KR20060082418A

KR20060082418A - 전류공진형 인버터 회로

Info

Publication number: KR20060082418A
Application number: KR1020060003170A
Authority: KR
Inventors: 마사카즈 우시지마
Original assignee: 마사카즈 우시지마; 첸, 홍페이
Priority date: 2005-01-12
Filing date: 2006-01-11
Publication date: 2006-07-18
Also published as: US7548028B2; TWI303514B; TW200627780A; JP4908760B2; US20060193152A1; EP1684555A2; CN1805640A; EP1684555A3; JP2005176599A

Abstract

본원발명은 전력 제어를 실시할 때, 트랜스 1차측 전압의 실효치의 위상과 전류 위상을 동일하게 제어함으로써 역률을 악화시키지 않고 전력을 제어하고자 하는 것이다.

전류공진형의 인버터 회로는 승압 트랜스를 가지고, 상기 승압 트랜스의 2차측 권선측은 상기 승압 트랜스의 2차 권선의 누설 인덕턴스와 2차측 회로에 존재하는 용량 성분과의 사이에서 공진회로를 구성하고, 상기 승압 트랜스의 1차 권선의 일끝단은 전원측에 접속되고, 상기 1차 권선의 다른 끝단은 전류 트랜스의 1차 권선을 개재하여 스위치ㆍ스너버(Switched snubber) 회로에 접속되며, 상기 스위치ㆍ스너버 회로는 서로 극성이 다른 한 쌍의 트랜지스터로 구성되고, 상기 한 쌍의 트랜지스터의 베이스(게이트)끼리는 접속되어 상기 전류 트랜스의 2차 권선에 접속되고, 상기 한 쌍의 트랜지스터의 한쪽의 콜렉터는 상기 전류 트랜스의 1차 권선에 접속되고, 다른 한쪽의 트랜지스터의 콜렉터는 콘덴서를 개재하여 상기 전류 트랜스의 1차 권선에 접속되는 것을 특징으로 한다.

Description

전류공진형 인버터 회로{A CURRENT RESONANT INVERTER CIRCUIT}

도 1은 본 발명에 관한 공진회로의 등가회로를 나타내는 설명도이다.

도 2는 본 발명에 관한 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공진형 회로의 하나의 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 3은 본 발명에 관한 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공진형 회로의 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 4는 본 발명에 관한 전류공진형 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 5는 본 발명에 관한 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공진형 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 6은 본 발명에 관한 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공진형 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 7은 본 발명에 관한 전류공진형 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 8은 본 발명에 관한 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공진형 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 9는 본 발명에 관한 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공 진형 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이다.

도 10은 본 발명에 관한 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공진형 회로의 또 다른 실시예를 나타내는 회로구성도이며, 냉음극관을 양측고전압 구동하는 것을 용이하게 한 것이다.

도 11은 종래기술에 있어서의 승압 트랜스의 1차측 구동회로까지를 포함한 2차측 공진회로의 등가회로를 나타내는 설명도이다.

도 12는 도 11의 등가회로에 의해 시뮬레이션을 실시했을 경우의 위상 특성(상)과 전달 특성(하)를 나타내는 설명도이며, 가로축은 주파수이다.

도 13은 도 4의 회로의 등가회로를 나타내는 설명도이다.

도 14는 도 13의 등가회로에 의해 시뮬레이션을 실시했을 경우의 위상 특성(상)과 전달 특성(하)를 나타내는 설명도이며, 가로축은 주파수이다.

도 15는 스위치ㆍ스너버 회로가 공지임을 나타내는 문헌의 일례이다.

도 16은 본 발명에 관한 일례의 전류공진형 회로의 전류검출수단에 양의 위상의 전압이 발생하여 스위칭 수단의 트랜지스터 Q1이 ON이 되었을 경우의 전류의 흐르는 방법을 설명하는 회로도이다.

도 17은 본 발명에 관한 일례의 전류공진형 회로의 전류검출수단에 음의 위상의 전압이 발생하여 스위칭 수단의 트랜지스터 Q1이 OFF가 되고, 트랜지스터 Q2가 ON이 되어 역방향의 전류가 흘러, 이 전류에 의해 커플링 콘덴서 Cc가 차지하는 경우의 전류의 흐름 방향을 설명하는 회로도이다.

도 18은 본 발명에 관한 일례의 전류공진형 회로의 전류검출수단에 음의 위 상의 전압이 발생하여 스위칭 수단의 트랜지스터 Q1가 OFF가 되고, 트랜지스터 Q2가 ON이 되어 역방향의 전류가 흘러, 이 전류에 의해 커플링 콘덴서 Cc가 충전(charge)한 후, 트랜지스터 Q2에 순방향의 전류가 흐르는 경우의 전류의 흐름 방향을 설명하는 회로도이다.

도 19는 도 9의 회로의 각 부의 제어 파형과 그 위상 관계를 나타내는 설명도이다.

도 20은 도 7의 회로의 등가회로를 나타내는 설명도이다.

도 21은 도 20의 등가회로에 의해 시뮬레이션을 실시했을 경우의 위상 특성(상)과 전달 특성(하)를 나타내는 설명도이며, 가로축은 주파수이다.

도 22는 본 발명의 전압 실효치와 전류의 위상의 관계를 나타내며, 유통각을 좁게 하여 인버터 회로의 전력을 작게 했을 경우의 전력제어수단이다.

도 23은 본 발명의 전압 실효치와 전류의 위상의 관계를 나타내며, 유통각을 넓게 하여 인버터 회로의 전력을 크게 했을 경우의 전력제어수단이다.

도 24는 종래의 콜렉터 공진형의 인버터 회로를 나타내는 회로구성도이다.

도 25는 종래의 냉음극관용 인버터 회로의 일례를 나타내는 회로구성도이다.

도 26은 도 25에 나타내는 인버터 회로의 2차측 회로의 공진 주파수가 1차측 회로의 발진 주파수의 3배인 것을 설명하는 설명도이다.

도 27은 도 25에 나타내는 인버터 회로의 발진 주파수와 3차의 고조파가 합성되어 사다리꼴의 파형이 생성되는 것을 설명하는 설명도이다.

도 28은 도 25에 나타내는 인버터 회로의 실제의 3배 공진형 회로의 냉음극 관에 흐르는 전류 파형을 나타내는 설명도이다.

도 29는 종래의 3배 공진에 이용되는 것으로서, 자로 구조가 닫혀 있으면서 자속 누설이 많은 트랜스의 일례를 나타내는 설명도이다.

도 30은 시대와 함께 fo와 fr와의 관계가 변천해 온 것을 설명하는 설명도로서, fo는 인버터 회로의 구동 주파수, fr는 2차측 회로의 공진 주파수이다.

도 31은 종래의 인버터 회로의 일례에 있어서, 구동수단측으로부터 본 역률개선의 수법을 설명하는 설명도이다.

도 32는 종래의 대표적인 제로 전류 스위칭형의 회로예이다.

도 33은 종래의 제로 전류 스위칭형 회로의 동작을 설명하는 제어 파형과 그 위상 관계를 나타내는 설명도로서, Fig.11A, B는 전력 제어를 전혀 하지 않은 상태, Fig.11C, D는 전력 제어를 실시한 상태를 나타내고 있다.

도 34는 종래의 제로 전류 스위칭형 회로의 동작을 설명하는 제어 파형과 그 위상 관계를 나타내는 설명도로서, Fig.11E, F는 전압 실효치의 위상이 전류실효치의 위상보다 앞선 상태로 제로 전류 스위칭 동작을 시키고자 했을 경우, Fig.12A, B는 제로 전류 스위칭 동작이 아닌 제어의 경우를 나타내고 있다.

도 35는 종래의 열음극관용으로서 공지의 전류공진형 회로의 일례를 나타내는 회로구성도이다.

도 36은 종래의 전류공진형 회로와 DC-DC 컨버터 회로와 누설 자속형 트랜스를 조합한 냉음극관용 인버터 회로의 조광회로의 일례를 나타내는 회로구성도이다.

도 37은 종래의 제로 전류 스위칭형 회로에 있어서, 제로 전류를 검출하여 스위칭 수단을 ON 한 후, 일정시간 후에 스위칭 수단을 OFF 하는 방법을 나타내는 설명도이다.

도 38은 종래의 제로 전류 스위칭형 회로로서, RS 플립 플롭은 제로 전류로 세트되어, 일정시간 후에 리셋되는 것을 나타내는 설명도이다.

도 39는 근래 본 발명의 발명자가 발명한, 전류공진형의 방전관용 인버터 회로의 일례를 나타내는 회로구성도이다.

도 40은 종래의 전류공진형 회로를 하프·브릿지형 회로로 구성했을 경우의 냉음극관 점등용의 인버터 회로를 설명하는 회로구성도이다.

도 41은 종래의 하프·브릿지형 회로의 전원 전압의 이용 효율을 설명하는 설명도이다.

도 42는 종래의 제로 전류 스위칭형 회로에 있어서, 전력이 큰 경우의 승압 트랜스 1차 권선에 부여되는 전압과 전류와의 관계를 모식적으로 나타내는 위상도이다.

도 43은 종래의 제로 전류 스위칭형 회로에 있어서, 전력이 작은 경우의 승압 트랜스 1차 권선에 부여되는 전압과 전류와의 관계를 모식적으로 나타내는 위상도이다.

도 44는 종래의 제로 전류 스위칭형 회로에 있어서, 전압 실효치의 위상에 비해서 전류 파형의 위상이 얼마나 지연하는지에 대해서, 지연각과 유통각(듀티비)과의 관계를 나타내는 설명도이다.

도 45는 종래의 제로 전류 스위칭 회로에 있어서, 지연각에 의해 인버터 회 로의 동작 주파수가 결정되는 것을 설명하는 설명도이다.

도 46은 종래의 제로 전류 스위칭 회로에 있어서, 1차측 환산한 부하 전류를 a로 했을 때의 역률에 대하여 검토한 도면이다.

도 47은 도 46의 역률에 대하여 검토한 경우의 1차측 환산 부하 전류, 여자 전류, 1차 권선 전류의 관계를 나타내는 설명도이다.

