表)。
因为该电子表的概略构成与图11所示的电子表一样，所以省略其详细说明。
图24是电子表的概略构成图。如该图所示，该电子表使用按照上述第一实施例的供电装置，另外。该电子表的供电装置500设置有升压电路300。
该升压电路300根据需要使大容量电容器140的充电电压升压，并对辅助电容器160充电，作为电源供给该电子表的负载即处理器600、比较器COM1、COM2、发电电压检测电路21、22等电路各部。具体地说，当低电位侧电压Vss和作为基准电压的高电位侧电压Vdd的线间电压(绝对值)所表示的电源电压降低到能使电路各部动作的电压下限值(或其附近)时，升压电路300使升压倍数升一级，另一方面，当上升到电压上限值(或其附近)时，使升压倍数下降一级。
因此，即使在大容量电容器140的充电不充分的情况下，辅助电容器160也能把电源电压Vss维持在可动作的电压范围内，所以，就能够使由比较器COM1、COM2和发电电压检测电路21、22进行的晶体管P1、P2的控制成为可能，也使小幅度的交流电压的整流成为可能。
另外，在有大容量电容器140蓄电不充分的情况下，即使在由于升压而使比较器COM1、COM2不动作的情况下，由寄生二极管D1～D4构成的二极管桥式整流也能够把电容器140充电。
当然，也能够适用按照第五实施例的供电装置。
[10]第五实施例～第七实施例的变形例
在第五实施例～第七实施例中，下述的各种变形是可能的。
[10.1]第一变形例
图25是第一变形例的电路构成图。
在上述第五实施例的供电装置中，把比较器COM1、COM2连接到高电位侧电压Vdd上，但是也可以将其连接到低电位侧电压Vss上。这种情况下，也可以如图25所示的那样来构成供电装置。这里，当端子AG2(AG1)的电压低于阈值电压Vth时，发电检测电路21(22)生成成为低电平的信号，高于阈值电压Vth时，发电检测电路21(22)生成成为高电平的信号。因此，即使比较器COM1、COM2的输出信号是高电平，或电路11′、12′也能够强行使晶体管N3、N4截止。所以，按照变形例，也能够实现与第一实施例同样的效果。
[10.2]第二变形例
在上述第五实施例中，当然也可以把晶体管N3、N4置换为二极管。在上述第二变形例中，当然也可以把晶体管P1、P2置换为二极管。
[10.3]第三变形例
图26是第三变形例的电路构成图。
在上述第六实施例中，也可以把比较器COM1(COM2)的动作电流设定得比比较器COM4(COM3)的动作电流大，这种情况下，可以像图26那样构成供电装置。在该例中，当比较器COM1(COM2)的输出信号成为高电平时(把晶体管P1、P2从导通切换为截止的情况)，因为其输出信号经倒向器32(31)被翻转后再供给或电路12′(11′)，所以，即使比较器COM4(COM3)的输出信号是高电平，也能够强行使晶体管N3、N4截止。因此，按照变形例，能够实现与第二实施例同样的效果。
[10.4]第四变形例
在上述的说明中，使比较器(COM1～COM4)始终在动作。
但是，在发电机100未发电的情况下，不必进行整流动作，所以，从耗电的观点来看，最好不要使比较器(COM1～COM4)始终处于动作状态。
因此，在本第四变形例中，如图27所示，在发电机100的输出端子AG1、AG2上设置检测电动势产生的发电检测电路700，检测发电(电动势)并把启动信号输出到比较器COM1～COM4，使比较器COM1～COM4处于动作状态。发电检测电路700的构成可以与第五实施例中说明的构成一样，而且，也可以与第五实施例中说明的构成兼用。
因此，能够降低不必进行整流动作的非发电时的耗电，从而能够延长携带电子机器等的动作时间。
本第四变形例也能够适用于上述的第一～第四实施例。
[10.5]第五变形例
在上述的第五实施例～第七实施例和变形例中，把晶体管P1、P2、N3、N4、P5、N6作成为N沟道场效应型或P沟道场效应型，但是也可以使用NPN型或PNP型双极晶体管。但在双极晶体管中，因为发射极/集电极间的饱和电压通常是0.3V左右，所以，在发电机100的电动势小的情况下，如上所述，最好采用场效应型。
虽然把晶体管P1、P2、N3、N4、P5、N6构成得产生寄生二极管D1～D6，在不产生这些二极管的情况下，也可以另外把二极管与晶体管并列设置。
另外，在各实施例中，把大容量电容器140作为充电的主体，只要能够蓄存电力就行，例如也可以是二次电池。
在各实施例中，虽然把基准电位设定为高电位侧电压Vdd，当然也可以把低电位侧电压Vss设定为基准电压。
[10.6]第六变形例
作为发电机100，除图11所示的类型之外，也可以是用发条等的复原力产生旋转运动，再由该旋转运动产生电动势的类型装置，或对压电体施加外部的或自激励的振动或变位，再由其压电效应产生电力的类型的装置。只要是发出交流电的装置，任何形式都可以。
[10.7]第七变形例
作为适用各实施例和变形例的供电装置的携带式电子机器，除上述电子表之外，还有例如液晶电视、磁带录象机、笔记本式个人计算机、携带式电话、PDA(个人数字信息终端)、台式电子计算机等，只要是耗电的电子机器，不管何种类型都能够适用。而且，在这种便携式电子机器中，即使没有电容器或二次电池之类的蓄电元件，因为能够驱动电路系统或机构系统动作，所以，任何地方都能够使用，同时，无须烦琐的电池更换，还不会产生伴随电池废弃而引起的问题。
[11]第五实施例～第七实施例的效果
如上所述，按照第五实施例～第七实施例，尽管第一和第二比较器装置的响应延迟时间长，但是仍然能够使第一和第二开关装置快速截止，所以，能够使第一和第二开关装置的截止与该供电装置供给的交流电压的相位一致。结果，动作速度慢，换言之，即使采用动作电流小的第一和第二比较装置，也能够实现高的整流效率高的整流效率，从而能够大幅度地提高供电装置的性能。
{12}其他方案
除上述的各实施例之外，还可以作出如下所示的方案。
[12.1]第一其他方案
