TWI311004B - Switching power supply circuit - Google Patents

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TWI311004B TW094143908A TW94143908A TWI311004B TW I311004 B TWI311004 B TW I311004B TW 094143908 A TW094143908 A TW 094143908A TW 94143908 A TW94143908 A TW 94143908A TW I311004 B TWI311004 B TW I311004B
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Masayuki Yasumura
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Description

1311004 (1) 九、發明說明 . 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於切換式電源供應電路。 【先前技術】 本發明係關於包括電壓諧振轉換器之切換式電源供應 電路。所謂軟-切換式電源供應之諧振類型、電流諧振類 型，與電壓諧振類型皆爲眾人廣泛知曉。具有由半電橋式 耦合系統所耦合兩種切換裝置之電流諧振轉換器，目前已 被廣泛使用，因爲電流諧振轉換器易於實際使用。但是， 例如高耐電壓切換裝置之特性現今已改善，因此實際使用 電壓諧振轉換器而產生耐電壓的問題現已解決。此外，從 輸入回授噪音、直流電輸出電壓線的噪音部分等等方面來 看，由具有切換裝置之單端型系統所形成之電壓諧振轉換 器比起具有切換裝置之電流諧振順向轉換器更具優勢。 圖8說明包括單端型系統之電壓諧振轉換器的切換式 電源供應電路之組態。在圖8所示之切換式電源供應電路 中’由一橋式整流電路Di與一平流電容器Ci所構成的整 流與平流電路整流以及平流交流輸入電壓VAC，以及因而 產生一已整流與平流之電壓Ei，作爲在平流電容器間的一 電壓。順便一提，由一組共模抗流線圈C M C與兩相對之 電容器CL與移除共模噪音所形成之噪音濾波器提供在交 流電源供給A C的線路裡。 已整流與平流之電壓Ei視爲直流輸入電壓對電壓諧 -4- (3) 1311004 此位準之耦合係數k可視爲鬆耦合的表示，因此並不易得 到一飽和狀態。耦合係數k的値係設定漏電感（L 1 )的一 因子。 隔離式轉換器變壓器PIT之主線圈N1 —端置於切換 裝置Q1與平流電容器Ci正電極接頭之間。因此，切換 裝置Q1之切換輸出傳送至主線圈N1。主線圈N1所感應 之交流電壓發生在隔離式轉換器變壓器PIT之副線圈 N2。 在此情況中，一副側串聯諧振電容器C2以串聯連接 至副線圈N2的一端。因此，副線圈N2之漏電感L與副 側串聯諧振電容器C2之電容形成一副側串聯諧振電路 (電流諧振電路）。 此外’倍壓器半波整流電路係由連接整流二極體Do 1 與Do2與平流電容器C0至如圖所示之副側串聯諧振電路 所形成。該倍壓器半波整流電路產生一副側直流輸出電壓 E0 ’其中該電壓具有兩倍於在副線圈N2交流電壓V2作 爲平流電容器C0間一電壓。副側直流輸出電壓Eo供應負 載’以及亦輸入至控制電路1作爲定電壓控制之偵測電 壓。 控制電路1輸入一偵測輸出作爲震盪與驅動電路2之 偵測電壓’其中該偵測輸出係從副側直流輸出電壓E 〇輸 入之偵測位準所得到。 震Μ與驅動電路2係根據副側直流輸出電壓Ε 〇的位 準來控制切換裝置Q1之切換操作，其中該Eo之位準係由 -6- (4) 1311004 偵測輸出所指示，並將該位準輸入至震盪與驅動電路2以 確保副側直流輸出電壓Eo在一預定之位準維持不變。換 句話說震盪與驅動電路2產生並輸出一驅動訊號以控制切 換操作。因此藉由執行控制以穩定副側直流輸出電壓 E 〇。 圖9A、9B、9C與10說明具有圖8組態之電源供給 電路的實驗結果。在介紹這些實驗時，圖8之電源供給電 路之主要部位設定如下。 對轉換器變壓器PIT’選擇一 EER-35鐵芯，以及將 中心磁腳的間隙長度設爲1. 〇釐米。主線圈與副線圈的匝 數分別是 N1=39T以及N2 = 23T。設定隔離式轉換器變壓 器PIT之耦合係數k = 0.81。 選定主-側並聯諧振電容器Cr = 3900PF以及副側串聯 諧振電容器C2 = 0.1uF。因此設定主側並聯諧振電路的頻率 fol=230 kHz以及副側串聯諧振電路的頻率 fo2 = 82 kHz。 在此案例，f〇l與f〇2的關係可以表示成 fol与2.8xfo2。 副側直流輸出電壓E0之評定位準係1 3 5 V。電源供給 電路所處理之負載功率係位於最大負載功率 P〇maX = 200W 到最小負載功率P〇min = 0W之範圍。 圖9A、9B，與9C的波形圖，係根據切換裝置Q1之 切換週期，說明在圖8所示之電源供給電路主要部位的操 作。圖9A係在最大負載功率 P〇max = 200W時，表示電壓 VI、切換電流IQ1、主線圈電流II、副線圈電流12，以及 副側已整電流ID 1與ID2之波形圖。圖9B係在中間負載 1311004 . (5) ' 功率 P〇 = 120W時，表示電壓VI、切換電流IQ1、主i . 電流11，以及副線圈電流12之波形圖。圖9 C係在最. 載功率 Pomin = 0W時，表示電壓VI，以及切換電流 之波形圖。 電壓VI係自切換裝置Q1間所得之電壓。電壓V TON期間此時切換裝置Q1係on時係在零位準，以 TOFF期間此時切換裝置Q1係off時係形成一具有正 • 形之諧振脈波。電壓V 1之諧振脈波波形係指主側切 轉換器的操作係爲電壓諧振式操作。 切換電流IQ 1流經切換裝置Q1 (以及本體二 DD)。切換電流IQ1以如圖所示之波形在TON期 動，以及在TOFF期間係在零位準。 流經主線圈N1之主線圈電流II係結合在TON 如切換電流IQ1之電流分量以及在TOFF期間流經主-聯諧振電容器Cr之電流。 ® 雖然僅出現在圖9 A，但將流經整流二極體D 〇
Do2之已整電流ID1與ID2視爲各具有如圖所示之正 . 形之副側整流電路的操作。在此情況下，側面串聯諧 路之諧振操作在已整電流ID 1的波形比起在已整電流 的波形顯得更具主導性。 流經副線圈N2之副線圈電流12具有一已整電流 與ID2相互結合之波形。圖10說明切換頻率fs、切 置Q1之TON期間與TOFF期間，以及圖8所示電源 電路之相對負載變化之交流變直流功率轉換 線圈 小負 IQ1 1在 及在 弦波 換式 極體 間流 期間 側並 1與 弦波 振電 ID2 ID1 換裝 供應 係數 -8 - (6) (6)1311004 (ηΑ(3 —DC)。交流變直流功率轉換係數（nAC — DC )說 明在負載功率P〇落在50W到200w之間可獲得90%以上 高效率。本應用之發明人透過實驗已證實當側面串聯諧振 電路與單端型系統之電壓諧振轉換器結合時即可獲得這些 特性。 圖10之切換頻率fs、週期TON，與週期TOFF表示 定電壓控制特性對圖8所示電源供應電路負載變化之切換 操作。在此情況下，切換頻率fs不會因負載變化而實質 上改變。換句話說，期間TON與TOFF彼此呈相反方向之 線性變化，如圖1 〇所示。這表示改變期間on與期間Off 之間的工作比同時副側直流輸出電壓Eo改變時切換頻率 (切換週期）保持相對不變即可控制切換操作。如此控制 可視爲PWM (脈波寬調變）控制，其改變周期內0n/0ff 期間。