본 발명은 본원발명자의 발명에 관한 특허 제2733817호(미국특허 제5495405호)발명의 이용발명 또는 그 기술적 취지의 이용에 관한 것으로, 특히, 열음극형광관, 냉음극형광관(CCFL)(Cold Cathode Fluorescent Lamp),외부전극 냉음극관(EEFL)(External Electrode Fluorescent Lamp), 네온등 등의 용량성을 가진 광원용의 전류공진형 인버터 회로에 관한 것이다.

근래, 면(面)광원의 용도는 넓어지고 있으며, 광고 표시장치나 퍼스널 컴퓨터용 표시장치뿐만 아니라, 액정 텔레비전용 등으로 용도가 확대되고 있다.

또한, 이들 면광원을 구동하는 인버터회로에는 소형이고, 또한 고효율인 것이 요구되고 있다.

여기서, 근래의 냉음극관용 인버터 회로의 변천과 특허 제2733817호(미국특허 제5495405호) 발명과의 관계를 설명하면 이하와 같다.

종래, 냉음극관용 인버터 회로는, 고전적인 회로로서, 도 24에 나타낸 바와 같은 콜렉터 공진형 회로가 널리 이용되고 있었다. 이것을 다른 이름으로 Royer 회로로 부르는 경우가 있지만, 정식적인 Royer 회로의 정의는, 트랜스를 포화시켜 스위칭 동작의 반전을 실시하는 것으로서, 콜렉터측의 공진을 이용하여 반전 동작을 실시하는 것은 콜렉터 공진형 회로라고 칭하거나, 혹은, Royer 회로와 구별하여 콜렉터 공진형 Royer 회로로 칭하는 것이 바람직하다.

그런데, 당초의 냉음극관용의 인버터회로는 2차측 회로의 공진수단을 전혀 이용하지 않는 것으로서, 승압 트랜스에는 누설 인덕턴스가 적은, 소위 폐자로형 트랜스가 이용되고 있었다. 이러한 시대 배경에 있어서 당업자에 있어서의 인식으로서, 소위 폐자로형 트랜스라는 것은 누설 인덕턴스가 적은 트랜스를 의미하는 것이다. 또한, 인버터 회로에 있어서의 승압 트랜스의 누설 인덕턴스에 대한 인식은, 트랜스 2차측의 출력전압을 내리는 것으로, 바람직하지는 않은 것으로 여겨지며, 가능한 한 적은 것이 요구된다.

그 결과, 이 시대 배경에 있어서의 트랜스의 2차측 회로의 공진 주파수는 인버터 회로의 동작 주파수와는 관계가 없고, 인버터 회로의 동작 주파수에 영향을 주지 않도록, 2차측 회로의 공진 주파수는 인버터 회로의 동작 주파수보다 훨씬 더 높은 주파수로 설정되어 있던 것이다. 또한, 밸러스트 콘덴서 Cb는 관전류의 안정화를 위해서 필수적인 것이다.

다음에, 냉음극관용 인버터 회로로서는, 도 25에 나타나 있는 것이 알려져 있는데, 그것은 일본특허공개공보 평7-211472호에 개시되어 있는 것으로서, 상기 회로는, 도 26에 나타낸 바와 같이, 2차측 회로의 공진 주파수가 1차측 회로의 발 진주파수의 3배인, 소위 3배 공진형 회로로 불리며 보급되었다. 이 경우에 사용되는 승압 트랜스는 누설 인덕턴스값을 어느 정도 크게 한 것이 적합하다.

이 경우, 도 27의 설명도에 나타낸 바와 같이, 인버터 회로의 발진 주파수와 3차의 고조파가 합성되어 사다리꼴의 파형이 생성된다.

그리고, 실제의 3배 공진형 회로의 냉음극관에 흐르는 전류는, 도 28에 나타낸 바와 같은 파형을 보인다.

이 경우의 승압 트랜스의 호칭에는 혼란이 있다. 당업자 사이에서 말하는, 소위 폐자로 트랜스로 불러도 좋은지의 여부는 논의중이며, 호칭의 정의가 애매하다. 자로 구조가 닫히면서 자속 누설이 많은 상태를 어떻게 기술해야 할 것인가 하는 문제가 있다. 이들 용어는 상기와 같은 상태를 상정한 전문 기술 용어는 아니라고 하는 문제가 여전히 존재한다.

실제의 소위 3배 공진에 이용되는 트랜스의 형상은, 도 29에 나타나 있는 바와 같이 편평한 것으로서, 자로 구조가 닫혀 있으면서 종래의 것에 비해서 상당히 자속 누설이 커지고 있다. 즉, 큰 누설 인덕턴스값을 가지고 있다.

어쨌든, 이러한 기술 사상은, 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값을 어느 정도 크게 함으로써, 그 누설 인덕턴스와 승압 트랜스의 2차측에 구성되는 용량 성분과의 사이에 공진회로를 구성하는 것으로서(도 25), 이 공진 주파수를 인버터 회로의 동작 주파수의 3배의 주파수로 설정함으로써, 2차측 회로에 3차 고조파를 발생시켜서(도 26), 관전류 파형을 사다리꼴파 형상(도 27)으로 하는 것이다. 이러한 경우의 밸러스트 콘덴서 C2는 밸러스트 콘덴서이면서 공진 콘덴서의 일부로서 기능한 다.

이에 따라, 일본특허공개공보 평7-211472호에 개시되어 있는 바와 같이, 인버터 회로의 변환 효율은 상당한 개선이 보이며, 게다가, 승압 트랜스도 보다 소형화가 되었다. 또한, 이 3배 공진의 기술 사상은, 근래 내지 현재에 있어서의 콜렉터 공진형의 냉음극관용 인버터 회로의 기본이 되고 있으며, 현재 보급되고 있는 콜렉터 공진형 인버터 회로의 대부분의 상당수에 있어서 해당 기술이 이용되고 있다고 해도 과언은 아니다.

다음에, 본 발명의 기초가 되는 특허 제2733817호(미국특허 제5495405호)의 발명이 개시된 것에 의해 승압 트랜스는 더욱 더 극적인 소형화와 고효율화를 실현하였다. 상기 발명은 1996년경부터 널리 실시되기 시작해서, 노트북 컴퓨터의 인버터 회로의 소형화와 고효율화에 크게 공헌하고 있다. 이것은 인버터 회로의 동작 주파수와 2차측 회로의 공진 주파수를 거의 일치시키는 발명으로서, 상기 3배 공진에 있어서의 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값을 더욱 더 크게 함과 동시에 2차측 회로의 용량 성분을 크게 하는 것에 의해서 실현된다.

이러한 기술은, 인버터 회로를 2차측 회로의 공진 주파수 부근에서 동작시켰을 때에, 승압 트랜스 1차 권선에 흐르는 여자 전류가 적어지는 효과를 이용한 것으로, 트랜스 1차 권선측에서 본 역률이 향상하여, 승압 트랜스의 동손(銅損)이 감소한다고 하는 것이다.

동시에, 상기 발명의 개시후, 1차측 회로의 구동수단으로서는, 콜렉터 공진형에 의한 종래 회로 외에, 이하에 나타내는 고정주파수의 타려형 구동수단, 및, 1 차측 권선의 제로 전류를 검출하여 전환하는 제로 전류 스위칭형의 구동수단 등 다수의 구동수단이 이용되고 있다. 이들 일련의 주변 기술은, 모두, 상기 발명과는 밀접한 관계에 있으며, 상기 발명에 있어서의 2차측 회로의 공진 기술의 보급에 기여하고 있다.

이들 일련의 냉음극관용 인버터 회로에 관한 배경기술의 변천을, 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값의 시점으로부터 보면, 이들은, 도 30에 나타낸 바와 같이, 인버터 회로의 세대가 새로워짐과 동시에 승압 트랜스의 누설 인덕턴스값도 커지고, 동시에, 2차측 회로의 공진 주파수가 낮아져 간 역사였다고 볼 수 있다.

한편, 도 30은, 시대와 함께 인버터 회로의 구동주파수(fo)와 2차측 회로의 공진 주파수(fr)의 관계가 변천해 온 것을 설명하는 설명도이다.

그리고, 인버터 회로의 고효율화와 소형화는, 승압 트랜스의 개량과 그 구동 주파수를 적절히 선택함으로써 실현되는 것이다. 이에 대해서는, 본 발명의 발명자의 발명에 관한 일본특허공개공보 2003-168585호(미국특허 6,774,580 B2)에 있어서 도 31(구동수단측으로부터 본 역률개선의 수법을 설명하는 설명도이다. 가로축은 주파수, θ는 승압 트랜스 1차 권선의 전압 위상과 전류 위상의 위상차를 나타내고 있다. θ가 제로에 가까워질수록 역률이 개선되는 것을 나타낸다)에 나타낸 바와 같이 설명도와 함께 구동수단측으로부터 본 고효율화의 수법을 상세하게 개시하고 있다.

그런데 한편으로, 미국특허 제6114814-B1호 및 일본특허공개공보 소59-032370호에 나타나 있는 바와 같이, 고효율의 인버터 회로는 제로 전류 스위칭 수 단에 의해 초래된다고 하는 기술 사상이 당업자 사이에서 뿌리깊이 주창되고 있다.

그러나, 이들 기술 사상은, 승압 트랜스의 역률 개선 효과의 시점이 빠져 있는 것으로, 고효율의 유래를 스위칭 트랜지스터의 발열 저감에 있는 것으로 보는 점에서 바르지 않다.

아래에 이것을 상세하게 설명한다.

제로 전류 스위칭수단은 인버터 회로의 전력제어수단의 하나로서, 대표적인 것으로서는, 도 32에 나타낸 바와 같이 제로 전류 스위칭형의 회로예가 미국특허 공보 제6114814-B1호 및 일본특허공개공보 소59-032370호에 개시된 것이다. 또한, 본 발명의 발명자도 일본특허공개공보 평8-288080호에서 같은 기술을 개시하고 있다. 이 기술을 미국특허공보 제6114814-B1호를 기초로 설명하면 이하와 같다.

