JP2007252183A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】広範囲の入力電圧の変化および広範囲の負荷の大きさの変化が生じる場合においてもＺＶＳ特性を有するシングルエンドの共振形コンバータを提供する。
【解決手段】漏れインダクタＬ１を生じる一次巻線Ｎ１と漏れインダクタＬ２を生じる二次巻線Ｎ２とを有するコンバータトランスＰＩＴと、インダクタＬｏを有するチョークコイルＰＣＣと、一次側並列共振コンデンサＣｒと、一次側直列共振コンデンサＣ２と、アクティブクランプ回路とを備えるようにした。一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの値を一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの値の略２倍とし、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐの値を一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの値の１／２程度以下とした。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源回路に関するものである。

共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータが知られている。

図２３は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。

図２３に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路として形成された一次側整流素子Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化することで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、コモンモードチョークコイルＣＭＣと、２個のアクロスコンデンサＣＬから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。

この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ１を備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。

スイッチング素子Ｑ１に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤＤが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

一次側並列共振コンデンサＣｒと、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の発生するリーケージインダクタ（漏れインダクタ）Ｌ１とによって共振周波数が支配される一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。ここで、共振周波数が支配されるとは、主として、一次巻線Ｎ１の漏れインダクタＬ１のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとによって共振周波数が定まることをいうものである。

発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。

コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を二次側に伝送する。コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ字形状コアであるコアを組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１と、二次巻線Ｎ２を、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対して、ボビンの上に巻装している。そのうえで、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、例えば、０．８ｍｍ（ミリ・メータ）〜１ｍｍのギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、結合係数ｋの値として、ｋ＝０．８０〜０．８５程度を得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、結合係数ｋの値を小さくすることによってコンバータトランスは飽和し難くなる。また、この結合係数ｋの値が、１未満であることが、一次巻線Ｎ１に漏れインダクタＬ１が発生し、二次巻線Ｎ２に漏れインダクタＬ２が発生するための条件となる。

コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の各々の巻端は、スイッチング素子Ｑ１と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力が伝達されるようになっている。コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２には、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧が発生する。

この場合、二次巻線Ｎ２の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ５を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタＬ２のインダクタンスと二次側直列共振コンデンサＣ５のキャパシタンスとによって共振周波数が支配される二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。ここで、共振周波数が支配されるとは、主として、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタＬ２のインダクタンスと二次側直列共振コンデンサＣ５のキャパシタンスによって共振周波数が定まることをいうものである。

そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２、および平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧Ｖ２２の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅｏは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。

制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ回路２に入力する。発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じて周波数などを可変したドライブ信号を出力することで、二次側直流出力電圧Ｅｏが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を制御する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。

図２４および図２５は、上述した図２３に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、図２４および図２５の結果を得る実験にあたっては、図２３の電源回路の要部について下記のようにして設定している。

コンバータトランスＰＩＴは、コアにＥＥＲ−３５（コア材の名称）を選定し、中央磁脚のギャップについては、１ｍｍのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ１＝３９T、Ｎ２＝２３Tとし、二次巻線Ｎ２の１ターン(T)あたりの誘起電圧レベルについては、３Ｖ／Ｔを設定した。コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝０．８１を設定した。

また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝３９００ｐＦ、二次側直列共振コンデンサＣ５のキャパシタンスについてはＣ５＝０．１μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐ＝２３０kHz、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓ＝８２kHzが設定される。この場合、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐ、二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓの相対的関係としては、ｆｏ１ｐ≒２．６×ｆｏ２ｓと表す関係とされている。

二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗである。

図２４は、図２３に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期により示す波形図であり、図２４（Ａ）には、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ時における電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、一次巻線電流Ｉ２１、二次巻線電流Ｉ２２、二次側整流電流ＩＤ１、ＩＤ２が示されている。図２４（Ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、一次巻線電流Ｉ２１、二次巻線電流Ｉ２２が示されている。図２４（Ｃ）には最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ時における電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１が示される。

電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間の期間ＴＯＮにおいて０レベルで、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間の期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ１の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（ボディダイオードＤＤを含む）に流れる電流であり、期間ＴＯＮにおいて図示する波形に示すようにして流れ、期間ＴＯＦＦにおいて０レベルとなる波形として得られる。一次巻線Ｎ１に流れる一次巻線電流Ｉ２１は、期間ＴＯＮにおいて上述したスイッチング電流ＩＱ１として流れる電流成分と、期間ＴＯＦＦにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。

また、図２４（Ａ）おいて示している、二次側整流回路を形成する整流ダイオードＤｏ１、整流ダイオードＤｏ２に流れる整流電流ＩＤ１、整流電流ＩＤ２は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩＤ１の波形のほうが、整流電流ＩＤ２よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。

二次巻線Ｎ２に流れる二次巻線電流Ｉ２２は、整流電流ＩＤ１、整流電流ＩＤ２が合成された波形として得られる。

図２５は、図２３に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ１のオンの期間ＴＯＮ、オフの期間ＴＯＦＦ、および電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を示している。

まず、電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。

また、図２５のスイッチング周波数ｆｓ、オンの期間ＴＯＮ、オフの期間ＴＯＦＦによっては、図２３に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オンの期間ＴＯＮ、オフの期間ＴＯＦＦが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オンの期間とオフの期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフの期間を可変する、ＰＷＭ(Ｐｕｌｓ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図２３に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。

図２６は、図２３に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓ(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅｏとの関係により、模式的に示している。図２３に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐに応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓに応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図２３に示す電源回路では、ｆｏ１ｐ≒２．８×ｆｏ２ｓの関係を有しているとされるので、図２６にも示しているように、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐに対して二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓの方がより周波数が低い関係となる。

そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶＡＣの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐに応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時／最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ、特性曲線Ｂとして示され、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓに応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時／最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ、特性曲線Ｄで示されるものとなる。そして、この図２６に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。

図２６に示される必要なる周波数の制御範囲である可変範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓに応じた最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐに応じた最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の特性曲線Ｂまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓに応じた最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐに応じた最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時の特性曲線Ａをまたぐ。このために、図２３に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴＯＮ／ＴＯＦＦの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図２４（Ａ）、図２４（Ｂ）、図２４（Ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１００Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴＯＦＦ＋ＴＯＮ）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴＯＦＦ、期間ＴＯＮの幅が変化していることによっても示されている。

このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐの共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の二次側直列共振周波数ｆｏ２ｓ（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。

ここで、図２３に示す電源回路では次のような問題を有している。先に説明した図２４の波形図において、図２４（Ａ）に示される最大負荷電力Ｐｏｍａｘ時のスイッチング電流ＩＱ１は、ターンオンタイミングであるオフの期間ＴＯＦＦの終了時点に至るまでは０レベルで、オンの期間ＴＯＮに至ると、まず負極性の電流がボディダイオードＤＤに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ１のドレインとソースの間を流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ)が適正に行われている状態を示している。

これに対して、図２４（Ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩＱ１は、ターンオンタイミングのオフの期間ＴＯＦＦの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩＱ１がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。つまり、図２３に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図２３の電源回路の実際としては、例えば図２５に示す区間ＲＡとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。

二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図２４（Ｂ）のスイッチング電流ＩＱ１として示すように、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。また、いずれにせよ、上述したような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。

これを改善するものとして、電圧共振形コンバータと電流共振形コンバータとを組み合わせたコンバータとして、図２７に示す、いわゆる、Ｅ級スイッチングコンバータの実用化が図られている。図２７に示すＥ級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Ｑ１を備える。この場合のスイッチング素子Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴであることとしている。このＭＯＳ−ＦＥＴとしてのスイッチング素子Ｑ１には、ボディダイオードＤＤが、ドレインとソースの間に対して並列接続されるようにして形成される。この場合のボディダイオードＤＤに流れる電流の方向は、ソースからドレインへの向かう方向となる。

また、同じくスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１のドレインは、チョークコイルＬ１０の直列接続を介して、直流入力電圧Ｅｉｎの正極と接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、直流入力電圧Ｅｉｎの負極と接続される。

また、スイッチング素子Ｑ１のドレインに対しては、チョークコイルＬ１１の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサＣ１１が直列に接続される。直列共振コンデンサＣ１１と直流入力電圧Ｅｉｎの負極との間には、負荷となるインピーダンスＺが挿入される。ここでのインピーダンスＺの具体例としては、例えば、圧電トランス、高周波対応の蛍光灯などを挙げることができる。

なお、チョークコイルＬ１０のインダクタンスは、チョークコイルＬ１１のインダクタンスよりも相当大きく設定されるので、このような構成のＥ級スイッチングコンバータは、チョークコイルＬ１０のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとにより形成される並列共振回路と、チョークコイルＬ１１のインダクタンスと直列共振コンデンサＣ１１のキャパシタンスとにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。また、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。

図２８は、上述した図２７に示した構成のＥ級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。上段から順に、電圧Ｖ１（図２７を参照）、電流Ｉ１１（図２７を参照）、電流Ｉ１２（図２７を参照）、電流ＩＱ１（図２７を参照）の各々を示す。スイッチング電圧Ｖ１は、スイッチング素子Ｑ１の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上述した並列共振回路の共振動作（電圧共振動作）により得られる。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１（ボディダイオードＤＤを含む）に流れる電流であり、期間ＴＯＦＦでは０レベルで、期間ＴＯＮにおいては、まず開始時点から一定期間において、ボディダイオードＤＤを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Ｑ１のドレインからソースに流れる。

また、Ｅ級スイッチングコンバータの出力として、チョークコイルＬ１１に流れる電流Ｉ１２は、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流ＩＱ１と、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。

