JP2006211744A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータの実用化を図る。
【解決手段】絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋ＝０．７程度以下として、中間負荷時において、スイッチング素子のオフ期間が終了する以前のタイミングでスイッチング素子に電流が流れる異常動作を解消する。また、電力変換効率について良好な特性が得られるようにして、一次側並列共振周波数fo1と二次側直列共振周波数fo2の設定を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、電圧共振形コンバータを備えて成るスイッチング電源回路に関するものである。

共振形によるいわゆるソフトスイッチング電源としては、電流共振形と電圧共振形の形式が広く知られている。現状においては、実用化が容易なことを背景に、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合方式の電流共振形コンバータが広く採用されている状況にある。
しかし、現在、例えば高耐圧スイッチング素子の特性が改善されてきている状況にあり、電圧共振形コンバータを実用化するにあたっての耐圧の問題はクリアされてきている状況にある。また、１石のスイッチング素子によるシングルエンド方式で構成した電圧共振形コンバータについては、１石の電流共振形フォワードコンバータと比較して、入力帰還ノイズや直流出力電圧ラインのノイズ成分などの点で有利であることも知られている。

図８は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータを備えるスイッチング電源回路の一構成例を示している。

この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る整流平滑回路により整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として、整流平滑電圧Ｅｉを生成している。
なお、商用交流電源ＡＣのラインに対しては、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLから成り、コモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが設けられている。

上記整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として電圧共振形コンバータに対して入力される。この電圧共振形コンバータは、上記しているように、１石のスイッチング素子Ｑを備えたシングルエンド方式による構成を採る。また、この場合の電圧共振形コンバータとしては他励式となっており、ＭＯＳ−ＦＥＴのスイッチング素子Ｑ1を、発振・ドライブ回路２によりスイッチング駆動するようにされている。

スイッチング素子Ｑ1に対しては、ＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードＤDが並列に接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のソース−ドレイン間に対して一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。

一次側並列共振コンデンサＣｒは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とによって一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成している。そして、この一次側並列共振回路によって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られるようにされている。

発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動するために、スイッチング素子Ｑ1のゲートに対して、ドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数によりスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えば、フェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そのうえで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの中央磁脚に対しては1.0mm程度のギャップを形成するようにしており、これによって、一次側と二次側との間で、ｋ＝０．８０〜０．８５程度の結合係数ｋを得るようにしている。この程度の結合係数ｋは疎結合としてみてよい結合度であり、その分、飽和状態が得られにくくなる。また、この結合係数ｋの値が、リーケージインダクタンス（Ｌ1）の設定要素となる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、スイッチング素子Ｑ1と平滑コンデンサＣｉの正極端子間に挿入されるようになっていることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が伝達されるようになっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が発生する。

この場合、二次巻線Ｎ2の一端に対して二次側直列共振コンデンサＣ2を直列に接続していることで、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路（電流共振回路）が形成される。
そのうえで、この二次側直列共振回路に対して、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣoを接続することで、倍電圧半波整流回路を形成している。この倍電圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧Ｖ2の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅoを、平滑コンデンサＣoの両端電圧として生成する。二次側直流出力電圧Ｅoは負荷に供給されると共に、定電圧制御用の検出電圧として、制御回路１に入力される。

制御回路１は、検出電圧として入力される二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを検出して得られる検出出力を発振・ドライブ制御回路２に入力する。
発振・ドライブ回路２は、入力される検出出力が示す二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じて、二次側直流出力電圧Ｅoが所定のレベルで一定となるようにして、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を制御する。つまり、制御すべきスイッチング動作を得るためのドライブ信号を生成して出力する。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化制御が行われる。

図９及び図１０は、上記図８に示した構成の電源回路についての実験結果を示している。なお、実験にあたっては、図８の電源回路の要部について下記のようにして設定している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、コアにEER-35を選定し、中央磁脚のギャップについては、1mmのギャップ長を設定する。また、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2のターン数Ｔ（巻数）については、それぞれＮ1＝３９Ｔ、Ｎ2＝２３Ｔとした。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.81を設定した。
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝3900pF、二次側直列共振コンデンサＣ2＝0.1μFを選定した。これに応じて、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝230kHz、二次側直列共振回路の共振周波数fo2＝82kHzが設定される。この場合、共振周波数fo1，fo2の相対的関係としては、fo1≒2.8×fo2と表すことができる。
二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルは１３５Ｖであり、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗである。

図９は、図８に示した電源回路における要部の動作をスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示す波形図であり、図９（ａ）には、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電流ＩD1、ＩD2が示されている。図９（ｂ）には、中間の負荷電力Ｐｏ＝１２０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示されている。図９（ｃ）には最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時における電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1が示される。
電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間ＴONにおいて０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状の共振パルスとなる波形である。この電圧Ｖ1の共振パルス波形が、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることを示している。

スイッチング電流ＩQ1は、スイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流であり、期間ＴONにおいて図示する波形により流れ、期間ＴOFFにおいて０レベルとなる波形として得られる。
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、期間ＴONにおいて上記スイッチング電流ＩQ1として流れる電流成分と、期間ＴOFFにおいて一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。

また、図９（ａ）のみにおいて示しているが、二次側整流回路の動作として、整流ダイオードＤo1，Ｄo2に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ図示するようにして正弦波状に流れるものとなる。この場合、整流電流ＩD1の波形のほうが、整流電流ＩD2よりも、二次側直列共振回路の共振動作が支配的に現れたものとなっている。
二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、整流電流ＩD1，ＩD2が合成された波形として得られる。

図１０は、図８に示した電源回路についての、負荷変動に対するスイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ1のオン期間ＴON、オフ期間ＴOFF、及びAC→DC電力変換効率ηAC→DCを示している。
先ず、AC→DC電力変換効率ηAC→DCを見てみると、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ〜２００Ｗまでの広範囲で９０％以上となる高効率が得られていることが分かる。このような特性は、シングルエンド方式による電圧共振形コンバータに、二次側直列共振回路を組み合わせた場合に得られるものであることを、先に本出願の発明者は実験で確認している。