미국특허공보 제6114814-B1호에는, 도 33에 나타낸 바와 같은 종래의 제로 전류 스위칭형 회로의 동작을 설명하는 설명도가 Fig.11에 나타나 있고, 또한, Fig.11A, B는 전력 제어를 전혀 하지 않은 상태, Fig.11C, D는 전력 제어를 한 상태, Fig.11E, F는 전압 실효치의 위상이 전류 실효치의 위상보다도 앞선 상태로 제로 전류 스위칭 동작을 시키고자 한 경우가 나타나 있다. 또한, 도 34에 나타낸 것과 같은 도면이 Fig.12에 나타나 있으며, Fig.12A, B는 제로 전류 스위칭 동작이 아닌 제어의 일례를 나타내고 있다.

상기 도 33에 있어서, Fig.11A는 구동 전력이 최대인 경우의 트랜스 1차 권선의 전압을 나타내고 있으며, Fig.11B는 그 경우의 트랜스 1차 권선에 흐르는 전류를 나타내고 있다. 제로 전류 스위칭 수단의 경우는, 전류가 제로가 되는 시간 을 검출하여 구동수단의 스위칭을 실시하는 것이다. 최대 전력의 경우, 즉 유통각을 100%로 하여 전력 제어를 전혀 하지 않는 경우에는, 트랜스 1차 권선에 부여되는 전압 위상의 실효치와 전류 위상의 실효치 사이에는 필연적으로 위상차가 없어진다. 이것은 즉 역률이 양호한 것을 의미한다.

이어서, 상기 도 33에 나타내는 Fig.11C는 구동 전력을 제어하기 위해서 유통각을 작게 했을 경우의 트랜스 1차 권선의 전압을 나타내고 있다. 그리고, Fig.11D는 그 경우의 트랜스 1차 권선에 흐르는 전류를 나타내고 있다. 이 도 33에 있어서, 구동수단의 스위칭 트랜지스터가 ON이 되는 것은 전류가 제로가 되는 타이밍이다. 그러나, 한편, 스위칭 트랜지스터가 OFF가 되는 것은 제로 전류의 타이밍은 아니다. 이 경우, 트랜스 1차 권선에 부여되는 전압의 실효치의 위상과 트랜스 1차 권선을 흐르는 전류의 실효치의 위상과의 사이에 위상차가 발생한다. 그 결과, 이 경우의 역률은 양호하지 않다.

한편, 상기 도 34에 있어서, Fig.12A는 마찬가지로 유통각을 제한하여 전력제어를 한 것이지만, 제로 전류 스위칭 수단을 무시하고 트랜스 1차 권선에 있어서의 전압의 실효치의 위상과, 트랜스 1차 권선에 흐르는 전류의 위상을 균등해지도록 제어하고 있다. 이 경우, 트랜스 1차 권선측으로부터 본 역률은 실제로는 양호하고 승압 트랜스의 발열은 적다. 그러나, 이것은 제로 전류 스위칭 수단은 아니다.

여기서, 제로 전류 스위칭 수단은, 인버터 회로의 고효율을 가져온다고 하는 기술 사상에 모순이 생긴다. 미국특허 제6114814-B1호 발명의 기술 사상, 즉, 제 로 전류 스위칭 수단에서는, 상기 도 34에 나타내는 Fig.12A, B와 같은 상태에 대해서, 인버터 회로의 변환 효율이 좋지 않는 것으로 하여 배제하고 있는 것이다.

한편, 상기 도 34에 나타내는 Fig.11E, F는, 전압 실효치의 위상이 전류 실효치의 위상보다도 앞선 상태로 제로 전류 스위칭 동작을 시키고자 했을 경우를 설명하는 설명도이고, 또한, Fig.12A, B는 제로 전류 스위칭 동작이 아닌 제어의 일례를 나타내는 설명도이다.

그러나, 본원 발명자가 비교 실험한 바에 따르면, 상기 도 33에 나타내는 Fig.11C,D의 제어 방법보다도 상기 도 34에 나타내는 Fig.12A,B의 제어 방법 쪽이 명백하게 인버터 회로의 변환 효율은 높다.

결론적으로 제로 전류 스위칭 수단이 인버터 회로에 고효율을 가져온다는 것은 잘못된 것이다. 그러한 오해가 생긴 배경은 아래와 같다.

제로 전류 스위칭 수단중에서, 특히 전력 제어를 전혀 실시하지 않는 경우에 한해서, 승압 트랜스의 1차 권선의 전압 위상과 전류 위상과의 사이에 위상차가 필연적으로 없어진다. 그 때문에 승압 트랜스의 역률이 개선되고, 트랜스 1차 권선에 흐르는 전류가 줄어드는 동시에, 스위칭 트랜지스터에 흐르는 전류도 최소가 되어, 그 결과, 승압 트랜스 1차 권선의 발열과 스위칭 트랜지스터의 발열이 줄어들어, 인버터 회로의 효율이 개선되는 것이다. 이것을, 제로 전류 스위칭 수단에 의해 고효율이 초래된 것으로 오인한 것이라고 생각된다.

미국특허공보 제6114814-B1호에 있어서의 Fig.11A, B와 같은 상태는 전혀 전력 제어를 실시하지 않는 경우로서, 이 경우의 동작 상태는 일반적인 전류공진형의 동작 상태와 등가인 것이 된다. 즉, 고효율의 인버터 회로는 제로 전류 스위칭 수단에 의해 초래되는 것이 아니라, 실제로는 종래의 전류공진형 수단에 의해 초래되는 것이라고 하는 것이다.

전류공진형의 인버터 회로는 열음극관 점등용으로서는 공지로서, 예를 들면, 도 35에 나타낸 회로가 일반적으로 이용되고 있다. 이러한 전류공진형 회로는 기본 회로의 구성만으로는 조광수단이 없다. 따라서, 전류공진형 회로에서 조광을 실시하는 경우에는, 전단에 DC-DC 컨버터 회로를 설치하여 조광한다.

도 36은, 종래의 전류공진형 회로와 전단에 DC-DC컨버터 회로와 본 발명의 발명자가 발명한 누설 자속형 트랜스를 조합한 냉음극관용 인버터 회로의 조광회로의 예이다. 이 예에서는, 트랜지스터(Qs), 인덕턴스(Lc), 다이오드(Ds), 콘덴서(Cv)에 의해 DC-DC 컨버터 회로를 구성하고 있다.

한편, 전류공진형 회로 그 자체를 개량하여 조광하는 수법도 제안되어 있다. 도 37은 본 발명의 발명자가 일본특허공개공보 평8-288080호에 개시한 조광회로로서, 타이머 회로(10, 11)는 제로 전류를 검출하여 일정한 시간이 경과한 후, 주파수 제어회로(12)는 스위칭 소자(2,3)를 OFF 한다. 타이머 회로(10,11)는 RS 플립 플롭으로서, 제로 전류로 세트(set)되어, 일정시간 후에 리셋(reset)된다. 이것은, 제로 전류를 검출하여 스위칭 수단을 ON 한 후, 일정시간 후에 스위칭 수단을 OFF하는 방법에 의해 조광하는 것이다.

마찬가지의 방법이, 미국특허공보 제6114814-B1호의 Fig.9에도 개시되어 있다. 그것은 도 38에 나타낸 것과 같은 회로도로서, RS플립 플롭(172)은 제로 전류 로 세트(set)되고, 일정시간 후에 리셋된다. 미국특허공보 제6114814-B1호도 일본 특허공개공보 평8-288080호도 제로 전류를 검출하여 스위칭 수단을 ON 하는 것과 동시에 RS플립 플롭을 세트하고, 일정시간이 경과한 후 리셋하는 것에 의해서 스위칭 수단을 OFF하는 것이다. 어느 쪽이든 전류공진형 회로의 스위칭 수단에 조광기능을 구비시킨 것으로, 조광시에는 전압 실효치의 위상보다 전류의 위상이 지연된다고 하는 특징이 있으며, 완전히 동일한 기술 사상인 동시에, 실현 방법에 있어서도 거의 동일하다.

본원 발명자 스스로가 알고 있는 바로는, 일본 특허공개공보 평8-288080호 에 의해서 조광을 실시하면, 냉음극관 혹은 열음극관을 상당히 어두운 부분까지 제어했을 때에, 스위칭 수단의 트랜지스터에 흐르는 전류가 많아져, 발열하는 것을 확인하고 있다.

어쨌거나, 인버터 회로의 고효율의 유래는 전류공진형에 있는 것이 분명하기 때문에, 본원 발명자는, 일본특허출원 2004-318059호의 발명에서, 도 39의 전류공진형의 방전관용 인버터 회로를 개시하였다.

이어서, 근래에는 액정TV용 백 라이트 등, 다수의 냉음극관, 외부 전극냉음극관 EEFL 등을 병렬 구동하기 위한 큰 전력의 인버터 회로가 요구되고 있지만, 인버터 회로의 고전력(high power)화와 저비용화의 수단으로서 상용 전원으로부터 PFC 회로(역률제어회로)를 통하여 얻어지는 직류 전원(일반적으로는 400V 정도가 이용된다)을 이용하여, 직접, 인버터 회로를 구동하고자 하는 시도가 많이 있다.

그러나, 액정 TV용 백 라이트로 이용되는 냉음극관은 길이가 길고, 정상 방 전 전압도 1600V를 넘는 것도 많다. 이러한 냉음극관을 점등시키고자 했을 경우, 종래의 전류공진형 회로는 하프·브릿지형 회로로 구성되어 있기 때문에, 직접 상용 전원으로 인버터 회로를 구동하여 냉음극관을 점등시키는 것은 곤란하였다.

따라서, 예를 들면, 미국특허 제6181079호에 개시되는 예 등에서는, PFC 회로의 출력으로부터 승압 트랜스를 거쳐 승압한 후에 얻어지는 고전압을 스위칭함으로써 전류공진형 회로로 냉음극관을 점등시키고 있었다.

[특허문헌 1] 일본특허 제2733817호 명세서

[특허문헌 2] 일본 특허공개공보 소59-032370호

[특허문헌 3] 일본 특허공개공보 평7-211472호

[특허문헌 4] 일본 특허공개공보 평8-288080호

[특허문헌 5] 일본 특허공개공보 2003-168585

[특허문헌 6] 미국특허 제5495405호 명세서

[특허문헌 7] 미국특허 제6114814-B1호 명세서

[특허문헌 8] 일본 특허출원 2004-318059 명세서

종래의 전류공진형 회로는 하프·브릿지형이 주류이며, 이들은 주로 열음극관용의 점등장치로서는 공지되어 있다. 이것을 냉음극관 점등용으로 응용한 인버터 회로의 일례를 도 40에 나타낸다.