また、上述したスイッチング電流ＩＱ１とスイッチング電圧Ｖ１との関係によっては、スイッチング素子Ｑ１のターンオフタイミングにおいてＺＶＳ特性となる動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてＺＶＳ特性およびＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）特性の動作が得られていることも示される。

また、直流入力電圧Ｅｉｎの正極端子からチョークコイルＬ１０を流れるようにしてＥ級スイッチングコンバータに流入する電流Ｉ１は、チョークコイルＬ１０とチョークコイルＬ１１とのインダクタンスについて、チョークコイルＬ１０のインダクタンスの値＞チョークコイルＬ１１のインダクタンスの値、となるような関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。
特開２０００−１３４９２５号公報

上述したＥ級コンバータでは、特定の負荷電力となる区間で異常動作となることがなく、広範な負荷電力でＺＶＳ特性を得られるものである。しかしながら、Ｅ級コンバータではチョークコイルＬ１０の値は、例えば、１ｍＨと大きなものである。このために。このような構成でスイッチング電源回路を構成する場合においては、装置は大型化し、その価格も高価なものとなった。また、スイッチング素子がオフとなる場合において、スイッチング素子には共振電圧が印加された。このために、スイッチング素子の耐圧として高耐圧が必要とされるので、特に入力側の電圧が高い場合には素子の選択の困難性があった。

本発明は、ＺＶＳ特性を得るとともに、装置に用いるインダクタの大きさも小さくでき、さらに、スイッチング素子の耐圧を低いものとできるスイッチング電源回路を提供することを目的とするものである。

そこで、本発明は上述した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。

本発明のスイッチング電源回路は、一次側直流電力を交流電力に変換後さらに二次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記一次側直流電力が供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルからの電力が供給される一次側の一次巻線と、前記一次巻線に磁気的に疎結合とされる二次側の二次巻線とを有するコンバータトランスと、前記一次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される前記二次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路を形成する要素となる一次側直列共振コンデンサと、一次側並列共振回路を形成する要素となる一次側並列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサと、前記電圧クランプ用コンデンサと前記スイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列回路であって、前記スイッチング素子に加わる電圧をクランプするアクティブクランプ回路と、を具備し、前記チョークコイルと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第１直列共振回路の共振周波数が、前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第２直列共振回路の共振周波数の略２倍の周波数に設定され、前記チョークコイルおよび前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側並列列共振コンデンサおよび前記電圧クランプ用コンデンサとで共振周波数が支配される一次側並列共振回路の共振周波数が、前記一次側第２直列共振回路の共振周波数の略１／２以下の周波数に設定されるものである。

このスイッチング電源回路は、一次側直流電力を交流電力に変換後さらに二次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であり、チョークコイルと、コンバータトランスと、一次側直列共振コンデンサと、一次側並列共振コンデンサと、電圧クランプ用コンデンサと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、制御回路と、上述した電圧クランプ用コンデンサと補助スイッチング素子とを有するアクティブクランプ回路と、を具備する。

チョークコイルには一次側直流電力が供給される。また、コンバータトランスは一次側の一次巻線と、二次側の二次巻線とを有し、チョークコイルからの電力が一次巻線に供給される。また、スイッチング素子は一次巻線に交流電力を供給する。また、発振・ドライブ回路はスイッチング素子をオン・オフ駆動する。また、制御回路は二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する。

また、アクティブクランプ回路は電圧クランプ用コンデンサと補助スイッチング素子との直列回路であって、スイッチング素子に加わる電圧をクランプする。ここで、補助スイッチング素子とスイッチング素子とは、相補的にオンとされる。相補的にオンとは、両者が同時にオンとされることがないことを言うものである。補助スイッチがオンとなることによってスイッチング素子に加わる電圧はクランプされる。

そして、チョークコイルと一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第１直列共振回路の共振周波数が、一次巻線に発生する漏れインダクタと一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第２直列共振回路の共振周波数の略２倍の周波数に設定され、チョークコイルおよび一次巻線に発生する漏れインダクタと一次側並列列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサとで共振周波数が支配される一次側並列共振回路の共振周波数が、一次側第２直列共振回路の共振周波数の略１／２以下の周波数に設定されることによってスイッチング電源回路はＺＶＳ特性を有する。

別の本発明のスイッチング電源回路は、一次側直流電力を交流電力に変換後さらに二次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、前記一次側直流電力が供給されるチョークコイルと、前記チョークコイルからの電力が供給される一次側の一次巻線と、前記一次巻線に磁気的に疎結合とされる二次側の二次巻線とを有するコンバータトランスと、前記一次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される前記二次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、前記二次巻線に接続される二次側並列共振回路を形成する要素となる二次側並列共振コンデンサと、一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路を形成する要素となる一次側直列共振コンデンサと、一次側並列共振回路を形成する要素となる一次側並列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサと、前記電圧クランプ用コンデンサと前記スイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列回路であって、前記スイッチング素子に加わる電圧をクランプするアクティブクランプ回路と、を具備し、前記一次側第１直列共振回路の共振周波数は、前記チョークコイルと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配され、前記一次側第２直列共振回路の共振周波数は、前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配され、前記一次側並列共振回路の共振周波数は、前記チョークコイルおよび前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側並列列共振コンデンサおよび前記電圧クランプ用コンデンサとで共振周波数が支配され、前記二次側並列共振回路の共振周波数は、前記二次巻線に発生する漏れインダクタと前記二次側並列共振コンデンサとで共振周波数が支配され、前記一次側並列共振回路の共振周波数である一次側並列共振周波数と前記二次側並列共振回路の共振周波数である二次側並列共振周波数とが略等しくなるように設定され、前記一次側第１直列共振周波数および前記一次側第２直列共振周波数の双方が前記一次側並列共振周波数および前記二次側並列共振周波数の略１／２以下の周波数となるように設定されるものである。

このスイッチング電源回路は、一次側直流電力を交流電力に変換後さらに二次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であり、チョークコイルと、コンバータトランスと、一次側直列共振コンデンサと、一次側並列共振コンデンサと、電圧クランプ用コンデンサと、スイッチング素子と、発振・ドライブ回路と、制御回路と、上述した電圧クランプ用コンデンサと補助スイッチング素子とを有するアクティブクランプ回路と、を具備する。

チョークコイルには一次側直流電力が供給される。また、コンバータトランスは一次側の一次巻線と、二次側の二次巻線とを有し、チョークコイルからの電力が一次巻線に供給される。また、スイッチング素子は一次巻線に交流電力を供給する。また、発振・ドライブ回路はスイッチング素子をオン・オフ駆動する。また、制御回路は二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する。

また、アクティブクランプ回路は電圧クランプ用コンデンサと補助スイッチング素子との直列回路であって、スイッチング素子に加わる電圧をクランプする。ここで、補助スイッチング素子とスイッチング素子とは、相補的にオンとされる。相補的にオンとは、両者が同時にオンとされることがないことを言うものである。補助スイッチがオンとなることによってスイッチング素子に加わる電圧はクランプされる。

そして、チョークコイルおよび一次巻線に発生する漏れインダクタと一次側並列列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサとで共振周波数が支配される一次側並列共振周波数と二次巻線に発生する漏れインダクタと二次側並列共振コンデンサとで共振周波数が支配される二次側並列共振周波数とが略等しくなるように設定され、チョークコイルと一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第１直列共振周波数および一次巻線に発生する漏れインダクタと一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第２直列共振周波数の双方が一次側並列共振周波数および二次側並列共振周波数の略１／２以下の周波数となるように設定されることによってスイッチング電源回路はＺＶＳ特性を有する。

このようにして本発明によれば、ＺＶＳ特性を得るとともに、装置に用いるインダクタの大きさも小さくでき、さらに、スイッチング素子の耐圧を低いものとできるスイッチング電源回路を提供することができる。

本実施形態のスイッチング電源回路は、一次側直流電力を交流電力に変換後さらに二次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって一次側直流電力が供給されるチョークコイルと、このチョークコイルからの電力が供給される一次側の一次巻線と、この一次巻線に磁気的に疎結合とされる二次側の二次巻線とを有するコンバータトランスと、一次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路を形成する要素となる一次側直列共振コンデンサと、一次側並列共振回路を形成する要素となる一次側並列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサと、電圧クランプ用コンデンサとスイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列回路であって、スイッチング素子に加わる電圧をクランプするアクティブクランプ回路と、を具備するものである。なお、一次側に形成される共振回路として、電圧共振回路である一次側並列共振回路と、電流共振回路である一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路と、を結合した電圧・電流共振形のスイッチング回路であって、このような回路構成を採用してＺＶＳ動作をさせるものを、Ｉ級スイッチング回路と称するものである。

そして、一次側に形成される共振回路は、電圧共振回路と、その各々が電流共振回路である一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路とを結合した、電圧・電流共振形のスイッチング回路を有し、二次側は、全波整流回路、両波整流回路、半波整流回路、倍電圧整流回路、部分電圧共振回路、並列共振回路、直列共振回路等の各種構成を有するものである。

ここで、本出願の願書に記載の発明者（以下、本出願の発明者と省略する）が実験結果によって見出した知見に基づき、以下のように一次側の各々の共振回路の周波数を定めて、ＺＶＳ特性を維持するものである。すなわち、チョークコイルと一次側直列共振コンデンサとで周波数が支配される一次側第１直列共振周波数を一次巻線の漏れインダクタと一次側直列共振コンデンサとで周波数が支配される一次側第２直列共振回路の共振周波数よりも高く設定し、さらに、チョークコイルおよび一次巻線の漏れインダクタと一次側並列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサとで共振周波数が支配される一次側並列共振回路の共振周波数を一次側第２直列共振周波数よりも低く設定するものである。