また、図１０のスイッチング周波数ｆｓ、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFによっては、図８に示す電源回路についての負荷変動に対する定電圧制御特性としてのスイッチング動作が示されることになる。この場合、スイッチング周波数ｆｓは、負荷変動に対してほぼ一定となっている。これに対して、オン期間ＴON、オフ期間ＴOFFが図示するようにして相互に逆傾向となるようにしてリニアに変化を示している。このことは、二次側直流出力電圧Ｅｏの変動に対してスイッチング周波数（スイッチング周期）はほぼ一定とされたうえで、オン期間とオフ期間との時比率を変化させるようにしてスイッチング動作を制御しているということを示す。このような制御は、１周期内のオン／オフ期間を可変する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御であるとみることができる。このＰＷＭ制御によって、図８に示す電源回路では、二次側直流出力電圧Ｅｏについての安定化が図られる。

図１１は、図８に示す電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数fs(kHz)と二次側直流出力電圧Ｅoとの関係により、模式的に示している。
図８に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路を備えることから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンス特性と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンス特性との２つの共振インピーダンス特性を複合的に有することになる。また、図８に示す電源回路では、fo1≒2.8×fo2の関係を有しているとされるので、図１１にも示しているように、一次側並列共振周波数fo1に対して二次側直列共振周波数fo2が低い関係となる。
そのうえで、或る一定の交流入力電圧ＶACの条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する定電圧制御特性を想定すると、図示するようにして、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ａ，Ｂとして示され、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた共振インピーダンスの下での最大負荷電力Ｐｏmax時／最小負荷電力Ｐｏmin時の各定電圧制御特性としては、それぞれ特性曲線Ｃ，Ｄで示されるものとなる。そして、この図１１に示す特性の下で、二次側直流出力電圧Ｅoの定格レベルであるｔｇにより定電圧制御を図ろうとすると、そのために必要なスイッチング周波数ｆｓの可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓで示される区間として表すことができる。

図１１に示される必要制御範囲Δｆｓは、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最大負荷Pomax時の特性曲線Ｃから、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最小負荷電力Pomin時の特性曲線Ａまでに至るもので、その間に、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に応じた最小負荷Pomin時の特性曲線Ｄと、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に応じた最大負荷電力Pomax時の特性曲線Ｂをまたぐ。そのうえで、図８に示す電源回路の実際として、このΔｆｓの区間は非常に狭いものとなる。
このために、図８に示す電源回路の定電圧制御動作としては、スイッチング周波数ｆｓはほぼ固定とされたうえで、１スイッチング周期における期間ＴON／ＴOFFの時比率を変化させるＰＷＭ制御の状態により、スイッチング駆動制御を行うものとなる。なお、このことは、図９（ａ）（ｂ）（ｃ）に示す最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ時、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時に示される１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長についてはほぼ一定とされたうえで、期間ＴOFF，ＴONの幅が変化していることによっても示されている。
このような動作は、電源回路における負荷変動に応じた共振インピーダンス特性として、一次側並列共振回路の共振周波数fo1の共振インピーダンス（容量性インピーダンス）が支配的となる状態と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2（誘導性インピーダンス）が支配的となる状態との間での遷移が、狭いスイッチング周波数の可変範囲（Δｆｓ）のもとで行われることにより得られるものであるとされる。

特開２０００−１３４９２５号公報

上記図８に示す電源回路では次のような問題を有している。
先に説明した図９の波形図において、図９（ａ）に示される最大負荷電力Pomax時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングであるオフ期間ＴOFFの終了時点に至るまでは０レベルで、オン期間ＴONに至ると、先ず負極性の電流がボディダイオードＤDに流れ、この後に反転してスイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソースを流れるようにして動作する。この動作は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching)が適正に行われている状態を示している。
これに対して、図９（ｂ）に示される、中間負荷に対応するＰｏ＝１２０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1は、ターンオンタイミングのオフ期間ＴOFFの終了時点に至る以前のタイミングで、スイッチング電流ＩQ1がノイズ的に流れる動作が得られている。この動作は、ＺＶＳが適正に行われていない異常動作である。

つまり、図８に示されるようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータでは、中間負荷時においてＺＶＳが適正に実行されない異常動作となることが分かっている。図８の電源回路の実際としては、例えば図１０に示す区間Ａとしての負荷変動範囲の領域で、このような異常動作となることが確認されている。
二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータは、先にも説明したように、傾向としては負荷変動に対して高効率が良好に維持できる特性を本来有しているが、図９（ｂ）のスイッチング電流ＩQ1として示すように、スイッチング素子Ｑ1のターンオン時において相応のピーク電流が流れることになるので、これによるスイッチング損失の増加を招き、電力変換効率の低下要因を抱えることになる。
また、いずれにせよ、上記のような異常動作が生じることで、例えば定電圧制御回路系の位相−ゲイン特性にずれが生じることとなって、異常発振状態でのスイッチング動作となる。このために、実用化することは、現実的には困難であるとの認識が現状においては強い。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路を備える。
また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備える。
そして、少なくとも、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られるようにして、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側の結合係数を設定する。また、少なくとも、所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定している、

上記構成による電源回路は、二次側に二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータとしての基本構成を採る。そのうえで、絶縁コンバータトランスの結合係数の設定により、中間負荷とされる負荷条件範囲の下でＺＶＳ（Zero Voltage Switching：ゼロ電圧スイッチング）動作が得られなくなる異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作を得ている。また、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路の共振周波数と、二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷条件の下で、一定以上の電力変換効率特性が得られるようにされる。

このようにして本発明は、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、上記した症状の異常動作が解消される。このことにより、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータの実用化が容易に実現されることになる。また、異常動作の解消による電力変換効率も向上する。
さらに本発明によっては、一次側並列共振回路の共振周波数と二次側直列共振回路の共振周波数の設定により、所定の負荷電力の負荷条件にも対応させるようにして一定以上の電力変換効率が得られるようにしている。電圧共振形コンバータは、高い電力変換効率特性を本来有するが、本発明によっては、電圧共振形コンバータを備える電源回路について、より良好な電力変換効率特性を有するものを提供できることになる。