圖8所示電源供應電路係透過PWM控制以穩定副 側直流輸出電壓Eo。 圖1 1藉由切換頻率fs ( kHz )與副側直流輸出電壓 Eo之間關係以描繪圖8所示電源供應電路之定電壓控制 特性。 圖8所示電源供應電路具有主側並聯諧振電路以及副 側串聯諧振電路。因此圖8所示電源供應電路以合成方式 而言具有兩個諧振阻抗特性’也就是，一相對於主側並聯 諧振電路諧振頻率f〇 1之諧振阻抗特性以及一相對於副側 串聯諧振電路諧振頻率f〇2之諧振阻抗特性。另外，因爲 圖8所示電源供應電路具有關係式f〇 1与2 · 8 X fo 2，副側串 (7) 1311004 聯諧振頻率f〇2係小於主側並聯諧振頻率f〇 1，如圖1 1所 示。 對在穩定交流輸入電壓 VAC之條件下與切換頻率fs 有關之定電壓控制特性而言，圖1 i所示，在相對於主側 並聯諧振電路諧振頻率f〇 1之諧振阻抗之下，特性曲線A 與特性曲線B分別代表在最大負載功率Pomax與最小負 載功率Pomin的定電壓控制特性，以及在相對於副側串聯 諧振電路諧振頻率f〇2之諧振阻抗之下，特性曲線C與特 性曲線D分別代表在最大負載功率Pomax與最小負載功 率Pomin的定電壓控制特性。切換頻率fs的可變範圍 (必要之控制範圍）可以△ F s表示，其中在圖1 1所示特 性之下，定電壓控制在副側直流輸出電壓Eo之比較位準 tg ’對該範圍而言係必要的。 圖1 1所示必要之控制範圍△ Fs係從特性曲線C至特 性曲線B，其中特性曲線c係指相對於副側串聯諧振電路 之諧振頻率f〇2的最大負載功率poniax，特性曲線B係指 相對於主側並聯諧振電路之諧振頻率f〇 1的最小負載功率 Pomin。特性曲線D與特性曲線A相交於特性曲線C與特 性曲線B之間’其中特性曲線D係指相對於副側串聯諧振 電路之諧振頻率f〇2的最小負載功率Pomin，特性曲線A 係指相對於主側並聯諧振電路之諧振頻率f〇 1的最大負載 功率Pomax。另外，在真正圖8所示電源供應電路之範圍 △ Fs係非常窄。 因此’對圖8所示電源供應電路之定電壓控制操作而 -10- (8) 1311004 言，切換驅動控制係由PWM控制所施行，該控制係在〜 切換週期內改變期間TON與期間TOFF之間的工作比但同 時保持切換頻率fs實質地固定。順便一提，事實上改變 期間 TON與期間 TOFF的寬度但切換週期（TOFF + TON )的期間長度係實質不變在最大負載功率 Pomax = 200 W '負載功率 P〇=125W，與最小負載功率 Pomin = 0W 如圖 9A、9B，與 9C 所示。 • 對根據電源供應電路負載變化的諧振阻抗特性而言， 藉由在切換頻率狹隘可變之範圍裡（AFs)，從狀態到狀 態的轉變可得到這樣的操作，其中轉變前狀態係指在主側 並聯諧振電路之諧振頻率fol之下諧振阻抗（電容阻抗） 所主導的狀態；轉變後狀態係指在副側串聯諧振電路之諧 振頻率fo 2之下諧振阻抗（電感阻抗）所主導的狀態。 【發明內容】 ® 圖8所示電源供應電路具有下列問題。 切換電流IQ1在上述圖9A到圖9C波形圖之圖9A所 - 示最大負載功率Pomax係在零位準直到抵達期間TOFF之 . 時間終點，該終點係導通時序。當達到期間TON時，切 換電流IQ 1首先以負極性電流流經本體二極體D D。接著 切換電流IQ 1反向成從切換裝置之汲極流至源極。本操作 係表示適當執行ZVS (零電壓切換）。 另一方面。在圖9Β所示相對於中間負載P〇 = 12〇w時 切換電流IQ1在期間TOFF的時間終點前係以雜訊形式流 -11 - (9) 1311004 動，該終點係導通時序。本操作係在不適當執行zvs時之 異常操作。也就是，已知具有圖8所示副側串聯諧振電路 之電壓諧振轉換器係執行異常操作’其中在中間負載條件 下不適當執行ZVS。可確認的是在真正圖8所示之電源供 應電路，係執行在圖之A區所指負載變動範圍的異常 操作。 如上所述之設有副側串聯諧振電路之電壓諧振轉換 > 器，與天倶來即具有能有利於維持高效率以抗負載變化的 特性。但是圖9B所示當導通切換裝置Q1時，切換電流 IQ 1以對應之尖峰電流而流動。這增加切換損失，以及導 致減少功率轉換效率的因素。 無論如何，如上所述之異常操作造成定電壓控制電路 系統之相位-增益的移動，因此導致切換操作處於異常的 震盪狀態。所以在目前情況，可強烈體會到將圖8的電源 供應電路付諸實現確有其實際困難。因此，從上述問題的 > 角度觀之，根據本發明的一實施例而產生如下的電源供應 電路。 該切換式電源供應電路包括：整流與平流措施，藉由 整流與平流一交流輸入電壓以取得直流輸入電壓；隨一切 換裝置形成之切換措施，被供以直流輸入電壓與執行切換 操作；切換-驅動措施，用以切換驅動該切換裝置；以及 隔離式轉換器變壓器，藉由至少纏繞主線圈與副線圈所形 成，該主線圈被供以由該切換措施之切換操作所得之切換 輸出，主線圈中所得之切換輸出係在副線圏中感應一交流 -12- (10) 1311004 電壓。 該切換式電源供應電路另外包括：一主側並聯諧振電 路，至少由隔離轉換器變壓器之主線圈之一漏電感元件以 及主側並聯諧振電容器之一電容所形成，而主側並聯諧振 電路將該切換措施之操作轉換爲一電壓諧振式操作；以及 一副側串聯諧振電路，由隔離式轉換器變壓器之副線圈之 一漏電感元件以及以串聯方式與副線圈連接之副側串聯諧 振電容器之一電容所形成； 該切換式電源供應電路亦另包括：副側直流輸出電壓 產生措施，係藉由執行上述隔離式轉換器變壓器之副線圈 中所感應並輸入至該副側直流輸出電壓產生措施的交流電 壓之整流操作以及平流由副側平流電容器的整流操作所導 致之已整流輸出，以產生副側直流輸出電壓；以及定電壓 控制措施’用以在在副側直流輸出電壓上藉由改變切換措 施之切換頻率以執行定電壓控制，而改變上述切換措施之 切換頻率係根據副側直流輸出電壓之位準以控制切換-驅 動措施。 在該切換式電源供應電路中，隔離式轉換器變壓器之 主側與副側間的耦合係數可被設定，以至少在中間負載之 預定負載條件範圍下獲得適當的零電壓切換。主側並聯諧 振電路之諧振頻率與副側串聯諧振電路之諧振頻率可被設 定’以至少獲得某一功率轉換效率，且在預定負載條件下 較高。 因此’本發明消除上述在設有副側串聯諧振電路之電 -13- (11) 1311004 壓諧振轉換器的異常操作。所以設有副側串聯諧振電路之 電壓諧振轉換器易於付諸實現。此外’藉由異常操作的消 除可改善功率轉換效率。 另外，根據本發明，主側並聯諧振電路之諧振頻率與 副側串聯諧振電路之諧振頻率係設定以獲得在預設負載電 力之負載條件下某一與較高之功率轉換效率。電壓諧振轉 換器本質上具備有較高功率轉換效率的特性。本發明可提 供具有較佳功率轉換效率特性之電源供應電路以作爲包括 電壓諧振轉換器之電源供應電路。 【實施方式】 圖1電路圖係根據作爲實行本發明之最佳模式（一實 施例）的第一實施例’用以說明一電源供應電路之組態範 例。如圖所示之電源供應電路係使用單端型系統之電壓諧 振轉換器的一基本組態。 在如圖所示之切換式電源供應電路，一組共模抗流線 圈CMC與兩相對之電容器CL係插入一商用交流電源供給 A C的線路，如圖所示。共模抗流線圈c M C以及相對電容 器CL與CL形成一雜訊濾波器以消除疊加在商用交流電 源供給A C線路之上的共模雜訊。 父流輸入電壓VAC由一橋式整流電路Di所整流。一 平流電容器平Ci由電橋整流電路之整流輸出予以充 電。因此產生的已整流與平流電壓Ei作爲跨平流電容器 C1的一電壓。已整流與平流電壓E丨在隨後階段係作爲切 -14- (12) 1311004 換式轉換器之直流輸入電壓。 