さらに、本出願の発明者が実験結果によって見出した知見に基づき、特に、広範囲に負荷の電力が変化する場合においては、一次側第１直列共振回路の共振周波数と一次側第２直列共振回路の共振周波数と一次側並列共振回路の共振周波数とについて、以下の範囲に定めるのが良好なるＺＶＳ特性を得るためにはより好ましいものである。すなわち、一次側第１直列共振回路の共振周波数を一次側第２直列共振回路の共振周波数の略２倍とし、一次側並列共振回路の共振周波数を一次側第２直列共振周波数の略１／２以下となるように設定するものである。ここで、略２倍とは、中心値である２倍に対して３割程度の広がりを有する範囲を含むものであり、また、略１／２以下とは、中心値である１／２に対して３割程度の広がりを有する範囲を含むものである。

本出願の発明者は、別の実験結果から、以下のような、各々の周波数の設定関係が、広範囲に負荷の電力が変化する場合に良好なるＺＶＳ特性を得ることができることを見出している。すなわち、一次側並列共振周波数と二次側並列共振周波数とを略等しくなるように設定し、一次側第１直列共振周波数および一次側第２直列共振周波数の双方を一次側並列共振周波数および二次側並列共振周波数の略１／２以下の周波数となるように設定するものである。ここで、一次側並列共振周波数と二次側並列共振周波数とを略等しく設定とは、相互の共振周波数が２割程度の範囲内となるように設定することをいうものである。また、一次側第１直列共振周波数および一次側第２直列共振周波数の双方を一次側並列共振周波数および二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐの略１／２以下とは、一次側第１直列共振周波数と一次側第２直列共振周波数の双方のいずれもが、一次側並列共振周波数および二次側並列共振周波数の略１／２以下であることをいうものである。この場合において、良好なるＺＶＳ特性を得るためには、一次側第１直列共振周波数と一次側第２直列共振周波数の双方のいずれもが、一次側並列共振周波数および二次側並列共振周波数の１／２に対して３割程度の広がりの範囲内であることがさらに望ましいものである。

本実施形態のスイッチング電源回路は、このような構成を有することによって、特定の負荷電力となる区間で異常動作となることがなく、装置に用いるチョークコイルのインダクタの大きさも小さくできるスイッチング電源回路を得ることができるものである。以下に、より詳細に具体例を挙げて説明をする。

（第１実施形態）
図１に第１実施形態のスイッチング電源回路を示す。このスイッチング電源回路は、一次側に、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣおよび一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタＬ１と一次側並列共振コンデンサＣｒおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃとによって共振周波数が支配される電圧共振タイプの一次側並列共振回路と、インダクタＬｏと一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される電流共振タイプの一次側第１直列共振回路および漏れインダクタＬ１と一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される電流共振タイプの一次側第２直列共振回路と、を有する。また、二次側は、二次巻線Ｎ２に二次側部分電圧共振コンデンサＣ３を接続した部分電圧共振回路を有し、二次側直流出力電圧Ｅｏを得るためのダイオードＤ１ないしダイオードＤ４からなる二次側整流素子Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとを有する全波ブリッジ整流回路を具備し、全体として、多重共振コンバータを構成する。

そして、一次側第１直列共振回路の共振周波数である一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓを一次側第２直列共振回路の共振周波数である一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの略２倍の周波数となるように設定する。また、一次側並列共振回路の共振周波数である一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐを一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの略１／２以下となるように設定する。また、二次側の部分電圧共振回路は、二次側整流素子Ｄｏがオン（導通）またはオフ（切断）と反転した直後の短い時間のみ共振電流が流れるようにする。

また、電圧クランプ用コンデンサＣｃと補助スイッチング素子Ｑ２との直列回路でアクティブクランプ回路を形成する。ここで、補助スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と相補的にオンとされる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるときには補助スイッチング素子Ｑ２はオンとなることはなく、補助スイッチング素子Ｑ２がオンとなるときにはスイッチング素子Ｑ１はオンとなることはないものである。

図１に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２個のアクロスコンデンサＣＬが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、および２個のアクロスコンデンサＣＬにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。

商用交流電源ＡＣからの交流電力は、ブリッジ整流回路である一次側整流素子Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。つまり、一次側整流素子Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により商用交流電源を整流平滑化する。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

上述した整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、背景技術に示したＥ級スイッチングコンバータを変形した、スイッチング回路として形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ１には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の本実施形態のスイッチング回路の駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子Ｑ１をスイッチング駆動する他励式である。

スイッチング素子Ｑ１のドレインは、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１およびチョークコイルＰＣＣの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは一次側アースに接続される。スイッチング素子Ｑ１のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号が印加されるようになっている。

この場合のスイッチング素子Ｑ１には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤＤ１を内蔵する。このボディダイオードＤＤ１としては、アノードがスイッチング素子Ｑ１のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ１のドレインと接続されて形成されている。このボディダイオードＤＤ１は、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。

また、スイッチング素子Ｑ１のドレインとソースの間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃとコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１のリーケージ（漏れ）インダクタＬ１およびインダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣとによって得られる各々のインダクタンスの値とによって共振周波数が支配される一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作として、電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧（ドレインとソース間の電圧）Ｖ１としては、そのオフの期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。

また、後述するコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と一次側直列共振コンデンサＣ２とから成る直列接続回路がスイッチング素子Ｑ１と並列に接続される。この場合には、一次巻線Ｎ１の他端をスイッチング素子Ｑ１のドレインと接続し、一次巻線Ｎ１の一端を一次側直列共振コンデンサＣ２の一端と接続し、一次側直列共振コンデンサＣ２の一次巻線Ｎ１と接続されない側の端子は、一次側アース電位にてスイッチング素子Ｑ１のソースと接続される。また、この一次側直列共振コンデンサＣ２はチョークコイルＰＣＣと、平滑コンデンサＣｉを介して直列に接続されている。このようにして、一次側第１直列共振回路と一次側第２直列共振回路とが得られる。

発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ１を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加するようにされるドライブ回路と、を含む。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、ドライブ信号波形に応じて連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。

コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送するもので、このために、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２が巻装される。

この場合のコンバータトランスＰＩＴの構造としては、一例として、フェライト材によるＥ字形状コアを組み合わせたＥＥ字形コアを備える。そして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とで巻装部位を分割したうえで、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対して巻装している。また、コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対してはギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、疎の結合係数ｋを得るようにしている。疎結合とすることによって、漏れインダクタＬ１と漏れインダクタＬ２とを生じさせることができ、さらに、ＥＥ字形コアにおいて磁束が飽和し難いようになっている。

コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、このようにして、漏れインダクタＬ１を発生させる。すなわち、一次巻線Ｎ１は、本実施形態のスイッチング回路における一次側第２直列共振回路および一次側並列共振回路を形成する機能を有し、さらに、一次巻線Ｎ１はスイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力に応じた交番電圧が印加されて、二次巻線Ｎ２と結合して、二次側に電力を伝送する機能を有する。

コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起されたＥＥ字形コアにおける磁束に基づき交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。この二次巻線Ｎ２に対しては、二次側部分電圧共振コンデンサＣ３を並列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ２の漏れインダクタＬ２と二次側部分電圧共振コンデンサＣ３のキャパシタンスとによって二次側部分共振回路を形成する。この二次側部分共振回路により、二次側整流素子Ｄｏを構成する各々のダイオードＤｏ１ないしダイオードＤｏ４のオンとオフの切り替えの直後に生じる電力損失を低減している。第１実施形態では二次側部分電圧共振コンデンサＣ３の容量（キャパシタンス）は１０００ｐＦ（ピコ・ファラッド）とした。

この場合の二次側整流回路は、二次側部分電圧共振コンデンサＣ３が並列接続された二次巻線Ｎ２に対して、４本のダイオードＤｏ１ないしダイオードＤｏ４によって構成された二次側整流素子Ｄｏの入力側を接続し、その二次側整流素子Ｄｏの出力側には平滑コンデンサＣｏを接続することで、全整流回路として形成される。これによって平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルに対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。このようにして生成される二次側直流出力電圧Ｅｏは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変化に応じた検出出力、より具体的には、二次側直流出力電圧Ｅｏの値を所定の電圧とするための基準電圧と二次側直流出力電圧Ｅｏとの差の電圧を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数を可変し、また、これに伴って、１スイッチング周期におけるオンの期間ＴＯＮとオフの期間ＴＯＦＦの比である時比率を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ１を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。

このようにしてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数および導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１から二次巻線Ｎ２側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

ところで、上述したように、一般的に、一次側に電圧共振形コンバータを備える電源回路は、負荷電力の制御範囲が狭く、また、軽負荷時におけるＺＶＳ特性が維持できないために、そのままでは実用化は不可能であると考えられている。

しかしながら、本出願の発明者は、種々にパラメータを変化させた、多数の実験結果に基づき以下の事実を見出した。すなわち、一次側に一次側第１直列共振回路、一次側第２直列共振回路および一次側並列共振回路を備え、これらの３つの共振回路の周波数を所定の関係、すなわち、一次側第１直列共振回路の共振周波数を一次側第２直列共振回路の共振周波数よりも高くし、それに加えて、一次側並列共振回路の共振周波数を一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓよりも低くすることによって広範囲な負荷電力Ｐｏの値に対してＺＶＳ特性を維持するコンバータ回路が可能となることを見出した。また、一次側第１直列共振回路の共振周波数を一次側第２直列共振回路の共振周波数の略２倍とし、一次側並列共振回路の共振周波数を一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの略１／２以下となるように保つことによって、より広範囲な負荷電力Ｐｏの値に対してＺＶＳ特性を維持する、より安定したコンバータ回路が可能となることも見出したのである。