図１の回路図は、本発明を実施するための最良の形態（実施の形態）として、第１の実施の形態の電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、シングルエンド方式による電圧共振形スイッチングコンバータとしての基本構成を採る。
この図に示すスイッチング電源回路においては、まず、商用交流電源ＡＣのラインに対して、図示するようにして、１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣと、２本のアクロスコンデンサＣLが挿入される。これらコモンモードチョークコイルＣＭＣ、及びアクロスコンデンサＣL，ＣLにより、商用交流電源ＡＣのラインに重畳するコモンモードのノイズを除去するノイズフィルタが形成される。

商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶAC）は、ブリッジ整流回路Ｄｉにより整流され、その整流出力は平滑コンデンサＣｉに充電される。これにより平滑コンデンサＣｉの両端電圧として整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。

この図において、上記整流平滑電圧Ｅｉを直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うスイッチングコンバータは、例えば１石のスイッチング素子Ｑ1を備えたシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとして形成される。この場合のスイッチング素子Ｑ1には高耐圧のＭＯＳ−ＦＥＴが選定されている。また、この場合の電圧共振形コンバータの駆動方式は、発振・ドライブ回路２によりスイッチング素子をスイッチング駆動する他励式である。

スイッチング素子Ｑ1のゲートに対しては、発振・ドライブ回路２から出力されるスイッチング駆動信号（電圧）が印加されるようになっている。
また、スイッチング素子Ｑ1のドレインは、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻始め端部と接続される。一次巻線Ｎ1の巻き終わり端部は、平滑コンデンサＥｉの正極端子と接続される。従って、この場合には、直流入力電圧（Ｅｉ）は、一次巻線Ｎ1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1に供給されるようになっている。スイッチング素子Ｑ1のソースは一次側アースに接続される。

この場合のスイッチング素子Ｑ1には、ＭＯＳ−ＦＥＴが選定されていることから、図示するようにして、ソース−ドレイン間に対して並列に接続されるようにしてボディダイオードＤDを内蔵する。このボディダイオードＤDとしては、アノードがスイッチング素子Ｑ1のソースと接続され、カソードがスイッチング素子Ｑ1のドレインと接続される状態を形成する。このボディダイオードＤDは、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフ動作（スイッチング動作）により生じる、逆方向のスイッチング電流を流す経路を形成する。

そして、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。
一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1のリーケージ（漏洩）インダクタンスＬ1とによって、スイッチング素子Ｑ1に流れるスイッチング電流に対する一次側並列共振回路（電圧共振回路）を形成する。この一次側並列共振回路が共振動作を行うことによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作として電圧共振形の動作が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖ1としては、そのオフ期間において正弦波状の共振パルス波形が得られる。

発振・ドライブ回路２は、例えば他励式によりスイッチング素子Ｑ1を駆動するために、発振回路と、この発振回路により得られた発振信号に基づいて、ＭＯＳ−ＦＥＴをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるドライブ信号を生成して、スイッチング素子Ｑ1のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、ドライブ信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って連続的にオン／オフ動作を行う。つまり、スイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側と二次側とを直流的に絶縁した状態で、一次側スイッチングコンバータのスイッチング出力を二次側に伝送する。
図２は、図１の電源回路が備える絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造例を示す断面図である。
この図に示すように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線及び二次側巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては、図のようにして、例えばギャップ長2mm程度以上のギャップＧを形成する。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．７程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。つまり、従来技術として図８に示した電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも、さらに疎結合の状態としている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、前述もしたように、スイッチング素子Ｑ1のドレインと接続されている。これにより、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力が一次巻線Ｎ1に伝達され、一次巻線Ｎ1には交番電圧が生じる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。
この二次巻線Ｎ2に対しては、二次側直列共振コンデンサＣ2を直列となる接続関係によりに接続している。これにより、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路は、後述する二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を行うが、これにより、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流は正弦波状となる。つまり、二次側において電流共振動作が得られる。

この場合の二次側整流回路は、上記のようにして二次側直列共振コンデンサＣ2が直列接続された二次巻線Ｎ2に対して、２本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2と、１本の平滑コンデンサＣｏを接続することで、倍圧半波整流回路として形成される。この倍圧半波整流回路の接続態様としては、まず、整流回路二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部側に対して、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して整流ダイオードＤo1のアノードと、整流ダイオードＤo2のカソードを接続する。また、整流ダイオードＤo1のカソードを平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。二次巻線Ｎ2の巻始め端部と、整流ダイオードＤo2のアノードと、平滑コンデンサＣｏの負極端子は、二次側アースに対して接続する。

このようにして形成される倍圧半波整流回路の整流動作は次のようになる。
先ず、二次巻線電圧Ｖ2の一方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されることになるので、整流ダイオードＤo2が導通し、整流電流を二次側直列共振コンデンサＣ2に対して充電する動作が得られる。これによって、二次側直列共振コンデンサＣ2には、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの両端電圧が生成される。次の、二次巻線電圧Ｖ2の他方の極性に対応する半周期においては、整流ダイオードＤo2に順方向電圧が印加されて導通する。このとき、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線電圧Ｖ1の電位と、上記二次側直列共振コンデンサＣ2の両端電圧とが重畳された電位により充電が行われる。
これによって平滑コンデンサＣoの両端電圧としては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅoが得られることになる。この整流動作では、平滑コンデンサＣoに対しては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われる。つまり、倍圧半波としての整流動作が得られている。
この二次側直流出力電圧Ｅoは、負荷に供給される。また、分岐して制御回路１に対して検出電圧として出力される。

制御回路１は、入力された二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数、あるいは１スイッチング周期におけるオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFの時比率（導通角）を可変するようにして、スイッチング素子Ｑ1を駆動する。この動作が二次側直流出力電圧に対する定電圧制御動作となる。

