KR20030081476A

KR20030081476A - 스위칭 소자에 의해 구동주파수를 가변제어한 스위칭전원회로

Info

Publication number: KR20030081476A
Application number: KR10-2003-7011411A
Authority: KR
Inventors: 야스무라마사유키
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 2001-03-05
Filing date: 2002-03-05
Publication date: 2003-10-17
Also published as: EP1367705A4; WO2002071589A1; EP1367705A1; US20040196671A1; US6831846B2

Abstract

자려식의 전압공진형 컨버터를 구비하는 복합공진형 스위칭 컨버터에 동일 코어에 검출권선(NA), 자려발진구동회로의 구동권선(NB) 및 제어권선(NC)을 권장한 드라이브 트랜스(CDT)의 제어권선(NC)에 도통제어소자(Q2)를 직렬접속하고, 도통제어소자(Q2)의 전류도통량을 가변하므로, 자려발진구동회로에서 스위칭소자(Q1)의 베이스에 흐르는 베이스전류레벨을 가변하고, 스위칭 주파수를 가변제어한다. 이것에 의해, 스위칭소자의 도통각 및 스위칭 주파수가 동시에 가변되고, 컨버터의 이차측의 직류출력을 정전압 제어한다. 이와 같은 드라이브 트랜스(CDT)를 이용함으로써 자려발진 구동회로의 변동을 억제하는 동시에, 소형화를 도모할 수 있다.

Description

스위칭 소자에 의해 구동주파수를 가변제어한 스위칭 전원회로{Switching power source circuit with drive frequency variably controlled by switching element}

스위칭 전원회로로서, 예를 들면 각종 공진형 컨버터에 의한 스위칭 전원회로가 각종 제안되고 있다. 공진형 컨버터는 용이하게 고전력 변환효율이 얻어지는 동시에, 스위칭 동작파형이 정현파 형상으로 되므로 저노이즈가 실현된다. 또, 비교적 소수의 부품갯수에 의해 구성할 수 있다는 장점도 갖고 있다.

도 14에 나타내는 회로도는 종래 기술로서의 스위칭 전원회로의 일예를 나타내고 있다. 이 도면에 나타내는 전원회로의 기본 구성으로서는, 일차측 스위칭 컨버터로서 전압공진형 컨버터를 구비하고 있다.

이 도면에 나타내는 전원회로에서는, 브리지 정류회로(Di) 및 평활 콘덴서(Ci)에 의해 상용 교류전원으로부터 정류평활전압(Ei)을 생성한다.

정류평활전압(Ei)을 입력하여 단속하는 전압공진형 컨버터로서는, 싱글엔드방식이 채용된다. 또, 구동방식으로서는 자려식의 구성을 채택하고 있다. 이경우, 전압공진형 컨버터를 형성하는 스위칭소자(Q1)에는, 고내압의 BJT(Bipolar Junction Transistor)등의 바이폴라 트랜지스터가 선정된다. 이 스위칭소자(Q1)의 콜렉터-에미터 간에 대해서는, 일차측 병렬공진 콘덴서(Cr)가 병렬로 접속된다. 또, 베이스-에미터간에 대해서는, 클램프 다이오드(DD)가 접속된다. 여기서, 병렬공진 콘덴서(Cr)는 절연 컨버터 트랜지스터(PIT)의 일차권선(N1)에 얻어지는 누설 인덕턴스(L1)와 함께 일차측 병렬 공진회로를 형성하고 있고, 이것에 의해 전압공진형 컨버터로서의 동작이 얻어지도록 되어 있다.

그리고, 스위칭소자(Q1)의 베이스에 대해서는 구동권선(NB)-공진콘덴서(CB)-베이스 전류제한저항(RB)으로 이루는 자려발진 구동회로가 접속된다. 스위칭소자(Q1)에는 이 자려발진 구동회로에서 발생되는 발진신호를 기초로 하는 베이스 전류가 공급되므로 스위칭 구동된다. 또한, 기동시에 있어서는 정류평활전압(Ei)의 라인으로부터 기동저항(Rs)을 통하여 베이스에 흐르는 기동전류에 의해 기동된다.

도 15a, 도 15b에 직교형 제어트랜스(PRT)의 구조를 나타낸다. 도 15a는 그 전체 구조를 설명하기 위한 외관사시도, 도 15b는 권장되는 권선의 권선방향을 설명하기 위한 단면사시도이다.

이 직교형 제어트랜스(PRT)는 구동권선(NB)과 공진전류 검출권선(ND)의 권장방향에 대하여 그 권장방향이 직교하도록 하여 제어권선(NC)이 권장되어 구성된다.

또, 이 직교형 제어트랜스(PRT)에서는 자각(21a∼21d)의 각각과 자각(22a∼22d)의 각각의 접합부분에 대하여 갭길이(G)를 10㎛가 되도록 하고 있다.

이 직교형 제어트랜스(PRT)의 제어권선(NC)로서는 예를 들면 60㎛Φ의 폴리 우레탄 피복동선에 의해 1000T(turn) 감겨지고, 검출권선(ND)은 0.3mmΦ 폴리 우레탄 피복동선에 의해 1T, 구동권선(NB)은 0.3mmΦ의 폴리 우레탄 피복동선에 의해 3T 감겨진다.

절연컨버터 트랜스(PIT)는 일차측에 얻어지는 스위칭 컨버터의 스위칭 출력을 이차측에 전송한다.

이 절연컨버터 트랜스(PIT)의 구조로서는, 예를 들면 제 16도에 나타내는 것같이, 페라이트의 E형 코어(CR1, CR2)로 이루는 EE형 코어를 구비한다. 그리고, 도시하는 것같이 하여, 분할보빈(B)을 이용하여, 함께 리츠선인 일차권선(N1)과 이차권선(N2)을 각각 분할된 영역에 대하여 권장한다.

그리고, EE형 코어의 중앙자각에 대해서는 도면과 같이 갭(G)을 형성하도록 하고 있다. 이 갭(G)의 갭길이에 의해서 절연컨버터 트랜스(PIT)에 있어서의 누설 인덕턴스가 결정되고, 또, 소요의 결합계수에 의한 소(疎)결합의 상태를 얻도록 하고 있고, 그 만틈 포화하기 어렵도록 하고 있다. 이 갭(G)은 E형 코어(CR1, CR2)의 중앙 자각을 2개의 외자각 보다도 짧게 하므로 형성할 수 있고, 이 경우의 갭길이로서는 1mm정도로 된다.

도 14에 나타내는 것같이, 이 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)은 그 일단이 직류검출권선(ND)을 통하여 직류입력전압(정류평활전압(Ei))의 라인과 접속되고, 타단이 스위칭소자(Q1)의 콜렉터에 접속되어 있다. 스위칭소자(Q1)는 직류입력전압에 대해서 스위칭을 행하는 것이지만, 상기한 접속형태에 의해, 일차권선(N1) 및 전류검출권선(ND)에는 스위칭소자(Q1)의 스위칭 출력이 공급되게 되고, 스위칭 주파수에 대응하는 주기의 교번 전압이 발생한다.

이 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차권선(N1)에 의해 유기된 교번 전압이 이차 권선(N2)에 발생한다. 이 경우, 이차 권선(N2)에 대해서는 이차측 병렬 공진콘덴서(C2)가 병렬로 접속되므로, 이차권선(N2)의 리키지 인덕턴스(L2)와 이차측 병렬 공진콘덴서(C2)의 캐패시턴스에 의해 병렬 공진회로가 형성된다. 이 병렬공진회로에 의해, 이차권선(N2)에 유기되는 교번 전압은 공진파형으로 된다. 즉 이차측에 있어서 전압 공진동작이 얻어진다.

이 경우의 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차측에 있어서는 먼저, 이차 권선(N2)에 대하여 정류 다이오드(D01)의 애노드를 접속하고, 캐소드를 평활콘덴서(C01)과 접속하므로, 반파정류회로를 형성하고 있다. 이 반파정류회로에 의해서는 평활콘덴서(C01)의 양단에는 이차측 직류출력전압(E01)이 얻어지게 된다.