従来の図２７に示すＥ級コンバータにおいて必要とされたチョークコイルＬ１０と同様のチョークコイルＰＣＣを、本実施形態のスイッチング回路においては用いるが、このような共振周波数の設定においては、このインダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は、チョークコイルＬ１０のインダクタンスの値よりも必然的に小さくなるものである。具体的には、背景技術に示すＥ級コンバータでは、このチョークコイルＬ１０は、例えば１ｍＨ程度とされて、チョークコイルＬ１１に相当するコンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に生じるインダクタＬ１と比較して、相当に大きなインダクタンスを有するものとされていた。このために、チョークコイルＬ１０における鉄損、銅損などによる電力損失も相応に大きく、これにより、電源回路全体としての電力変換効率の低下も相応に顕著なものとなっていた。例えば、図２７に示すＥ級コンバータを具体化したスイッチング電源回路の電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）の値は、図２３の電源回路との比較では、１％程度低下することが実験により確認されている。また、図２７の電源回路では、上述したようにして、チョークコイルＬ１０について相当に大きいとされるインダクタンスを設定する必要上から、例えば、チョークコイルＬ１０を構成するためのコアなどについて比較的大型の部品を選定することになる。このことがコストダウンや、回路の小型化などを促進することの妨げの要因になっていた。

この点、本実施形態の要部であるコンバータの一次側回路は、その共振回路の構成が、従来にはない特殊なもの、すなわち、Ｉ級スイッチング回路であり、これによって、Ｅ級コンバータと略同様に広範囲な領域でのＺＶＳ特性とチョークコイルＰＣＣの小型化とを実現している。以下、この点について詳細に説明する。

一次側の共振回路は、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐを有する一次側並列共振回路と、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓを有する一次側第１直列共振回路と、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓを有する一次側第２直列共振回路との３つの共振回路を有する。

一次側並列共振回路は、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣおよび漏れインダクタＬ１と、一次側並列共振コンデンサＣｒおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃとを構成要素として形成されている。また、一次側第１直列共振回路は、インダクタＬｏと一次側直列共振コンデンサＣ２とを構成要素として形成されている。一次側第２直列共振回路は、漏れインダクタＬ１と一次側直列共振コンデンサＣ２とを構成要素として形成されている。

ここで、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの周波数は、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの周波数よりも高く、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐの周波数は、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの周波数よりも低い関係を有している。

本出願の発明者は、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐ、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓおよび一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの三者の関係を種々なものとして、ＺＶＳ特性を呈する領域を調べた。その結果、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの周波数が一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの周波数の略２倍であり、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐの周波数が一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの周波数の略１／２以下の場合に良好なるＺＶＳ特性を呈することを見出した。

このときのインダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は、背景技術に示したＥ級コンバータにおけるインダクタンスの値である１ｍＨに対して、６８μＨと略１／１５となっている。

なお、上述の各々の共振周波数の略２倍、略１／２以下の関係は、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの周波数が一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの周波数よりも高く、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの周波数が一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐよりも高い場合において、ＺＶＳ特性を呈する領域を最も広くする場合の一例である。したがって、負荷電力Ｐｏの領域がより狭い場合には、上述した一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの周波数が一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの周波数よりも高く、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの周波数が一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐよりも高い関係を保ちながら、上述の関係式で表される範囲をより広いものとすることができる。

また、このようにＺＶＳ特性となる領域が拡大した結果、コンバータトランスＰＩＴのギャップをさらに小さくすることが可能となり、結合係数ｋの値を０．８以上とする構成としている。

一次側共振回路の動作をより詳細に説明する。スイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作を行うのに応じて、一次側並列共振回路の電圧共振動作により、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間において一次側並列共振コンデンサＣｒおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃに対して充放電電流を流す。この充放電電流により、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧として、略半波の正弦波状の共振パルス電圧が発生する。

このとき、平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスが、一次側並列共振コンデンサＣｒおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃのいずれのキャパシタンスに較べても遙かに大きく選定されているので、平滑コンデンサＣｉは、等価的には短絡と見なせ、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値および漏れインダクタＬ１のインダクタンスの値と一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの値および電圧クランプ用コンデンサＣｃのキャパシタンスの値とによって一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐの大体の周波数は決まるものである。すなわち、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐは、インダクタＬｏと漏れインダクタＬ１の各々のインダクタンスの値と一次側並列共振コンデンサＣｒと電圧クランプ用コンデンサＣｃの各々のキャパシタンスの値とによって支配されるものである。第１実施形態では、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスとしては１５００ｐＦ、電圧クランプ用コンデンサＣｃの値としては０．２２μＦ（マイクロ・ファラッド）としている。

また、一次側第１直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振コンデンサＣ２とチョークコイルＰＣＣと平滑コンデンサＣｉの直列経路を共振電流が流れるようにして共振動作を行う。ここで、平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスは、一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスに較べて遙かに大きいので、等価的には、平滑コンデンサＣｉは短絡と見なせ、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値と一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値とによって一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの大体の周波数は決まるものである。すなわち、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓは、インダクタＬｏのインダクタンスの値と一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値とによって支配されるものである。第１実施形態では、一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスは０．０８２μＦとしている。

また、一次側第２直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ１のオン時において、一次側直列共振コンデンサＣ２と一次巻線Ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との直列の経路で共振電流が流れるようにして共振動作を行う。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン時においては、スイッチング素子Ｑ１の導通抵抗の値は極めて小さく、スイッチング素子Ｑ１のオフ時においては、ボディダイオードＤＤ１を共振電流が流れ、この場合のボディダイオードＤＤ１の導通抵抗の値も極めて小さいものであるので、等価的には、スイッチング素子Ｑ１は短絡と見なせ、漏れインダクタＬ１のインダクタンスの値と一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値とによって一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの大体の周波数は決まるものである。すなわち、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓは、漏れインダクタＬ１のインダクタンスの値と一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値とによって支配されるものである。

図２に本実施形態のスイッチング電源回路に備えられるコンバータトランスＰＩＴの構造例を示す。この図に示すように、コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ字形状コアＣＲ１、Ｅ字形状コアＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ１および制御巻線Ｎｇを巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ２を巻装する。このようにして一次巻線Ｎ１および二次側巻線が巻装されたボビンＢを上述したＥＥ字形コア（ＣＲ１、ＣＲ２）に取り付けることで、一次巻線Ｎ１および二次巻線Ｎ２と、がそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ字形コアの中央磁脚に対しては、０．８ｍｍ程度のギャップＧを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８２程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、疎結合とすることによって、漏れインダクタＬ１と漏れインダクタＬ２とを生じさせることができ、さらに、ＥＥ字形コアにおいて磁束が飽和し難いようになされている。第１実施形態においては、コア材として、ＥＥＲ―３５を用い、一次巻線Ｎ１の巻数を４０Ｔ（ターン）、二次巻線Ｎ２の巻数を３３Ｔ、制御巻線Ｎｇの巻数を１Ｔに設定した。

チョークコイルＰＣＣについても、所定形状サイズのＥＥ字形コアに対して巻線を施す構造とすることで構成できる。

アクティブクランプ回路について説明する。アクティブクランプ回路は、電圧クランプ用コンデンサＣｃと補助スイッチング素子Ｑ２の直列接続回路によって形成され、補助スイッチング素子Ｑ２として、ボディダイオードＤＤ２を有するＭＯＳ―ＦＥＴが用いられている。このＭＯＳ―ＦＥＴのゲートには、制御巻線Ｎｇからの電圧が抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２とで分圧されて印加されている。ここで、制御巻線Ｎｇの極性は、スイッチング素子Ｑ１と補助スイッチング素子Ｑ２とが相補的にオンとなる方向にコンバータトランスＰＩＴに巻回されている。ここで、抵抗Ｒｇ１の値は２２０Ω（オーム）とし、抵抗Ｒｇ２の値は１００Ω（オーム）とした。制御巻線Ｎｇに発生する電圧が正弦波に近い波形であるので、この抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２の比率を変化させることによって、補助スイッチング素子Ｑ２のゲートとソースの間の電圧を調整でき、スイッチング素子Ｑ１に発生する電圧をクランプする時間の長さを調整することができる。また、補助スイッチング素子Ｑ２は制御巻線Ｎｇによって制御され、制御巻線Ｎｇに発生する電圧は、スイッチング素子Ｑ１によって制御されているので、補助スイッチング素子Ｑ２は常にスイッチング素子Ｑ１と同期して動作することとなり、複数のスイッチング周波数が混在して不要なビート（複数の周波数の干渉）の発生等の問題が生じることはない。

第１実施形態のスイッチング電源回路における対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏｍａｘとして３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎとして０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。また、交流入力電圧ＶＡＣとしては１００Ｖ系統に対応可能なものとしている。

図１に示す第１実施形態のスイッチング電源回路によって得られた実験結果として、図３（Ａ）、図３（Ｂ）の波形図を挙げる。この図３（Ａ）では、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧Ｖ２、二次側整流素子電流Ｉ２、二次側交番電圧Ｖ３の各々を示している。

また、図３（Ｂ）では、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング素子Ｑ１の両端の電圧であるスイッチング電圧Ｖ１、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流であるスイッチング電流ＩＱ１、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧（両端の電圧）Ｖ２、二次側整流素子電流Ｉ２、補助スイッチング素子Ｑ２に流れる電流である補助スイッチング電流ＩＱ２、二次側交番電圧Ｖ３の各々を示している。