例如提供圖1切換式轉換器所需已整流與平流電壓Ei 以作爲直流輸入電壓與切換操作之執行係用以形成具有一 切換裝置Q1之單點系統之電壓諧振轉換器。選擇高耐電 壓MOS-FET作爲在此情況下的切換裝置Q1。驅動電壓諧 振轉換器之系統在此情況下係一外激式系統，在該系統之 切換裝置係由一震盪與驅動電路2所切換驅動之。 來自震盪與驅動電路2的切換驅動信號（電壓）輸出 係用於切換裝置Q 1的閘極。 切換裝置Q1的汲極係連接至隔離式轉換器變壓器 PIT之主線圈N1之線圈起始接頭部位，該隔離轉換器變 壓器將隨後說明。主線圏N 1之線圏末端接頭部位係連接 至平流電容器Ci之正電極接頭。因此，在此情況下，直 流輸入電壓Ei係以串聯主線圈N1方式提供給切換裝置 Q 1。切換裝置Q1的源極係連至一主側接地。 在本案例既然選定MOS-FET作爲切換裝置Q1，—本 體二極體DD係包括在切換裝置Q1之中以倂聯方式連接 至切換裝置Q1之汲極與源極，如圖1所示。本體二極體 DD具有一連接至切換裝置Q1源極之陽極，以及一連接至 切換裝置Q1汲極之陰極。本體二極體DD形成一以相反 方向傳送切換電流之路線，而 電流係由切換裝置Q1之導通on/關閉off操作（切換 操作）所產生。 主-側並聯諧振電容器Cr係以並聯方式連到切換裝置 -15- (13) 1311004 Q 1之汲極與源極。 主-側並聯諧振電容器Cr之電容與隔離式轉換器變壓 器PIT之主線圈N1之漏電感L1形成一主側並聯諧振電路 (電壓諧振電路）以作爲切換電流流經切換裝置q 1之 用。該主側並聯諧振電路執行諧振操作，藉以得到電壓諧 振型操作以作爲切換裝置Q1之切換操作。因此，所得到 之正弦諧振脈波形以作爲在切換裝置Q1之off期間跨切 換裝置Q1之電壓（汲極到源極之電壓）VI。 例如震擾與驅動電路2包括一透過外激式系統以驅動 該切換裝置Q1之震盪電路。震盪與驅動電路2產生作爲 閘電壓的驅動信號用來切換-驅動得自震盪電路之震盪信 號爲基礎之M0S-FET’以及將該驅動信號運用至切換裝置 Q1之閘極。因此切換裝置Q1根據相對於驅動信號週期之 切換頻率以執行連續on/off操作。也就是切換裝置qi執 行切換操作。 隔離式轉換器變壓器PIT將主側切換式轉接器之切換 輸出傳送到具有主側與副側相互絕緣以抗直流電流之副 側。 圖2係一剖面圖說明設於圖1電源供應電路之隔離式 轉換器變壓器PIT結構的範例。 如圖2所示，隔離式轉換器變壓器PIT具有一由鐵酸 鹽磁體材料之E形鐵芯CR1與CR2相互結合所形成之EE 型鐵芯（EE-形鐵芯）’其中該結合方式係鐵芯CR1磁腳 與鐵芯CR2磁腳採面對面方式。 -16- (14) 1311004 例如隔離式轉換器變壓器PIT亦具有一由合成樹脂所 形成之捲線筒B，以及具有一彼此分離之主側線圈部位與 副側線圏部位因而導致相互獨立。主線圈N1係纏繞於捲 線筒B之一線圈部位。副線圈N2係纏繞於捲線筒B之另 —線圈部位。主側線圈因此纏繞於捲線筒B以及副側線圈 '附接於上述之EE型鐵芯（CR1與CR2)。因此主側線圈 與副側線圈在分別不同線圈區以纏繞EE型鐵芯之中間磁 • 腳。因此得到整個隔離式轉換器變壓器PIT的結構。 此外具有間距長，例如約2釐米或以上之間距G在如 圖所示之EE型鐵芯之中間.磁腳所形成。因此得到具有例 如耦合係數 k 4 0.7或以下之一鬆耦合狀態。也就是，得 到比起在圖8所示之先前技術電源供應電路之隔離式轉換 器變壓器PIT更鬆耦合的狀態。順帶一提，藉著使E形鐵 芯CR1與CR2之中間磁腳短於E形鐵芯CR1與CR2之兩 外部磁腳，則間距G即可形成。 ® 如上所述，隔離式轉換器變壓器PIT之主線圈N1之 —接頭係連接至切換裝置Q1之汲極。因此，切換裝置Q1 . 之切換輸出係傳送至主線圈N1，使得交流電壓出現於主 線圏N1。主線圈N1所感應之交流電壓出現在隔離式轉換 器變壓器PIT之副側。 副線圈N2係以串聯方式連接至一副側串聯諧振電容 器C2。因此，副線圈N2之漏電感L2與副側串聯諧振電 容器C2之電容形成一副側串聯諧振電路。該副側串聯諧 振電路係根據副側整流電路之整流操作以執行諧振操作， -17- (15) 1311004 藉以使副線圈電流流經副線圏N2係呈現正弦形式。換言 之，在副側得到電流諧振操作。 在本案例之副側整流電路藉連接兩整流二極體Do 1與 D〇2以及一平流電容器C0至副線圈N2以形成倍壓器半波 整流電路，其中副線圈N2係以如上所述串聯方式連接至 副側串聯諧振電容器C2。對此倍壓器半波整流電路的連 接模式而言，整流電路副線圏N2之線圈末端接頭部位面 係透過副側串聯諧振電容器C2而與整流二極體Do 1陽極 以及整流二極體D〇2陰極相連。整流二極體Dol陰極係 連接至平流電容器C0正電極端。副線圏N2之線圈起始接 頭部位、整流二極體D〇2陽極，以及平流電容器C0負電 極端係連接至副側接地。 因此形成倍壓器半波整流電路之整流操作如下所述。 首先，在相當於副側線圈電壓V2的一極性之半週 期，一順向電壓係用至整流二極體D〇2。因此整流二極體 D〇2主導已整電流充電至副側串聯諧振電容器C2。所以產 生跨副側串聯諧振電容器C2之電壓，該電壓具有相當於 交流電壓乘上整體在副線圏N2所感應之電壓之位準。其 次，在相當於副側線圈電壓V 2的另一極性之半週期’一 順向電壓係用至整流二極體Do2，以及因而造成整流二極 體D〇2。在此時，平流電容器C0藉由將副線圈電壓V2之 電位疊加至跨副側串聯諧振電容器C2之電壓而得到之電 位以充電。 因此具有相當於在副線圈N2所感應交流電壓位準兩 -18- (16) 1311004 倍之位準的副側直流輸出電壓EO係得到以作爲跨平流電 谷器C0之電壓。在此整流操作中，平流電容器c〇僅在副 線圈N2所感應之交流電壓的一個半週期被充電。換言 之，得到倍壓器半波整流操作。 副側直流輸出電壓EO係用於供應一負載。副側直流 輸出電壓EO亦分岔作爲對控制電路1的偵測電壓之輸 出。 控制電路1係根據在副側直流輸出電壓E0輸入至控 制電路1位準的改變以提供偵測輸出給震盪與驅動電路 2。當根據輸入至震盪與驅動電路2之控制電路〗之偵測 輸出’以改變在一切換週期之期間TON與期間TOFF之間 的切換頻率或工作比（傳導角），則震盪與驅動電路2驅 動切換裝置Q 1。此操作係對副側直流輸出電壓提供之定 電壓控制操作。 電壓諧振轉換器之基本定電壓控制操作係透過固定切 換裝置Q1之off期間TOFF以及變化地控制切換裝置qi 之on期間TON以改變切換頻率。但是，當本實施例所提 供之副側串聯諧振電路，在PWM (脈寬調變）控制下如 上所述控制在一切換週期之傳導角，即可執行作爲PWM (脈寬調變）之定電壓控制操作。換言之，切換頻率控制 與PWM控制的混合控制係作爲整體定電壓控制操作之執 行。 經過上述變化地控制切換裝置Q1之切換頻率與傳導 角’在電源供應電路中主側與副側之諧振阻抗以及電力傳 -19- (17) 1311004 輸有效期間即受到改變，導致從隔離式轉換器變壓器PIT 之主線圈N1到副線圈N2的電力傳輸量，以及從副側整 流電路到負載的電力供應量受到改變。副側直流輸出電壓 Ε Ο之位準因此受控制，以致於中止了在副側直流輸出電 壓EO的變化。換言之，穩定了副側直流輸出電壓EO。 '具有圖1所示電路組態之電源供應電路之真正主要部 位係由如下設定所形成。 # 對隔離式轉換器變壓器PIT而言，選擇一EER-35鐵 芯，以及間距G係設爲間距長2.2釐米。對主線圈N1與 副線圈N2分別的匝數係選定，N1=38T以及N2 = 27T。因 此k = 0.67係設定以作爲隔離式轉換器變壓器PIT之耦合 係數。