또, 이 경우에는, 이차 권선(N2)에 대해서 탭을 설치하고, 이 탭출력에 대하여 도 14에서 도시하는 것같이 하여 정류다이오드(D02) 및 평활콘덴서(C02)로 이루는 반파정류회로를 형성하고 있다. 그리고, 이 반파정류회로에 의해, 상기 이차측 직류출력전압(E01)보다도 낮은 이차측 직류출력전압(E02)이 얻어진다.

이들 이차측 직류출력전압(E01, E02)은 각각 소요의 부하회로에 대해서 공급되게 된다. 또, 이차측 직류출력전압(E01)은 제어회로(1)의 검출용 전압으로서분기 출력된다.

제어회로(1)는 직류출력전압(E01)을 검출 입력으로 하는 오차 증폭기로서 기능한다. 즉, 직류출력전압(E01)을 저항(R3, R4)에 의해 분압한 전압이 컨트롤 전압으로서 션트 레귤레이터(Q3)의 컨트롤 단자에 대하여 입력된다. 따라서, 션트 레귤레이터(Q3)에서는 직류출력전압(E01)에 따른 레벨의 전류를 제어전류(Ic)로서 제어권선(NC)에 대하여 흐르게 된다. 즉, 제어권선(NC)에 흐르는 제어전류레벨이 가변제어되는 것이다.

제어권선(NC)에 흐르는 제어전류레벨이 가변되므로, 직교형 제어트랜스(PRT)에 있어서는 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)를 가변하도록 제어하게 된다. 이것에 의해, 자려발진 구동회로에 있어서의 구동권선(NB)-공진콘덴서(CB)로 이루는 공진회로의 공진주파수가 변화하고, 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수가 가변제어되게 된다. 이와 같이 하여 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수가 가변되므로, 이차측 직류출력전압이 일정하게 되도록 제어되고, 안정화가 도모된다. 또한, 구동권선(NB)의 인덕턴스(LB)는 제어전류(Ic)=10mA∼60mA에 대하여, 8μH ∼2.5 μH로 변화한다.

이와 같은 직교형 제어트랜스(PRT)에서는 제어권선에 흐르는 제어전류량을 적게 하기 위해, 갭(G)이 상기와 같이 10㎛라는 정도로 근소한 것으로 하고 있다. 그런데 이를 위해 제조시에 있어서는 그 갭두께의 정도오차가 생기지만, 이것은 직교형 제어트랜스(PRT)에 권장되는 구동권선(NB)의 인덕턴스값에 대해서 변동을 생기게 한다.

또 페라이트 코어의 투자율, 자각의 접합시의 엇갈림 등의 변동도 구동권선(NB)의 인덕턴스값에 대해서 변동을 생기게 한다.

이들로부터 인덕턴스(LB)의 값의 변동은 ±10%정도이다.

또 직교형 제어트랜스(PRT)의 권선(NC)도, 검출권선(ND) 및 구동권선(NB)을 서로 직교하는 방향으로 권회하는 것은, 제조상, 권선 공정이 대단히 복작하게 된다. 더욱이 코어(21, 22)의 각각의 자각을 엇갈리지 않고 접합하는 것도 조립공정을 어렵게 하고 있다. 즉 직교형 제어트랜스(PRT)는 제조의 난이도가 높고, 비용 절감도 곤란하다.

본 발명은 각종 전자기기에 전원으로서 구비되는 스위칭 전원회로에 관한 것이다.

도 1은 본 발명의 제 1실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 2는 본 실시의 형태의 전원회로에 있어서의 중부하시의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 3은 본 실시의 형태의 전원회로에 있어서의 무부하시의 동작을 나타내는 파형도이다.

도 4는 도 1에 나타내는 전원회로에 대해서, 부하변동에 대한 AC-DC 전력변환효율 및 정전압화를 위한 제어전력의 각 특성을 선행기술과 비교하여 나타내는 특성도이다.

도 5는 드라이브 트랜스의 구조예를 나타내는 사시도이다.

도 6은 드라이브 트랜스의 다른 구조예를 나타내는 단면도이다.

도 7은 본 발명의 제 2실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 8은 본 발명의 제 3실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 9는 드라이브 트랜스의 다른 구조예를 나타내는 단면도이다.

도 10은 도 9에 나타내는 드라이브 트랜스에 이용되는 아몰퍼스 자성체의 자화곡선을 나타내는 도면이다.

도 11은 도 9에 나타내는 드라이브 트랜스에 감겨지는 권선의 전류와 인덕턴스의 관계를 나타내는 도면이다.

도 12는 본 발명의 제 4실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 13은 본 발명의 제 5실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 14는 선행기술로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내는 회로도이다.

도 15a는 도 14에 나타내는 스위칭 전원회로에 있어서의 직교형 제어트랜스의 구조예를 나타내는 사시도이다. 도 15b는 도 14에 나타내는 스위칭 전원회로에 있어서의 직교형 제어트랜스의 구조예를 나타내는 단면도이다.

도 16은 도 14에 나타내는 스위칭 전원회로에 있어서의 절연 컨버터 트랜스의 구조예를 나타내는 도면이다.

그래서, 본 발명은 상기한 과제를 고려하여 스위칭 전원회로로서 다음과 같이 구성한다.

즉, 직류입력전압에 대해서 스위칭 동작을 행하는 제 1스위칭 소자를 구비하는 스위칭 수단과, 상기 제 1스위칭 소자에 직렬로 접속되고, 상기 스위칭 동작에 의해 상기 일차권선에 얻어지는 스위칭 출력을 이차 권선에 대해서 전송하는 절연 컨버터 트랜스와, 절연 컨버터 트랜스의 일차 권선과 제 1콘덴서에 의해 형성되고, 상기 스위칭 출력을 전압공진하는 제 1공진회로를 구비한다.

또, 상기 절연 컨버터 트랜스의 일차 권선 또는 이차 권선에 직렬로 접속되는 검출권선, 상기 검출권선에 얻어지는 스위칭 출력에 의해 여기되는 구동권선 및 전류레벨의 가변에 의해 상기 구동권선의 인덕턴스를 제어하는 제어권선을 구비하고, 적어도 상기 구동권선 및 상기 제어권선이 동일 코어상에 권장되는 드라이브트랜스를 구비한다.

또, 구동권선과 제 2콘덴서에 의해 형성되는 제 2공진회로를 가지고, 이 제 2공진회로의 출력에 의거해서 상기 제 1스위칭소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단을 구비한다.

또, 이차권선에 전송되는 스위칭 출력을 정류하고, 직류출력전압을 얻도록 구성되는 직류출력전압 생성수단을 구비한다.

그리고, 제어권선에 대해서 제 2스위칭 소자를 직렬로 접속한 직렬 접속회로를 구비하고, 직류출력전압의 레벨에 따라서 이 직렬 접속회로에 있어서의 전류레벨을 가변제어함으로써 제 1스위칭소자의 스위칭 주파수를 가변제어하여 직류출력전압에 대한 정전압 제어를 행하게 되는 정전압 제어수단을 구비하는 것으로 한다.

상기 구성에 의한 전원회로는 드라이브 트랜스를 구비하므로 스위칭 소자를 자려식에의해 구동하는 복합 공진형 컨버터로서의 기본 구성을 채용한다. 그리고, 정전압제어를 위해, 제 2스위칭 소자를 구비한 직렬 접속회로를 설치하도록 하고 있다. 이 직렬접속회로에 있어서는 자려식에 의해 스위칭 동작을 행하는 스위칭 구동수단에 흐르는 전류가 분기되고, 드라이브 트랜스의 제어권선을 통하여 직렬 접속회로에 흐르도록 된다. 그리고, 이 직렬 접속회로에 있어서의 전류레벨을 가변하므로, 스위칭 구동수단에 흐르는 전류량을 가변하고, 이것에 의해 스위칭소자의 스위칭 주파수를 가변제어하도록 된다.