図３（Ａ）に示す波形図についてより詳細に説明を加える。スイッチング電圧Ｖ１は、平滑コンデンサＣｉの直流入力電圧Ｅｉを入力してスイッチング動作を行うスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間の電圧である。ここで、スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるべき期間ＴＯＮと、オフとなるべき期間ＴＯＦＦとを１周期とするものであり、スイッチング電圧Ｖ１は、期間ＴＯＮにおいては０レベルで、期間ＴＯＦＦにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ１の電圧共振パルスは、一次側並列共振回路の共振動作により、正弦波状の共振波形として得られる。

スイッチング電流ＩＱ１は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン側からソース側に、またはボディダイオードＤＤ１に、流れる電流である。スイッチング電流ＩＱ１は、期間ＴＯＦＦにおいては０レベルであり、この期間ＴＯＦＦが終了して期間ＴＯＮが開始されてターンオンタイミングに至ると、まず、ボディダイオードＤＤ１を流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。

チョークコイル電流Ｉｏは、平滑コンデンサＣｉから本実施形態のスイッチング回路に流入する電流である。チョークコイル電流Ｉｏは、脈流に近い直流（ＤＣ）成分が重畳した波形となる。

一次巻線電流Ｉ１は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて一次巻線Ｎ１に流れる電流であり、スイッチング電流ＩＱ１と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成して得られる電流波形となる。スイッチング素子Ｑ１がオン/オフ動作を行うことにより、期間ＴＯＦＦのスイッチング電圧Ｖ１である共振パルス電圧が一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路に印加される。これにより一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路が共振動作を行い、一次巻線電流Ｉ１は、正弦波に近い波形のスイッチング周期に応じた交番波形となる。

一次側直列共振コンデンサの電圧Ｖ２は、一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路に流れる電流の合成電流によって生じる電圧であり各々の略正弦波の波形が加算された電圧である

二次側整流素子電流Ｉ２は、二次側整流素子Ｄｏに流れ込む電流であり、電圧極性切り替点における電流が０となっている。これは、部分電圧共振回路による効果である。ここで、二次側部分電圧共振コンデンサＣ３の値としては、３３０ｐＦから１０００ｐＦの範囲で良好なる効率の改善効果が得られ、部分共振回路を付加することによって、部分共振回がない場合に較べて、後述する電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）としては、０．２％程度向上した。

補助スイッチング電流ＩＱ２は、補助スイッチング素子Ｑ２がオンとなることによって流れる。ここで、スイッチング素子Ｑ１がオフとなってから、少し遅れて補助スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる少し前に補助スイッチング素子Ｑ２はオフとなる。この、補助スイッチング素子Ｑ２がオンとなる時間は上述したように抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇ２との比によって定められるものであり、抵抗Ｒｇ１の値が抵抗Ｒｇ２の値に較べて小さくなるに従って補助スイッチング素子Ｑ２がオンとなる時間が長くなるものである。

ここで、電圧クランプ用コンデンサＣｃのキャパシタンスは補助スイッチング電流ＩＱ２に電流が流れることによって生じる電荷量の変化によっては、電圧クランプ用コンデンサＣｃの両端電圧がほとんど変化受けることがない程度に十分に大きいキャパシタンスの値を有するものである。そのために、補助スイッチング素子Ｑ２がオンとなっている時間、すなわち、補助スイッチング電流ＩＱ２が流れている時間は、スイッチング素子Ｑ１に印加される電圧Ｖ１はクランプされ、本来正弦波状となるところが、電圧Ｖ１として表されるようにそのピーク部分は潰されている（クランプされている）。この結果として、スイッチング素子Ｑ１の耐電圧は低いものとできる。

さらに、補助スイッチング電流ＩＱ２を流すことによって、ＺＶＳ特性を生じる領域が拡大することも実験によって確かめられた。すなわち、アクティブクランプ回路を設けることによって、ＺＶＳ特性の領域を広げることができるものである。

また、二次側交番電圧Ｖ３は、二次巻線Ｎ２と二次側部分電圧共振コンデンサＣ３との接続点と二次側の接地点の間の電圧である。そして、二次側交番電圧Ｖ３は、二次側整流素子Ｄｏに入力され、二次側交番電圧Ｖ３の半周期の期間ごとに、ダイオードＤｏ１、ダイオードＤｏ４に対して順方向電圧を印加し、これに応じてダイオードＤｏ１、ダイオードＤｏ４が導通する。これにより、二次側交番電圧Ｖ３は、二次側直流出力電圧Ｅｏとして二次側平滑コンデンサＣｏにて平滑される。また、二次側交番電圧Ｖ３の他の半周期の期間ごとに、ダイオードＤｏ２、ダイオードＤｏ３に対して順方向電圧を印加し、これに応じてダイオードＤｏ２、ダイオードＤｏ３が導通する。これにより、二次側交番電圧Ｖ３は、二次側直流出力電圧Ｅｏとして二次側平滑コンデンサＣｏにて平滑される。

図４は、第１実施形態のスイッチング電源回路の最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗまでの負荷変動に対する、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング電源回路の入力から出力までの電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦの各々を示すものである。ここで、実線は交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合を示すものである。

また、スイッチング周波数ｆｓは、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、９０．９ｋＨｚから９２．４ｋＨｚであり、可変範囲Δｆｓ＝１．５ｋＨｚと極めて狭い範囲となっている。また、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、１２５ｋＨｚから１２８．２ｋＨｚであり、可変範囲Δｆｓ＝３．２ｋＨｚと極めて狭い範囲となっている。さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖから２８８Ｖの範囲でも良好なる特性を有している。これは、アクティブクランプ回路を設けることによって、ＺＶＳ特性の領域を広げたことによって生じたものである。この結果、負荷電力が急激に変化した場合における良好なる過渡応答特性を有している。

ここで、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗまでの間でＺＶＳ特性を有することが確認されている。また、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は６８μＨと小さいので、チョークコイルＰＣＣにおける損失も少ないものである。さらに、コンバータトランスの結合係数の値は、０．８２と従来に較べて大きくされている。これらは、すべて電力変換効率の向上という結果に結びついており、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で９２％、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で、９３．５％の高効率が得られた。なお、コンバータトランスの結合係数の値として、従来よりも高めの結合係数である０．８から０．８５の範囲に設定しても、十分にＺＶＳ特性を呈することが確認され、また、電力変換効率としても、十分に高い値を維持することが確かめられている。

このようなスイッチング回路を採用する本実施形態によれば、中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。背景技術として図２４（Ｂ）に示したように、この異常動作の現象としては、ターンオン（期間ＴＯＮ開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ１がオンとなって、正極性のスイッチング電流ＩＱ１がソースとドレイン間を流れる動作となるのであるが、本実施形態のスイッチング回路においては、補助スイッチング電流ＩＱ２を流すので、このような電流が流れることはなく、従来のような異常動作は発生しない。このことが、電力変換効率の向上要因の１つとなっているものである。

さらに、本実施の形態では、チョークコイルＰＣＣを有するので、入力電流Ｉ１の波形は、より正弦波に近いものとなっているが、これによる高周波ノイズの低減効果も得られる。そして、この場合のインダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は６８μＨと小さいものである。そのために、チョークコイルＰＣＣの小型化、ひいては装置の小型化を図ることができ、さらに装置の価格を低減することができる。

また、背景技術として示す図２７のスイッチング電源回路との比較においては、図２７のスイッチング電源回路の一次側の接続態様によっては、本実施の形態における一次側第２直列共振回路は形成されるが、一次側第１直列共振回路は形成されない。この場合、一次側に流れる直列共振電流は、そのまま一次巻線電流Ｉ１として流れることになる。一方、これに対して、本実施の形態では、一次側直列共振回路として一次側第１直列共振回路と一次側第２直列共振回路とを備えることで、一次側に流れるべき直列共振電流は、一次巻線Ｎ１とチョークコイルＰＣＣとに分流して流れるようにされる。これによって一次巻線電流Ｉ１の大きさは低減して効率が向上する。

また、二次側に関しては、二次側整流素子Ｄｏがターンオン／ターンオフするタイミングで部分電圧共振動作を行い、二次側整流素子Ｄｏに流れようとする電流が、二次側部分電圧共振コンデンサに流れ、整流ダイオードにおける導通損、スイッチング損失が低減される。

なお、上述した第１実施形態、後述する第２実施形態および第３実施形態のいずれにおいても、一次側には、一次側整流素子Ｄｉおよび平滑コンデンサＣｉを備え、一次側に入力される電力は交流電力として、上述の説明をおこなってきたが、各々の実施形態において、一次側に入力される電力を直流電力とする場合においては、入力される直流電力の極性に応じて一次側整流素子Ｄｉの４個のダイオードの中の２個が導通状態となる点、以外、本実施形態の各々のスイッチング電源回路の要部の作用および、その奏する効果に特段の差異が生じるものではない。さらに、一次側整流素子Ｄｉを設けず、平滑コンデンサＣｉの値をより小さなものとして、入力電力として直流電力を加える場合においても、交流電力を入力電力とするか直流電力を入力電力とするかについて以外、本実施形態の各々のスイッチング電源回路の要部の作用および、その奏する効果に特段の差異が生じるものではない。

（第１実施形態の変形例について）
上述した第１実施形態の変形例としては種々の態様が可能であるが、代表的な例を以下に示す。まず、図５に第１実施形態のスイッチング回路の変形例を示す。第１実施形態では、一次側直列共振コンデンサＣ２を接地したが、図５に示すように、平滑コンデンサＣｉに接続しても、第１実施形態におけると同様の作用と効果が得られる。すなわち、平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスは、一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスに較べて極めて大きく、高周波の等価回路では、平滑コンデンサＣｉは短絡と見なせるので、一次側直列共振コンデンサＣ２を平滑コンデンサＣｉによって接地したと同様の効果が得られるからである。