그러나, 하프·브릿지형 회로는 전원전압의 이용 효율이 나쁘다. 트랜스 1차 권선에 부여되는 전압을 나타내면, 도 41의 하프·브릿지형 회로의 전원 전압의 이용 효율을 설명하는 설명도와 같다. 즉, 하프·브릿지 출력단의 전압의 파형과 그 실효치 전압을 Er로 나타내는데, 구형파(矩形波)의 Es는 전원 전압의 1/2이 되고, 이것은 실효치의 교류 전압으로 환산해도 같다.

이어서, 일본 특허공개공보 소59-032370호에 개시된 바와 같은 제로 전류 스위칭 수단에 의해서 전력을 제어하고, 냉음극관을 조광하는 경우에는, 조광했을 때의 역률이 그다지 좋지 않다. 또한, 게다가, 하프·브릿지 구성이기 때문에 낮은 전원 전압에는 대응할 수 없으며, 낮은 전원 전압에서는 특허 제2733817호(미국특허 제5495405호) 공보에 개시한 역률개선효과를 충분히 활용하는 것이 어렵다.

한편, 특허 제2733817호(미국특허 제5495405호) 공보에 기재된 기술적 취지를 실시하기 위한 구동수단으로서, 발진 회로를 콘덴서(C)와 저항(R)으로 구성하는 고정 주파수의 발진 회로로 하여, 고정 주파수에 의한 타려형 구동수단을 이용하는 경우가 많지만, 이 경우, 대량생산시에, 조립 방법에 따른 기생 용량의 불균형 등에 의해, 2차측 회로의 공진 주파수가 어긋나거나, 혹은, 부품개수의 불균형 등에 의해 1차측의 구동회로의 구동주파수가 어긋나거나 하는 경우가 있다. 그렇게 되면, 역률개선효과가 보여지는 최적의 공진 주파수로 항상 구동하는 것이 어려워진다.

2차측 회로의 공진 주파수와 1차측 회로의 구동 주파수가 어긋나면 인버터 회로의 효율을 극도로 악화시킨다. 이러한 점에서, 고정주파수의 타려형 구동수단을 이용하는 경우에는 2차측 회로의 공진회로의 Q값을 낮게 하여 광범위한 공진 특성으로 하여, 주파수 어긋남에 대처하고 있었다. 그러한 이유 때문에 고정 주파수 의 타려형 구동수단에서는 2차측의 공진회로의 Q값을 높게 하는 것이 어려웠다.

한편, 종래의 전류공진형 회로에 의해, Q값이 낮은 2차측의 공진회로를 구동하고자 하면, 발진이 계속되는 것이 어려워진다고 하는 현상이 있다. 따라서, 전류공진형에 의해 구동하는 경우에는 Q값이 그다지 낮아지지 않도록 배려할 필요가 있었다.

그러나, 일반적인 냉음극관용의 승압 트랜스는 2차측 공진회로의 Q값은 결코 높게 설정되어 있지 않다. 즉, Q값을 높게 설정한다고 하는 기술적 사상이 본 발명의 출원시점에 있어서, 당업자의 사이에서 공지였다고는 할 수 없기 때문이다.

그 때문에, 시판의 고정주파수 구동용의 승압 트랜스에 대응하기 위해서, 1차측의 커플링 콘덴서Cc의 값을 작게 하고, 승압 트랜스 1차 권선측의 누설 인덕턴스와 공진시킴으로써, 커플링 콘덴서Cc를 공진에 관여시켜 발진의 안정적인 계속을 확보하고 있었다. 그러나, 이러한 대책은 승압 트랜스가 발열하기 쉽다고 하는 문제를 안고 있다.

이어서, 인버터 회로의 고전력화와 저비용화의 수단으로서 상용 전원으로부터 PFC 회로(역률제어회로)를 통하여 얻어지는 직류 전원(일반적으로는 400V정도가 이용된다)을 이용하여, 직접, 인버터 회로를 구동하고자 하는 시도의 문제점에 대하여 검토한다. 예를 들면, 미국특허 제6181079호 공보에 개시되는 예 등에서는, PFC 회로 뒤에 승압 트랜스를 배치하여 400V보다 더 높은 직류 전압을 얻은 후, 이 직류 전압을 하프·브릿지형의 스위칭 회로를 통하여 직렬공진회로(Parallel loaded serial resonance circuit)를 구동하여 계속해서 승압하여, 냉음극관을 점 등시키고 있다.

그러나, 이 경우에도 하프·브릿지형 회로에서는 전원의 이용 효율이 나쁘기 때문에, 방전 전압이 높은 냉음극관을 직접 점등시키는 데에는 이르지 않았다.

PFC 회로의 출력인 DC 400V에 의해, 직접, 이러한 냉음극관을 점등시키는 것을 가능하게 하기 위해서는, 직렬공진회로의 Q를 높게 설정하여 승압비를 높게 해야 한다. 구체적으로는 관전압 1600V의 냉음극관을 병렬점등시키기 위해서는 이하의 계산식에 의해 높은 Q값이 필요한 것을 알 수 있다.

Q = 1600V(400V/2) = 8

DC 400V로부터 냉음극관을 점등시키기 위해서는 적어도 Q값은 8∼10이라고 하는 값이 필요하다.

이러한 점에서 전원의 이용효율이 높은 전류공진형의 회로 방식이 요구되고 있었다.

또한, 종래의 제로 전류 스위칭 방식에 의한 전력제어방법은, 전력을 제어했을 경우의 역률이 악화된다. 그것은 이하의 이유 때문이다.

상기 도 38과 같은 종래형의 제로 전류 스위칭형 회로에 있어서, 승압 트랜스 1차 권선에 부여되는 전압과 전류와의 관계를 모식적으로 나타내면 도 42, 도 43과 같다.

트랜스 1차 권선측의 전류는, 실제로는 이 정도로 모식적인 정현파는 되지 않는다. 전압 파형은 전류의 제로 포인트를 검출하여 기동한다. 스위칭 수단의 ON의 타이밍은 제로 전류이지만, OFF의 타이밍은 제로 전류는 아니다.

이 전압 파형을 실효치로 한 것이 파선으로 나타내는 파형이다. 이 도 42로부터도 알 수 있듯이, 전압 실효치의 위상보다도 전류의 위상이 지연한다. 이것은 역률이 나쁘다고 하는 것이고, 제로 전류 스위칭 수단의 경우, 전력을 제어했을 경우의 무효 전류가 많아지는 것에 의해서 승압 트랜스 1차 권선의 동손이 증가하여 인버터 회로의 변환 효율이 악화된다.

이어서, 제로 전류 스위칭 수단의 경우에 역률이 저하하는 작용에 대하여 계산 도표를 참조하여 설명한다. 제로 전류 스위칭 수단의 경우, 도 43과 같이 유통각을 좁게 했을 경우의 역률이 특히 나쁘다. 그것은 전압에 대한 전류의 위상 지연이 심해지기 때문이다.

이것을 더욱 더 상세하게 살펴보면, 다음과 같다.

전압 실효치 파형의 위상에 비해서 전류파형의 위상이 어느 정도 지연할 것인지에 대해서, 지연각과 유통각(듀티비)과의 관계를 보면, 단순한 반비례 관계가 된다. 도 44는 그 모양을 도면으로 한 것이다.

상기 도 44는 유통각의 변화에 수반하여 전압 실효치의 위상과 전류의 위상이 어떻게 변화하는지를 산출한 도면으로서, 예를 들면, 유통각이 25%인 경우에는, 전압에 대한 전류의 지연각이 67.5deg.인 것을 설명하고 있다. 이 도 44로부터, 유통각(의무비)을 25%로 했을 경우의 전압에 대한 전류의 위상 지연은 대체로 67.5deg.로 구할 수 있다.

그리고, 도 45와 같이, 제로 전류 스위칭 회로에 있어서는 이 지연각에 해당하는 주파수와 위상 특성과의 교점이 인버터 회로의 동작 주파수가 된다. 따라서, 제로 전류 스위칭 회로에 있어서는 전력 제어를 실시했을 때의 동작 주파수의 변동을 피할 수 없다.

이어서, 역률에 대하여 검토한 도면이 도 46, 도 47이다.

도 46에 있어서, 1차측 환산한 부하 전류를 a로 하면, 여자 전류는 tanθ로 표시되고, 트랜스 1차 권선의 전류는 1/cosθ(역률의 역수)로 표시된다.

도 47은 역률에 대하여 검토한 경우의 트랜스 1차측 환산 부하 전류, 여자 전류, 트랜스 1차 권선 전류의 관계를 표시하는 설명도로서, 지연각이 큰 경우, 여자 전류가 많이 흘러 무효 전류가 많아지는 것을 설명하고 있다.

상기 도 47에 있어서, 합성 전류비란 1/cosθ(역률의 역수)이다. 이것을 전압 실효치의 위상에 대한 전류 위상의 지연을 전류 지연각 θ로서 1/cosθ(역률의 역수)와의 관계를 도면에 표시한 것이다. 부하 전류에 대해서 몇배의 트랜스 1차 권선 전류가 흐르는지를 도 47로부터 검토하면, 다음과 같다. 전압 실효치의 위상에 대한 전류의 위상이 67.5deg. 지연했을 경우의 트랜스 1차 권선의 전류는 전혀 지연하지 않는 경우에 비해서 2.61배의 전류가 흐른다. 그 때문에 역률이 매우 나쁘고, 동손의 증가에 의해 트랜스 1차 권선의 발열이 많아지며, 또한, 같은 이유에 의해 스위칭 수단의 트랜지스터의 발열도 많아지는 것을 알 수 있다.

즉, 제로 전류 스위칭 수단을 이용하여 전력을 제어하는 경우, 미국특허 제6114814-B1호, 일본특허공개공보 평8-288080호 혹은 일본특허공개공보 소59-032370호의 각 공보에 개시되어 있는 유통각 제어수단에 의해 전력을 제어하는 것은 역률 개선의 시점에서 보면 이하와 같이 결론지을 수 있다.