電圧共振形コンバータの基本的な定電圧制御動作は、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間ＴOFFは一定とされたうえで、オン期間ＴONを可変制御してスイッチング周波数を可変する動作となる。しかしながら、本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える場合には、上記もしているように、１スイッチング周期内の導通角を制御する、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御としての定電圧制御動作も生じる。つまり、定電圧制御動作全体としては、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御との複合的な制御が行われるものとなる。

上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数及び導通角が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンス、電力伝送有効期間が変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量、また、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベル変動がキャンセルされるようにして、二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを制御する動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化が図られる。

ここで、上記図１に示した回路形態の電源回路の実際として、要部については、下記のように設定を行って構成している。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の各巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝38T、Ｎ2＝27Tを選定している。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.67が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝5600pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1＝219kHzが設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.039μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2＝113.3kHzが設定される。相対的には、fo1≒２×fo2の関係が得られているといえる。
対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）とし、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。

図３の波形図は、図１に示した電源回路における要部の動作を、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周期により示しており、図３（ａ）には、最大負荷電力Pomax＝３００Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電圧ＶD2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2が示される。図３（ｂ）には、中間負荷とされる負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1、一次巻線電流Ｉ1、二次巻線電流Ｉ2が示される。図３（ｃ）には、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時におけるスイッチング電圧Ｖ1、スイッチング電流ＩQ1と、二次巻線電圧Ｖ2が示される。

図３（ａ）に示す最大負荷電力Pomax＝３００Ｗ時の波形図により、図１の電源回路の基本的な動作について説明する。
スイッチング電圧Ｖ1は、スイッチング素子Ｑ1のドレイン−ソース間の電圧であり、スイッチング電流ＩQ1は、ドレイン側からスイッチング素子Ｑ1（及びボディダイオードＤD）に流れる電流となる。スイッチング電圧Ｖ1及びスイッチング電流ＩQ1によっては、スイッチング素子Ｑ1のオン／オフタイミングが示される。１スイッチング周期は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなるべき期間ＴONと、オフとなるべき期間ＴOFFとに分けられ、スイッチング電圧Ｖ1は、期間ＴONにおいては０レベルで、期間ＴOFFにおいて共振パルスが得られる波形となる。このスイッチング電圧Ｖ1の共振パルスは、一次側スイッチングコンバータの動作が電圧共振形であることにより、正弦波状の共振波形として得られる。
スイッチング電流ＩQ1は、期間ＴOFFにおいては０レベルであり、この期間ＴOFFが終了して期間ＴONが開始されてターンオンタイミングに至ると、先ず、ボディダイオードＤDを流れることで負極性の波形となり、続いて反転してドレインからソースに流れることで正極性による波形となる。このようなスイッチング電流ＩQ1の波形は、適正にＺＶＳが行われていることを示している。
また、期間ＴONにおいて正極性で流れるスイッチング電流ＩQ1は、後述する二次巻線電流Ｉ2（二次側直列共振電流）に対応する正弦波形状部分を含む。このことは、一次側スイッチングコンバータに流れる電流が、二次側直列共振回路の共振回路の影響を受けていることを示している。

一次巻線電流Ｉ1は、一次巻線Ｎ1に流れる電流であり、スイッチング電流ＩQ1に流れる電流成分と一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流とを合成したものとなる。一次巻線電流Ｉ1における期間ＴOFFの波形は、一次側並列共振コンデンサＣｒに流れる電流波形に対応している。

また、二次巻線電流Ｉ2、二次側整流電圧ＶD2、二次側整流電流ＩD1，ＩD2によっては、二次側整流回路の動作が示される。
二次巻線Ｎ2に誘起された交番電圧（Ｖ2）によっては、先の説明のようにして、交番電圧Ｖ2の半周期の期間ごとに、整流ダイオードＤo1，Ｄo2が交互に導通する。整流ダイオードＤo2の両端電圧である二次側整流電圧ＶD2は、整流ダイオードＤo2が導通して二次側整流電流ＩD2が流れる半波の期間に対応しては０レベルで、整流ダイオードＤo1が導通して二次側整流電流ＩD1が流れる半波の期間に対応しては、二次側直流出力電圧Ｅoによりクランプされた波形となる。
二次側整流電流ＩD1，ＩD2は、図示するようにして、半波の正弦波形状により交互となるようにして平滑コンデンサＣｏに対して流れる。二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2は、二次側整流電流ＩD1，ＩD2を合成して得られ、図示するようにして正弦波状となる。二次巻線電流Ｉ2の正弦波形状は、二次側直列共振回路の共振動作によって得られる。つまり、電流共振（直列共振）波形として得られる。
また、この場合の二次側整流電流ＩD1，ＩD2は、ほぼ同じ導通角により、同じピークレベルで流れるものとなっている。

上記図３（ａ）として示される各部の動作をふまえて、図３（ｂ）に示される中間の負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時、及び図３（ｃ）に示される最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時の波形を参照してみると、一次側スイッチングコンバータの動作としては、軽負荷から無負荷の傾向となっていくのに従って、１スイッチング周期（ＴOFF＋ＴON）の期間長は短くなっていることが分かる。このことは、後述するようにして、最大負荷電力Ｐｏmax〜最小負荷電力Ｐｏminの範囲での負荷変動に応じた定電圧制御動作として、スイッチング周波数に相応の変化を与えていることを示す。また、期間ＴOFFと期間ＴONの時比率に着目すると、軽負荷から無負荷の傾向となっていくのに応じて、期間ＴOFFが拡大し、期間ＴONが縮小していく傾向となっている。このことは、最大負荷電力Ｐｏmax〜最小負荷電力Ｐｏminの範囲での負荷変動に応じた定電圧制御動作として、ＰＷＭ制御による期間ＴOFFと期間ＴONの時比率の変化も与えられていること示す。

また、図３（ｂ）に示す中間負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1の波形によると、図３（ａ）の場合と同様にして、期間ＴONが開始されるタイミングで負極性によりボディダイオードＤDを流れている動作となっていることがわかる。つまり、適正にＺＶＳが得られている。この点については、図３（ｃ）に示す最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ時のスイッチング電流ＩQ1についても同様のことがいえる。このことは、図１に示す電源回路では、対応負荷電力の全領域においてＺＶＳ動作が保証されていることを示している。