Cr = 5600pF係選定以作爲主-側並聯諧振電容器Cr。 主-側並聯諧振電路的諧振頻率f〇l=219 kHz係由主-側並 聯諧振電容器Cr之電容設定與由隔離式轉換器變壓器pit ® 之結構所得之主線圏N1之漏電感L1所設定。C2 = 0.039 uF係選定作爲副側串聯諧振電容器C2之電容。副側串聯 . 諧振電路的諧振頻率f〇2=l 13.3 kHz係由副側串聯諧振電 容器C2之電容設定與由隔離式轉換器變壓器PIT之結構 所得之副線圈N2之漏電感L2所設定。可以說以相對之術 語觀之，存在一關係f〇l与2xf〇2。 對電源供應電路所處理負載功率而言，最大負載功率 Pomax = 300 W，以及最小負載功率 P〇min = 0 W (無負 載）。副側直流輸出電壓E〇之評定位準係175 V。 -20- (18) 1311004 圖3A、3B與3C波形圖係說明以切換裝置Q1之切換 週期爲根據在圖1所示電源供應電路裡主要部位之操作。 圖3A係說明一切換電壓VI、一切換電流IQ1、 一主線 圈電流II、一副線圈電流12、一副側整流電壓VD2 ’以 及副側整流電流 ID1 與 ID2 在最大負載功率 Pomax = 300W。圖3B係說明一切換電壓 VI、一切換電流 IQ1 ' 一主線圈電流11，以及一副線圈電流12對一中間 負載功率Po = 225 W。圖3C係說明一切換電壓VI、一切 換電流IQ1、以及副線圈 V2在最小負載功率Pomin = 0 W。 圖1之電源供應電路之基本操作將搭配圖3A在最大 負載功率P〇max = 300W時之波形圖做說明。 切換電壓VI係切換裝置Q1之汲極對源極電壓。切 換電流IQ 1係一從汲極流至切換裝置Q 1 (以及本體二極 體DD)之電流。切換電壓VI與切換電流IQ1係表示切換 裝置Q 1之開與關的時間。切換週期係分成期間TON與期 間TOFF，其中期間TON係指切換裝置Q1在導通時所在 之期間，期間TOFF係指切換裝置Q1在關閉時所在之期 間。切換電壓V 1在期間TON時係位於零準位，以及在期 間TOFF時係形成一諧振脈波。切換電壓V 1之諧振脈波 係得到以作爲一正弦諧振波形因爲主側切換式轉換器係電 壓諧振型操作。 切換電流IQ1在期間TOFF時係位於零準位。在達到 導通時間即當期間TOFF結束與期間TON開始時，切換電 -21 - (19) 1311004 流IQ 1藉流經本體二極體DD首先形成負電極的波形。然 後切換電流IQ 1藉從汲極流到源極被逆向而形成正電極的 波形。切換電流IQ 1如此的波形係表示ZV S被適當地執 行。 在正電極TON期間之切換電流IQ 1包括一相當於副 線圈電流12 (副側串聯諧振電流）之正弦-形狀部位，將 隨後說明。這表示流在主側切換式轉換器之電流係受到副 側串聯諧振電路之影響。 主線圏電流11係一流經主線圈N1之電流，且主線圈 電流11係結合流經切換裝置Q1之電流分量以及流經主-側並聯諧振電容器Cr之電流。主線圈電流11在期間 TOFF的波形係相當於流經主-側並聯諧振電容器Cr電流 之波形。 副線圏電流12、副側整流電壓VD2，以及副側整流電 流ID 1與ID2代表副側整流電路之操作。 根據副線圈N2感應之交流電壓V2，如上所述整流二 極體Dol與D〇2交替主導在交流電壓V2之分別半-週期 之期間。作爲跨整流二極體Do2電壓之副側整流電壓VD2 於半波期間係位在零位準，在該期間由整流二極體D〇2所 主導，因此副側整流電流ID2流動，以及副側整流電壓 VD2於半波期間係強加在副側直流輸出電壓Eo之上，在 該期間由整流二極體Do 1所主導，因此副側整流電流ID 1 流動。 副側整流電流ID 1與ID2流至平流電容器C0以致彼 -22- (20) 1311004 此交替以半波正弦形式呈現，如圖所示。藉組合副側整 電流ID 1與ID2即可得到流經副線圈N2之副線圈電 12，該副線圈電流12係以正弦形式如圖所示。藉副側串 諧振電路之諧振操作可得到該副線圈電流12之正弦 式。也就是，所得的副線圈電流12之正弦形式係作爲 流諧振（串聯諧振）波形。 在本案例之副側整流電流ID 1與ID2以具有實質上 同傳導角與相同尖峰位準來流動。 參考圖3B所示在中間負載功率P〇 = 225W時之波形 及在具有圖3A所示各個部位之操作之圖3C所示在最小 載功率Pomin = 0 W時之波形係說明當處在從輕微負載到 有負載之過渡時期時，主側切換式交換器之操作縮短了 換週期（TOFF+ TON )之期間長。這意味著根據最大負 功率Pomax到最小負載功率Pomin範圍之負載變化所做 定電壓控制操作，對切換頻率發生了相當的改變，將隨 說明。此外，將注意力放在介於期間TOFF與期間TON 間的工作比，當發生輕微負載到沒有負載之過渡時期， 間TOFF增加時，期間TON反而減少。這意味著根據最 負載功率Pomax到最小負載功率Pomin範圍之負載變化 做的定電壓控制操作，介於期間TOFF與期間TON之間 作比亦會受PWM控制所改變。圖3B所示在中間負載功 Po = 22 5W時切換電流IQ1波形係說明切換電流IQ1在期 TON開始時以負電極流經本體二極體dD，與圖3 A情 相同。換言之，適當的ZVS被得到。圖3C所示在最小 流 流 聯 形 電 相 以 負 沒 切 載 的 後 之 期 大 所 工 率 間 況 負 -23- (21) 1311004 載功率 Pomin = 0W時對切換電流iQi而言這是成立的 這意味著圖1所示之電源供應電路在所有電源供應電路 處理負載功率的範圍皆保證ZVS的運作。 圖4係針對圖1電源供應電路所示之實驗結果，在 對於不同的負載時，說明 AC —DC功率轉換效 ‘ （ηΑ(： —DC )、切換頻率fs，以及期間TON的時間長 不同的特性。 # 如圖4所示，當負載在最小負載功率Pomin到最 負載功率Pomax的範圍內變的愈重時，則期間TON的 間長增加。當負載從最大負載功率P 〇 m ax到中間負載功 Po =約225W重負載條件下範圍內變的愈輕時，則切換 率fs以增加改變。在中間負載條件從負載功率p〇 = 225W到負載功率Po =約125W，切換頻率fs幾乎不變故 視爲常數。在輕微負載條件從負載功率P〇 =約125W到 小負載功率P〇min=0W，隨著負載變的愈輕而切換頻率 • 又變的增加。 像這樣的切換頻率fs特性係表示對定電壓控制 .言，在圖1電源供應電路的操作模式產生如此轉變，使 在重負載的範圍（P〇 : 300W到225W)定電壓控制主要 切換頻率控制（PFM )來執行，以及在中間負載的範 (Po : 125W到225W)定電壓控制主要由PWM控制來 行。但是實際上，期間TON隨著圖示的從最大負載功 Pomax = 300W到最小負載功率Pomin = 〇W之負載變化而 變，以及雖然沒在圖上表示，但期間TOFF亦隨著負載 可 相 益 等 大 時 率 頻 約 可 最 f s 而 得 由 圍 執 率 改 變 -24- (22) 1311004 化而改變。因此，從電源供應電路處理整個負載範圍的觀 點來看，複合式定電壓控制操作係被執行，其中切換頻率 控制與PWM控制同時受影響。像這樣的複合式控制係具 備高控制的靈敏度。 關於定電壓控制的真實量測結果如下說明。 切換頻率fs之可變範圍係在122.0 kHz到142.8 kHz 之間，因此頻差（△ Fs )係20.8 kHz，該可變範圍對穩定 副側直流輸出電壓 Εο在 175V 從最大負載功率 Pomax = 300W到最小負載功率P〇min = 0W之負載變化是必 要的。