유통각이 넓은 상태, 즉, 전압 실효치 위상에 대한 전류 위상의 지연이 적은 상태에서는 인버터 회로의 변환 효율은 양호하다. 그러나, 유통각이 작은 경우는 전류 위상의 지연이 크고, 그 때문에 역률이 나빠지며, 트랜스 1차 권선을 흐르는 전류가 많아지는 것에 의해서 인버터 회로의 변환 효율이 악화된다. 특히, 유통각이 좁고, 전류 위상의 지연이 90deg.에 가까워짐에 따라서 급격하게 무효 전류가 증가하여, 현저하게 효율이 악화된다.

이러한 상태는, 구체적으로는 제로 전류 스위칭 수단을 노트북 컴퓨터에 적용했을 때에 AC 어댑터를 사용하는 경우에는 가장 전원 전압이 높아지지만, 그 조건하에서, 전력 제한을 하여 액정화면을 어둡게 했을 경우 등에 전류 위상의 지연이 가장 커진다. 이 경우, 실제로 인버터 회로의 현저한 발열을 수반하는 것이다.

또한, 제로 전류 스위칭 수단에 의해 전류 제어를 실시하는 경우, 인버터 회로의 동작주파수의 변동을 피할 수 없다고 하는 문제도 존재한다.

여기서 분명한 것은, 전력 제어를 한 상태에서 효율이 좋은 인버터 회로를 구성하기 위해서는, 제로 전류 스위칭이라고 하는 기술적 사상이 반드시 필수적인 것은 아니다. 그 뿐만 아니라 오히려 유해하다. 변환 효율이 좋은 인버터 회로를 구성하기 위해서는 상기의 기술 사상을 배제하여, 승압 트랜스 1차 권선에 있어서의 역률이 가장 좋아지는 방법을 채택할 필요가 있다.

본 발명은, 이상과 같은 관점에 비추어 이루어진 것으로, 전원의 이용 효율이 높은 전류공진형을 제공함으로써 특허 제2733817호(미국특허 제 5495405호)의 기술적 취지를 반영하고, 보다 고효율의 인버터 회로를 제공하고자 하는 것이다.

또한, 직렬공진회로(Parallel loaded serial resonance circuit)에 의해 냉음극관을 점등시키기 위한 전원 전압의 이용 효율이 높은 인버터 회로를 제공하고자 하는 것이다

또한, 전력 제한을 실시했을 때에도 역률의 개선효과를 손상시키지 않고, 특허 제2733817호(미국특허 제5495405호)의 기술적 취지를 반영하는, 보다 고효율의 인버터 회로를 제공하고자 하는 것이다. 즉, 전력 제어를 실시할 때, 트랜스 1차측 전압의 실효치의 위상과 전류 위상을 동일하게 제어함으로써 역률을 악화시키지 않고 전력을 제어하고자 하는 것이다.

구체적으로는, 전류공진형의 인버터 회로의 스위칭 수단을 스위치ㆍ스너버 회로로 함으로써 전원 전압의 이용효율이 높은 인버터 회로를 제공하고자 하는 것이다.

또한, 전류공진형의 인버터 회로의 전류검출수단에 있어서, 공진회로의 공진 콘덴서에 흐르는 전류를 검출함으로써, 혹은, 트랜스의 2차 권선에 흐르는 전류를 검출함으로써, 높은 Q값에 대응하는 인버터 회로로 함과 동시에, 낮은 Q값에 대해서도 안정적인 인버터 회로를 제공하는 것이다.

또한, 전력 제어를 실시하는 경우에 있어서는, 승압 트랜스 1차 권선측으로부터 본 구동전압의 실효치의 위상과 흐르는 전류의 위상과의 사이의 위상차를 적게 함으로써, 역률이 좋은 구동을 실시하고자 하는 것이다.

또한, 인버터 회로를 한 쌍의 마스터(주)회로와 슬레이브(종)회로로 구성함 으로써, 점등에 고전압을 필요로 하는 방전관을 양측 고압구동에 의해서 점등을 용이하게 하고자 하는 것이다.

[발명을 실시하기 위한 최선의 형태]

먼저, 본건에 있어서의 공진회로란 도 1에 나타낸 것, 또는, 승압 트랜스의 누설 인덕턴스를 초크 권선으로 치환한 것이다. 도 1에 있어서, 2차측 회로의 용량 성분(Cw, Ca, Cs)는 합성되어 공진 용량이 되고, 누설 인덕턴스Ls와 함께 승압 트랜스의 2차측의 공진회로를 구성한다. 이 경우의 Z는 방전관의 임피던스이다. 이 경우, Ei=Es· k· N2/N1, k는 결합 계수, N1, N2는 트랜스의 1차 권선, 2차 권선의 감는 수이다.

그리고, 인버터 회로의 발진주파수는, 이 2차측 회로의 공진 주파수에 의해서 결정된다. 공진 주파수를 fr라고 하면,

이 된다.

본 발명의 전류공진형 회로의 발진 주파수는 직렬공진회로의 기능에 의해, 상기의 주파수, 또는 조금 낮은 주파수가 발진 주파수가 된다.

종래, 고정 주파수 수단의 타려형에 의해서 구동되는 경우의 2차측 회로를 예를 들면, 2차측 회로의 이들 정수는 14인치 사이즈의 노트북 컴퓨터의 예에서는, 방전관의 임피던스 Z는 대체로 100㏀이고, 인버터 회로의 동작 주파수는 대체로 6OkHz이다. 이러한 조건하에서는, 누설 인덕턴스Ls의 적정값은 240mH 내지 280mH이고, 2차측 용량의 적정값은 25pF 내지 30pF이다.

이들 파라미터는 액정 백 라이트나 면광원의 사이즈, 방식 등에 따라서 적절히 바뀌지만, 상기의 계산식은 그대로 적용시킬 수 있다.

도 2는, 구동회로를 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 전류공진형 회로의 한가지 실시예이다. 트랜스T1는 Ls의 누설 인덕턴스값을 가진 누설 자속형의 승압 트랜스이고, Cw는 트랜스 2차 권선의 분포 용량이며, Ca는 공진 주파수의 조정을 위해서 적절히 접속되는 용량이고, Cs는 냉음극관 주변에 발생하는 기생용량이다. 트랜스T1의 인덕턴스Ls와, 2차측 회로에 존재하는 용량 성분인 Cw, Ca, Cs의 합성의 용량과는 2차측 회로의 직렬공진회로(Parallel loaded serial resonance circuit)를 구성한다. 트랜지스터 Q1, Q2 및 커플링 콘덴서 Cc, 스위치ㆍ스너버 회로를 구성하고 있다. 스위치ㆍ스너버 회로는 서로 극성이 다른 한 쌍의 트랜지스터 Q1, Q2로 구성된다. 트랜지스터 Q2는 커플링 콘덴서 Cc를 개재하여 트랜지스터 Q1의 콜렉터와 접속되고 있다. 권선 W1, W2은 전류 트랜스를 구성하고 있고, W1이 1차 권선, W2가 2차 권선이다.

이렇게 하면, 트랜지스터 Q1, Q2의 베이스끼리를 접속하여 구동할 수 있고, 전류 트랜스의 2차 권선 W2는 하나만으로 스위치ㆍ스너버 회로를 구동하는 것이 가능하여, 심플한 구성의 전류공진형의 방전관용의 인버터 회로가 가능해진다.

또한, 도 3에 나타낸 바와 같이, 전류 트랜스의 삽입 위치는 트랜스 T1과 스위치ㆍ스너버 회로의 사이에 한정되지 않고, 1차 권선 W1의 위치를 바꿔 넣어 전원 과 승압 트랜스 T1의 사이에 개재시켜도 작용은 균등하다.

한편, 본 회로는 기본적으로 전류공진형 회로이므로, 기동수단이 없으면 인버터 회로의 발진이 기동하지 않는다. 기동회로는 저항 R1, 용량 C1, 다이오드 D1, 사이리스터 S1으로 구성되는 것이며, 전류공진형 회로에 있어서 일반적이지만, 그 동작을 설명하면, 이 기동회로는 전원의 ON에 의해 저항 R1을 통하여 용량 C1이 충전(charge)되고, 사이리스터 S1의 브레이크다운(breakdown) 전압을 넘으면, 용량 C1으로부터 트랜지스터 Q1의 베이스에 전류가 흘러, 트랜지스터 Q1이 기동한다. 트랜지스터 Q1이 기동한 후에는 다이오드 D1을 통하여 용량 C1의 전압이 방전되고, 이후, 기동회로는 작용하지 않게 된다.

또한, 스위칭 수단은 바이폴라트랜지스터(BJT)에 한정되지 않고, 전계효과 트랜지스터 FET나 집적 바이폴러·트랜지스터 IGBT와 치환하여도 작용은 균등하다. 또한, 전류 트랜스를 다른 전류검출수단과 증폭회로로 치환하여도 작용은 균등하다.

도 4는 전류공진형 회로의 전류검출수단을 승압 트랜스의 2차측으로 한 일례이다. 이 예에서는 2차측 회로에 적절히 부가되는 보조적인 공진 콘덴서 Ca의 그라운드 GND측을 전류검출수단을 개재하여 접속함으로써, 그 전류검출수단에 발생하는 전압을 스위칭 수단의 변환에 이용하고 있는 예이다. 전류검출수단은 저항이라도 좋고, 또한, 전류 트랜스나 전류검출소자와 증폭회로라도 좋으며, 모두 작용과 효과는 균등하다.

도 5는 도 4에 나타내는 회로를 구체적으로 스위치ㆍ스너버형 회로로 구성한 것이고, 공진 콘덴서 Ca에 흐르는 공진전류를 전류검출수단 R2로 검출하여, 그 전압으로 스위칭 소자인 트랜지스터 Q1, Q2를 스위칭하고 있다. 상기 공진 전류는 공진 콘덴서 Ca 이외에도 콘덴서 Cw 및 콘덴서 Cs에도 흐르지만, 이들 용량 성분은 등가적으로는 공진 콘덴서 Ca와 병렬로 접속되어 있기 때문에, 공진 콘덴서 Ca에 흐르는 전류는 모든 용량 성분에 흐르는 공진 전류와 위상이 동일하다. 따라서, 공진 콘덴서 Ca에 흐르는 전류를 검출하면 정확한 공진 전류의 위상을 검출할 수 있게 된다.