第一其他方案是对供给两个输入端的交流电压进行全波整流供电给第一和第二电源线的供电装置，设置有连接在一方输入端子和所述第一电源线之间的第一开关装置、连接在另一方输入端子和所述第一电源线之间的第二开关装置、连接在所述一方输入端子和所述第二电源线之间的仅使电流单向流动的第一装置、连接在所述另一方输入端子和所述第二电源线之间的仅使电流单向流动的第二装置、比较所述一方端子电压和所述第一电源线电压的第一比较装置、比较所述另一方端子电压和所述第一电源线电压的第二比较装置、第一控制装置和第二控制装置；所述第一控制装置根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通·断，同时，在该比较结果表示使所述第一开关装置接通的情况下，根据所述另一方输入端子的电压强行使所述第一开关装置断开；所述第二控制装置根据所述第二比较装置的比较结果控制所述第二开关装置的通·断，同时，在该比较结果表示使所述第二开关装置接通的情况下，根据所述另一方输入端子的电压强行使所述第二开关装置断开。
[12.1.1]第一其他方案的第一变形例
在第一其他方案中，所述第一控制装置设置有检测出所述另一方输入端子与所述第二电源线之间的电位差大于预定的基准值的第一检测部和第一控制部，所述第一控制部根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通·断，同时，在该比较结果表示使所述第一开关装置接通的情况下，根据所述第一检测部的检测结果强行使所述第一开关装置断开；所述第二控制装置设置有检测出所述一方输入端子与所述第二电源线之间的电位差大于预定的基准值的第二检测部和第二控制部，所述第二控制部根据所述第二比较装置的比较结果控制所述第二开关装置的通·断，同时，在该比较结果表示使所述第二开关装置接通的情况下，根据所述检测装置的检测结果强行使所述第二开关装置断开。
[12.1.2]第一其他方案的第二变形例
在第一其他方案中，所述第一装置也可以是根据所述另一方的输入端子的电压控制通·断的第三开关装置，所述第二装置也可以是根据所述一方的输入端子的电压控制通·断的第四开关装置。
在第一其他方案的第二变形例中，所述第一至第四开关装置也可以由场效应型晶体管构成。
在第一其他方案的第二变形例中，也可以设置有与所述第一开关装置并联的第一二极管、与所述第二开关装置并联的第二二极管、与所述第三开关装置并联的第三二极管、与所述第四开关装置并联的第四二极管。在这种情况下，第一至第四开关装置是场效应型晶体管，所述第一至第四二极管是场效应型晶体管的寄生二极管。
[12.1.3]第一其他方案的第三变形例
在第一其他方案中，所述第一和第二装置也可以由二极管构成。
[12.1.4]第一其他方案的第四变形例
在第一其他方案中，也可以设置有蓄存所述第一和第二电源线供给的电力的蓄电器。
[12.1.5]第一其他方案的第五变形例
在第一其他方案中，也可以设置有发出交流电压的同时把电动势供电给所述各输入端子的交流发电装置。
[12.2]第二其他方案
第二其他方案是对供给两个输入端的交流电压进行全波整流供电给第一和第二电源线的供电装置，设置有比较所述一方端子电压和所述第一电源线电压的第一比较装置、比较所述另一方端子电压和所述第一电源线电压的第二比较装置、比较所述一方端子电压和所述第二电源线电压同时响应延迟时间比所述第二比较装置的响应延迟时间短的第三比较装置、比较所述另一方端子电压和所述第二电源线电压同时响应延迟时间比所述第一比较装置的响应延迟时间短的第四比较装置、连接在所述一方输入端子和所述第一电源线之间的第一开关装置、连接在另一方输入端子和所述第一电源线之间的第二开关装置、连接在所述一方输入端子和所述第二电源线之间的根据所述第三比较装置的比较结果控制通·断的第三开关装置、连接在所述另一方输入端子和所述第二电源线之间的根据所述第四比较装置的比较结果控制通·断的第四开关装置、第一控制装置和第二控制装置；所述第一控制装置根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通·断，同时，在该比较结果表示使所述第一开关装置接通的情况下，所述第四比较装置的比较结果表示使所述第四开关装置断开的情况下强行使所述第一开关装置断开；所述第二控制装置根据所述第二比较装置的比较结果控制所述第二开关装置的通·断，同时，在该比较结果表示使所述第二开关装置接通的情况下，所述第三比较装置的比较结果表示使所述第三开关装置断开的情况下，强行使所述第二开关装置断开。
[12.2.1]第二其他方案的第一变形例
在第二其他方案中，所述第一至第四开关装置由场效应晶体管构成。
[12.2.2]第二其他方案的第二变形例
在第二其他方案中，也可以构成得具备与所述第一开关装置并联的第一二极管、与所述第二开关装置并联的第二二极管、与所述第三开关装置并联的第三二极管、与所述第四开关装置并联的第四二极管。在这种情况下，所述第一至第四开关装置是场效应型晶体管，所述第一至第四二极管可以是各场效应型晶体管的寄生二极管。
[12.2.3]第二其他方案的第三变形例
在第二其他方案中，也可以设置有蓄存所述第一和第二电源线供给的电力的蓄电器。
[12.2.4]第二其他方案的第四变形例
在第二其他方案中，也可以设置有发出交流电压的同时把电动势供电给所述各输入端子的交流发电装置。
[12.3]第三其他方案