隨著從最大負載功率P〇max = 3 00W到最小負載功率 Pomin = 0W之負載變化，期間TON在5.4us到2.4us範圍 做改變，以及期間TOFF在2.8us到4.6us範圍做改變。 AC —DC功率轉換效益（nAC —DC)在最大負載功率 Pomax = 3 00W 時係爲 η AC — D C = 9 1 · 8 %。AC —DC 功率轉換 效益（ηΑ<： —DC)隨著從最大負載功率PomaX = 300W到最 小負載功率 P〇min = 0W範圍之負載變的愈輕而增加。 ηΑΟ： —DC = 93.9%係所量測之最大値。雖然AC —DC功率轉 換效益（ηΑ<： —DC)在輕負載P〇 = 75W與以下之條件下係 減少，ηΑ(： —DC = 90.2%在負載功率Ρ ο = 2 5 W。換言之，在 電源供應電路處理幾乎所有負載功率範圍內，AC — DC功 率轉換效益（n.AC —DC )的値係90%或以上。例如，在負 載條件下92.9%係ηΑ(： —DC所量測一平均値，在最大負載 功率100%之負載功率、最大負載功率75%之負載功率、 最大負載功率50%之負載功率，以及最大負載功率25%之 -25- (23) 1311004 負載功率。因此，根據本實施例所施行之電源供應電路具 有非常有利之AC —DC功率轉換效益。 下面可以說對圖1電源供應電路到目前爲止說明。 與圖1電源供應電路相比，參考如圖9B所描述，圖 8電源供應電路在中間負載時造成異常操作，在該異常操 作中，於切換裝置Q1的關閉期間（TOFF )結束前，一電 流以正電極方向（在本案例從汲極到源極）流經切換裝置 Q1，因此並沒得到ZVS操作。因此將圖8電源供應電路 付諸實現被視爲困難重重。 另一方面，參照圖3A到3C波形圖描述，根據圖1所 示本實施例的電源供應電路在電源供應電路所處理整個負 載功率範圍內以執行ZVS操作。換言之，於中間負載之異 常操作被消除。因此，設有副側串聯諧振電路之單點系統 之電壓諧振轉換器可容易付諸實現。 消除中間負載條件下異常操作係主要在耦合係數k ^ 〇·7或以下設定鬆耦合之狀態，而耦合係數係在隔離式轉 換器變壓器PIT。 可以肯定的是當提供具有副側串聯諧振電路之電壓諧 振轉換器，則在中間負載條件下，如傳統操作所述之異常 操作即出現。換言之，當主側並聯諧振電路形成電壓諧振 轉換器且副側串聯諧振電路同時運作，則因交互作用造成 異常操作的出現。因此，根據本實施例，當隔離式轉換器 變壓器PIT之耦合係數k係設在所需要的値小於在電源供 應電路的傳統値，則主側並聯諧振電路與副側串聯諧振電 -26- (24) 1311004 路之間交互作用減弱，因此在中間負載條件下之異 即消除。 特別的是圖9B所示的現象，譬如在該現象中 TOFF結束時間的之前與之後，正電極性的切換電 流動的現象並沒有觀察到，故得到相當於正常ZV S 電流IQ1波形。 譬如電源供應電路之定電壓控制特性如圖5所 在該電源供應電路裡，隔離式轉換器變壓器pit之 合係數係針對具有在本實施例中的副側串聯諧振電 壓諧振轉換器而設定。 圖5係說明特性曲線A、B、C與D。特性曲3 B分別代表在最大負載功率Pomax與最小負載功率 之定電壓控制特性，該等特性相當於主側並聯諧振 諧振頻率f〇 1。特性曲線C與D分別代表在最大負 Pom ax與最小負載功率Pomin之定電壓控制特性’ 性相當於副側串聯諧振電路之諧振頻率f〇2。 一般說來，並聯諧振電路具有當接近諧振頻率 諧振組抗之特性。因此，關於主側並聯諧振電路之 率f〇 1與切換頻率fs，副側直流輸出電壓Eo形成 曲線，在該曲線中當切換頻率fs接近諧振頻率時 低副側直流輸出電壓Eo之位準，表示在圖5的特 A與B。特性曲線A與B亦說明作爲相當於主側並 電路之諧振頻率fo 1之定電壓控制特性，在最大負 Pomax條件下副側直流輸出電壓Eo之位準係偏移 常操作 ，期間 流IQ1 之切換 描繪， 上述耦 路之電 泉A與 Pomin 電路之 載功率 該等特 則增加 諧振頻 二次方 ，則降 性曲線 聯諧振 載功率 ，以致 -27- (25) 1311004 低於來自副側直流輸出電壓Eo在最小負載功率Pomin在 相同的切換頻率之預定量。換言之，假設切換頻率fs係 固定不變，當負載變的愈重時，則副側直流輸出電壓Eo 之位準即隨之降低。 串聯諧振電路具有隨著愈接近諧振頻率則諧振阻抗愈 低的特色。因此，與副側串聯諧振電路之諧振頻率fo2具 一致性，副側直流輸出電壓E 〇形成二次曲線，在該曲線 中當切換頻率fs接近諧振頻率時，則提昇副側直流輸出 電壓Eo之位準，表示在特性曲線C與D。亦作爲相當於 副側串聯諧振電路之諧振頻率f〇 2之定電壓控制特性，在 最大負載功率P 〇max條件下副側直流輸出電壓Eo之位準 係偏移，以致低於來自副側直流輸出電壓Eo在最小負載 功率Pomin在相同的切換頻率之預定量。 既然在本實施例設定該關係式fo 1与2 X fo 2，則在表示 切換頻率之橫座標上，諧振頻率fo 1所表示之値高於諧振 頻率fo2。 根據本實施例，當提供這樣特性曲線A、B、C，與D 之電源供應電路真正穩定副側直流輸出電壓E 〇在預定比 較位準tg，切換頻率之可變範圍（必要控制範圍）在圖5 以△ Fs表示。這樣特性意味著譬如在必要控制範圍△ Fs 內，改變切換頻率所造成控制的轉變，其中轉變前控制係 指在主側並聯諧振電路之諧振頻率fo 1由諧振阻抗（電容 性電感）主導之控制，轉變後控制係指在副側串聯諧振電 路之諧振頻率f〇2由諧振阻抗（電感性阻抗）主導之控 -28 - (26) 1311004 制。 參考圖4所述根據負載變化，像這樣的控制轉變係視 爲相當於改變定電壓控制操作模式之轉變。 傳統電壓諧振轉換器之耦合係數k並不像本實飑例裡 隔離式轉換器變壓器PIT之耦合係數那麼低，由於從主側 到副側功率傳輸的損失增加使得低耦合係數k所引起功率 轉換效益減少的原因，以致提供鬆耦合的狀態。 • 但是，如圖4實驗結果所示，在電源供應電路所處理 實質地整個負載功率範圍之下，本實施例具有非常有利之 功率轉換效益特性。 本實施例係以下列結構爲基礎以得到功率轉換高效 益。 已知電源供應電路的結構從功率轉換效益看來係必要 的，其中在該電源供應電路裡，副側串聯諧振電路係用來 提供給電壓諧振轉換器。特別是，本結構具有一特質在最 ® 大負載功率轉換到輕負載時，則功率轉換效益提昇，因此 可說在不同負載時具有非常有利之功率轉換效益特性，比 . 起電流諧振轉換器在負載變輕時則功率轉換效益減低。此 外’藉運用單點系統在電壓諧振轉換器以及使用最少需求 的一切換裝置，就可降低切換損失，比起具有複數個切換 裝置的結構，譬如像半橋式耦合系統、全橋式耦合系統， 以及推-拉系統。這亦是另外一個改善功率轉換效益的因 素。 此外，如上所述，本實施例提供適當ZVS操作以消除 -29- (27) 1311004 在中間負載時之異常操作。在該異常操作的現象裡’切換 裝置Q1係於導通時間前（期間T0N開始）導通’且正電 極之切換電流IQ1流過切換裝置Q1源極與汲極之間’如 圖9B所示。切換電流IQ1這樣的操作增加了切換損失。 在本實施例中，相應異常操作之切換電流IQ1並沒發生’ 因此消除了切換損失的增加。這是改善功率轉換效益的因 素。 φ 另外，在圖1所示電源供應電路裡，對應主側並聯諧 振電路之諧振頻率fo 1與副側串聯諧振電路之諧振頻率 fo 2之設定係改善功率轉換效益的主要因素。如上所述， 在本實施例中，92.9%係功率轉換效益ηΑ(： —DC所量測一 平均値，在最大負載功率100%之負載功率、最大負載功 率75%之負載功率、最大負載功率50%之負載功率，以及 最大負載功率25%之負載功率。