次に、図６に第１実施形態における二次側の変形回路の代表例を示す。二次側巻線および二次側整流平滑回路は、上述の態様に限らず、図６（Ａ）に示す両波整流回路としても、上述の実施の形態と同様な効果が得られる。また、図６（Ｂ）に示す倍電圧整流回路としても上述の実施の形態と同様な効果が得られる。これらの場合には、部分電圧共振コンデンサを有しないので、電力変換効率としては、部分電圧共振回路を有する場合に較べて略０．２％程度の効率の低下が生じる。

（第２実施形態）
図７に第２実施形態のスイッチング電源回路を示す。このスイッチング電源回路における、上述した第１実施形態のスイッチング電源回路と同一部分には同一の符号を付して、説明の詳細については省略する。第２実施形態のスイッチング電源回路の第１実施形態のスイッチング電源回路との異なる点は、第１実施形態のスイッチング電源回路が二次側に共振回路を有さないか、部分電圧共振回路を具備しているのに対して、第２実施形態のスイッチング電源回路は、部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスの値よりもキャパシタンスの値が大なる二次側並列共振コンデンサを有する二次側並列共振回路を備える点である。

このスイッチング電源回路は、一次側に、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣおよび一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタＬ１と一次側並列共振コンデンサＣｒおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃとによって共振周波数が支配される一次側並列共振回路と、インダクタＬｏと一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される一次側第１直列共振回路および漏れインダクタＬ１と一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される一次側第２直列共振回路とを有する。また、二次側は、二次巻線Ｎ２に二次側並列共振コンデンサＣ４を接続した二次側並列共振回路を有し、二次側直流出力電圧Ｅｏを得るためのダイオードＤ１ないしダイオードＤ４からなる二次側整流素子Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとを有する全波ブリッジ整流回路を具備し、全体として、多重共振コンバータを構成する。

そして、一次側第１直列共振回路の共振周波数である一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓを一次側第２直列共振回路の共振周波数である一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの略２倍の周波数となるように設定する。また、一次側並列共振回路の共振周波数である一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐを一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの略１／２以下となるように設定する。

また、電圧クランプ用コンデンサＣｃと補助スイッチング素子Ｑ２との直列回路でアクティブクランプ回路を形成する。また、二次側には二次巻線に生じる漏れインダクタと二次側並列共振コンデンサとによって共振周波数が支配される二次側並列共振回路を配して共振電流が流れるようにする。ここで二次側並列共振回路の共振周波数は、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの略２倍に設定されている。ここで、略２倍とは、２倍を中心として３割程度の範囲を含むものである。

図７における、第２実施形態のスイッチング電源回路の仕様、各部の具体的な定数の主要なるものを以下に示す。第２実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力は、最大の負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗで、最小の負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗである。この範囲で、ＺＶＳ特性を維持している。また、交流入力電圧ＶＡＣの値は１００Ｖ系および２３０Ｖ系のいずれにも対応するものであり、二次側直流出力電圧Ｅｏの値は１７５Ｖである。

チョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は６８μＨとし、コンバータトランスＰＩＴのコアの材料はＥＥＲ―３５、コアのギャップＧは０．８ｍｍ、一次巻線Ｎ１は４５Ｔ、二次巻線Ｎ２は３０Ｔ、制御巻線Ｎｇは１Ｔ、コンバータトランスの結合係数は０．８２、一次側並列共振回路の一次側並列共振コンデンサＣｒの値は１５００ｐＦ、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０６８μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ４の値は０．０１５μＦとしている。ここで、二次側並列共振コンデンサＣ４のキャパシタンスと二次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタＬ２とによって支配される二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐは、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓの略２倍に設定されている。

図７に示す第２実施形態のスイッチング電源回路によって得られた実験結果として、図８（Ａ）、図８（Ｂ）の波形図を挙げる。この図８（Ａ）では、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧Ｖ２、二次巻線電流Ｉ４、補助スイッチング素子Ｑ２に流れる電流である補助スイッチング電流ＩＱ２、二次側交番電圧Ｖ３の各々を示している。

また、図８（Ｂ）では、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧（両端の電圧）Ｖ２、二次巻線電流Ｉ４、補助スイッチング素子Ｑ２に流れる電流である補助スイッチング電流ＩＱ２、二次側交番電圧Ｖ３の各々を示している。

図８（Ａ）、図８（Ｂ）に示す波形の特徴点は、例えば、二次巻線電流Ｉ４は二次側並列共振回路の作用によって、正弦波に近い電流が流れ、二次側交番電圧Ｖ３も、立ち上がり、立ち下がり特性がなだらかになって、二次側回路におけるスイッチング損失を低減している。また、電圧Ｖ１で示す電圧は、アクティブクランプ回路の作用によって、その先頭部分が潰され、低い電圧となっている。この電圧Ｖ１がクランプされる範囲で補助スイッチング電流ＩＱ２が流れている。

図９は、第２実施形態のスイッチング電源回路の最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗまでの負荷変動に対する、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング電源回路の入力から出力までの電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦの各々を示すものである。ここで、実線は交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合を示すものである。

また、スイッチング周波数ｆｓは、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、９５．２ｋＨｚから１０５．３ｋＨｚであり、可変範囲Δｆｓ＝１０．１ｋＨｚと狭い範囲となっている。また、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、１４２．９ｋＨｚから１５８．７ｋＨｚであり、可変範囲Δｆｓ＝１５．８ｋＨｚと狭い範囲となっている。さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖから２８８Ｖの範囲でも良好なる特性を有している。これは、アクティブクランプ回路を設けることによって、ＺＶＳ特性の領域を広げたことによって生じたものである。

また、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗまでの間でＺＶＳ特性を有することが確認されている。また、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は６８μＨと小さいので、チョークコイルＰＣＣにおける損失も少ないものである。さらに、コンバータトランスの結合係数の値は、０．８２と従来に較べて大きくされている。これらは、すべて電力変換効率の向上という結果に結びついており、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で９１％の高効率が得られ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で９２．５％の高効率が得られた。なお、コンバータトランスの結合係数の値として、従来よりも高めの０．８から０．８５の範囲に設定しても、十分にＺＶＳ特性を呈することが確認されている。

このようなスイッチング回路と二次側並列共振回路とを採用する本実施形態によれば、第１実施形態と同様なＺＶＳ特性を有するスイッチング回路を採用して、中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。また、二次側に関しては、二次側並列共振回路を採用して、整流ダイオードにおける導通損、スイッチング損失が低減される。

（第２実施形態の変形例について）
上述した第２実施形態の変形例としては種々の態様が可能であるが、代表的な例を以下に示す。まず、図１０に第２実施形態のスイッチング回路の変形例を示す。第２実施形態では、一次側直列共振コンデンサＣ２を接地したが、図１０に示すように、平滑コンデンサＣｉに接続しても、第１実施形態におけると同様の作用と効果が得られる。すなわち、平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスは、一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスに較べて極めて大きく、高周波の等価回路では、平滑コンデンサＣｉは短絡と見なせるので、一次側直列共振コンデンサＣ２を平滑コンデンサＣｉによって接地したと同様の効果が得られるからである。

次に、図１１に第２実施形態における二次側の変形回路の代表例を示す。二次側巻線および二次側整流平滑回路は、上述の態様に限らず、図１１（Ａ）に示すように、二次側並列共振コンデンサＣ４を有する両波整流回路としても、第２実施形態と同様な効果が得られる。また、図１１（Ｂ）に示すように、二次側並列共振コンデンサＣ４を有する倍電圧整流回路としても第２実施形態と同様な効果が得られる。さらに、図１１（Ｃ）に示すように、二次側並列共振コンデンサＣ４を有する半波整流回路としても、スイッチング回路については第２実施形態におけると同様な効果が得られる。

（第３実施形態）
図１２に第３実施形態のスイッチング電源回路を示す。このスイッチング電源回路における、上述した第１実施形態のスイッチング電源回路または第２実施形態のスイッチング電源回路と同一部分には同一の符号を付して、説明の詳細については省略する。第３実施形態のスイッチング電源回路の第１実施形態のスイッチング電源回路または第２実施形態のスイッチング電源回路との異なる点は、第１実施形態のスイッチング電源回路が二次側に共振回路を有さないか、部分電圧共振回路を有しており、第２実施形態においては、二次側に並列共振回路を有しているのに対して、第３実施形態のスイッチング電源回路は、二次側直列共振コンデンサを有する二次側直列共振回路を備える点である。

このスイッチング電源回路は、一次側に、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣおよび一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタＬ１と一次側並列共振コンデンサＣｒおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃとによって共振周波数が支配される一次側並列共振回路と、インダクタＬｏと一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される一次側第１直列共振回路および漏れインダクタＬ１と一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される一次側第２直列共振回路とを有する。また、二次側は、二次巻線Ｎ２に二次側直列共振コンデンサＣ５を接続した二次側直列共振回路を有し、二次側直流出力電圧Ｅｏを得るためのダイオードＤ１ないしダイオードＤ４からなる二次側整流素子Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとを有する全波ブリッジ整流回路を具備し、全体として、多重共振コンバータを構成する。

そして、一次側第１直列共振回路の共振周波数である一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓを一次側第２直列共振回路の共振周波数である一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの略２倍の周波数となるように設定する。また、一次側並列共振回路の共振周波数である一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐを一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの略１／２以下となるように設定する。