第三其他方案是一种供电装置的控制方法，所述供电装置具有连接在一方输入端子和所述第一电源线之间的第一开关装置、连接在另一方输入端子和所述第一电源线之间的第二开关装置、连接在所述一方输入端子和所述第二电源线之间的仅使电流单向流动的第一装置、连接在所述另一方输入端子和所述第二电源线之间的仅使电流单向流动的第二装置，所述供电装置对供给各输入端子的交流电压进行全波整流，并供电给所述第一和第二电源线；所述控制方法包括如下步骤：比较所述一方输入端子的电压和所述第一电源线电压，得到第一比较结果；检测出所述另一方输入端子的电压与所述第二电源线之间的电位差比预定的基准值大，得到第一检测结果；根据所述第一比较结果控制所述第一开关装置的通·断的同时，在所述第一比较结果表示使所述第一开关装置接通的情况下，根据所述第一检测结果强行使所述第一开关装置断开，并比较所述另一方端子电压和所述第一电源线电压得到第二比较结果；根据所述第二比较结果控制所述第二开关装置的通·断的同时，在所述第二比较结果表示使所述第二开关装置接通的情况下，根据所述第二检测结果强行使所述第二开关装置断开。
[12.4]第四其他方案
第四其他方案是一种供电装置的控制方法，所述供电装置具有连接在一方输入端子和所述第一电源线之间的第一开关装置、连接在另一方输入端子和所述第一电源线之间的第二开关装置、连接在一方输入端子和所述第二电源线之间的第三开关装置、连接在另一方输入端子和所述第二电源线之间的第四开关装置；所述供电装置对供给各输入端子的交流电压进行全波整流，并供电给所述第一和第二电源线；所述控制方法包括如下步骤：比较所述一方输入端子的电压和所述第一电源线电压，得到第一比较结果；比较所述另一方输入端子的电压和所述第一电源线电压，得到第二比较结果；用比得到所述第一比较结果的比较动作更高速地比较所述一方输入端子的电压和所述第二电源线电压，得到第三比较结果；根据该比较结果控制第三开关装置的通·断，并用比得到所述第二比较结果的比较动作更高速地比较所述另一方输入端子的电压和所述第二电源线电压，得到第四比较结果；根据该比较结果控制所述第四开关装置的通·断，根据所述第一比较结果控制所述第一开关装置的通·断，同时，即使是所述第一比较结果表示使所述第一开关装置接通的情况，在所述第四比较结果表示使所述第四开关装置接通的情况下，也强行使所述第一开关装置断开；根据所述第二比较结果控制所述第二开关装置通·断的同时，即使是所述第二比较结果表示使所述第二开关装置接通的情况，在所述第三比较结果表示使所述第三开关装置接通的情况下，也强行使所述第二开关装置断开。
[12.5]第五其他方案
第四其他方案的构成是设置有第二其他方案的第三变形例的供电装置和根据所述供电装置供给的电力来执行预定处理的处理装置。
[12.6]第六其他方案
第五其他方案的构成是在电子表中设置有第二其他方案的第三变形例的供电装置和根据所述供电装置供给的电力计时的计时装置。

Claims (29)

1.一种对交流电压进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置，具有单向性单元，所述单向元件具有两个端子、比较所述两个端子的端子电压的比较装置和根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置，使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子，其特征在于：
在所述第一电源线和所述第二电源线之间设置有蓄存电力的蓄电装置；
在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述单向性单元使所述开关装置断开，以便根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
2.一种对交流电压进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置，具有多个单向性单元，所述单向元件具有两个端子、比较所述两个端子的端子电压的比较装置和根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置，使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子，其特征在于：
在所述第一电源线和所述第二电源线之间设置有蓄存电力的蓄电装置；
第一所述单向性单元的一方端子被连接到供给所述交流电流的第一输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；
第二所述单向性单元的一方端子被连接到供给所述交流电流的第二输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；
第三所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述第一输入端；
第四所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述的第二输入端；
在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述第一至第四单向性单元之中的至少2个单向性单元使对应的所述开关装置断开，以便根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
3.一种供电装置，具有多个单向性单元，所述单向元件具有两个端子、比较所述两个端子的端子电压的比较装置和根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置、使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子；一端连接到供给交流电流的第一输入端的第一蓄电装置；一端连接到供给所述交流电流的第二输入端的第二蓄电装置；其特征在于：
第一所述单向性单元的一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到供给所述交流电压的第一输入端；
第二所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端；