그리고 이와 같은 정전압 제어의 구성이면, 예를 들면 자려식의 경우에 스위칭 주파수 가변제어를 위해 이용되고 있던 직교형 제어트랜스를 사용한 때의 인덕턴스값에 대한 변동을 억제하는 것이 가능하게 된다.

또, 이와 같은 드라이브 트랜스 대신에, 절연 컨버터 트랜스에 구동권선을 설치하고, 이 구동권선과 인덕턴스와 콘덴서에 의해 형성되는 제 2공진회로를 구성하고, 이 제 2공진회로의 출력에 의거해서 상기 제 1스위칭소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단을 구비하고, 그리고, 이 스위칭 구동수단에 대해서 제 2스위칭 소자를 병렬로 접속하고, 직류 출력전압의 레벨에 따라서 이 제 2스위칭 소자에 있어서의 전류레벨을 가변제어함으로써 제 1스위칭소자의 스위칭 주파수를 가변 제어하여 직류 출력전압에 대한 정전압제어를 행할 수 있다.

도 1은 본 발명의 제 1실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성을 나타내고 있다.

이 도 1에 나타내는 전원회로는 일차측에 전압공진형 컨버터를 구비하는 동시에 이차측에는 병렬공진회로를 구비한 복합 공진형 스위칭 컨버터로서의 구성을 채택하고 있다. 또한, 이 도면에 있어서 도 14와 동일의 부분에는 동일 부호를 붙여서 설명을 생략한다.

드라이브 트랜스(CDT)는 스위칭소자(Q1)를 자려식에 의해 구동하기 위해 설치된다.

이 경우, 드라이브 트랜스(CDT)의 일차측은 검출권선(NA)으로 되고, 이 검출권선(NA)은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차권선(N1)에 직렬로 접속되어 있으므로, 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차권선(N1)에 전달된 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 출력을 검출하도록 되어 있다. 그리고, 이 검출권선(NA)에 얻어지는 교번전압이 유기되는 이차측에 대하여 구동권선(NB)이 권장된다. 이 구동권선(NB)은 스위칭소자(Q1)를 스위칭 구동하는 자려발진구동회로를 형성한다.

또한, 본 실시의 형태의 경우에는, 드라이브 트랜스(CDT)의 일차측에 대하여 제어권선(NC)이 권장된다.

여기서, 상기 각 권선의 권선방향은 도시한 것과 같이 하여, 구동권선(NB)와 제어권선(NC)이 동상이고, 이들 권선(NB, NC)에 대하여 검출권선(NA)가 역상이 되도록 하여 권장되어 있다.

상기 각 권선(NA, NB, NC)이 권장되는 드라이브 트랜스(CDT)로서는, 예를 들면 도 5에 나타내는 것같은 페라이트 코어에 의한 것이든가 혹은 도 6에 나타내는 EI형의 페라이트 코어를 채택할 수 있다. 도 5의 경우는, 페라이트 코어(100)에 대하여, 검출권선(NA), 구동권선(NB) 및 제어권선(NC)를 권장하므로 형성된다.

도 6의 경우는 I형 코어(102)와 E형 코어(101)를 도면과 같이 조합하여 시켜 EI형 코어를 형성한다. 그리고 E형 코어(101)의 중앙자각에 분할보빈(103)을 배치하고, 이 분할보빈(103)에 예를 들면 도시한 것같이 하여, 검출권선(NA), 구동권선(NB) 및 제어권선(Nc)를 각각 권장하므로 형성된다.

이 도 5 또는 도 6에 나타내는 구조의 드라이브 트랜스(CDT)는 예를 들면 도 15의 직교형 제어 트랜스(PRT)에 비교한 경우에는, 구조자체가 간단하기 때문에, 상당히 소형 경량화가 가능하다.

자려발진구동회로의 구동권선(NB)은 검출권선(NA)에 의해 여기되므로, 드라이브 전압으로서 교변전압이 발생한다. 이 드라이브 전압에 의해 NB, CB를 포함하는 직렬공진회로가 자려적으로 발진동작을 행하므로 공진출력이 얻어지게 된다. 이것에 의해, 스위칭소자(Q1)는 직렬공진회로의 공진주파수에 의해 결정되는 스위칭 주파수이고 스위칭 동작을 행하게 된다. 그리고, 그 콜렉터에 얻어지는 스위칭출력에 의해 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차권선(N1)을 여자한다.

또, 이 경우의 기동저항(Rs)은 정류평활전압(Ei)의 라인과 구동권선(NB)-공진콘덴서(CB)의 접속점과의 사이에 대하여 삽입되어 있다. 예를 들면 전원기동시에 있어서는, 정류평활전압(Ei)로부터 기동저항(Rs)을 통하여 또한 구동권선(NB)-베이스 전류제한저항(RB)을 통한 베이스전류가 스위칭소자(Q1)의 베이스에 흐르므로, 스위칭동작을 개시하도록 되어 있다.

또, 본 실시의 형태의 드라이브 트랜스(CDT)에 권장되는 제어권선(NC)은 그 감겨진 시작 단부측이 구동권선(NB)의 감겨진 종료 단부와 접속된다. 또, 제어권선(Nc)의 감겨진 종료 단부는 NPN형의 바이폴라 트랜지스터에 의한 도통제어소자(Q2)의 콜렉터와 접속된다. 또, 도통제어소자(Q2)의 에미터는 일차측 어스에 접지되어 있다.

이와 같은 접속형태에 의해서는, 구동권선(NB)과 도통제어소자(Q2)가 제어권선(Nc)를 통하도록 하여 직렬로 접속되어 있는 것으로 볼 수 있다.

이 절연컨버터 트랜스(PIT)는 종래예와 동일, 도 16에 나타내는 구조의 것이 사용된다.

이 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차측에는 삼차권선(N3)이 권장되어 있고, 이 삼차권선(N3)에 대하여, 도시하는 것같이 하여, 다이오드(D1)와 콘덴서(C1)으로 이루는 반파정류회로를 접속하므로, 저압의 직류전압을 얻도록 하고 있다. 그리고, 이 저압직류전압은 저항(R1)으로부터 포토커플러(PC)의 포토 트랜지스터를 통하여 도통제어소자(Q2)의 베이스에 접속되도록 되어 있다. 또, 도통제어소자(Q2)의 베이스-에미터간에는 저항(R2)이 삽입된다. 이 저항(R2)의 양단에는 베이스-에미터간 전압(VBE2)이 얻어진다.

도통제어소자(Q2)의 베이스측의 회로가 상기와 같이 하여 형성되어 있으므로, 이 도통제어소자(Q2)는 포토 커플러(PC)의 포토 트랜지스터에 있어서 변화하는 전류도통량에 따라서 콜렉터전류(IQ2)로서의 도통량을 가변하도록 하여 제어하게된다.

또한, 포토커플러(PC)의 드라이브 트랜지스터의 전류도통량을 제어하는 것은 이차측에 설치되는 제어회로(1)의 동작으로 되는 것이지만 이것에 대해서는 후술한다.

절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차권선(N2)에는, 일차권선(N1)에 의해 유기된 교번전압이 발생한다. 이차권선(N2)에 접속된 이차측 정류다이오드(D01)와 평활콘덴서(C01)로 이루는 반파정류회로에 의해 이차권선(N2)에 유기되는 교번전압으로부터 일차측 직류출력전압(E02)을 얻도록 하고 있다.

또, 이차권선(N2)에 대하여 탭출력을 설치하고, 이 탭출력과 이차측 어스간에 대하여 도시하는 것같이, 이차측 정류다이오드(D02)와 평활콘덴서(C02)로 이루는 반파정류회로를 접속하므로, 이차측 직류출력전압(E01) 보다도 낮은 전압의 이차측 직류출력전압(E02)을 얻도록 하고 있다.

이 경우, 이차측 직류출력전압(E01)은 제어회로(1)에 대하여 정전압제어를 위한 검출전압으로서 입력된다.