また、電圧クランプ用コンデンサＣｃと補助スイッチング素子Ｑ２との直列回路でアクティブクランプ回路を形成する。また、二次巻線に発生する漏れインダクタと二次側直列共振コンデンサとで二次側直列共振周波数が支配される二次側直列共振回路には、共振電流が流れるようにする。ここで、二次側直列共振回路の共振周波数は、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓと略同等となるようにされている。ここで、略同等とは３割程度の範囲を含むものである。

図１２における、第３実施形態のスイッチング電源回路の仕様、各部の具体的な定数の主要なるものを以下に示す。第３実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力は、最大の負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗで、最小の負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗである。この範囲で、ＺＶＳ特性を維持している。また、交流入力電圧ＶＡＣの値は１００Ｖ、二次側直流出力電圧Ｅｏの値は１７５Ｖである。

チョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は６８μＨとし、コンバータトランスＰＩＴのコアの材料はＥＥＲ―３５、コアのギャップＧは０．８ｍｍ、一次巻線Ｎ１は４０Ｔ、二次巻線Ｎ２は３３Ｔ、制御巻線Ｎｇは１Ｔ、コンバータトランスの結合係数は０．８２、一次側並列共振回路の一次側並列共振コンデンサＣｒの値は１５００ｐＦ、一次側直列共振コンデンサＣ２の値は０．０６８μＦ、二次側直列共振コンデンサＣ５の値は０．１５μＦとしている。ここで、二次側直列共振コンデンサＣ５のキャパシタンスと二次巻線Ｎ２に生じる漏れインダクタＬ２とによって支配される二次側直列共振周波数は、一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓと略等しくなるように設定されている。

図１２に示す第３実施形態のスイッチング電源回路によって得られた実験結果として、図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）の波形図を挙げる。この図１３（Ａ）では、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧Ｖ２、二次巻線電流Ｉ４、補助スイッチング素子Ｑ２に流れる電流である補助スイッチング電流ＩＱ２、二次側交番電圧Ｖ３の各々を示している。

また、図１３（Ｂ）では、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧（両端の電圧）Ｖ２、二次巻線電流Ｉ４、補助スイッチング素子Ｑ２に流れる電流である補助スイッチング電流ＩＱ２、二次側交番電圧Ｖ３の各々を示している。

図１４は、第３実施形態のスイッチング電源回路の最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗまでの負荷変動に対する、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング電源回路の入力から出力までの電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦの各々を示すものである。ここで、実線は交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合を示すものである。

また、スイッチング周波数ｆｓは、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、９２．６ｋＨｚから９８ｋＨｚであり、可変範囲Δｆｓ＝５．４ｋＨｚと狭い範囲となっている。また、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、１２８．２ｋＨｚから１３８．９ｋＨｚであり、可変範囲Δｆｓ＝１０．７ｋＨｚと狭い範囲となっている。さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖから２８８Ｖの範囲でも良好なる可変範囲Δｆｓの狭い特性を有している。これは、アクティブクランプ回路を設けることによって、ＺＶＳ特性の領域を広げたことによって生じたものである。

また、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗまでの間でＺＶＳ特性を有することが確認されている。また、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は６８μＨと小さいので、チョークコイルＰＣＣにおける損失も少ないものである。さらに、コンバータトランスの結合係数の値は、０．８２と従来に較べて大きくされている。これらは、すべて電力変換効率の向上という結果に結びついており、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で９２．５％の高効率が得られ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で９４％の高効率が得られた。なお、コンバータトランスの結合係数の値として、従来よりも高めの０．８から０．８５の範囲に設定しても、十分にＺＶＳ特性を呈することが確認されている。

このようなスイッチング回路と二次側直列共振回路とを採用する本実施形態によれば、第１実施形態または第２実施形態と同様なＺＶＳ特性を有するスイッチング回路を採用して、中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。また、二次側に関しては、二次側直列共振回路を採用しているので、図１（Ａ）の二次巻線電流Ｉ４と二次側交番電圧Ｖ３との関係から見られるようにダイオードＤｏ１ないしダイオードＤｏ４はＺＣＳ特性を有しており、ダイオードＤｏ１ないしダイオードＤｏ４における導通損、スイッチング損失が低減される。

（第３実施形態の変形例について）
上述した第３実施形態の変形例としては種々の態様が可能であるが、代表的な例を以下に示す。まず、図１５にスイッチング回路の変形例を示す。第３実施形態では、一次側直列共振コンデンサＣ２を接地したが、図１５に示すように、平滑コンデンサＣｉに接続しても、第１実施形態におけると同様の作用と効果が得られる。すなわち、平滑コンデンサＣｉのキャパシタンスは、一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスに較べて極めて大きく、高周波の等価回路では、平滑コンデンサＣｉは短絡と見なせるので、一次側直列共振コンデンサＣ２を平滑コンデンサＣｉによって接地したと同様の効果が得られるからである。また、図１５に示すように二次側に二次側部分電圧共振コンデンサＣ３をさらに有するものとして、二次側部分電圧共振回路を備えることによって、さらに、電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）として、０．２％改善することができる。

次に、図１６に第３実施形態における二次側の変形回路の代表例を示す。二次側巻線および二次側整流平滑回路は、上述の態様に限らず、図１６（Ａ）に示すように、二次側直列共振コンデンサＣ５Ａおよび二次側直列共振コンデンサＣ５Ｂを有する両波整流回路としても、スイッチング回路の動作としては、第３実施形態と同様な効果が得られる。また、図１６（Ｂ）に示すように、二次側直列共振コンデンサＣ５を有する倍電圧整流回路としても第３実施形態と同様な効果が得られる。

（第４実施形態）
図１７に第４実施形態のスイッチング電源回路を示す。第４実施形態のスイッチング電源回路は第２実施形態のスイッチング電源回路と基本的には同様な接続態様としながら、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側並列共振回路の共振周波数とが略等しく設定され、一次側第１直列共振周波数および一次側第２直列共振周波数の双方が一次側並列共振周波数および二次側並列共振周波数の略１／２以下の周波数となるように設定される点に特徴を有するものである。上述した第２実施形態のスイッチング電源回路と同一部分には同一の符号を付して、この部分についての説明の詳細については一部、省略する。

図１７に示す第４実施形態のスイッチング電源回路は、一次側に、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣおよび一次巻線Ｎ１に発生する漏れインダクタＬ１と一次側並列共振コンデンサＣｒおよび電圧クランプ用コンデンサＣｃとによって共振周波数が支配される一次側並列共振回路と、インダクタＬｏと一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される一次側第１直列共振回路および漏れインダクタＬ１と一次側直列共振コンデンサＣ２によって共振周波数が支配される一次側第２直列共振回路とを有する。また、二次側は、二次巻線Ｎ２に二次側並列共振コンデンサＣ４を接続し、二次巻線Ｎ２に生じるインダクタＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ４とによって形成される二次側並列共振回路を有するとともに、二次側直流出力電圧Ｅｏを得るためのダイオードＤ１ないしダイオードＤ４からなる二次側整流素子Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとを有する全波ブリッジ整流回路を具備する。このようにして、多重共振コンバータを構成する。

そして、一次側並列共振回路の共振周波数である一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐと二次側並列共振回路の共振周波数である二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐとを略等しくなるように設定し、一次側第１直列共振回路の共振周波数である一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓおよび一次側第２直列共振回路の共振周波数である一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの双方を一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐおよび二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐの略１／２以下の周波数となるように設定する。ここで、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐと二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐとを略等しく設定とは、相互の共振周波数が２割程度の範囲内となるように設定することをいうものである。また、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓおよび一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの双方を一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐおよび二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐの略１／２以下とは、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓと一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの双方のいずれもが、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐおよび二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐの略１／２以下であることをいうものであり、良好なるＺＶＳ特性を得るためには、一次側第１直列共振周波数ｆｏ１１ｓと一次側第２直列共振周波数ｆｏ１２ｓの双方のいずれもが、一次側並列共振周波数ｆｏ１ｐおよび二次側並列共振周波数ｆｏ２ｐの１／２に対して３割程度の広がりの範囲内に含まれることが望ましい。

図１７に示す、第４実施形態のスイッチング電源回路の仕様、各部の具体的な定数の主要なるものを以下に示す。第４実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力は、最大の負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗで、最小の負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗである。広範囲な負荷電力の変化に対してＺＶＳ特性を維持している。また、交流入力電圧ＶＡＣの値は１００Ｖ系および２３０Ｖ系のいずれにも対応するものであり、広範囲な交流入力電圧ＶＡＣの変化に対してＺＶＳ特性を維持している。対応可能な交流入力電圧ＶＡＣの範囲は、９０Ｖから２８８Ｖである。また、二次側直流出力電圧Ｅｏの値は１７５Ｖである。

インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのコアの材料はＥＥＲ―２５のフェライト材であり、インダクタＬｏのインダクタンスの値は３５０μＨとした。コンバータトランスＰＩＴのコアの材料はＥＥＲ―４０のフェライト材であり、コアのギャップＧは１．４ｍｍ、一次巻線Ｎ１は６０Ｔ、二次巻線Ｎ２は４５Ｔ、制御巻線Ｎｇは１Ｔ、コンバータトランスの結合係数は０．７とした。一次側並列共振回路の一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスの値は２２００ｐＦ、一次側直列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスの値は０．０４７μＦ、二次側並列共振コンデンサＣ４のキャパシタンスの値は０．０１５μＦとしている。電圧クランプ用コンデンサＣｃのキャパシタンスの値は、０．１μＦとしている。スイッチング素子Ｑ１は１０Ａ／９００ＶのＭＯＳ―ＦＥＴとし、補助スイッチング素子Ｑ２は５Ａ／９００ＶのＭＯＳ―ＦＥＴとしている。