在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述第一和第二单向性单元使所述开关装置断开，以便根据响应延迟时间预先启动使对应的开关装置断开的动作。
4.根据权利要求1的供电装置，其特征在于：
对供给所述2个端子的交流电压进行全波整流后把电力供给所述第一和第二电源线，同时设置有：
连接在第一输入端和所述第一电源线之间的第一开关装置、
连接在第二输入端和所述第一电源线之间的第二开关装置、
连接在第一输入端和所述第二电源线之间的仅流过单向电流的第一装置、
连接在第二输入端和所述第二电源线之间的仅流过单向电流的第二装置、
比较所述第一输入端的电压和所述第一电源线的电压的第一比较装置、
比较所述第二输入端的电压和所述第一电源线的电压的第二比较装置、
根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第一开关装置接通的情况下，根据所述第二输入端的电压强制地断开所述第一开关装置的第一控制装置、和
根据所述第二比较装置的比较结果控制所述所述第二开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第二开关装置接通的情况下，根据所述第二输入端的电压强制地断开所述第二开关装置的第二控制装置。
5.根据权利要求1的供电装置，其特征在于设置有并联在所述开关装置上的二极管。
6.根据权利要求1的供电装置，其特征在于所述开关装置由场效应晶体管构成。
7.根据权利要求5的供电装置，其特征在于所述开关装置是场效应晶体管，所述二极管是所述场效应晶体管的寄生二极管。
8.根据权利要求1的供电装置，其特征在于所述单向性单元被集成在半导体基片上。
9.根据权利要求4的供电装置，其特征在于：
所述第一控制装置设置有：
连接于第二输入端子、检测出所述第二输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第一检测装置、
根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第一开关装置接通的情况下，根据所述第一检测装置的检测结果强制地断开所述第一开关装置的第一控制器；
所述第二控制装置设置有：
检测出所述第一输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第二检测装置、
根据所述第二比较装置的比较结果控制所述第二开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第二开关装置接通的情况下，根据所述检测装置的检测结果强制地断开所述第二开关装置的第二控制器。
10.根据权利要求4的供电装置，其特征在于：所述第一装置是根据所述第一输入端的电压控制通/断的第三开关装置；所述第二装置是根据所述第二输入端的电压控制通/断的第四开关装置。
11.根据权利要求4的供电装置，其特征在于：设置有连接于第二输入端子、检测出所述第二输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第一检测装置和检测出所述第一输入端和所述第一电源线间的电位差比预定的基准值大的第二检测装置；在所述第一检测装置和所述第二检测装置中进行了检测的情况下，把电源供给所述第一比较装置和所述第二比较装置。
12.根据权利要求2的供电装置，其特征在于：设置有并联在所述第一开关装置上的第一二极管、并联在所述第二开关装置上的第二二极管、并联在所述第三开关装置上的第三二极管、并联在所述第四开关装置上的第四二极管。
13.根据权利要求2的供电装置，其特征在于：所述第一至第四开关装置分别是场效应晶体管。
14.根据权利要求12的供电装置，其特征在于：所述第一至第四开关装置分别是场效应晶体管，所述第一和第二二极管是所述第一和第二的各场效应晶体管的寄生二极管。
15.根据权利要求2的供电装置，是对供给2个端子的交流电压进行全波整流后把电力供给所述第一和第二电源线的供电装置；其特征在于，设置有：
比较所述第一输入端的电压和所述第一电源线的电压的第一比较装置、
比较所述第二输入端的电压和所述第一电源线的电压的第二比较装置、
比较所述第一输入端的电压和所述第二电源线的电压，同时比所述第二比较装置的检测动作速度快、响应延迟时间短的第三比较装置、
比较所述第二输入端的电压和所述第二电源线的电压，同时比所述第一比较装置的响应延迟时间短的第四比较装置、
连接在所述第一输入端和所述第一电源线间的第一开关装置、
连接在所述第二输入端和所述第一电源线间的第二开关装置、
连接在所述第一输入端和所述第二电源线间，并根据所述第三比较装置的比较结果控制通/断的第三开关装置、
连接在所述第二输入端和所述第二电源线间，并根据所述第四比较装置的比较结果控制通/断的第四开关装置、
根据所述第一比较装置的比较结果控制所述第一开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第一开关装置接通的情况下，如果所述第四比较装置的比较结果表示所述第四开关装置断开，便强制所述第一开关装置断开的第一控制装置、和
根据所述第二比较装置的比较结果控制所述第二开关装置的通/断的同时，在该比较结果表示所述第二开关装置接通的情况下，如果所述第三比较装置的比较结果表示所述第三开关装置断开，便强制所述第二开关装置断开的第二控制装置。
16.根据权利要求15的供电装置，其特征在于：设置有比较所述第二输入端的电压和所述第二电源线的电压的第一检测装置和比较所述第一输入端的电压和所述第一电源线的电压的第二检测装置；
在所述第一检测装置或所述第二检测装置中进行了发电检测的情况下，把电源供给所述第一～第四比较装置。
17.根据权利要求2的供电装置，其特征在于所述第一～第四开关装置被集成在半导体基片上。