図４は、図１に示した電源回路についての実験結果として、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ、及び期間ＴONの時間長の変化特性を示している。
この図に示すようにして、期間ＴONの時間長は、最小負荷電力Ｐｏminから最大負荷電力Ｐｏmaxまでの範囲において、重負荷の傾向となっていくのに応じて増加する傾向となっている。また、スイッチング周波数ｆｓについては、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗから負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ程度までの重負荷とされる条件の範囲では、軽負荷の傾向となるのに応じて高くなっていく傾向で変化し、負荷電力Ｐｏ＝２２５Ｗ程度から負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ程度までの中間負荷とされる条件範囲ではほとんど変化を示しておらず、一定としてみてよい状態となっている。また、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ程度から最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗまでの軽負荷とされる条件範囲になると、再び、スイッチング周波数は軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となる。

このようなスイッチング周波数ｆｓの特性によれば、図１の電源回路としては、重負荷（Ｐｏ：３００Ｗ〜２２５Ｗ）及び軽負荷（Ｐｏ：１２５Ｗ〜０Ｗ）の範囲では主としてスイッチング周波数制御（ＰＦＭ）により定電圧制御を行い、中間負荷（Ｐｏ：１２５Ｗ〜２２５Ｗ）の範囲では主としてＰＷＭ制御により定電圧制御を行うようにして、定電圧制御のための動作モードが遷移しているものとしてみることができる。ただし、実際においては、期間ＴONが図示するようにして最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して変化しており、また、期間ＴOFFも、図示していないが、負荷変動に対して変化する。従って、対応負荷の範囲全体としてみた場合には、スイッチング周波数制御とＰＷＭ制御とが同時に行われる複合的な定電圧制御動作になっているものである。このような複合制御は制御感度が高い。

定電圧制御に関する実際の測定結果としては次のようになった。
先ず、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１７５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は122.0kHz〜142.8kHzであり、その周波数差（Δｆｓ）は20.8KHzであった。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して、期間ＴONの変化は5.4μs〜2.4μsとなり、期間ＴOFFの変化は2.8μs〜4.6μsとなった。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時にはηAC→DC＝91.8％で、ここからＰｏ＝７５Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっており、ηAC→DC＝93.9％の最大値が計測されている。Ｐｏ＝７５Ｗ以下の軽負荷の条件では低下傾向となるものの、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時においてもηAC→DC＝90.2％となっている。つまり、対応負荷電力のほぼ全領域で90％以上のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られている。例えば、最大負荷電力に対して１００％の負荷電力時、７５％の負荷電力時、５０％の負荷電力時、２５％の負荷電力時の各負荷条件で計測したηAC→DCの平均値は、92.9％が得られた。このようにして、本実施の形態の電源回路は、非常に良好なAC→DC電力変換効率を得ている。

これまで説明した図１に示す電源回路については、次のようなことがいえる。
図１の電源回路との比較として、図８の電源回路では、図９により説明したように、中間負荷時において、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）が終了しないうちにスイッチング素子Ｑ1に正極方向（この場合はドレイン→ソース方向）に電流が流れてＺＶＳの動作が得られないという異常動作を生じる。このために実用化は困難とされていた。
これに対して、図１に示した実施の形態の電源回路では、図３の波形図によっても説明したように、対応負荷電力の全領域にわたってＺＶＳ動作が得られている。つまり、中間負荷時における異常動作は解消されている。これにより、二次側直列共振回路を備えるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとしては、実用化が容易に実現されることになる。

このような中間負荷時における異常動作の解消は、主としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、例えば結合係数ｋ≒0.7程度以下とされる疎結合の状態としたことにより得られている。
従来として説明した中間負荷時の異常動作は、電圧共振形コンバータが二次側直列共振回路を備える場合に生じることが確認されている。つまり、電圧共振形コンバータを形成する一次側並列共振回路と、二次側直列共振回路とが同時に動作することによる相互作用が原因となっている。 そこで、本実施の形態の電源回路のようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについて、従来よりも低い所要値を設定すれば、上記した一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の相互作用は希薄となって、中間負荷時における異常動作も無くなっていくことになる。具体的には、例えば図９（ｂ）に示した、期間ＴOFFの終了タイミングの前後で正極性のスイッチング電流ＩQ1が流れる現象が観察されなくなり、通常のＺＶＳに対応するスイッチング電流ＩQ1の波形が得られることになる。

本実施の形態のようにして、二次側直列共振回路を備える電圧共振形コンバータについて、先に説明した絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を設定した構成の電源回路の定電圧制御特性としては、例えば図５により模式的に示される。
図５においては、特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが示される。特性曲線Ａ，Ｂは、それぞれ、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する、最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示し、特性曲線Ｃ，Ｄは、それぞれ、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応する、最大負荷電力Ｐｏmax時と最小負荷電力Ｐｏmin時の定電圧制御特性を示している。

一般的なこととして、並列共振回路は共振周波数に近づくほど共振インピーダンスが高くなる特性である。このために、一次側並列共振回路の共振周波数fo1とスイッチング周波数ｆｓとの関係としては、図の特性曲線Ａ，Ｂとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが低下する二次関数的な曲線となる。また、特性曲線Ａ，Ｂによれば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性として、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られることも分かる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。
また、直列共振回路は、共振周波数に近づくほど共振インピーダンスは低下する特性となるので、二次側直列共振回路の共振周波数fo2に対応しては、特性曲線Ｃ，Ｄとして示しているように、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数に近くなるほど二次側直流出力電圧Ｅoのレベルが上昇する二次関数的な曲線となる。また、この一次側並列共振回路の共振周波数fo1に対応する定電圧制御特性としても、同じスイッチング周波数ｆｓでの二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性である。
そのうえで、本実施の形態では、fo1≒2×fo2の関係を設定していることで、スイッチング周波数を示す横軸においても、共振周波数fo1のほうが、共振周波数fo2よりも高い値として示されている。