図１７に示す第２実施形態のスイッチング電源回路によって得られた実験結果として、図１８、図１９の波形図を挙げる。この図１８では、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、補助スイッチング素子Ｑ２に流れる電流である補助スイッチング電流ＩＱ２、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧Ｖ２、二次巻線電圧Ｖ４、二次巻線電流Ｉ４、二次側整流素子Ｄｏに流れる電流Ｉ５の各々を示している。

また、図１９では、最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝３００Ｗ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖの条件での、スイッチング電圧Ｖ１、スイッチング電流ＩＱ１、補助スイッチング電流ＩＱ２、チョークコイル電流Ｉｏ、一次巻線電流Ｉ１、一次側直列共振コンデンサの電圧Ｖ２、二次巻線電圧Ｖ４、二次巻線電流Ｉ４、電流Ｉ５の各々を示している。

図２０は、第４実施形態のスイッチング電源回路の最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎ＝０Ｗまでの負荷変動に対する、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング電源回路の入力から出力までの電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、期間ＴＯＮと期間ＴＯＦＦの各々を示すものである。ここで、実線は交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合を示し、破線は交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合を示すものである。

また、スイッチング周波数ｆｓは、交流入力電圧ＶＡＣが１００Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、７１．４ｋＨｚから１３５ｋＨｚであり、交流入力電圧ＶＡＣが２３０Ｖの場合において負荷電力としては最大負荷電力Ｐｏｍａｘの３００Ｗから最小負荷電力Ｐｏｍｉｎの０Ｗの範囲で、１０３ｋＨｚから１６５．２ｋＨｚである。さらに、交流入力電圧ＶＡＣが８５Ｖから２８８Ｖの範囲でも良好なる特性を有している。これは、アクティブクランプ回路を設けることによって、ＺＶＳ特性の領域を広げたことによって生じたものである。また、必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲については、この範囲であれば、発振・ドライブ回路２の実現手段として、市場で入手できる一般的なＩＣ化された発振・ドライブ回路を容易に用いることができる。

また、インダクタＬｏとして機能するチョークコイルＰＣＣのインダクタンスの値は３５０μＨと小さいので、チョークコイルＰＣＣにおける損失も少ないものである。これは、電力変換効率の向上という結果に結びついており、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で９１．２％の高効率が得られ、交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖ、最大負荷電力Ｐｏｍａｘ＝３００Ｗの条件下で９１．８％の高効率が得られた。

また、アクティブクランプ回路を構成する補助スイッチング素子Ｑ２における損失は、交流入力電圧ＶＡＣの上昇に伴い増加する傾向はあるが、一方、アクティブクランプ回路の作用によって、スイッチング素子Ｑ１における損失は、交流入力電圧ＶＡＣの上昇にも関わらず抑えられるので全体としては良好なる電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を保つことができる。また、アクティブクランプ回路の作用によって、交流入力電圧ＶＡＣの上昇にも関わらず広範囲な交流入力電圧ＶＡＣに対してＺＶＳ動作が確保される。特に、負荷電力が低い領域では、スイッチング素子Ｑ１の期間ＴＯＦＦは、負荷電力の低下にともない縮小して、ＺＶＳ動作の領域が拡大する。

Ｉ級スイッチング電源回路としたために、一次側平滑コンデンサから流入する電流は直流に近いものとなり、リップル電圧も低減する。さらに、チョークコイルのインダクタンスの値は、Ｅ級スイッチング電源回路における１／２以下であり、良好な特性を得ながら、チョークコイルの小型、軽量化が図れる。

（第４実施形態の変形例について）
上述した第４実施形態の変形例としては種々の態様が可能であるが、代表的な例を以下に示す。二次側巻線および二次側整流平滑回路は、上述の態様に限らず、図２１に示すように、二次巻線Ｎ２と二次巻線Ｎ２’との両端に二次側並列共振コンデンサＣ４を有する両波整流回路としても、第４実施形態と同様な効果が得られる。また、図２２に示すように、二次側並列共振コンデンサＣ４を有する半波整流回路としても第４実施形態と同様な効果が得られる。

また、本発明としては、上述した各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、スイッチング素子および補助スイッチング素子については、例えばＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)、バイポーラトランジスタなど、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。

実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の電源回路に備えられるコンバータトランスの構造例を示す図である。 実施の形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数の変動特性を示す図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の二次側回路の回路図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオンの期間およびオフの期間を示す図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の二次側回路の回路図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオンの期間およびオフの期間を示す図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の二次側回路の回路図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施の形態としての電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 実施の形態としての電源回路についての、負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオンの期間およびオフの期間を示す図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術の電源回路の構成例を示す回路図である。 背景技術に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。 背景技術に示した電源回路についての、負荷変動に対する電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオンの期間およびオフの期間を示す図である。 背景技術に示した電源回路についての、定電圧制御特性を概念的に示す図である。 背景技術のＥ級スイッチングコンバータの基本構成例を示す回路図である。 背景技術のＥ級スイッチングコンバータの動作を示す波形図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｃ２ 一次側直列共振コンデンサ、Ｃ３ 二次側部分電圧共振コンデンサ、Ｃ４ 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ５ 二次側直列共振コンデンサ、Ｃ５Ａ 二次側直列共振コンデンサ、Ｃ５Ｂ 二次側直列共振コンデンサ、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｃｃ 電圧クランプ用コンデンサ、Ｃｏ 二次側平滑コンデンサ、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｄｉ 一次側整流素子、Ｌｏ インダクタ、Ｌ１、Ｌ２ 漏れインダクタ、Ｎ１ 一次巻線、Ｎ２、Ｎ２’ 二次巻線、Ｎｇ 制御巻線、Ｄｏ１、Ｄｏ２、Ｄｏ３、Ｄｏ４、 ダイオード、Ｑ１ スイッチング素子、Ｑ２ 補助スイッチング素子、ＰＩＴ コンバータトランス、ＰＣＣ チョークコイル

Claims (6)

1. 一次側直流電力を交流電力に変換後さらに二次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
   前記一次側直流電力が供給されるチョークコイルと、
   前記チョークコイルからの電力が供給される一次側の一次巻線と、前記一次巻線に磁気的に疎結合とされる二次側の二次巻線とを有するコンバータトランスと、
   前記一次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される前記二次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路を形成する要素となる一次側直列共振コンデンサと、
   一次側並列共振回路を形成する要素となる一次側並列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサと、
   前記電圧クランプ用コンデンサと前記スイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列回路であって、前記スイッチング素子に加わる電圧をクランプするアクティブクランプ回路と、
   を具備し、
   前記チョークコイルと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第１直列共振回路の共振周波数が、前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配される一次側第２直列共振回路の共振周波数の略２倍の周波数に設定され、
   前記チョークコイルおよび前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側並列列共振コンデンサおよび前記電圧クランプ用コンデンサとで共振周波数が支配される一次側並列共振回路の共振周波数が、前記一次側第２直列共振回路の共振周波数の略１／２以下の周波数に設定される、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、
   部分電圧共振コンデンサを有して二次側部分電圧共振回路を形成する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、
   並列共振コンデンサを有して二次側並列共振回路を形成する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
4. 前記コンバータトランスの前記二次巻線に接続される二次側整流回路は、
   二次側直列共振コンデンサを有し、前記二次巻線に生じる漏れインダクタと前記二次側直列共振コンデンサとによって二次側直列共振回路を形成する請求項１に記載のスイッチング電源回路。
5. 前記一次側直流電力は、
   交流電力を整流する整流素子と前記整流素子からの電力を平滑する平滑コンデンサとを有する整流平滑回路から供給されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 一次側直流電力を交流電力に変換後さらに二次側直流電力に変換するスイッチング電源回路であって、
   前記一次側直流電力が供給されるチョークコイルと、
   前記チョークコイルからの電力が供給される一次側の一次巻線と、前記一次巻線に磁気的に疎結合とされる二次側の二次巻線とを有するコンバータトランスと、
   前記一次巻線に交流電力を供給するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
   前記二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される前記二次側直流電力の電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
   前記二次巻線に接続される二次側並列共振回路を形成する要素となる二次側並列共振コンデンサと、
   一次側第１直列共振回路および一次側第２直列共振回路を形成する要素となる一次側直列共振コンデンサと、
   一次側並列共振回路を形成する要素となる一次側並列共振コンデンサおよび電圧クランプ用コンデンサと、
   前記電圧クランプ用コンデンサと前記スイッチング素子と相補的にオンとされる補助スイッチング素子との直列回路であって、前記スイッチング素子に加わる電圧をクランプするアクティブクランプ回路と、
   を具備し、
   前記一次側第１直列共振回路の共振周波数は、前記チョークコイルと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配され、
   前記一次側第２直列共振回路の共振周波数は、前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側直列共振コンデンサとで共振周波数が支配され、
   前記一次側並列共振回路の共振周波数は、前記チョークコイルおよび前記一次巻線に発生する漏れインダクタと前記一次側並列列共振コンデンサおよび前記電圧クランプ用コンデンサとで共振周波数が支配され、
   前記二次側並列共振回路の共振周波数は、前記二次巻線に発生する漏れインダクタと前記二次側並列共振コンデンサとで共振周波数が支配され、
   前記一次側並列共振回路の共振周波数である一次側並列共振周波数と前記二次側並列共振回路の共振周波数である二次側並列共振周波数とが略等しくなるように設定され、
   前記一次側第１直列共振周波数および前記一次側第２直列共振周波数の双方が前記一次側並列共振周波数および前記二次側並列共振周波数の略１／２以下の周波数となるように設定される、ことを特徴とするスイッチング電源回路。

Images