18.根据权利要求3的供电装置，其特征在于设置有并联在所述第一开关装置上的第一二极管和并联在所述第二开关装置上的第二二极管。
19.根据权利要求3的供电装置，其特征在于所述第一和第二开关装置分别是场效应晶体管。
20.根据权利要求18的供电装置，其特征在于：所述第一和第二开关装置分别是场效应晶体管，所述第一和第二二极管是各场效应晶体管的寄生二极管。
21.根据权利要求3的供电装置，其特征在于：所述第一和第二开关装置以及所述第一和第二控制装置被集成在半导体基片上。
22.根据权利要求1、2或3的供电装置，其特征在于：设置有供给所述交流电压的交流发电装置。
23.一种对交流电流进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置的控制方法，所述供电装置具有多个单向性单元，所述单向元件具有两个端子、比较所述两个端子的端子电压的比较装置和根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置、使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子；设置在所述第一电源线和所述第二电源线之间蓄存电力的蓄电装置；其特征在于：
在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述单向性单元使所述开关装置断开，以便根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
24.一种对交流电流进行整流后将电力供给第一电源线和第二电源线的供电装置的控制方法，所述供电装置具有多个单向性单元，所述单向元件具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置和根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置、使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子；设置在所述第一电源线和所述第二电源线之间蓄存电力的蓄电装置；第一所述单向性单元的一方端子被连接到供给所述交流电流的第一输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；第二所述单向性单元的一方端子被连接到供给所述交流电流的第二输入端，另一方端子被连接到所述第一电源线；第三所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述第一输入端；第四所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二电源线，另一方端子被连接到所述第二输入端；其特征在于：
在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述第一至第四单向性单元之中的至少2个单向性单元使对应的所述开关装置断开，以便根据响应延迟时间预先启动使所述开关装置断开的动作。
25.一种供电装置的控制方法，所述供电装置具有多个单向性单元，所述单向元件具有两个端子、比较所述两个端子电压的比较装置和根据该比较装置的比较结果控制通/断的开关装置、使电流从一方端子经开关装置流向另一方端子；一端连接到供给交流电流的第一输入端的第一蓄电装置；一端连接到供给所述交流的第二输入端的第二蓄电装置；第一所述单向性单元的一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到供给所述交流电压的第一输入端；第二所述单向性单元的一方端子被连接到所述第二蓄电装置的另一端，另一方端子被连接到所述第一蓄电装置的另一端；其特征在于：
在一方端子的电压电平低于把预定的规定电压加到另一方端子的电压电平上得到的电压电平的情况下，所述第一和第二单向性单元使所述开关装置断开，以便根据响应延迟时间预先启动使对应的开关装置断开的动作。
26.一种携带式电子机器，其特征在于设置有权利要求1、2或3中的任一项的供电装置和根据由所述供电装置供给的电力执行预定的处理的处理装置。
27.根据权利要求26的携带式电子机器，其特征在于所述处理装置的至少一部分被集成在半导体基片上。
28.一种电子表，其特征在于设置有权利要求1、2或3中的任一项的供电装置和根据由所述供电装置供给的电力进行计时动作的计时装置。
29.根据权利要求28的电子表，其特征在于所述计时装置的至少一部分被集成在半导体基片上。
CNB99802578XA 1998-12-02 1999-12-01 供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表 Expired - Fee Related CN1192474C (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP34337798 1998-12-02
JP343377/1998 1998-12-02
JP375322/1998 1998-12-14
JP37532298 1998-12-14

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1289476A CN1289476A (zh) 2001-03-28
CN1192474C true CN1192474C (zh) 2005-03-09

Family

ID=26577512

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB99802578XA Expired - Fee Related CN1192474C (zh) 1998-12-02 1999-12-01 供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6324084B1 (zh)