이 경우, 기동회로는 목적을 달성하기 위한 어떤 구성이라도 좋지만, 도 5의 예에서는 제너 다이오드 Zd와 사이리스터 S1으로 낮은 전압에서부터라도 기동할 수 있도록 구성하고 있다. Q3는 게이트 접지된 스위치이며, 저항 R2에 음전압이 발생하여 스위칭 소자인 트랜지스터 Q2를 ON 할 때에 기동회로가 작용하지 않도록 차단하는 것이다.

도 6은 승압 트랜스 T1를 초크 권선 Lc와 Ls로 치환한 것이다. 이 예의 경우, 인버터 회로의 출력 위상은 반전하지 않기 때문에, 트랜지스터 Qv에 의해 위상을 반전하고 있다.

이어서, 도 7에 나타내는 전류검출수단은 승압 트랜스의 2차 권선에 흐르는 전류를 검출하는 것이며, 이 검출 신호에 의해서 스위칭 수단의 스위칭 타이밍을 결정하는 것이다.

도 8은 이것을 구체적으로 스위치ㆍ스너버 회로로 구성한 것이다.

여기서, 스위치ㆍ스너버 회로는 N채널(또는 NPN)의 트랜지스터의 유통각을 제어함으로써 전력 제어가 가능하다.

따라서, 냉음극관의 관전류를 검출하는 정류회로를, 도 9에 나타낸 바와 같이, 다이오드 D2와 D3 및 저항 R4에 의해서 구성하고, 냉음극관의 관전류가 증가하면 저항 R4에는 음전위가 발생하도록 구성하여, 이 전위를 스위치ㆍ스너버 회로의 게이트에 귀환시킴으로써, 관전류 귀환회로를 구성할 수 있다.

또한, 이 관전류 귀환회로에 대하여 저항 R6을 통하여 직류 전위를 부여함으로써 조광회로를 구성할 수도 있다.

이와 같이 구성함으로써, 관전류 조광기능을 가진 냉음극관용 인버터 회로로서는 가장 간단한 구성이 되고, 이렇게 간단한 구성이면서도 고성능의 인버터 회로를 실현하는 것이 가능하다.

이 경우, 승압 트랜스의 누설 인덕턴스 Ls, 혹은, 직렬 공진용의 초크 권선 Ls의 값을 작게 설정하고, 상대적으로 공진 콘덴서 Ca의 값을 크게 설정하는 것에 의해서 높은 Q값의 공진회로를 구성하는 것이 가능하다. 그에 따라, 승압비를 높게 할 수 있는 동시에, 2차측 회로에 누설하는 짝수차 고조파를 작게 할 수도 있어, 관전류 파형을 정현파에 가까운 것으로 할 수 있다.

다음에 도 10은 지금까지 설명한 전류공진형의 인버터 회로를 주(主)인버터 회로로 하고, 이것과 한 쌍을 이루는 종(從)인버터 회로를 설치하는 것에 의해서 종(從)인버터 회로는 주(主)인버터 회로와 동기 발진을 하는 것이다. 이렇게 구성함으로써 냉음극관을 양측고전압 구동하는 것이 용이하게 되는 것이다.

전류공진형 회로는 부하에 흐르는 전류에 의해서 발진 회로가 기동하는 것이 기 때문에, 기동 회로는 한쪽에 있으면 되고, 주(主)회로의 인버터 회로가 기동하는 것에 의해서 종(從)회로의 인버터 회로는 자동적으로 기동되는 것이다.

상기의 회로는 일반적인 전류공진형 회로로 구성해도 좋고, 또한, 전류공진형 회로의 개량인 제로 전류 검출형 자려발진회로(제로 전류 스위칭형)이어도 구성이 가능하다.

(작용)

먼저, 전류공진형의 구동수단이 왜 인버터 회로에 고효율을 가져오는가에 대한 일반론에 대하여 이하에 설명한다.

도 11은 종래의 전류공진형 회로에 의한 냉음극관용 인버터 회로에 있어서의 승압 트랜스와 부하인 냉음극관과의 관계를 나타낸 것으로서, 승압 트랜스의 1차측 구동회로까지를 포함한 2차측 공진회로의 등가회로를 나타낸 설명도이다. 이 등가회로에 있어서는 승압 트랜스를 3단자 등가 회로로 표시하고 있다.

미국특허 제6,114,814-B1호, 동 제6,633,138호나 동 제6,259,615호, 및, 일본특허공개공보 2002-233158에서는 이것을 탱크 회로(tank circuit)라 칭하고 있으며, 일본특허공개공보 소59-032370호의 공진회로, 및, 본 발명의 발명자에 의한 일본특허 제2733817호(미국특허 제5495405호), 및, 일본특허공개공보 2003-168585호에서는 공진회로라 칭하고 있지만, 모두 같은 것을 의미하는 것이다. 이 경우, 전류검출수단은 승압 트랜스의 1차측에 설치되어 있다.

이 도 11에 있어서, Cc는 1차측의 커플링 콘덴서이고, 종래의 전류공진형 회로에 있어서는 직류를 차단(cut)할 목적으로, 혹은, 구동수단이 풀 브릿지(H- Bridge) 회로인 경우에는 스위칭의 언밸런스에 의한 직류 성분을 컷트하기 위해서 필요에 따라서 삽입되는 것이다. 냉음극관용의 인버터 회로에서는 일반적으로는 충분히 큰 값을 가진 것으로 공진에 관여시키지 않는 편이 좋다. 한편, 커플링 콘덴서 Cc를 공진에 관여시켰을 경우에는 인버터 회로의 발열이 많아져서 변환 효율이 저하된다.

Le는 트랜스의 누설 인덕턴스(관계학회(關係學會)에 의한 호칭)이며, JIS 측정법에 따른 누설 인덕턴스 Ls(JIS)와는 구별된다. M은 트랜스의 상호 인덕턴스이다. Cw는 트랜스 2차 권선의 분포용량, Ca는 공진 주파수의 조정을 위해서 적절히 부가되는 공진용량, Cs는 방전관 주변에 발생하는 기생용량으로, 이들은 합성되어 2차측의 공진 용량을 구성하는 것이며, Z는 방전관의 임피던스이다.

참고로, 트랜스의 권선의 자기 인덕턴스를 Lo, 결합 계수를 k로 하면, 이들 수치의 사이에는 다음의 관계가 있다.

한편, 일반적인 전류공진형 회로에 있어서는 공진전류의 검출수단은 트랜스 1차측에 배치되고, 트랜스 1차측의 입력 전류를 검출하는 것이다.

이 등가회로를 이용하여 회로 시뮬레이션을 실시하면 다음과 같은 결과를 얻을 수 있다.

즉, 이 등가회로에 의해 시뮬레이션을 실시했을 경우, 도 12의 위상 특성(상)과 전달특성(하)를 나타내는 설명도에 있어서, 각각의 가로축은 인버터 회로의 구동 주파수를 나타내고, 도 12(상)는 트랜스 1차측으로부터 본 전압과 전류의 위상관계를 나타낸 도면이고, 도 12(하)는 방전관의 임피던스 Z에 부여되는 전압을 표시한 것이다. 이 도 12내에서, 방전관의 임피던스 Z는 3단계로 변화시키고 있다. a가 임피던스 고(高), b가 임피던스 중(中), c가 임피던스 저(低)인 경우이다.

냉음극관을 구동하는 경우의 2차측의 공진회로는 직렬공진(Parallel loaded serial resonance)회로라 불리는 것이며, 부하에 따라 승압 작용이 있다. 이 경우, 도 12(상)의 도면에 있어서, 위상 특성과 제로도의 선이 교차한 주파수에 있어서, 인버터 회로의 구동 주파수는 결정된다. 이것을 상세하게 살펴보면 이하와 같다.

방전관의 임피던스 Z를 고, 중, 저로 변화시켰을 경우의 위상 특성을 보면, 공진회로의 임피던스에 비해 방전관의 임피던스가 낮아짐에 따라, 도 12 (상)에서 나타난 바와 같이, 도 11의 전류검출수단(1)으로 검출되는 전류 위상은 공진전류의 위상보다 지연되고, 인버터 회로의 발진 주파수는 공진회로의 공진 주파수보다 낮은 주파수로 발진하게 된다.

그리고, 임피던스가 작은 경우에는 제로도와 교차하는 주파수가 없어져 버린 다. 이것은, 종래의 전류공진형 인버터 회로에서는, 어느 한계를 넘어 방전관의 임피던스 Z가 작아지면 발진의 계속이 불가능하게 되어 버리는 것을 나타내고 있다. 이것은 제로 전류 스위칭형의 구동회로에서는 "폭주"로 불리는 현상으로서 공지되어 있고, 제로 전류 스위칭형의 구동수단의 결점으로 여겨진다. 여기서, 방전관의 임피던스가 낮은 경우란, 즉, 도 11의 등가 회로에서 공진회로의 Q값이 낮다고 하는 것이다.

즉, 전류공진형의 회로란 도 12(상)의 위상 특성으로 나타난 바와 같이, 인버터 회로의 발진 주파수에 있어서의 승압 트랜스 1차측의 전압 위상과 전류 위상과의 사이에 위상차가 없는 주파수를 자동적으로 찾아 발진하는 회로인 것이다. 즉, 전류공진형의 회로는 역률이 좋은 주파수를 선택하여 동작하는 것이고, 그 결과, 승압 트랜스의 1차 권선측에는 여자 전류가 거의 흐르지 않기 때문에, 승압 트랜스 1차 권선의 동손이 줄어들어, 인버터 회로의 변환 효율이 향상하는 것이다.

이상, 종래의 전류공진형 회로에 의해서, 직렬공진(Parallel loaded serial resonance)회로를 구동했을 경우의 작용에 대하여 설명했고, 이어서 본 발명에 있어서의 전류공진형 회로의 작용에 대하여 설명한다. 도 13은 도 4의 회로를 등가회로로 치환한 것으로, 이것을 기초로 회로 시뮬레이션을 실시하면 다음과 같다.

도 14(상) 및 도 14(하)에 있어서, 가로축은 주파수이고, 도 14(상)은 위상 특성, 도 14(하)는 전달 특성을 표시하고 있다. a는 냉음극관의 임피던스가 대(大), b는 임피던스가 중(中), c는 임피던스가 소(小)인 경우이다.