제어회로(1)는 직류출력전압(E01)을 검출입력으로 하는 오차증폭기로서 기능한다. 즉, 직류출력전압(E01)을 저항(R3, R4)에 의해 분압한 저압이 컨트롤 전압으로서 션트 제너레이터(Q3)의 컨트롤 단자에 대하여 입력된다. 따라서, 션트 제너레이터(Q3)에서는 직류출력전압(E01)에 따른 레벨의 전류를 포토 커플러(PC)의 포토 다이오드에 흐르도록 된다.

포토 다이오드에 있어서의 전류도통량이 가변되면, 일차측에 있어서 도통제어소자(Q2)의 베이스에 접속되는 포토커플러(PC)의 포토트랜지스터에 있어서의 전류도통량이 가변되게 되므로, 전술한 것같이, 도통제어소자(Q2)의 콜레터 전류(IQ2)의 레벨을 가변제어하게 되지만, 이것에 의해 도통제어소자(Q2)의 콜렉터와 접속되는 제어권선(Nc)에 흐르는 전류량이 가변되게 된다. 이 동작에 의해, 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수를 가변하고, 이것에 의해 이차측 직류출력전압이 일정하게 되도록 안정화를 도모하게 된다.

이와 같이 본 발명의 제 1실시의 형태로서의 전원회로에서는 직교형 제어트랜스(PRT)에 대신해서, 드라이브 트랜스(CDT), 포토커플러(PC) 및 도통제어소자(Q2)를 이용하여, 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차측의 직류출력전압(E01)에 다른 레벨의 전류를 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차측에 놓여진 도통제어소자(Q2)의 콜레터 전류(IQ2)의 레벨을 가변제어하여 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수를 가변함으로써 이차측 직류출력전압의 안정화를 도모하는 동시에, 일차측과 이차측의 절연을 확보하도록 하고 있다.

도 1에 나타낸 구성에 의한 전원회로에 있어서의 요부의 동작파형을 도 2a 내지 도 2k 및 도 3a 내지 도 3k를 나타낸다. 전자는 부하전력(Po)이 162W의 중부하시에 있어서의 동작을 나타내고, 후자는 부하전력(Po)이 0W의 무부하시에 있어서의 동작을 나타내고 있다.

또, 이들 도면에 나타내는 동작을 얻는데 있어서는, 각 부품을 다음과 같이 하여 선정하고 있다.

구동권선(NB)의 인덕턴스(LB) = 10μH

제어권선(Nc) = 20T

검출권선(NA)=4T

공진콘덴서(CB)= 0.56μF

베이스 전류제한저항(RB)=0.47Ω

또한, 상기 각 권선(NB, NC, NA)에 대한 상기 각 선정값은 드라이브 트랜스(CDT)로서 도 5에 나타낸 페라이트 코어(100)를 채용한 경우이고, 도 6에 나타낸 EI형 코어를 이용하는 경우에는 검출권선 NA=1T, 구동권선 NB=5T, 제어권선 Nc=10T로 할 수 있다.

이 구동권선(NB) 및 공진콘덴서(CB)의 직렬공진회로의 공진동작에 의해 공진콘덴서(CB)에는 도 2i, 도 3i에 나타내는 것같이, 스위칭 주기에 대응하는 정형파형상의 공진전압(V3)이 발생하고,이것에 따라서 공진콘덴서(CB)에는 도 2j, 도 3j에 나타내는 파형에 의해 공진전류(IO1)이 흐른다.

본 실시의 형태의 경우, 상기와 같이 하여 공진콘덴서(CB)에 흐르는 공진전류(IO1)는 베이스 전류제한저항(RB)을 통하여 구동용 전류(IO2)로서 스위칭 소자(Q1)의 베이스측에 흘러 가는 경로와, 제어권선(Nc)을 통하도록 하여 도통제어소자(Q2)에 콜렉터전류(IQ2)로서 흐르는 경로에 분류하게 된다.

구동용 전류(IO2)는 도 2k, 도 3k에 나타내는 것같이 하여, 상기 공진전류(IO1(도 2j, 도 3j))와 거의 동일의 파형에 의해 흐르고 있지만, 또한, 이 구동용 전류(IO2)는 스위칭소자(Q1)의 베이스에 흐르는 베이스전류(IB)와 클램프 다이오드(DD)에 흐르는 댐퍼전류(ID)로서 분기하게 된다.

스위칭소자가 온이되는 기간(TON)에 있어서는, 클램프 다이오드(DD)의 역회복시간(trr)의 효과에 의해, 먼저, 기간(t3∼t1)에 있어서, 저속리커버리형의 클램프 다이오드(DD)가 도통하고, 도 2e, 도 3e에 나타내는 것같이 하여 댐퍼전류(ID)가 흐른다. 이 기간(t3∼t1)의 댐퍼전류(ID)는 스위칭소자(Q1)의 베이스→콜렉터의 PN접합을 통하여 흘러간다.

이것에 따라서, 기간(t3∼t1)에 있어서의 스위칭 소자(Q1)의 콜렉터전류(IQ1)으로서는, 도 2b, 도 3b에 나타내는 것같이, 부극성의 방향으로 흐르는 파형이 얻어진다. 또, 베이스전류(IB)는 도 2c, 도 3c에 나타내는 것같이 하여, 시점(t3)에서 정극성으로 상승하고, 시점(t1)에 이르기까지 0레벨로 하강하여 간다.

그리고, 이 후의 기간(t1∼t2)에 있어서는, 클램프 다이오드(DD)는 오프가 된다. 이 때문에, 베이스전류(IB)(도 2c, 도 3c)는 먼저 정극성에 의한 순방향 전류(IB1)가 흐르고, 이 후에 있어서 베이스 축적 캐리어 삭감시간(tstg)에 의해 부극성으로 반전하고, 역방향전류(IB2)가 흐른다. 이 베이스전류(IB)에 따라서, 스위칭소자(Q1)는 도통하게 되고, 도 2b, 도 3b에 나타내는 것같이 하여, 스위칭소자(Q1)의 콜렉터에는 정극성의 콜렉터전류(IQ1)가 흐른다.

그리고, 베이스전류(IB)(도 2c, 도 3c)는 역방향전류(IB2)가 흐르는 베이스 축적 캐리어 삭감시간(tstg)이 완료하면 제로레벨로 되고, 이것에 의해, 스위칭소자(Q1)는 오프가 되는 기간(TOFF)로 이행한다.

또, 스위칭소자(Q1)의 베이스-에미터간 전압(VBE1)은 도 2d, 도 3d에 나타내는 것같이, 기간(TOFF(기간(t2∼t3)) 및 기간(TON내의 기간(t3∼t1))에 있어서는, 부극성이 얻어지므로, 스위칭소자(Q1)는 역바이어스가 된다. 그리고, 기간(TON)에 있어서의 기간(t1∼t2)에 있어서는, 0레벨에 대하여 어느 결정된 오프셋이 주어진 레벨을 유지하도록 된다.

상기와 같이 하여 스위칭 소자(Q1)가 스위칭동작을 행하므로, 일차측 병렬공진 콘덴서(Cr)의 양단에 얻어지는 공진전압(V1)은 도 2a, 도 3a에 나타내는 것같이 하여, 스위칭 소자(Q1)가 온이 되는 기간(TON)에서는 0레벨이고, 오프가 되는 기간(TOFF)에서는 정현파형상의 펄스가 되는 파형이 얻어진다. 이것은 일차측 스위칭 컨버터가 전압공진형의 동작인 것을 나타내고 있다.

또, NPN형 바이폴라 트랜지스터인 도통제어소자(Q2)의 동작은 다음과 같이 되어 있다.

도통제어소자(Q2)의 콜렉터는 제어권선(Nc)을 통하여 구동권선(NB)과 직렬 접속되어 있으므로, NB, CB를 포함하는 자려발진구동회로의 공진전류(I01)는 베이스 전류제한저항(RB)을 통하여 흐르도록 하는 구동용 전류(I02)와 도통제어소자(Q2)의 콜렉터전류(IQ2)로서 분류하여 흐르도록 된다. 즉, I01=I02+IQ2로서 표시할 수 있다.