EP (1) EP1067667B1 (zh)
JP (1) JP3487289B2 (zh)
CN (1) CN1192474C (zh)
DE (1) DE69930168T2 (zh)
HK (1) HK1033713A1 (zh)
WO (1) WO2000033454A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108206641A (zh) * 2016-12-20 2018-06-26 北京同方微电子有限公司 一种低损耗全波有源整流器
CN109217697A (zh) * 2017-07-02 2019-01-15 虹冠电子工业股份有限公司 同步桥式整流器，同步桥式整流器的操作方法及其组件
CN110710121A (zh) * 2017-06-16 2020-01-17 三菱电机株式会社 通信装置、通信方法以及程序

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6556022B2 (en) * 2001-06-29 2003-04-29 Intel Corporation Method and apparatus for local parameter variation compensation
US7183834B2 (en) * 2002-10-11 2007-02-27 International Rectifier Corporation Method and apparatus for driving a power MOS device as a synchronous rectifier
US20040240243A1 (en) * 2003-03-14 2004-12-02 Meyer Steven D. Prediction methods and circuits for operating a transistor as a rectifier
US7408796B2 (en) 2003-11-04 2008-08-05 International Rectifier Corporation Integrated synchronous rectifier package
US8134851B2 (en) 2003-11-04 2012-03-13 International Rectifier Corporation Secondary side synchronous rectifier for resonant converter
TW200525869A (en) 2004-01-28 2005-08-01 Renesas Tech Corp Switching power supply and semiconductor IC
DE102004029439A1 (de) * 2004-06-18 2006-02-02 Infineon Technologies Ag Gleichrichter-Schaltkreis, Schaltkreis-Anordnung und Verfahren zum Herstellen eines Gleichrichter-Schaltkreises
JP4519716B2 (ja) * 2005-06-02 2010-08-04 富士通セミコンダクター株式会社 整流回路用ダイオードを有する半導体装置
DE102005033477B4 (de) 2005-07-18 2016-02-04 Austriamicrosystems Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zum Konvertieren einer Wechselspannung in eine gleichgerichtete Spannung
US7888892B2 (en) * 2007-07-18 2011-02-15 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Mobile electronic apparatus having a rechargeable storage device
US7656217B2 (en) * 2007-11-05 2010-02-02 Ili Technology Corp. Voltage level clamping circuit and comparator module
DE102007060219A1 (de) * 2007-12-14 2009-06-18 Robert Bosch Gmbh Gleichrichterschaltung
TWI448084B (zh) * 2009-02-13 2014-08-01 Silego Technology Inc 積體電路頻率產生器
US8878394B2 (en) * 2010-02-25 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Wireless power receiver
KR101313662B1 (ko) * 2010-08-27 2013-10-02 한양대학교 산학협력단 지연 고정 루프를 이용한 능동형 정류기, 능동형 정류기를 포함하는 무선전력 수신 장치
JP5783843B2 (ja) * 2010-11-19 2015-09-24 ローム株式会社 スイッチング整流回路及びこれを用いたバッテリ充電装置