在這樣的負載條件下藉由 調整諧振頻率f〇 1與f〇2最終係得到功率轉換效益特性。 • 換言之，在進行針對諧振頻率fol與fo2做不同設定的實 驗以及上述關係式 fol与2xfo2 其中f〇l=219 kHz與 f〇2=l 13.3 kHz設定之後，最後係得到功率轉換效益特 性。 藉由設定上述諧振頻率fo 1與f〇 2，以改善功率轉換 效益的原因之一’將隨後說明之。從圖3 A的切換電流 IQ1與圖9A的切換電流iqi比較可瞭解，相當於本實施 例之圖3A的切換電流IQ1波形，在期間TON結束之前具 有一尖峰。 -30- (28) 1311004 切換電流IQ 1波形係符合副線圈12之正弦 照圖3 A如上所述。換言之，切換電流I q 1波形 合電流諧振波形的波形成份，該電流諧振波形係 聯諧振電路之諧振操作所得之。副線圈電流12 由諧振頻率f〇2之設定所決定，該諧振頻率f〇2 頻率fo 1有關。 因此，在圖1所示電源供應電路之切換電流 係由主側並聯諧振電路之諧振頻率fo 1與副側串 路之諧振頻率f〇2之適當設定所得之。 圖3A、3B與3C所示切換電流IQ1波形係 閉時間的期間，切換電流IQ 1之位準係受抑制。 流IQ 1之位準在關閉時間的期間受抑制時，則在 期間的切換損失係相對地降低，因此功率轉換效 善。 另外，在圖1所示電源供應電路之隔離式轉 器PIT具有一鬆耦合狀態，該鬆耦合具有某一特 下之鬆耦合係數k，因此副線圈N2的磁力線的 消除。因此如圖3A所示，流入副側整流電路之 ID 1與ID2之尖峰位準間的失衡係可消除，故副 流ID 1與ID2兩者的尖峰位準係保持相等在5安 以圖8所示之電源供應電路當作一傳統範例 造成磁力線的單邊性是因爲該電源供應電路具有 値或以上之耦合係數k。因此，在圖9A裡副側 ID 1與ID2的尖峰位準間的失衡係存在。存在於 波形，參 具有一符 由副側串 的波形係 係與諧振 IQ1波形 聯諧振電 表不在關 當切換電 關閉時間 益因而改 換器變壓 定値或以 單邊性被 已整電流 側已整電 培。 ，該範例 某一特定 已整電流 已整電流 -31 - (29) 1311004 間的失衡，由於整流二極體內的傳導損失，亦增加 損失。 另一方面，如在本實施例中，當消除了在副側 流ID 1與ID2尖峰位準間的失衡，亦消除了由於該 造成的功率損失。因此，得到了改善功率轉換效益 因素。 此外，譬如說圖8所示之傳統電源供應電路可 最大負載功率Pomax係200W，然而根據本實施例 應電路可處理的最大負載功率Pom ax係300W，該 200W之150%。這是可能發生的因爲根據本實施例 供應電路在廣泛的負載變化範圍內具有不錯的功率 益。 截至目前爲止從描述中可瞭解，由於消除中間 的異常操作’主要係透過設定隔離式轉換器變壓器 耦合係數k到某一値或以下，以及適當設定主側並 電路之諧振頻率fol與副側串聯諧振電路之諧 f〇2 ’才得以提升功率轉換效益。隔離式轉換器變壓 之耦合係數k的設定可藉由增加間隙g之間隙長到 値而達到某一値或以下。爲了設定諧振頻率f〇 1與 率fo2’譬如可分別考量隔離式轉換器變壓器PIT 圈Ν1與副線圈Ν 2的漏電感値，而分別設定主側 振電容器Cr以及副側串聯諧振電容器C2的電容値 之’本實施例並不需要額外的零件或元件即可達到 效果。從該角度亦表示根據本實施例所實施的電源 功率的 已整電 失衡所 的另一 處理的 電源供 功率係 的電源 轉換效 負載時 PIT之 聯諧振 振頻率 器PIT 一預設 諧振頻 之主線 並聯諧 。換言 上述的 供應電 -32- (30) 1311004 路具有降低尺寸與重量之電路板。 圖6係根據第二實施例以說明電源供應電路組態的範 例。附帶一提，圖6與圖1相同的零件以相同編號標示’ 因此省略相關說明。 在圖6的電源供應電路具有倍壓器全波整流電路作爲 副側整流電路之用。 在倍壓器全波整流電路的副線圈N2係設有一分接 頭，將副線圈N2分成副線圈N2A與N2B兩部位並以該分 接頭爲界。將副線圈N2 A與N2B設定相同的預定匝數。 副側串聯諧振電容器C2A係以串聯方式連接至副線圈 N2之副線圈N2A面之接頭部位。副側串聯諧振電容器 C2B係以串聯方式連接至副線圈N2之副線圈N2B面之接 頭部位。因此，第一副側串聯諧振電路係由副線圈部位 N2A之漏電感元件與副側串聯諧振電容器C2A之電感所 形成，以及第二副側串聯諧振電路係由副線圏部位N2B之 漏電感元件與副側串聯諧振電容器C2B之電感所形成。 副線圈N2之副線圈N2A面之接頭部位係以串聯副側 串聯諧振電容器C2 A之方式連接至整流二極體Do 1陽極 與整流二極體Do2陰極兩者間之連接點。副線圈N2之副 線圈N 2 B面之接頭部位係以串聯副側串聯諧振電容器c 2 B 之方式連接至整流二極體Do3陽極與整流二極體d〇4陰 極兩者間之連接點。 整流二極體Dol之陰極與整流二極體〇〇3之陰極分 別連接到平流電容器C0之正極端。平流電容器c〇之負極 -33- (31) 1311004 端則連接到副側接地。 整流二極體D 〇 2之陽極與整流二極體D 〇 4之陽極以 及副線圏N2之中間分接頭亦連接到副側接地。 在上述連接的方式中，包括第一副側串聯諧振電路之 第一倍壓器半波整流電路係由副線圈部位N2A、副側串聯 諧振電容器C 2 A、整流二極體D ο 1與D 〇 2，以及平流電容 器C0等所形成，以及包括第一副側串聯諧振電路之第二 倍壓器半波整流電路係由副線圈部位N 2 B、副側串聯諧振 電容器C2B、整流二極體D〇3與Do4，以及平流電容器 C0等所形成。 在副線圈N2所感應交流電壓之一極性的半週期期 間，第一倍壓器半波整流電路藉由副線圈部位N2A、整流 二極體Do2、副側串聯諧振電容器C2A與副線圈部位N2A 依此順序所形成之整流電流路徑以執行整流操作，並將副 側串聯諧振電容器C2A充電至副線圏部位N2A之交流電 壓V2的電位。在副線圈N2所感應交流電壓之其他極性 的半週期期間，第一倍壓器半波整流電路藉由副線圈部位 N2A、副側串聯諧振電容器C2A、整流二極體Dol'平流 電容器C0與副線圏部位N2A依此順序所形成之整流電流 路徑以執行整流操作，並將平流電容器C0充電至某一電 位，該電位係將跨副側串聯諧振電容器C2A之電壓疊加到 副線圈部位N2A交流電壓所得之電位。 在副線圈N2所感應交流電壓之其他極性的半週期期 間，第二倍壓器半波整流電路藉由副線圈部位N2B、整流 -34- (32) (32)