본 발명의 전류공진형 회로에 있어서는 공진용 콘덴서(Ca)에 흐르는 전류를 검출하는 것에 의해서 스위칭 수단의 변환의 타이밍을 결정하는 것이다. 따라서, 도 14(상)에 있어서, a, b, c의 위상 특성이 제로도와 교차하는 주파수에 있어서, 인버터 회로의 동작 주파수가 결정된다.

또한, 부하의 임피던스가, 고, 중, 저의 어느 경우에나 인버터 회로의 동작 주파수가 변하지 않는 것이 특징이다.

또한, 종래의 전류공진형 회로와 다른 것은, 부하의 임피던스가 작고, 공진회로의 Q값이 낮은 경우에도 인버터 회로의 발진의 계속이 가능하고, 폭주 현상이 없다고 하는 특징도 있는 것이다. 따라서, 부하의 임피던스가 낮은 경우로부터 높은 경우까지 폭넓은 부하의 범위에서 안정된 동작을 기대할 수 있는 것이다.

다음에, 스위치ㆍ스너버 회로에 대하여 보충하여 설명하면, 종래의 스위치ㆍ스너버 회로의 동작에 대해서는 도 15에 나타내는 문헌 「코로나사(社)간행 스위칭 컨버터의 기초」등에 의해 공지이다. 이들 회로는 종래로부터 DC-DC컨버터 등에 많이 사용되고 있는 것이다. 다만, 이들 사용법은 모두 트랜스의 2차측 회로에 직렬공진회로를 설치하여 그 효과를 이용하는 것은 아니다.

본 발명에 있어서는 도 4에 나타낸 바와 같이 2차측 회로에 설치된 공진용 콘덴서에 흐르는 전류를 검출하는 것이다. 이 원리에 기초하여, 본 발명에 있어서의 스위치ㆍ스너버 회로로 구성했을 경우의 인버터 회로의 작용에 대하여 이하에 설명한다.

도 5에 기초하여 설명하면, R2는 전류검출수단이며, 공진용 콘덴서 Ca에 흐르는 전류를 검출한다. 전류검출수단 R2에 발생한 전압은 스위칭 수단인 트랜지스 터 Q1, Q2의 게이트에 부여된다. 이 경우, 전류검출수단 R2에 발생하는 전압이 양이면 트랜지스터 Q1이 ON 하고, 전류검출수단 R2에 발생하는 전압이 음이면 트랜지스터 Q2가 ON 한다. 따라서, 전류검출수단 R2가 제로 전위에 접속되어 있는 경우, 공진용 콘덴서 Ca에 흐르는 공진 전류의 위상에 따라 트랜지스터 Q1와 Q2가 교대로 ON 하므로, 트랜지스터 Q1의 ON 시간과 트랜지스터 Q2의 ON시간은 동일해진다.

또한, 본 발명에서는 승압 트랜스의 2차측 회로를 공진시키는 것이기 때문에, 종래의 DC-DC 컨버터에 사용되고 있는 스위치ㆍ스너버 회로에 있어서의 전류가 흐르는 방향과는 조금 달라진다. 이하에 그것을 설명한다.

도 16은, 전류검출수단인 R2에 양의 위상의 전압이 발생하고 있는 경우의 전류의 흐르는 방법을 나타내는 설명도이다. 이 경우, 스위칭 수단의 트랜지스터 Q1이 ON이 된다. 트랜지스터 Q1에는 최초로 역방향의 전류 i1이 흐른 후, 순방향의 전류 i2가 흐른다.

다음에, 전류검출수단 R2의 전압이 음이 되면, 트랜지스터 Q1는 OFF가 되고, 트랜지스터 Q2가 ON이 된다. 그렇게 되면, 도 17에 나타낸 바와 같이, 트랜지스터Q2에는 역방향의 전류가 흐르기 때문에, 이 전류에 의해 커플링 콘덴서 Cc는 충전되어, 이 부분의 전압은 전원 전압보다 높아진다. 이 경우, Q2는 P채널 타입의 트랜지스터이기 때문에 GND로부터 전원을 향하여 흐르는 전류가 순방향 전류이다.

그리고, 다음에, 도 18에 나타낸 바와 같이, 트랜지스터 Q2에 순방향의 전류가 흐르는 것에 의해서, 트랜스 T1의 자속은 리셋된다. 이 동작을 반복함으로써, 커플링 콘덴서 Cc의 전위는 상승하여 일정한 전위로 유지된다. 그 결과, 승압 트 랜스 1차 권선의 전압은, 전원 전압보다 약간 높은 전압으로 구동되게 되기 때문에, 스위치ㆍ스너버 회로에 의한 구동 방식은 전원 전압의 이용 효율이 높다.

또한, 필요한 전압을 얻기 위한 변성비를 작게 할 수 있으므로, 승압 트랜스의 새로운 소형화가 가능해진다. 또한, 상기의 동작은 승압 트랜스를 초크 권선으로 바꾸어도 같다.

또한, 스위치ㆍ스너버 회로는 트랜지스터 Q1의 유통각을 제어함으로써 전력 제어가 가능하다. 즉, 전류검출수단 R2에 직류 전위를 부여함으로써, 전력 제어를 실시할 수 있다.

도 19는 도 9의 회로의 각 부의 전압 파형을 나타내는 도면이다. 이 도면에 기초하여 설명하면, 이하와 같다.

전류검출수단 R2에 대해서 양전위를 부여하면, 트랜지스터 Q1이 ON 하고 있는 시간, 즉, 유통각이 넓어진다. 그 때문에, 트랜스 T1을 흐르는 전류는 커지고, 트랜지스터 Q1가 OFF 한 후, 트랜지스터 Q2가 ON 했을 때에 커플링 콘덴서 Cc에 축적되는 전위는 높아진다. 그 결과, 승압 트랜스를 높은 전압으로 구동하고 있게 되어, 구동 전력은 커진다.

반대로, 전류검출수단 R2에 대해서 음전위를 부여하면, 트랜지스터 Q1의 ON시간은 짧아지고, 유통각은 좁아진다. 그 결과, 구동 전력은 작아진다.

도 9에 나타내는 회로의 경우, 다이오드 D2, D3는, 방전관의 관전류가 커질수록 음전위가 커지도록 구성하고 있다. 그 결과, 관전류가 커질수록 전류검출수단 R2을 개재하여 트랜지스터 Q1의 유통각을 좁게 하기 때문에, 전력이 제한되어 관전류가 적어지는 방향으로 조정된다. 즉, 이 회로는 관전류의 음(負)귀환 회로를 구성하고 있는 것이다.

도 19에 있어서, iT1은 트랜스 1차 권선에 흐르는 전류로서 전류검출수단 R2에 발생하는 전압 위상보다 약간 지연되지만, 거의 같다고 생각해도 좋다. Q1, Q2의 스위칭 타이밍은 전류검출수단 R2에 발생하는 전압과 저항 R4에 발생하는 음전위와의 관계로 결정된다. Q1가 ON이 되는 타이밍이란, 즉, 승압 트랜스 T1의 1차 권선에 부여되는 전압의 위상이 동일하기 때문에, 도 9의 관계로부터도 분명하듯이, 승압 트랜스 T1에 흐르는 전류 iT1과 승압 트랜스T1의 1차 권선에 부여되는 전압의 실행값의 위상은 가깝다. 즉, 이것은 역률이 매우 좋은 것을 의미한다. 또한, 동시에 여자전류가 거의 흐르지 않는 것을 의미한다.

여자전류가 거의 흐르지 않는다고 하는 것은, 이상적인 조건하에서 구동되는 한, 승압 트랜스의 1차 권선의 자기 인덕턴스는 작아도 되고, 이것은, 방전관용의 승압 트랜스의 설계 개념을 근본적으로 바꾸는 것으로 연결된다. 즉, 코어재의 투자율은 종래보다도 낮아도 좋고, 트랜스의 1차 권선, 및, 2차 권선의 감는 수는 종래보다도 적어도 좋다. 특히, 트랜스 2차 권선의 감는 수가 너무 많은 경우, 일본특허 제2733817호 및 일본 특허출원 제2003-365326호에서 개시하는 바와 같이, 트랜스 2차 권선의 분포 정수성에 의해서 밀(密)결합(tight coupling)/소(疎)결합(loose coupling)의 구성(즉 1/4λ의 자기 공진)이 발생하고, 이들 자기 공진 현상은 방전관용의 승압 트랜스에 있어서의 2차 권선의 감는 수의 최대값을 결정하는 중요한 파라미터가 되고 있기 때문에, 트랜스 2차 권선의 감는 수를 적게 할 수 있 는 것은 중요한 의미가 있다. 일본 특허출원 제2003-365326호에 개시한 취지를 감안하면, 작은 형상으로, 보다 큰 전력을 변환할 수 있는 승압 트랜스를 실현할 수 있는 것을 시사하고 있다.

다음에, 도 7의 전류검출수단에 기초한 전류공진형 회로의 작용에 대하여 설명한다.

도 20은 도 7의 회로를 등가 회로로 치환한 것이다. 전류검출수단은 승압 트랜스 2차 권선의 GND측에 부착하여도 고압측에 부착하여도 회로 시뮬레이션상에서는 등가이다.

이것을 기초로 회로 시뮬레이션을 실시하면 다음과 같다.

도 21(상) 및 도 21(하)에 있어서, 가로축은 주파수이고, 도 21(상)은 상기 도 14(상)과 마찬가지로 위상 특성, 도 21(하)는 상기 도 14(하)와 마찬가지로 전달 특성을 표시하고 있다. a는 냉음극관의 임피던스가 대(大), b는 임피던스가 중(中), c는 임피던스가 소(小)인 경우이다.

본 발명의 전류공진형 회로에 있어서는 승압 트랜스의 2차 권선에 흐르는 전류를 검출하는 것에 의해서 스위칭 수단의 변환의 타이밍을 결정하는 것이다. 따라서, 도 21(상)에 있어서, a, b, c의 위상 특성이 제로도와 교차하는 주파수에 있어서, 인버터 회로의 동작 주파수가 결정된다.