US8804389B2 (en) * 2012-02-16 2014-08-12 Linear Technology Corporation Active bridge rectification
CN102735914B (zh) * 2012-05-10 2014-12-31 成都芯源系统有限公司 同步整流电路以及过零检测方法
JP6067308B2 (ja) * 2012-10-01 2017-01-25 ローム株式会社 ワイヤレス受電回路およびそれを用いた電子機器
TWI481179B (zh) * 2013-03-08 2015-04-11 Tung Jung Liu 自我供電單向導通元件裝置
JP6003759B2 (ja) * 2013-03-26 2016-10-05 株式会社ソシオネクスト スイッチ回路、及び、半導体記憶装置
DE102013104944A1 (de) * 2013-05-14 2014-11-20 Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg Synchrongleichrichter, Verwendung eines solchen Synchrongleichrichters in einem Schaltnetzteil, sowie Schaltnetzteil
JP6148551B2 (ja) 2013-06-26 2017-06-14 株式会社東芝 整流装置
KR101462610B1 (ko) 2013-06-27 2014-11-20 주식회사 맵스 트랜지스터 턴 오프 제어 방식이 개선된 능동 다이오드
KR20150018734A (ko) * 2013-08-09 2015-02-24 삼성전자주식회사 무선 전력 수신 장치 및 방법
CN103904921B (zh) * 2014-03-04 2017-02-08 华为技术有限公司 一种控制交直流电转换的装置
KR101537896B1 (ko) * 2014-03-14 2015-07-20 성균관대학교산학협력단 역전류 누설을 줄일 수 있는 능동형 정류기 및 이를 이용한 무선 전력 수신 장치
CN103973142A (zh) * 2014-06-06 2014-08-06 余丽丽 无线电力传输芯片片内全同步桥式整流器架构以及电路
CN106936323A (zh) * 2015-12-29 2017-07-07 上海科特新材料股份有限公司 Ac-dc无谐波同步整流装置
KR101825142B1 (ko) * 2016-09-29 2018-02-02 성균관대학교 산학협력단 역누설전류를 방지하는 능동형 정류기
US10516327B2 (en) * 2017-07-19 2019-12-24 Semiconductor Components Industries, Llc System and method for controlling switching device in power converter
US20190089262A1 (en) * 2017-09-19 2019-03-21 Texas Instruments Incorporated Isolated dc-dc converter
US10432102B2 (en) 2017-09-22 2019-10-01 Texas Instruments Incorporated Isolated phase shifted DC to DC converter with secondary side regulation and sense coil to reconstruct primary phase
CN109600062B (zh) * 2018-12-25 2020-02-11 美芯晟科技（北京）有限公司 一种全桥整流的控制方法及全桥整流电路
CN115037168A (zh) * 2021-02-25 2022-09-09 精工爱普生株式会社 整流电路以及受电控制装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3665221A (en) * 1970-10-12 1972-05-23 Bell Telephone Labor Inc Transistor bridge rectifier circuit
US3930196A (en) * 1973-11-02 1975-12-30 Gen Electric Bridge rectifier circuits using transistors as rectifying elements
US4307305A (en) * 1980-01-08 1981-12-22 Northern Telecom, Inc. Precision rectifier circuits
JPS5899816A (ja) * 1981-12-09 1983-06-14 Nec Corp 整流回路
US4562814A (en) * 1983-02-04 1986-01-07 Nissan Motor Company, Limited System and method for controlling fuel supply to an internal combustion engine
US4519024A (en) 1983-09-02 1985-05-21 At&T Bell Laboratories Two-terminal transistor rectifier circuit arrangement
NL8303319A (nl) * 1983-09-28 1985-04-16 Hazemeijer Bv Aktieve dubbelzijdige gelijkrichtschakeling.