여기서, 도통제어소자(Q2)의 베이스-에미터간 전압(VBE2)은 도 2h, 도 3h에 나타내는 것같이 하여, 기간(TOFF (기간(t2∼t3))와 이것에 이어지는 기간(TON)내의 기간(t3∼t1)에 걸쳐서는, 부극성이 되어 있으므로, 도통제어소자(Q2)에 대해서는 역바이어스가 걸리고 있는 상태로 된다. 이것에 따라서, 자려발진구동회로내의 공진전류(I02)에 대해서도, 기간(t2∼t3∼t1)에 있어서는 부극성으로 반전한 파형으로 되어 있다.

이 때문에, 도통제어소자(Q2)는 소위 역트랜지스터로서 동작하고, 기간(t2∼t3∼t1)에 있어서는 도통제어소자(Q2)에 있어서는 에미터에서 콜렉터에 대하여 전류가 흐르게 된다. 이것에 의해, 도통제어소자(Q2)의 콜렉터전류(IQ2)는 도 2g, 도 3g에 나타내는 것같이 하여, 기간(t2∼t3∼t1)에 있어서는 부극성으로 되는 파형이 얻어진다.

그리고, 도통제어소자(Q2)의 베이스-에미터간 전압(VBE2)은 남은 기간(TON)내의 기간(t1∼t2)에 있어서, 정극성의 일정레벨을 유지하고, 정극성의 바이어스가 된다. 이것에 따라서 기간(t1∼t2)에 있어서의 도통제어소자(Q2)에 있어서도 콜렉터로부터 에미터의 방향에 전류가 반전하여 흐르게 되고, 콜렉터전류(IQ2)로서는, 도 2g, 도 3g에 나타내는 것같이, 정극성으로 반전한 파형으로 된다.

또한, 도통제어소자(Q2)의 콜렉터-에미터간 전압(V2)은 상기와 같이 콜렉터전류(IQ2)가 흐르므로, 도 2f, 도 3f에 나타내는 것같이, 기간(t2∼t3∼t1)에 있어서는 부극성으로, 기간(t1∼t2)에 있어서는 정극성이 되는 파형이 얻어진다.

여기서, 예를 들면 교류입력전압(VAC)이 상승하거나 혹은 부하가 가볍게 되는 등하여 이차측 직류출력전압(E01)의 레벨이 상승한 것으로한다. 제어회로(1)에서는, 포토커플러(PC)의 포토 다이오드에 있어서의 전류도통량을 증가시키도록 하여 제어하게 된다. 이것에 의해서는, 일차측에 있어서의 포토 커플러(PC)의 포토 트랜지스터의 도통량도 증가하도록 제어됨으로써, 따라서 도통제어소자(Q2)이베이스전류가 증가하고, 베이스-에미터간 전압(VBE2)의 진폭도 확대되게 된다.

상기와 같이 하여, 도통제어소자(Q2)가 제어되므로, 도통제어소자(Q2)의 콜렉터전류(IQ2)의 진폭도 크게 되도록 제어되게 된다.

여기서, 앞에 서술한 것같이 하여, 도통제어소자(Q2)의 콜렉터전류(IQ2)는 공진전류(I01)로부터 분기하여 흐르는 것이며, I01=I02 + IQ2로서 표시할 수 있다. 이 때문에, 도통제어소자(Q2)의 콜렉터전류(IQ2)의 진폭이 크게 되고, 기간(t1∼t2)에 있어서의 콜렉터전류(IQ2)의 전류량이 증가한 경우에는, 그 만큼 구동용 전류(IO2)의 전류량이 적게 되도록 변화하게 된다. 이 구동용 전류(IO2)를 기초로 하여 얻어지는 베이스전류(IB)의 파형은 예를 들면 도 2c에서 도 3c로의 천이로서 나타내는 것같이 하여 변화하게 되지만, 이것에 의해서는 스위칭소자(Q1)의 베이스축적 캐리어소멸시간(tstg)은 짧게 된다. 이것에 따라서, 스위칭소자(Q1)가 온이 되는 기간(TON)내의 기간(t1∼t2)의 길이가 짧게 되어 가도록 하여 가변되게 된다.

기간(TON)내의 기간(t1∼t2)가 짧게 되면, 그 전의 기간(t3∼t1)이 불변이라고 하여도, 기간(TON) 전체의 길이는 짧게 되는 것이므로, 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수는 높게 되도록 하여 제어되게 된다. 이것은 도 2a ∼ 도 2k 및 도 3a ∼ 도 3k의 비교로서, 기간(TON + TOFF)로 이루는 I스위칭주기의 시간길이는 경부하의 조건이 되는 것에 따라서 짧게 되어 있는 것에 의해 나타나 있다.

그리고, 스위칭주파수가 가변제어되는 것에 의해서는, 예를 들면 일차측 병렬공진회로의 공진임피던스가 가변됨으로서 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차측에서이차측에 대하여 전송되는 전력도 가변되게 된다. 이것에 의해, 최종적으로는 이차측 직류출력전압의 레벨도 가변제어되게 되고, 전원의 안정화가 되모되게 된다.

구체적으로는 부하전력(Po)이 162W ∼ 0W의 변동범위에 대하여, 스위칭주파수(fs)는 80KHz ∼ 135KHz의 범위에서 가변제어하여 정전압화를 도모할 수 있다.

또한, 본 실시의 형태에 있어서 스위칭 주파수를 가변제어하는 것에 있어서는 스위칭소자(Q1)가 오프가 되는 기간(TOFF)은 일정하고, 온이 되는 기간(TON)에 대하여 가변하도록 되어 있다.

그리고, 상기한 본 실시의 형태에 의한 정전압 제어회로계의 구성으로 하면, 도 15에 나타내는 직교형 제어트랜스(PRT)를 드라이브 트랜스(CDT), 포토 커플러(PC) 및 도통제어소자(Q2)를 이용하여 바꿔 놓을수 있다.

이것에 의해, 본 실시의 형태에서는 직교형 제어트랜스(PRT) 제조시에 있어서의 갭의 변동 등에 기인하는 구동권선(NB)의 인덕턴스값의 변동의 기간은 해소되게 된다.

여기서 도 4에, 도 1에 나타낸 본 실시의 형태로서의 전원회로에 있어서의 특성으로서, 전력변환효율특성, 및 스위칭주파수제어에 요하는 제어전력을 실선으로, 선행기술로서 나타낸 도 14의 전원회로에 있어서의 특성을 파선으로, 비교하여 나타내고 있다.

이 도면으로부터 알 수 있는 것같이, 부하전력 Po=0W∼162W의 부하변동범위에 대응하는 제어전력(Pc)은 도 14에 나타낸 전원회로가 0.60W ∼ 0.15W 정도인 것에 대하여 도 1에 나타내는 전원회로는 0.07W ∼ 0.05W 이고, 전력손실을 저감할 수 있는 것을 알 수 있다.

이것은 도 1에 나타내는 회로에 있어서 도통제어소자(Q2)에 흐르는 전류량이 도 14에 나타내는 회로에 있어서 제어권선(Nc)에 흐르는 제어전류량 보다도 약간 적게 되어 있기때문이다.

이때문에, 도통제어소자(Q2)로서의 바이폴라 트랜지스터에 대해서는, 내압 30V, 정격전류 0.15A 이하의, 저내압소용량품을 선정할 수 있다.

또, 전력변환효율(ηAC-DC)에 대해서는, 부하전력(Po)가 0 W ∼ 162W의 부하변동범위에 걸쳐서 도 14에 나타낸 전원회로보다도 도 1에 나타낸 전원회로의 편이 높게 되어 있는 것이 나타나 있다. 즉, 도 1에 나타낸 전원회로에서는 도 14에 나타낸 전원회로와 비교하여 총합적으로 전력변환효율의 향상이 도모되고 있다.