このような特性曲線Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄが得られる実施の形態の電源回路により、実際に二次側直流出力電圧Ｅoを所定の定格レベルｔｇ（１７５Ｖ）で安定化することとした場合には、スイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、図におけるΔｆｓで示されることになる。このような特性は、例えば、一次側並列共振回路の共振周波数fo1による共振インピーダンス（容量性インダクタンス）に依存する制御から、二次側直列共振回路の共振周波数fo2による共振インピーダンス（誘導性インピーダンス）に依存する制御への遷移を、必要制御範囲Δｆｓの変化によって生じさせているものであることを意味する。
このような制御の遷移が、図４により説明した、負荷変動に応じて変化する定電圧制御動作のモード遷移に対応していると考えることができる、このような動作が、中間負荷時において適正なＺＶＳ動作が得られていることの要因であるとしてとらえることができる。

本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴが有する結合係数ｋにまで疎結合の状態とすることは、従来の電圧共振形コンバータでは、一次側から二次側への電力伝送ロスの増加による電力変換効率の低下を招くということを理由に、これまで行われてこなかったという背景がある。
しかしながら、本実施の形態では、図４の実験結果としても示したように、対応負荷電力のほぼ全領域にわたって、非常に良好な電力変換効率特性を得ている。

本実施の形態において高電力変換効率が得られているのは、次のような構成に基づいている。
先ず、電圧共振形コンバータに対して二次側直列共振回路を備える電源回路の構成は、本来、電力変換効率に関しては有利であることが知られている。特に、この構成は、最大負荷電力から軽負荷の傾向となるのにしたがって、電力変換効率が増加していくという特徴的な性質を有しており、軽負荷傾向に応じて電力変換効率が低下する傾向となる電流共振形コンバータと比較すれば、負荷変動に対する電力変換効率特性としては非常に良好であるということがいえる。また、電圧共振形コンバータとしてシングルエンド方式を採用してスイッチング素子を必要最小限の１石とすることで、例えばハーフブリッジ結合方式、フルブリッジ結合方式、プッシュプル方式などの複数のスイッチング素子を備える構成と比較してスイッチング損失を減少させていることも、電力変換効率の向上要因となっている。

そのうえで、本実施の形態としては、上記もしているように中間負荷時における異常動作を解消して、適正なＺＶＳ動作が得られるようにしている。この異常動作の現象としては、図９（ｂ）に示したように、ターンオン（期間ＴON開始）より以前のタイミングでスイッチング素子Ｑ1がONとなって、正極性のスイッチング電流ＩQ1がソース−ドレイン間を流れる動作となるのであるが、このようなスイッチング電流ＩQ1の動作によっては、スイッチング損失を増加させる。本実施の形態では、異常動作に対応するスイッチング電流ＩQ1の動作が生じないことで、これによるスイッチング損失の増加も無くなり、このことが、電力変換効率の向上要因の１つのなっているものである。

また、図１に示す電源回路では、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2の設定が、電力変換効率向上の大きな要因となっている。本実施の形態の電力変換効率特性（ηAC→DC）としては、先に説明したように、最大負荷電力に対して１００％、７５％、５０％、２５％の負荷電力時の各負荷条件で計測したηAC→DCの平均値として92.9％が得られているが、このような負荷条件に対する電力変換効率特性は、最終的には、共振周波数fo1，fo2の調整により得られたものである。つまり、共振周波数fo1，fo2について各種設定を行って実験を行い、前述した、fo1＝219kHz、fo2＝113.3kHzを設定してfo1≒２×fo2とみなされる関係を設定したことで、最終的に得られた特性である。

上記のようにして共振周波数fo1，fo2を設定したことで電力変換効率が向上したことの理由の１つとしては、次のことを挙げることができる。図３（ａ）と図９（ａ）のスイッチング電流ＩQ1を比較して分かるように、本実施の形態に対応する図３（ａ）のスイッチング電流ＩQ1の波形は、期間ＴONの終了時以前のタイミングでピークが得られる波形となっている。
このスイッチング電流ＩQ1の波形は、先に図３にて説明したように、二次巻線電流Ｉ2の正弦波形に応じたものである。つまり、二次側直列共振回路の共振動作により得られる電流共振波形に応じた波形成分を持っている。二次巻線電流Ｉ2の波形は、共振周波数fo1に対する共振周波数fo2の設定によって決まる。
このことから、図１に示す電源回路のスイッチング電流ＩQ1の波形は、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の各共振周波数fo1，fo2のしかるべき設定により得られているものである、ということになる。
図３に示されるスイッチング電流ＩQ1の波形は、ターンオフ時におけるスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されているということを意味する。ターンオフ時のスイッチング電流ＩQ1のレベルが抑制されれば、その分、ターンオフ時のスイッチング損失は低減され、電力変換効率が向上することになる。

さらに、図１に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて一定以下の結合係数ｋによる疎結合の状態としていることで、二次巻線Ｎ2の偏磁を解消しており、これにより、図３に示すようにして、二次側整流回路に流れる二次側整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルの偏りを解消して、例えば５Ａｐで同等としている。
例えば従来例として図８に示した電源回路では、一定以上の結合係数ｋを有していることで偏磁を生じており、このために、図９の二次側整流電流ＩD1，ＩD2のようにして、ピークレベルにアンバランスが生じている。このような整流電流のアンバランスも、整流ダイオードにおける導通損により、電力損失の増加を招く。
これに対して、本実施の形態のようにして、二次側整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルのアンバランスが解消されていれば、このことによる電力損失も無くなり、電力変換効率の向上要因がさらに得られることとなる。

また、例えば図８に示した従来の電源回路では、対応可能な最大負荷電力Ｐｏmaxは２００Ｗであるのに対して、本実施の形態の電源回路では、その１５０％の３００Ｗにまで引き上げられている。これは、本実施の形態の電源回路が、広い負荷変動範囲に対して良好な電力変換効率特性を得ていることにより可能となったものである。