US4777580A (en) * 1985-01-30 1988-10-11 Maxim Integrated Products Integrated full-wave rectifier circuit
NL8503480A (nl) * 1985-12-18 1987-07-16 Philips Nv Voedingsschakeling.
US4875151A (en) * 1986-08-11 1989-10-17 Ncr Corporation Two transistor full wave rectifier
JPH05122940A (ja) * 1991-10-31 1993-05-18 Meidensha Corp 電流型コンバータのｐｗｍ制御方法
US5510972A (en) * 1994-06-29 1996-04-23 Philips Electronics North America Corporation Bridge rectifier circuit having active switches and an active control circuit
DE69623814T2 (de) * 1995-12-29 2003-08-07 Em Microelectronic Marin Sa Aktiver gleichrichter mit minimalen energieverlusten
US6421261B1 (en) * 1996-11-13 2002-07-16 Seiko Epson Corporation Power supply apparatus with unidirectional units
JP3624665B2 (ja) * 1997-02-07 2005-03-02 セイコーエプソン株式会社 発電装置、充電方法および計時装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108206641A (zh) * 2016-12-20 2018-06-26 北京同方微电子有限公司 一种低损耗全波有源整流器
CN110710121A (zh) * 2017-06-16 2020-01-17 三菱电机株式会社 通信装置、通信方法以及程序
CN110710121B (zh) * 2017-06-16 2021-07-23 三菱电机株式会社 通信装置、通信方法以及记录介质
CN109217697A (zh) * 2017-07-02 2019-01-15 虹冠电子工业股份有限公司 同步桥式整流器，同步桥式整流器的操作方法及其组件

Also Published As

Publication number Publication date
DE69930168D1 (de) 2006-04-27
CN1289476A (zh) 2001-03-28
US6324084B1 (en) 2001-11-27
WO2000033454A1 (fr) 2000-06-08
EP1067667A4 (en) 2002-12-04
DE69930168T2 (de) 2006-08-03
EP1067667B1 (en) 2006-03-01
EP1067667A1 (en) 2001-01-10
JP3487289B2 (ja) 2004-01-13
HK1033713A1 (en) 2001-09-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1192474C (zh) 供电装置、供电方法、携带式电子机器和电子表
CN1252914C (zh) 差动电路、放大电路及使用它们的显示装置
CN1671031A (zh) 升压电路、半导体装置以及电子设备
CN1260889C (zh) 低消耗电流的驱动电路
CN1061484C (zh) 内部电源电路
CN1277247C (zh) 电平移动电路及包括其的显示装置
CN1080949C (zh) 电源设备与电压转换器
CN1613173A (zh) 功率因数改善变换器及其控制方法
CN1829092A (zh) 电平移动电路和移位寄存器和显示设备
CN1898717A (zh) 等离子体显示屏驱动装置及等离子体显示器
CN1992523A (zh) 开关电路和二极管
CN1976229A (zh) 半导体集成电路及泄漏电流降低方法
CN1320300A (zh) 输出控制装置
CN1299975A (zh) 电压检测设备,电池残余电压检测设备,电压检测方法,电池残余电压电压检测方法,电子表和电子设备
CN1220783A (zh) 振荡电路、电子电路、半导体装置、电子装置和电子表
CN101040440A (zh) 电平移位器电路、驱动电路及显示装置
CN1835366A (zh) 开关转换器
CN1617435A (zh) 开关电源电路
CN1124015C (zh) 遥测设备用的边沿检测电路和极性反转检测电路
CN1568569A (zh) 电压检测电路和使用它的内部电压发生电路
CN1145859C (zh) 电子装置及电子装置的控制方法
CN1551236A (zh) 电压发生电路
CN1207607A (zh) 电力变换装置的控制装置
CN1192290C (zh) 电子机器和电子机器的控制方法
CN100345363C (zh) 功率变换器

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20050309

Termination date: 20151201

EXPY Termination of patent right or utility model