1311004 二極體D〇4、副側串聯諧振電容器C2B與副線圈 依此順序所形成之整流電流路徑以執行整流操作 側串聯諧振電容器C2B充電至副線圈部位N2B 壓（與副線圈部位N2A交流電壓V2相等）的電 線圈N2所感應交流電壓之一極性的半週期期間 壓器半波整流電路藉由副線圈部位N2B、副側串 容器C2B、整流二極體D〇3、平流電容器C0與 位N2B依此順序所形成之整流電流路徑以執行整 並將平流電容器C 0充電至某一電位，該電位係 串聯諧振電容器C2B之電壓疊加到副線圈部位 電壓所得之電位。 根據上述之整流操作，已整流電流將平流霍 充電至該電位，該電位係在副線圈N2所感應交 一極性的半週期，將跨副側串聯諧振電容器C2B 加到副線圈部位N2B所感應交流電壓上所得之電 已整流電流將平流電容器C0充電至該電位，該 副線圏N2所感應交流電壓之其他極性的半週期 側串聯諧振電容器C2A之電壓疊加到副線圈部f: 感應電壓上所得之電位。因此，副側直流輸出電 爲跨平流電容器C0之電壓具有一準位，該準位 兩倍副線圏部位N2A與N2B感應電壓之準位（ 就是，因而得到倍壓器全波整流電路。 因此設有倍壓器全波整流電路之圖6電源供 作爲副側整流電路的主要部位係選定如下。 部位N 2 B ，並將副 之交流電 位。在副 ，第二倍 聯諧振電 副線圈部 流操作， 將跨副側 N2B交流 I容器C0 流電壓之 之電壓疊 ，位，以及 電位係在 ，將跨副 i N2A 所 壓Eo作 係相當於 V2 )。也 :應電路以 -35- (33) 1311004 對隔離式轉換器變壓器PIT而言，係選定ERR-3 5鐵 芯，以及將間距G設定爲2.2釐米間距長。對主線圈 N1 的匝數T而言，N1=37T。對副線圏 N2的匝數T而言， N2 = N2A + N2B = 27T + 27T。因此設定 k = 0.67作爲隔離式 轉換器變壓器PIT之耦合係數k。 * Cr = 5 600pF係選定作爲主-側並聯諧振電容器Cr的電 容値。根據主-側並聯諧振電容器Cr的電容設定以及隔離 # 式轉換器變壓器PIT結構所得之主線圈N 1之漏電感L 1， 則主側並聯諧振電路的諧振頻率 f〇l 係設定爲 fol=2 17kHz。C2 = 0.022uF係選定作爲副側串聯諧振電容 器C2的電容値。根據副側串聯諧振電容器C2的電容設定 以及隔離式轉換器變壓器PIT結構所得之副線圈N2之漏 電感L2，則副側串聯諧振電路的諧振頻率f〇2係設定爲 f〇2=104.8kHz。同樣在第二實施例裡，相對地得到一關係 fol# 2xfo2。 • 同樣在本案例裡，對電源供應電路所處理的負載功率 而言，最大負載功率 P〇max = 3 00W，與最小負載功率 . Pomin = 0W (無負載）。副側直流輸出電壓E〇之比較位準 係 175V 。 根據第二實施例，在因而產生的電源供應電路中進行 的實驗，所提供的操作波形與在圖3 A到3 C的波形圖有實 質上相同的結果，其中圖3A到3C係根據第一實施例所代 表電源供應電路的操作。譬如該實驗說明了可消除在中間 負載時的異常操作。 -36- (34) 1311004 但是，既然副側整流電路係爲倍壓器全波整流電路， 因此在副線圈N2交流電壓的一週期內’各個半波期間所 流入副側整流電路之已整電流ID1與ID2分別是2.5安 培。在本案裡由於副側串聯整流電路（N2A - C2A與 N2B - C2B )的諧振操作，因此已整電流ID1與ID2具有 半波正弦波形。同樣在本案例裡，由於磁力線的單邊性已 消除，所以已整電流ID 1與ID2之尖峰位準彼此相等。 0 以不同的負載變化對 AC —DC 功率轉換效益 (ηΑ(： —DC )以及切換頻率（與期間TON )不同特性而 言，根據第一實施例電源供應電路的實驗結果可獲得.與圖 4實質上相同的結果。 更具體的說，切換頻率fs的可變範圍係落在117.6 kHz與147.1kHz之間，與△Fs = 29.5kHz，該可變範圍係必 要用來穩定副側直流輸出電壓Eo在175V當面對負載變化 從最大負載功率 P〇max = 300W 到最小負載功率 ® Pomin = 〇W。隨著負載變化從最大負載功率 Pomax = 300W 到最小負載功率 P〇min = 0W，期間 TON則在 5.7us到 2.2us之間範圍改變，以及期間TOFF則在2.8us到4.6us 之間範圍改變。 AC —DC功率轉換效益（ηΑ。—DC)在最大負載功率 Pomax = 300W 時係爲 ηΑ(： —DC = 91.8%。AC —DC 功率轉換 效益（ηΑΟ： —DC)隨著從最大負載功率P〇max = 3 00W到 Po =約75W範圍之負載變的愈輕而增加。ηΑ(： — DC = 93.8% 係所量測之最大値。在負載功率P〇 = 25W時，nAC —DC = -37- (35) 1311004 90.0%。因此’根據第二實施例同樣在電源供應電路， AC —DC功率轉換效益（ηΑ(： —DC)的値在電源供應電路 幾乎所有能處理的負載功率範圍係爲90%或更高。在負載 條件下，92.8%係ηΑ(： —DC所量測一平均値，該負載條件 計有在最大負載功率1〇〇 %之負載功率、最大負載功率 7 5 %之負載功率、最大負載功率5 0 %之負載功率，以及最 大負載功率25%之負載功率。 # 根據第三實施例，圖7係根據第三實施例用以說明電 源供應電路組態之範例的電路圖。順帶一提，圖 7與圖 1、圖6相同的零件以相同編號標示，因此省略相關說 明。 圖7的電源供應電路係具有包括橋式整流電路之橋式 全波整流電路’該橋式整流電路係由四個整流二極體 Dol、Do2、Do3，與Do4所構成以作爲隔離式轉換器變壓 器PIT之副側整流電路。此橋式整流電路係構成四個連接 β 點’其中整流二極體Dol陽極與整流二極體d〇2陰極之 間連接點係正電極輸入端、整流二極體D ο 1陰極與整流二 . 極體〇〇3陰極之間連接點係正電極輸出端、整流二極體
Do 3陽極與整流二極體Do4陰極之間連接點係負電極輸入 端，以及整流二極體Do2陽極與整流二極體〇〇4陽極之 間連接點係負電極輸出端。 橋式整流電路之正電極輸入端係藉由副側串聯諧振電 容器C2以連接至副線圈N2之線圈末端接頭部位。正電極 輸出端係連接至平流電容器C0之正電極端。負電極輸入 -38- (36) 1311004 端係連接至副線圈N2之線圈開始接頭部位。負電極輸出 端係連接至副側接地。平流電容器C0之負電極端亦連接 至副側接地。 在相當於副線圏N2之交流電壓V2之一極性的半週 期，在所形成副側整流電路之整流二極體Do 1與整流二極 體Do4則負責執行整流並用已整電流ID 1將平流電容器 C 0予以充電。在副線圈電壓V 2的另一半週期，在該期間 副線圈N2之線圈開始面係處在正電位，整流二極體d〇2 與整流二極體D〇3則負責執行整流並用已整電流ID2將平 流電容器C0予以充電。因此所產生的副側直流輸出電壓 E〇作爲跨平流電容器C0之電壓，而該輸出電壓Eo具有 相當於一倍副線圈N2所感應電壓（V2 )之位準。 副線圈N2與副側串聯諧振電容器C2所形成之串聯電 路係插入一整流電流路徑，該路徑係由符合副線圈N2之 交流電壓V2的正極與負極所形成。換言之，同樣在本案 例中，副線圈N 2之漏電感L 2與副側串聯諧振電容器c 2 之電容係於副側之上形成副側串聯諧振電路。根據副側整 流電路的整流操作，副側串聯諧振電路得以執行諧振操 作。 使用這樣電路組態的圖7電源供應電路係選擇如下的 主要部位。 對隔離式轉換器變壓器PIT而言，係選定ERr_3 5鐵 芯，以及將間距G設定爲2.2釐米間距長。對主線圈 n 1 的匝數T而言，N1 = 37T。對副線圈 N2的匝數T而言， -39- (37) 1311004 N2 = 54T。因此設定k = 0.67作爲隔離式轉換器變壓器 之耦合係數k。