도 7은 제 2실시의 형태로서의 스위칭 전원회로의 구성예를 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 있어서 도 1과 동일 부분에는 동일 부호를 붙여서 설명을 생략한다. 이 도 7에 나타내는 전원회로도 도 5 또는 도 6에 나타낸 구조의 드라이브 트랜스(CDT)를 갖춘 구성으로 되는 것이다.

그런데, 드라이브 트랜스(CDT)에 있어서, 검출권선(NA) 및 구동권선(NB)은 절연 컨버터 트랜스(PIT)의 일차측에 놓여진다. 한편, 제어권선(Nc)은 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차측에 놓여진다. 이 때문에, 일차측과 이차측의 절연을 확보하는데 있어서, 본 제 2실시의 형태에서는, 제어권선(Nc)에 대해서 3중 절연선을 이용하도록 하고 있다.

이 드라이브 트랜스(CDT)에 권장되는 제어권선(Nc)은 그 개시단부측이 이차측 어스에 접지되고, 감기 종료 단부가 도통제어소자(Q2)의 콜렉터와 접속된다. 또, 도통제어소자(Q2)의 에미터는 이차측 어스에 접지되어 있다. 즉, 제어권선(Nc)와 도통제어소자(Q2)의 콜렉터 및 에미터는 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차측에 있어서 직렬로 접속된 직렬접속회로를 형성하고 있는 것으로 볼 수 있다. 이 경우, 도통제어소자(Q2)로서는, NPN형 바이폴라 트랜지스터가 선정되어 있다.

도통제어소자(Q2)의 베이스는 저항(R1)을 통하여 후술하는 제어회로(1)내에 설치되는 PNP형의 트랜지스터(Q4)의 콜렉터로 접속된다. 또, 도통제어소자(Q2)의 베이스-에미터간에는 저항(R2)이 삽입된다. 이 저항(R2)의 양단에는 베이스-에미터간 전압(VBE32)이 얻어진다.

절연 컨버터 트랜스(PIT)의 이차권선(N2)에 접속되는 이차측 정류다이오드(D01)와 평활콘덴서(C01)로 이루는 반파정류회로가 구비되고, 이것에 의해 이차측 직류출력전압(EO1)을 얻도록 하고 있다.

또, 여기서도, 도 1과 동일하게, 이차권선(N2)에 대해서 탭출력을 설치하고, 이 탭출력과 이차측 어스간에 대해서, 도시하는 것같이, 이차측 정류다이오드(D02)와 평활콘덴서(C02)로 이루는 반파정류회로를 접속하므로, 저압의 이차측 직류출력전압(E02)을 얻도록 하고 있다.

이차측 직류출력전압(E01)은 제어회로(1)에 대해서 정전압제어를 위한 검출전압으로서 입력된다. 또, 이차측 직류출력전압(E02)은 제어회로(1)의 동작전원으로서 이용된다.

제어회로(1)에서는 직류출력전압(E01)을 저항(R3, R4)에 의해 분압한 전압이 컨트롤 전압으로서 션트레귤레이터(Q3)의 컨트롤 단자에 대하여 입력되므로, 션트레귤레이터(Q3)에는 직류출력전압(E01)에 따른 레벨의 전류가 흐르고, 이 전류가 트랜지스터(Q4)에 의해 증폭되고, 도통제어소자(Q2)의 베이스에 흐르게 된다.

이것에 의해, 도통제어소자(Q2)의 콜렉터에 흐르는 콜렉터전류(IQ2)의 레벨도 이차측 직류출력전압(E02)의 레벨에 따라서 가변되고, 도통제어소자(Q2)의 콜렉터와 이차측 어스간에 접속된 제어권선(Nc)에 흐르는 전류레벨을 가변제어하는 것을 의미한다.

이 동작에 의해, 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수를 가변하고, 이것에 의해 이차측 직류출력전압이 일정하게 되도록 안정화를 도모하게 된다.

도 1에서는, 제어권선(Nc)에 흘러야할 전류를 얻기 위한 전원으로서 절연컨버터 트랜스(PIT)에 권장한 삼차권선과, 이 삼차권선에 대하여 접속한 정류회로를 형성하고 있다. 본 실시의 형태의 경우에는, 이와 같은 정류회로는 불필요하게 되는 것이고, 그 만큼 회로의 소형 경량화의 촉진에 기여할 수 있다.

또, 제어권선(Nc)과 도통제어소자(Q2)로 이루는 직렬접속회로는 전술과 같이 등화적으로는 일차측의 자려발진구동회로와 접속되어 있는 것의, 실제로는 이차측 어스간에 대하여 설치되고 있는 것으로부터도 알 수 있는 것같이, 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차측에 설치되어 있는 회로이다.

그리고, 전술과 같이 제어권선(Nc)에 대해서는 예를 들면 삼중 절연선을 선정하고, 일차측과의 직류적 절연성을 확보한 상에서, 일차측의 구동권선(NB)과 자기결합된 상태를 얻도록 하고 있다. 이것에 의해, 본 실시의 형태에서는, 포토커플러 등의 절연소자를 추가할 필요가 없는 것이다.

도 8은 본 발명의 제 3실시의 형태로서의 전원회로의 구성을 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 있어서 도 1과 동일 부분에 동일 부호를 붙여서 설명을 생략한다.

여기서도, 드라이브 트랜스(CDT)는 스위칭소자(Q1)를 자려식에 의해 구동하기 위해 설치된다.

드라이브 트랜스(CDT)에 권장되는 제어권선(Nc)은 일단이 구동권선(NB)과 접속된다. 또, 제어권선(Nc)의 타단은 분할 콘덴서(CB2)의 직렬접속을 통하여 MOS-FET에 의한 도통제어소자(Q2)의 드레인과 접속된다. 도통제어소자(Q2)의 소스는 일차측 어스에 접지되어 있다. 또, 클램프 다이오드(DD2)는 도통제어소자(Q2)의 드레인-소스간에 대하여 도시하는 방향에 의해 병렬로 접속된다. 이 경우의 클램프 다이오드(DD2)에는 도통제어소자(Q2)로서의 MOS-FET에 내장되는 소위 바디-다이오드를 이용할 수 있다.

이와 같은 접속형태에 의해서는 구동권선(NB)와 도통제어소자(Q2)가 제어권선(Nc)과 분할콘덴서(CB2)를 통하여 직렬로 접속되어 있는 것으로 볼 수 있다.

여기서, 분할 콘덴서(CB2)는 공진콘덴서(CB)의 정전용량을 분할하도록 하여 설치되는 것이다. 분할콘덴서(CB2)는 도통제어소자(Q2)로서의 저항분을 생략하면, 자려발진회로(CB-NB-RB)에 있어서, 구동권선(NB)에 흐르는 교번전압을 분기하고, 제어권선(Nc)을 통하여 이차측 어스에 흐르는 경로를 접속하고 있는 것으로 볼 수 있다. 그리고, 도통제어소자(Q2)는 제어권선(Nc) 및 분할콘덴서(CB)에 흐르는 전류량을 제어하는 도통제어의 기능을 가지고 있는 것으로 볼 수 있다.

또, 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차측에는 도 1과 동일하게 삼차권선(N3)이 권장되어 있고, 이 삼차권선(N3)에 대하여 다이오드(D1)와 콘덴서(C1)으로 이루는 반파정류회로가 설치되고, 저압의 직류전압을 얻도록 하고 있다. 그리고, 이 저압직류전압은 포토커플러(PC)의 포토트랜지스터로부터 저항(R1)을 통하여 도통제어소자(Q2)의 게이트에 접속되도록 되어 있다.

여기서, 본 실시의 형태의 전원회로에 구비되는 드라이브 트랜스(CDT)의 구조예에 대해서 도 9를 참조하여 설명한다.

본 실시의 형태의 드라이브 트랜스(CDT)는 이 도면에 나타내는 것같이 하여, 원주를 도려내도록 된 코어(101)를 갖추고, 이 코어(101)에 대하여 검출권선(NA), 구동권선(NB) 및 제어권선(NC)을 권장한다.