また、これまでの説明から分かるように、本実施の形態において中間負荷時の異常動作を解消し、電力変換効率を高める効果は、主としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋを一定以下にすることと、また、一次側並列共振回路と二次側直列共振回路の共振周波数fo1，fo2の設定により得られるものとなっている。絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋを一定以下にすることは、絶縁コンバータトランスＰＩＴに形成するギャップＧのギャップ長を所定長に拡大することで可能であり、共振周波数fo1，fo2の設定は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の各リーケージインダクタンスを考慮したうえで、例えば一次側並列共振コンデンサＣｒと二次側直列共振コンデンサＣ2の各キャパシタンスを設定する。つまり、本実施の形態では、上記効果を得るのにあたっては、特に部品素子の追加は必要ない。この点で、本実施の形態の電源回路は、回路基板の小型軽量化が図られている、ということがいえる。

図６の電源回路は、第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路では、二次側整流回路として倍圧全波整流回路を備える。
この倍圧全波整流回路としては、先ず、二次巻線Ｎ2についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bに２分割する。二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bには、同じ所定巻数（ターン数）が設定される。
また、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Aを直列に接続し、二次巻線Ｎ2における二次巻線部Ｎ2B側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサＣ2Bを直列に接続する。これにより、二次巻線部Ｎ2Aのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Aのキャパシタンスから成る第１の二次側直列共振回路と、二次巻線部Ｎ2Bのリーケージインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサＣ2Bのキャパシタンスから成る第２の二次側直列共振回路とが形成される。

そして、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2A側の端部を、上記二次側直列共振コンデンサＣ2Aの直列接続を介して整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続する。また、二次巻線Ｎ2における二次巻線Ｎ2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの直列接続を介して、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続する。
整流ダイオードＤo1，Ｄo3の各カソードは、平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続する。平滑コンデンサＣoの負極端子は二次側アースに接続される。
また、整流ダイオードＤo2，Ｄo4の各アノードの接続点と二次巻線Ｎ2のセンタータップについても、二次側アースに接続する。

上記接続形態では、二次巻線部Ｎ2A，二次側直列共振コンデンサＣ2A、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第１の二次側直列共振回路を備える第１の倍圧半波整流回路と、二次巻線部Ｎ2B，二次側直列共振コンデンサＣ2B、整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る、第２の二次側直列共振回路を備える第２の倍圧半波整流回路とが形成されることになる。
第１の倍圧半波整流回路では、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo2→二次側直列共振コンデンサＣ2A→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行い、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2）の電位により二次側直列共振コンデンサＣ2Aに対する充電を行う。他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2A→二次側直列共振コンデンサＣ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2A］の整流電流経路により整流動作を行うことで、二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧と二次巻線Ｎ2Aの交番電圧の重畳電位により、平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。
また、第２の倍圧半波整流回路は、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧の、上記他方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo4→二次側直列共振コンデンサＣ2B→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧（Ｖ2で同等）の電位により、二次側直列共振コンデンサＣ2Bを充電し、上記一方の極性の半周期の期間において、［二次巻線部Ｎ2B→二次側直列共振コンデンサＣ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→二次巻線部Ｎ2B］の整流電流経路により整流動作を行って、二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧と二次巻線Ｎ2Bの交番電圧の重畳電位により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。

上記した整流動作によれば、平滑コンデンサＣｏに対しては、二次巻線Ｎ2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Bの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部Ｎ2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサＣ2Aの両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧である二次側直流出力電圧Ｅｏとしては、二次巻線部Ｎ2A，Ｎ2Bの誘起電圧レベル（Ｖ2）の２倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られている。

このようにして、二次側整流回路について倍圧全波整流回路を備える図６の電源回路については、下記のようにして要部を選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1の巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝37Tとした。二次巻線Ｎ2については、Ｎ2＝Ｎ2A＋Ｎ2B＝27T＋27Tとした。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.67が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝5600pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、fo1＝217kHzが設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.022μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2は、fo2＝104.8kHzが設定され、第２の実施の形態としても、相対的には、fo1≒２×fo2の関係が得られている。
また、この場合にも、対応負荷電力も、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）で、二次側直流出力電圧Ｅｏの定格レベルは１７５Ｖとしている。

上記のようにして構成される第２の実施の形態の電源回路について実験を行ったところ、先ず、動作波形としては、第１の実施の形態の電源回路の動作として先に示した図３の波形図とほぼ同様の結果が得られており、例えば中間負荷時における異常動作が解消されていることを示した。ただし、二次側整流回路が倍電圧全波整流回路とされていることで、二次巻線Ｎ2の交番電圧の１周期における各半波の期間において二次側整流回路に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、それぞれ２．５Ａｐとなる。また、この場合の整流電流ＩD1，ＩD2としてもは、二次側直列共振回路（Ｎ2A−Ｃ2A、Ｎ2B−Ｃ2B）の共振動作によって半波の正弦波形状が得られる。また、この場合にも、偏磁が解消されていることで、整流電流ＩD1，ＩD2のピークレベルは同等となっている。

また、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ（及び期間ＴON）の変動特性についても、第１の実施の形態の電源回路についての実験結果である図４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１７５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は117.6kHz〜147.1kHzで、Δｆｓ＝29.5KHzとなった。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して、期間ＴONの変化は5.7μs〜2.2μsとなり、期間ＴOFFの変化は2.8μs〜4.6μsとなった。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時にはηAC→DC＝91.8％で、Ｐｏ＝７５Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっており、ηAC→DC＝93.8％の最大値が計測された。また、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時においてはηAC→DC＝90.0％となっている。このようにして、第２の実施の形態の電源回路についても、対応負荷電力のほぼ全領域で90％以上のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られている。最大負荷電力に対して１００％の負荷電力時、７５％の負荷電力時、５０％の負荷電力時、２５％の負荷電力時の各負荷条件で計測したηAC→DCの平均値は、92.8％が得られた。