또한, 부하의 임피던스가, 고, 중, 저로 낮아짐에 따라서, 인버터 회로의 구동 주파수가 낮아지는 것이 특징이다. 여기서, 종래의 전류공진형 회로와 다른 점은, 부하의 임피던스가 작고, 공진회로의 Q값이 낮은 경우에도 인버터 회로의 발진 의 계속이 가능하고, 폭주 현상이 없다고 하는 특징도 가진 것이다. 따라서, 부하의 임피던스가 낮은 경우로부터 높은 경우까지 폭넓은 부하의 범위에서 안정된 동작을 기대할 수 있는 것이다.

다음에, 본 발명의 전력제어수단에 대하여 그 작용을 설명한다.

본 발명에서는 전력 제어를 실시하지 않는 경우뿐만 아니라, 전력제어수단에서도 역률을 변화시키지 않는 것이다. 본 발명의 전력제어수단을 도 22 및 도 23에 나타낸다.

도 22는 유통각을 좁게 하여 인버터 회로의 전력을 작게 했을 경우이고, 도 23은 유통각을 넓게 하여 인버터 회로의 전력을 크게 했을 경우이다. 전압 파형은 전류 파형의 피크를 중심으로 유통각이 변화하여 전력을 제어한다. 어느 쪽의 경우나 파선으로 나타내는 전압 실효치의 위상과 전류의 위상이 거의 같아지도록 제어되기 때문에, 항상 승압 트랜스 1차 권선측으로부터 본 역률이 좋다.

이것은 여자 전류가 거의 흐르지 않는 것을 의미한다. 여자 전류가 거의 흐르지 않는다는 것은, 이상적인 조건하에서 구동되는 한, 승압 트랜스의 1차 권선의 자기 인덕턴스는 작아도 되는 것이고, 이것은 방전관용의 승압 트랜스의 설계 개념을 근본적으로 바꾸는 것으로 연결된다.

즉, 코어재의 투자율은 종래보다 낮아도 좋고, 트랜스의 1차 권선 및 2차 권선의 감는 수는 종래의 트랜스보다 적어도 좋다. 특히 트랜스 2차 권선의 감는 수가 너무 많은 경우, 일본특허 제 2733817호 및 특원2003-365326에서 개시하는 바와 같이, 트랜스 2차 권선의 분포 정수성에 의해서 밀(密)결합/소(疎)결합의 구성(즉 1/4λ의 자기 공진)이 발생하고, 이들 자기 공진 현상은 방전관용의 승압 트랜스에 있어서의 2차 권선의 감는 수의 최대값을 결정하는 중요한 파라미터가 되고 있기 때문에, 2차 권선의 감는 수를 적게 할 수 있는 것은 중요한 의미가 있다. 일본특허출원 제2003-365326호에 개시하는 취지를 감안하면, 작은 형상으로, 보다 큰 전력을 변환할 수 있는 승압 트랜스를 실현할 수 있는 것을 시사하고 있다.

본 발명에 의하면, 종래의 콜렉터 공진형 회로와 비교해도 손색이 없는 간편한 회로이면서, 인버터 회로의 변환 효율을 대폭적으로 향상시킬 수 있다. 그 결과, 인버터 회로의 발열을 저감시킬 수 있다.

또한, 본 발명의 기본적인 취지를 응용하여 집적회로를 구성하는 것도 가능하고, 그 경우의 IC내부의 회로구성도 매우 심플한 것이 되기 때문에, 매우 저비용의 회로를 구성하는 것이 가능하다.

또한, 인버터 회로의 동작 주파수는 2차측의 공진회로의 공진 주파수가 정확하게 반영되기 때문에, 기생용량의 변동 등에 의한 주파수 어긋남에도 대처하는 것이 용이하게 되어, 인버터 회로의 신뢰성이 향상한다.

또한, 방전관 주변에 발생하는 기생 용량의 값은 2차측 회로의 공진 주파수를 정하는 중요한 파라미터임에도 불구하고, 본 발명 출원시점에 있어서, 아직 사양화된 모습을 볼 수 없다.

이들은 공업의 발전상 큰 문제이지만, 본 발명에 의하면, 전류공진형의 회로가 자동적으로 최적의 구동 주파수를 찾아 주기 때문에, 그들 중요한 파라미터가 개시되어 있지 않아도 인버터 회로는 용이하게 동작한다.

또한, 당업자에 대해서 2차측 회로의 방전관 주변의 기생용량의 중요도에 관한 계발도 동시에 실시할 수 있다고 생각된다.

또한, 본 발명에 의하면, 2차측의 공진회로의 Q값을 높게 설정할 수 있으므로, 인버터 회로의 동작 주파수를 안정화시킬 수 있어, 전력 제어를 실시해도 주파수 변동이 적은 인버터 회로를 실현할 수 있다.

또한, 동시에 트랜스도 소형화된다. 반대로, 종래의 콜렉터 공진형 회로에서 사용되고 있던 트랜스와 같은 바깥지름 치수의 것을 이용했을 경우에는, 대체로 50% 내지 100% 큰 전력으로 사용하는 것이 가능하다. 이 경우, 트랜스 2차 권선의 감는 수를 변경하여, 적절한 누설 인덕턴스값을 가지도록 변경할 필요가 있음은 물론이다. 이렇게 해서 실현된 트랜스는 바깥지름 치수 형상이 종래형과 같지만, 전기적 특성이 전혀 다른 것이 되는 것도 또한 물론이다.

주회로와 종회로로 구성하는 양측 고압 구동의 인버터 회로에 있어서는, 방전관의 양극을 동기제어할 필요가 없고, 인버터 회로의 구성은 단순해졌다.

또한, 하나의 인버터 회로로 동시에 다수의 방전관을 점등하는 경우에도, 2차측 회로의 Q값을 높게 설정할 수 있으므로, 하나의 회로로 다수의 방전관을 점등시키기 위한 회로를 용이하게 실현될 수 있게 되었다.

또한, 외부전극 냉음극관(EEFL) 등의 구동에 있어서도 공진 승압에 의해 높은 전압으로 구동할 수 있는 동시에, 높은 효율로 구동할 수 있는 인버터 회로를 실현할 수 있게 되었다.

Claims

승압 트랜스를 가지고, 상기 승압 트랜스의 2차측 권선측은 상기 승압 트랜스의 2차 권선의 누설 인덕턴스와 2차측 회로에 존재하는 용량 성분과의 사이에서 공진회로를 구성하고, 상기 승압 트랜스의 1차 권선의 일끝단은 전원측에 접속되고, 상기 1차 권선의 다른 끝단은 전류 트랜스의 1차 권선을 개재하여 스위치ㆍ스너버(Switched snubber) 회로에 접속되며, 상기 스위치ㆍ스너버 회로는 서로 극성이 다른 한 쌍의 트랜지스터로 구성되고, 상기 한 쌍의 트랜지스터의 베이스(게이트)끼리는 접속되어 상기 전류 트랜스의 2차 권선에 접속되고, 상기 한 쌍의 트랜지스터의 한쪽의 콜렉터는 상기 전류 트랜스의 1차 권선에 접속되고, 다른 한쪽의 트랜지스터의 콜렉터는 콘덴서를 개재하여 상기 전류 트랜스의 1차 권선에 접속되는 것을 특징으로 하는, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항에 있어서,

상기 전류 트랜스의 1차 권선의 위치를 바꿔 넣은, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 전류 트랜스를 전류검출수단과 증폭회로로 치환한, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 내지 제 3 항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 극성이 다른 한 쌍의 트랜지스터를 극성이 다른 한 쌍의 전계 효과 트랜지스터로 치환한, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 내지 제 4 항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 승압 트랜스의 2차측 회로의 용량 성분에 포함되는 보조적인 공진 용량과 상기 보조적인 공진 용량에 흐르는 전류를 검출하는 전류검출수단과, 상기 전류검출수단의 출력을 받아 변환 타이밍을 결정하는 스위칭 수단을 가지고, 상기 스위칭 수단은 상기 승압 트랜스의 1차측 권선을 구동하고, 상기 승압 트랜스의 2차 권선의 누설 인덕턴스와 상기 보조적인 공진 용량을 포함한 용량 성분이 직렬공진회로를 구성하고, 상기 직렬공진회로의 공진 주파수에 있어서 자려 발진을 하는, 전류공진형 인버터 회로.
제 5 항에 있어서,

상기 스위칭 수단을 스위치ㆍ스너버 회로로 구성한, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 내지 제 4 항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 승압 트랜스의 2차 권선에 흐르는 전류를 검출하는 전류검출수단과, 상기 전류검출수단의 출력을 받아 변환 타이밍을 결정하는 스위칭 수단을 가지며, 상 기 스위칭 수단은 상기 승압 트랜스의 1차측 권선을 구동하고, 상기 승압 트랜스의 2차 권선의 누설 인덕턴스와 상기 보조적인 공진 용량을 포함한 용량 성분이 직렬공진회로를 구성하며, 상기 직렬공진회로의 공진 주파수에 있어서 자려 발진을 하는, 전류공진형 인버터 회로.
제 7 항에 있어서,

상기 스위칭 수단을 스위치ㆍ스너버 회로로 구성한, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 내지 제 8 항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 승압 트랜스의 1차 권선을 하나의 초크·권선으로 치환하고, 상기 승압 트랜스의 누설 인덕턴스를 또 하나의 다른 초크·권선으로 치환한, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 내지 제 9 항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 인버터 회로는 방전관의 관전류의 검출 기구를 가지며, 상기 관전류의 검출 기구는 상기 관전류가 커질 때에는 음전위가 커지도록 구성되고, 상기 음전위는 한 쌍의 역극성의 트랜지스터로 구성되는 스위치ㆍ스너버 회로의 게이트 전극에 부여됨으로써 전력 제어를 행하기 위한 관전류 귀환회로를 구성하는, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 내지 제 10 항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 인버터 회로를 주인버터 회로로 하고, 이것과 한 쌍을 이루는 종인버터 회로를 가지며, 상기 한 쌍의 인버터 회로의 한쪽은 방전관의 전극의 한쪽에 접속되고, 상기 종인버터회로는 상기 방전관의 다른 한쪽의 전극에 접속되는 것에 의해서, 상기 종인버터 회로는 주인버터 회로에 대해서 자동적으로 동기 발진하는, 전류공진형 인버터 회로.
제 1 항 내지 제 11 항 중의 어느 한 항에 있어서,

상기 인버터 회로는, 전류공진형 회로, 제로 전류 검출형 자려발진회로인, 전류공진형 인버터 회로.