그리고, 특히 본 실시의 형태에 있어서는 상기 코어(101)에 대해서는 코발트계 아몰퍼스 자성체를 이용하는 것으로 하고 있다. 아몰퍼스 자성체는 도 10에 나타내는 자화곡선으로서 나타내는 것같이, 소위 각형비가 높은 히스테리시스 특성이 된다. 즉, 아몰퍼스 자성체는 적은 저류변화에 따라서도 자기포화의 상태가 되기 쉽다고 하는 성질을 갖고 있다. 그리고 이 경우에는 코어(101)에 대해서 갭을 형성하지 않도록 하고 있으므로, 폐자로형의 코어를 얻도록 하고 있다. 이것에 의해, 드라이브 트랜스(CDT)로서는 포화하기 쉬운 상태가 얻어지게 되고, 가변 인덕턴스 트랜스로서 구성되게 된다.

이와 같은 구성으로 되므로, 드라이브 트랜스(CDT)에 권장되는 검출권선(NA)과 구동권선(NB)의 인덕턴스 특성으로서는,도 11에 나타내는 것같이 하여, 각 권선에 흐르는 전류(I)에 다라서 그 인덕턴스가 변화하게 된다. 즉, 전류(I)가 0A에서 소자로서의 인덕턴스값을 가지고, 이 전류(I)의 절대치 레벨이 크게되어 가는 것에 따라서 비례적으로 감소하여 가는 것으로 된다.

도 12는 본 발명의 제 4실시의 형태로서의 전원회로의 구성을 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 있어서 도 1과 동일 부분에는 동일 부호를 붙여서 설명을 생략한다.

이 경우, 드라이브 트랜스(CDT)의 일차측에는 검출권선(NA)과 삼차권선(N3)이 권장된다. 이 검출권선(NA)은 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차권선(N2)에 직렬로 접속되어 있으므로, 절연컨버터 트랜스(PIT)를 통하여 일차권선(N1)으로부터 이차권선(N2)에 유기된 스위칭소자(Q1)의 스위칭출력을 검출하도록 되어 있다. 그리고, 이 검출권선(NA)에 얻어지는 교번전압이 유기디는 이차측에대하여, 구동권선(NB)이 권장된다. 이 구동권선(NB)은 스위칭소자(Q1)를 스위칭 구동하는 자려발진구동회로를 형성한다.

이 삼차권선(N3)에는 후술하는 인덕터(L0)와 도통제어소자(Q2)와의 직렬회로가 병렬이 되도록 접속된다.

여기서, 드라이브 트랜스(CDT)에 있어서 자기적으로 결합되는 구동권선(NB) 및 삼차권선(N3)은 등화적으로는 삼차권선(N3)은 구동권선(NB)에 대하여 병렬로 접속되어 있는 것으로 볼 수 있다.

또한, 드라이브 트랜스(CDT)의 일차측과 이차측은 각각 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차측과 일차측에 접속되기 때문에, 구동권선(NB)에는 삼중절연선을 이용함으로써 직류적으로 절연하는 것이 가능하게 된다.

이 경우, 드라이브 트랜스(CDT)의 구동권선(NB)은 상기와 같이 검출권선(NA)이 절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차권선(N2)에 직렬접속되어 있기때문에, 이차권선(N2)에 얻어지는 스위칭 출력전압에 의해 여기된다.

구동권선(NB)이 검출권선(NA)에 의해 여기되므로, 드라이브전압으로서의 교번전압이 발생한다. 이 드라이브 전압에 의해 구동권선(NB)과 공진콘덴서(CB)로 이루는 직렬공진회로가 자려적으로 발진동작을 행하므로 공진출력이 얻어지게 된다. 그리고, 이 직렬공진회로의 공진주파수에 의해 결정되는 스위칭 주파수로 스위칭 동작을 행하는 것은 도 14와 동일하다.

제어회로(1)는 직류출력전압(E01)의 레벨에 따라서 가변된 레벨의 전압을 도통제어소자(MOS-FET)(Q2)의 게이트에 대하여 출력한다. 이 경우의 제어회로(1)는 직류출력전압(E01)의 레벨이 상승하면, 그 상승분에 따라서 출력전압레벨을 상승시키도록 구성되어 있다.

절연컨버터 트랜스(PIT)의 이차측에 있어서는, 드라이브 트랜스(CDT)에 권장되는 삼차권선(N3)에 대하여 상기 도통제어소자(Q2)의 드레인을 인덕터(L0)를 통하여 접속하는 동시에, 소스를 삼차권선(N3)의 한편의 단부인 어스에 접속함으로서 삼차권선(N3)에 대하여, 인덕터(L0)-도통제어소자(Q2)로 이루는 직렬접속회로를 병렬로 접속한다. 또, 도통제어소자(Q2)에 대해서는, 역방향전류의 경로를 형성하기 위한 다이오드(DD2)가 병렬로 접속된다. 이 다이오드(DD2)는 개별로 설치되어도 좋고, 또, 바디-다이오드를 내장하는 도통제어소자(Q2)를 선정하여도 좋다.

이 회로는 삼차권선(N3)과 인덕터(L0)로 이루는 병렬회로에 대하여, 도통제어소자(Q2)를 개재하도록 하여 형성되어 있는 것으로 볼 수 있다.

본 실시의 형태에서는 상기 제어회로(L) 및 도통제어소자(Q2), 삼차권선(N3), 및 인덕터(L0)로 이루는 병렬회로를 갖춘 정전압 제어회로계가 구성된다. 그리고, 이 정전압 제어회로계는 스위칭소자(Q1)의 스위칭 주파수를 가변제어하도록 동작하고, 이것에 의해 정전압화를 도모하게 된다.

도 13은 본 발명의 제 5실시의 형태로서의 전원회로의 구성을 나타내고 있다. 또한, 이 도면에 있어서 도 1과 동일 부분에 동일 부호를 붙여서 설명을 생략한다.

이 도면에 나타내는 회로에는, 스위칭소자(Q1)의 베이스에 대하여 공진콘덴서(CB1), 구동권선(NB), 베이스 전류제한저항(RB) 및 인덕터(LB)의 LCR 직렬접속회로가 접속되고, 스위칭소자(Q1)를 자려구동한다.

이 경우, 자려발진구동회로내의 구동권선(NB)은, 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차측에 권장되므로, 일차권선(N1)에 얻어지는 스위칭 출력전압에 의해 여기된다.

단 본 예에서는 공진콘덴서(CB1)와 병렬로 캐패시턴스 가변용 콘덴서(CB2)와 MOS-FET(Q2)의 직렬회로가 접속되어 잇다.

상기 자려발진 구동회로에서는 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차 권선(N1)에의해 여기되는 구동권선(NB)에는 드라이브전압으로서의 교번전압이 발생한다.

이 드라이브 전압은 베이스 전류제한저항(RB)과 직렬 공진회로를 통하도록 하여, 드라이브 전압으로서 스위칭소자(Q1)의 베이스에 출력된다. 이것에 의해, 스위칭소자(Q1)는 직렬공진회로의 공진주파수에 의해 결정되는 스위칭주파수로 스위칭동작을 행하게 된다. 그리고, 그 콜렉터에 얻어지는 스위칭출력을 절연컨버터 트랜스(PIT)의 일차권선(N1)에 전달한다.

제어회로(1)의 동작은 다음과 같이 된다. 포토커플러(PC)의 포토 다이오드에는 이차측 직류출력전압(EO2)의 라인으로부터 저항(R13-R14)의 직렬접속을 통하여 전류가 흐르고 있고, 션트레귤레이터(Q3)에는 저항(R13)을 통하여 이차측 직류출력전압(EO2)의 라인으로부터 얻어지는 전류가 분류하도록 된다.

또, 션트레귤레이터(Q3)의 컨트롤 단자에 대하여는 직류출력전압(EO1)을 저항(R11, R12)에 의해 분압한 전압이 컨트롤 전압으로서 입력된다. 이것에 의해 션트레귤레이터(Q3)에서는 이차측 직류출력전압(EO2)에서 저항(R13)을 통하여 흐르는 전류레벨을 직류출력전압(EO1)에 따라서 가변하게 된다.