図７の回路図は、第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図６と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図に示す電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側整流回路として、４本の整流ダイオードＤo1，Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4から成るブリッジ整流回路を備えたブリッジ全波整流回路を備える。このブリッジ整流回路は、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点が正極入力端子となり、整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点が正極出力端子となり、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードの接続点が負極入力端子となり、整流ダイオードＤo2のアノードと整流ダイオードＤo4のアノードの接続点が負極出力端子となるようにして形成される。
上記ブリッジ整流回路の正極入力端子は、二次側直列共振コンデンサＣ2を介して二次巻線Ｎ2の巻き終わり端部と接続され、正極出力端子は平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。負極入力端子は二次巻線Ｎ2の巻始め端部と接続され、負極出力端子は二次側アースと接続される。平滑コンデンサＣｏの負極端子も二次側アースに対して接続される。

このようにして形成される二次側整流回路では、二次巻線Ｎ2の交番電圧Ｖ2の一方の極性の半周期においては、整流ダイオードＤo1、整流ダイオードＤo4が導通して整流を行って、整流電流ＩD1により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。一方の二次巻線Ｎ2の巻き始め側が＋電位となる二次巻線電圧Ｖ2の半周期においては、整流ダイオードＤo2、整流ダイオードＤo3が導通して整流を行い、整流電流ＩD2により平滑コンデンサＣｏに対する充電を行う。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として、二次巻線Ｎ2の誘起電圧（Ｖ2）の等倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧Ｅｏを生成する。

また、二次巻線Ｎ2の交番電圧Ｖ2の正負の両極性ごとに対応して形成される整流電流経路には、二次巻線Ｎ2−二次側直列共振コンデンサＣ2の直列接続回路が挿入されている。つまり、二次側においては、この場合にも、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスにより二次側直列共振回路が形成されており、二次側整流回路の整流動作に応じて共振動作を生じる。

このような回路構成を採る図７の電源回路については、下記のようにして要部を選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コアについてEER-35を選定して、ギャップＧについては2.2mmのギャップ長を設定した。一次巻線Ｎ1の巻数（ターン数）Ｔについては、Ｎ1＝37Tとした。二次巻線Ｎ2については、Ｎ2＝54Tとした。これにより、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋについてはｋ＝0.67が設定される。
また、一次側並列共振コンデンサＣｒのキャパシタンスについてはＣｒ＝7500pＦを選定した。この一次側並列共振コンデンサＣｒについてのキャパシタンス設定と、上記絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1とにより、一次側並列共振回路の共振周波数fo1は、fo1＝217kHzが設定される。また、二次側直列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスについてはＣ2＝0.012μＦを選定しており、このキャパシタンス設定と、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造により得られる二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とにより、二次側並列共振周波数fo2は、fo2＝100.3kHzが設定される。この第３の実施の形態としても、相対的には、fo1≒２×fo2の関係を得ている。
また、対応負荷電力は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ、最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗ（無負荷）であり、二次側直流出力電圧Ｅｏは１７５Ｖの定格レベルである。

この第３の実施の形態の電源回路の実験結果としても、先ず、図３の波形図とほぼ同様の動作となる結果が得られた。つまり、中間負荷時における異常動作の無いことが確認された。また、二次側整流回路に流れる整流電流ＩD1，ＩD2は、この場合にも、二次側直列共振回路の共振動作によって半波の正弦波状となる。また、この場合の整流電流ＩD1，ＩD2のレベルは、それぞれ２．６Ａｐで同等であり、偏磁が解消されていることも示された。

また、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）、スイッチング周波数ｆｓ（及び期間ＴON）の変動特性についても、第１の実施の形態の電源回路についての実験結果である図４とほぼ同等の結果が得られた。
具体的には、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して二次側直流出力電圧Ｅoを１７５Ｖで安定化するために必要とされるスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は114.9kHz〜137kHzで、Δｆｓ＝22.1KHzとなった。また、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ〜最小負荷電力Ｐｏmin＝０Ｗの負荷変動に対して、期間ＴONの変化は5.6μs〜2.2μsとなり、期間ＴOFFの変化は3.1μs〜5.1μsとなった。

また、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、最大負荷電力Ｐｏmax＝３００Ｗ時にはηAC→DC＝91.8％で、Ｐｏ＝７５Ｗ程度までの範囲では軽負荷傾向となるのに応じて増加する特性となっており、ηAC→DC＝93.5％の最大値が計測された。また、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ時においてはηAC→DC＝90.0％となっている。このようにして、第３の実施の形態の電源回路についても、対応負荷電力のほぼ全領域で90％以上のAC→DC電力変換効率（ηAC→DC）の値が得られている。最大負荷電力に対して１００％の負荷電力時、７５％の負荷電力時、５０％の負荷電力時、２５％の負荷電力時の各負荷条件で計測したηAC→DCの平均値は、92.5％が得られた。

なお、本発明としては、上記各実施の形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。
また、スイッチング素子については、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子を選定することも考えられる。また、上記各実施の形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。

本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路の要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。 第１の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御特性を概念的に示す図である。 本発明の第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。 従来例としての電源回路の構成例を示す回路図である。 図８に示した電源回路の要部の動作を示す波形図である。 図８に示した電源回路についての、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、スイッチング周波数、スイッチング素子のオン期間の変動特性を示す図である。 従来の電源回路についての定電圧制御特性を概念的に示す図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃｒ 一次側並列共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃ2 二次側直列共振コンデンサ、Ｄo1,Ｄo2，Ｄo3，Ｄo4 整流ダイオード、Ｃｏ （二次側）平滑コンデンサ

Claims (1)

1. 直流入力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が誘起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と一次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して直列となる関係により二次側直列共振コンデンサを接続することで、上記二次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
   上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に誘起される交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された二次側直流出力電圧生成手段とを備え、
   少なくとも、中間負荷とされる所定の負荷条件範囲においても適正なゼロ電圧スイッチングが得られるようにして、上記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側の結合係数を設定するとともに、
   少なくとも、所定の負荷条件の下で一定以上の電力変換効率が得られるようにして、上記一次側並列共振回路の共振周波数と、上記二次側直列共振回路の共振周波数とについて設定している、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
   

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