Cr = 7 500pF係選定作爲主-側並聯諧振電容器Cr 容値。根據主-側並聯諧振電容器Cr的電容設定以及 式轉換器變壓器PIT結構所得之主線圈N1之漏電感 則主側並聯諧振電路的諧振頻率 fol係設〕 fol=2 17kHz。C2 = 0.012uF係選定作爲副側串聯諧振 器C2的電容値。根據副側串聯諧振電容器C2的電容 以及隔離式轉換器變壓器PIT結構所得之副線圈N2 電感L2，則副側串聯諧振電路的諧振頻率fo2係設 f〇2 = l 00.3 kHz。同樣在第三實施例裡，相_對地得到一 fol 与 2xfo2。 對電源供應電路所處理負載功率而言，最大負載 Pomax = 300W，以及最小負載功率p〇min = 0W (無負載 副側直流輸出電壓Eo具有一評定位準175V。 根據第三實施例，在電源供應電路中的實驗結果 在圖3A到3C的波形圖係同樣有實質上相同的結果， 之，可確認消除在中間負載時的異常操作。同樣在本 裡，由於副側串聯整流電路的諧振操作，因此流入副 流電路之已整電流ID 1與ID2具有半波正弦波形。在 例裡已整電流ID 1與ID2之尖峰位準分別是2.6安培 彼此相等，係表示磁力線的單邊性已消除。 以不同的負載變化對 AC —DC 功率轉換 (qAC->DC )以及切換頻率（與期間TON)不同特 PIT 的電 隔離 L1， 定爲 電容 設定 之漏 疋爲 關係 功率 )° . 與 換言 案例 側整 本案 ，且 效益 性而 -40- (38) (38)1311004 言，根據第一實施例電源供應電路的實驗結果可獲得與圖 4實質上相同的結果。 更具體的說，切換頻率fs的可變範圍係落在114.9 kHz與137 kHz之間，與ΛΡ3 = 22.1 kHz，該可變範圍係必 要用來穩定副側直流輸出電壓Eo在175V當面對負載變化 從最大負載功率 Pomax = 300W 到最小負載功率 Pomin = 0W。隨著負載變化從最大負載功率 P〇max = 300W 到最小負載功率 P 〇 m i η = 0 W，期間 Τ Ο N則在 5.6 u s到 2.2us之間範圍改變，以及期間TOFF則在3.1us至[J 5.1us 之間範圍改變。 AC —DC功率轉換效益（ηΑ(：->DC )在最大負載功率 Pomax = 3 00W 時係爲 η A C — D C = 9 1 · 8 %。AC —DC 功率轉換 效益（ηΑΟ： —DC)隨著從最大負載功率 Pomax = 3 00W到 Po =約75W範圍之負載變的愈輕而增加。ηΑ(： —DC = 93.8% 係所量測之最大値。在負載功率Po = 25W時，ηΑ(： —DC = 90.0%。因此，根據第三實施例同樣在電源供應電路， AC —DC功率轉換效益（nAC —DC )的値在電源供應電路 幾乎所有能處理的負載功率範圍係爲90 %或更高。在負載 條件下，92.5%係ηΑ(： —DC所量測一平均値，該負載條件 計有在最大負載功率100 %之負載功率、最大負載功率 75 %之負載功率、最大負載功率50 %之負載功率，以及最 大負載功率25%之負載功率。 應該注意的是本發明不應受限於前述實施例所示的組 態。例如，對於主側電壓諧振轉換器之電路組態以及包括 -41 - (39) (39)1311004 畐1J側串聯諧振電路之副側整流電路組態的細節，應可想像 至1J不同的組態。 此外，不同於MOS-FET之裝置可選定爲切換裝置。 另外，雖然前述實施例包括一外激式切換轉換器，但是本 發明亦可運用在以自激式轉換器所構成之切換轉換器的情 況。 相關技術的專業人士應該了解，視設計要求與其他等 等因素而定，當這些因素落於本發明所增補之專利申請範 圍或者相關之同等物，則可以出現各種修正、組合、子組 合與變更。 【圖式簡單說明】 圖1係根據本發明的第一實施例用以說明電源供應電 路之組態範例之電路圖； 圖2係根據本實施例用以說明設於電源供應電路之隔 離轉換器變壓器結構範例之電路圖； 圖3A、3B與3C係根據第一實施例以切換週期爲基 礎用以說明電源供應電路之主要部位操作之波形圖； 圖4係根據第一實施例針對電源供應電路之負載變化 用以說明AC —DC功率轉換效率之變化、切換頻率，以及 切換裝置之on期間之特性圖； 圖5係根據本實施例用以槪念式說明電源供應電路之 定電壓控制特性圖； 圖6係根據本發明的第二實施例用以說明電源供應電 -42- (40) 1311004 路之組態範例之電路圖； 圖7係根據本發明的第三實施例用以說明電源供應電 路之組態範例之電路圖； 圖8係用以說明電源供應電路之組態傳統範例之電路 圖； 圖9A、9B與9C係用以說明圖8所示電源供應電路 之主要部位操作之波形圖； • 圖1 〇係針對圖8所示電源供應電路之負載變化用以 說明AC —DC功率轉換效率之變化、切換頻率，以及切換 裝置之on期間之特性圖；以及. 圖11係以槪念式說明傳統電源供應電路之定電壓控 制特性圖。 【主要元件符號說明】 Q1 :切換裝置 ® Cr :主Μ並聯諧振電容器 Ν1 :主線圈 - PIT :隔離式轉換器變壓器 N2 :副線圈 Ci :平流電容器 C2 :副側串聯諧振電容器 Dol:整流—極體 Do2 :整流二極體 1 :控制電路 -43- (41) 1311004 2:震盪與驅動電路 DD :本體二極體 N2A :副線圏 N2B :副線圈 N2 :副線圈 _ B :捲線筒 C R 1 : E形鐵芯 # CR2 : E形鐵芯 G :間隙 C 〇 :平流電容器 C M C :共模抗流線圈 D 〇 3 :整流二極體 D〇4 :整流二極體 CL :電容器 D i :橋式整流電路 • -44

Claims (1)

1311004 ⑴ 十、申請專利範圍 1.一種切換式電源供應電路，包含： 整流與平流措施，藉由整流與平流一交流輸入電壓以 取得直流輸入電壓； '隨一切換裝置形成之切換措施，被供以上述直流輸入 •電壓以及執行切換操作； 切換-驅動措施，用以切換-驅動上述切換裝置； φ 隔離式轉換器變壓器，藉由至少纏繞一主線圈以及一 副線圏所形成，該主線圈被供以由上述切換措施之切換操 作所得之切換輸出，該主線圈中所得之切換輸出係在副線 圏中感應一交流電壓； 主側並聯諧振電路，至少由上述隔離式轉換器變壓器 之主線圈之漏電感元件以及主側並聯諧振電容器之電容所 形成，該主側並聯諧振電路將上述切換措施之操作轉換成 一電壓諧振式操作； • 副側串聯諧振電路，由上述隔離式轉換器變壓器之上 述副線圈之漏電感元件以及與該副線圈串聯之副側串聯諧 振電容器之電容所形成； 副側直流輸出電壓產生措施，係藉由執行上述隔離式 ' 轉換器變壓器之副線圈中所感應並輸入至該副側直流輸出 電壓產生措施的交流電壓之整流操作以及平流由副側平流 電容器的整流操作所導致之已整流輸出，以產生副側直流 輸出電壓；以及 定電壓控制措施，用以在上述副側直流輸出電壓上藉 -45- (2) 1311004 由改變上述切換措施之切換頻率以執行定電壓控制，而改 變上述切換措施之切換頻率係根據上述副側直流輸出電壓 之位準以控制上述切換-驅動措施； 其中上述隔離式轉換器變壓器之主側與副側間的耦合 ' 係數係被設定，以至少在中間負載之預定負載條件範圍下 • 獲得適當的零電壓切換，以及 上述主側並聯諧振電路之諧振頻率與上述副側串聯諧 φ 振電路之諧振頻率係被設定，以至少獲得某一功率轉換效 率，且在預定負載條件下較高。 2.如申請專利範圍第1項之切換式電源供應電路，其 中上述副側直流輸出電壓產生措施包括一倍壓器半波整流 電路，用以在上述副線圈中所感應之交流電壓的每半週期 中，將上述副側串聯諧振電容器與上述副側平流電容器之 一充電，以及產生具有對應於上述交流電壓的兩倍位準之 位準的上述副側直流輸出電壓。 φ 3 .如申請專利範圍第1項之切換式電源供應電路， 其中上述副線圈係由一分接頭所分開； 一副側串聯諧振電容器係以串聯方式連接至上述已分 開之副線圏之各端部位；以及 ' 上述副側直流輸出電壓產生措施包括一倍壓器全波整 流電路，用以在上述副線圈中所感應之交流電壓的每半週 期，將上述副側串聯諧振電容器與上述副側平流電容器之 一充電，以及產生具有對應於上述交流電壓的兩倍位準之 位準的上述副側直流輸出電壓。 -46- (3) 1311004 4.如申請專利範圍第1項之切換式電源供應電路， 其中上述副側直流輸出電壓產生措施包括一橋式整流 電路，以及執行全波整流操作。
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