여기서, 이차측 직류출력전압(EO1)의 부하전력이 중부하가 되어 이차측 직류출력전압(EO1)의 레벨이 낮게 이루도록 변화한 것으로 한다. 이 경우에는, 이차측 직류출력전압(EO2)의 라인으로부터 션트레귤레이터(Q3)에 분류하는 전류레벨도 작게 되도록 변화하므로, 이차측 직류출력전압(EO1)의 라인으로부터 저항(R13-R14)의 직렬접속을 통하여 포토 다이오드에 흐르는 전류레벨은 그 만큼 증가하게 된다.

이것에 의해, 일차측의 포토 커플러(PC)의 포토 트랜지스터에 있어서는 도통하는 전류레벨이 증가하게 되지만, 이것에 따라서는 저항(R1, R2)에 의해 MOS-FET(Q2)의 게이트에 얻어지는 제어전압(Vc)은 포토 트랜지스터에 있어서의 전류의 도통레벨에 따른 레벨만 인가되므로, 상승하게 된다.

이와 같이 하여 레벨이 변화하는 제어전압(Vc)에 의해 MOS-FET(Q2)의 도통상태가 제어되지만, 이것에 의해 MOS-FET(Q2)와 직렬 접속되어 있는 캐패시턴스 가변용 콘덴서(CB2)의 캐패시턴스가 제어되고, 즉 공진콘덴서(CB1)의 캐패시턴스를 가변하는 작용이 얻어진다. 이 때문에 스위칭소자(Q1)의 베이스에 인가되는 스위칭 주파수가 가변제어된다.

직렬공진회로(CB1-NB-LB)를 가지고 형성되는 자려발진회로는 드라이브권선(NB)에 유기되는 전압(VNB)을 전압원으로서, 스위칭소자(Q1)의 온기간(TON)에 있어서 공진전류(Io)에 의해, 스위칭소자(Q1)에 베이스전류(IB)가 흐르고, 스위칭소자(Q1)의 오프기간(TOFF)에는 공진전류(Io)는 역극성으로 되고, 베이스전류(IB)가 부극성이 됨으로써 스위칭소자(Q1)는 턴오프된다.

또한, 스위칭소자(Q1)가 오프가 되는 기간은 일정하고, 온이 되는 기간을 제어하는 도통각제어도 동시에 행해진다. 그리고, 이와 같은 동작에 의해, 이차측 직류출력전압(EO2)의 레벨이 저하한 때에는 그것을 상승시키는 작용이 얻어짐으로써 정전압화가 도모되게 된다.

상기의 각 실시의 형태에 있어서, 이차권선(N2)에 대하여 이차측 공진콘덴서(C2)가 병렬로 접속되는 이차측 직렬공진회로를 형성하도록 하였지만, 이차측 공진콘덴서(C2)가 직렬로 접속되는 이차측 직렬공진회로를 형성하도록 하여도 좋고, 또 이차측 공진콘덴서(C2)를 생략하도록 하여도 좋다.

또한, 상기 각 실시의 형태에 있어서는 스위칭소자를 1개 갖추는 싱글엔드 방식의 경우가 나타나 있지만, 스위칭 소자를 2개 갖추는 소위 더블 방식에 의한 전압공진형 컨버터로 하여도 좋다.

또, 이차측의 정류회로에 대해서도, 각 실시의 형태에 있어서 나타내는 반파정류 이외의 회로구성이 갖추어져도 관계없는 것은 말할 것까지도 없다.

Claims

직류입력전압을 스위칭하는 제 1스위칭 소자와,

일차권선과 이차권선을 갖추고, 상기 일차권선이 상기 제 1스위칭소자에 직렬로 직렬로 접속되고, 상기 제 1스위칭소자의 스위칭 동작에 의해 상기 일차권선에 얻어지는 스위칭 출력을 상기 이차 권선에 대해서 전송하는 절연 컨버터 트랜스와,

상기 절연 컨버터 트랜스의 일차 권선과 상기 일차권선에 접속되는 제 1콘덴서에 의해 형성되고, 상기 스위칭 출력을 전압공진하는 제 1공진회로와,

상기 절연 컨버터 트랜스의 일차 권선 또는 이차 권선에 직렬로 접속되는 검출권선, 상기 검출권선에 얻어지는 스위칭 출력에 의해 여기되는 구동권선 및 전류레벨의 가변에 의해 상기 구동권선의 인덕턴스를 제어하는 제어권선을 구비하고, 적어도 상기 구동권선 및 상기 제어권선이 동일 코어상에 권장되는 드라이브 트랜스와,

상기 드라이브 트랜스의 구동권선과 제 2콘덴서에 의해 형성되는 제 2공진회로를 가지고, 이 제 2공진회로의 출력에 의거해서 상기 제 1스위칭소자를 스위칭 구동하는 스위칭 구동수단과,

상기 이차권선에 전송되는 스위칭 출력을 정류하고, 직류출력전압을 얻도록 구성되는 직류출력전압 생성수단과,

상기 제어권선에 대해서 제 2스위칭 소자를 직렬로 접속한 직렬 접속회로를구비하고, 상기 직류출력전압 생성수단에서 얻어지는 직류출력전압의 레벨에 따라서 상기 직렬 접속회로에 있어서의 전류레벨을 가변제어함으로써 상기 직류출력전압에 대한 정전압 제어를 행하게 되는 정전압 제어수단을 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
직류입력전압을 스위칭하는 제 1스위칭소자와,

일차권선, 이차권선 및 구동권선을 구비하고, 상기 일차권선이 상기 제 1스위칭소자에 직렬로 접속되고, 상기 제 1스위칭소자의 스위칭동작에의해 상기 일차권선에 얻어지는 스위칭출력을 상기 이차권선, 및 구동권선에 대하여 전송하는 절연컨버터 트랜지스터와,

상기 절연컨버터 트랜지스터의 일차권선과, 상기 일차권선에 접속되는 제 1콘덴서에 의해 형성되고, 상기 스위칭 출력을 전압공진시키는 제 1공진회로와,

상기 구동권선, 제 2콘덴서 및 인덕터에 의해 형성되는 직렬공진회로를 가지고, 이 직렬공진회로의 출력에 의거하여 상기 제 1스위칭소자를 스위칭구동하는 스위칭 구동수단과,

상기 제 2콘덴서에 병렬로 접속되는 제 3콘덴서와 제 2스위칭소자와의 직렬접속회로와,

상기 이차권선에 전송되는 스위칭 출력을 정류하고, 직류출력전아을 얻도록 구성되는 직류출력전아 생성수단과,

상기 직류출력전압 생성수단에서 얻어지는 직류출력전압의 레벨에 따라서 상기 직렬접속회로에 있어서의 전류레벨을 가변제어함으로써, 상기 직류출력전압에 대한 정전압 제어를 행하도록 되는 정전압제어수단을 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 코어에 복수의 자각이 구비되는 때, 적어도 상기 구동권선 및 제어권선은 동일 자각에 권장되는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 드라이브 트랜스의 자심에 페라이트 자성체 또는 아몰퍼스 자성체를 이용하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 절연컨버터 트랜스의 이차권선에 대하여 이차측 공진콘덴서를 접속하므로 형성되는 이차측 공진회로를 갖춘 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 정전압 제어수단은 포토 커플러를 더 구비하고, 상기 직류출력전압 생성수단으로부터 얻어지는 직류출력전압의 레벨에 따라서, 상기 포토 커플러에 흐르는 전류를 제어함으로써, 상기 제 2스위칭소자의 제어단자에 대한 바이어스 전압을가변제어하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항에 있어서,

상기 제어권선 또는 상기 구동권선에 삼중 절연선을 이용하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.
제 1항 또는 제 2항에 있어서,

상기 제 2스위칭소자는 바이폴라 트랜지스터 또는 전계 트랜지스터를 이용하는 것을 특징으로 하는 스위칭 전원회로.