JP3528820B2

JP3528820B2 - スイッチング電源回路

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Publication number: JP3528820B2
Application number: JP2001198727A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-06-29
Filing date: 2001-06-29
Publication date: 2004-05-24
Anticipated expiration: 2021-06-29
Also published as: JP2003018835A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図１４の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチン
グコンバータとして電圧共振形コンバータを備えてい
る。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得
られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並
列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コ
ンバータとしての動作が得られるようになっている。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動
巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲB
から成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング
素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生される発
振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッ
チング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電
圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベースに流れ
る起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造については後述す
る。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップを形成することで、所要の結合係数による疎結
合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、その一端が電流検出巻線ＮDを介して直流入
力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインと接続され、多端
がスイッチング素子Ｑ1のコレクタに接続されている。
スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧についてスイッ
チングを行うのであるが、上記した接続形態によって、
一次巻線Ｎ1及び電流検出巻線ＮDには、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることとなり、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ3の
アノードはアースに接地され、カソードは直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCを介して、二次側直流出力
電圧ＥO2のラインに対して接続される。また、ここでは
シャントレギュレータＱ3のカソードは、コンデンサＣ1
1を介して抵抗Ｒ3、Ｒ4の接続点と接続されている。ま
た、抵抗Ｒ4に対しては、コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直
列接続回路が並列に接続される。

【００１４】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧がコントロール電圧としてシ
ャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して入
力される。従ってシャントレギュレータＱ3では、直流
出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流を、制御電流Ｉｃと
して制御巻線ＮCに対して流すようにされる。つまり、
制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルが可変制御される
ものである。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可
変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいて
は、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように
制御することになる。これによって、自励発振駆動回路
における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振
回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数が可変制御されることになる。このよ
うにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が
可変されることで、二次側直流出力電圧が一定となるよ
うに制御される。つまり、電源の安定化が図られる。こ
こで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはメ
インスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とさ
れたうえで、オンとなる期間を可変制御するように動作
している。つまり、オン期間についての導通角制御を行
うと共にスイッチング周波数制御を実行している。な
お、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制
御方式」ということとしている。

【００１５】図１５は、上記図１４に示す構成の電源回
路の要部の動作として、重負荷時における各部の動作波
形を示している。ここでは主として一次側の動作が示さ
れている。自励発振駆動回路内の直列共振回路（ＮB，
ＣB）では、駆動巻線ＮBに得られた交番電圧により共振
動作を行うことで、図１５（ｅ）に示すように、正弦波
状の直列共振電流Ｉ2が得られる。そして、この直列共
振電流Ｉ2がベース電流制限抵抗ＲBを介することで、ス
イッチング素子Ｑ1のベースには図１５（ｄ）に示すよ
うに、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。この駆動
電流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチン
グ動作を行う。

【００１６】この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１５（ｂ）に示す波形
が得られる。また、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振
コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、図１５
（ａ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によ
って並列共振電圧Ｖ1が発生する。この並列共振電圧Ｖ1
は、図のように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正
弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形として
の動作に対応している。

【００１７】また、上記したタイミングによってスイッ
チング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、一次
巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図１５（ｃ）に示すよ
うにしてスイッチング周期に応じた交番波形となる。

【００１８】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいて、図１５（ｅ）の直列共振電流Ｉ2
が正極性の領域は、図１５（ｄ）の駆動電流ＩBの順方
向電流の領域に対応する。また、同じ期間ＴONにおい
て、直列共振電流Ｉ2が負極性の領域は、駆動電流ＩBの
逆方向電流となる。そして、この期間ＴONにおける駆動
電流ＩBの逆方向バイアス電流の領域がスイッチング素
子Ｑ1の蓄積時間（ｔstg）となる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間には、逆回復時間が長い低速のダンパーダイオードＤ
Dと抵抗ＲDの直列回路が接続されている。スイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは、負となる直列共振
電流Ｉ2が、抵抗ＲD→クランプダイオードＤD→ベース
電流制限抵抗ＲB→共振コンデンサＣB→駆動巻線ＮBを
介して流れるが、これが図１５（ｇ）のダンパー電流Ｉ
D1として期間ＴOFFに得られる波形となる。そして次
に、期間ＴONが開始されると、並列共振コンデンサＣｒ
の充放電エネルギーが、クランプダイオードＤD→スイ
ッチング素子Ｑ1のベース→コレクタを介して流れ、こ
れが、期間ＴON開始時（ターンオン時）における負極性
のダンパー電流（ＩD）となる。そして、この期間が終
了すると、ダンパーダイオードＤDは逆回復時間の領域
となって正極性の方向に急峻に立ち上がり、以降は、図
示するようにして、期間ＴON終了時にかけて徐々に０レ
ベルとなっていく波形が得られる。

【００２０】上記のようにして駆動電流ＩB及びダンパ
ー電流ＩD1が流れることに対応して、スイッチング素子
Ｑ1のベース−エミッタ間電圧ＶBEは、図１５（ｆ）に
示すように、期間ＴOFFにおいては負極性による正弦波
状で、期間ＴONにおいては、その開始時のダンパー期間
では急峻に負極性にピークを持ち、これが終了すると正
極性の一定レベルで０レベルに対してオフセットが与え
られる波形となるものである。このオフセットレベル
は、例えば抵抗ＲDの抵抗値により決定される。

【００２１】また、上記のようにして動作する図１４の
電源回路の定電圧制御特性を図１６に示す。二次側直流
出力電圧ＥO1の負荷電流Ｉｏが０〜１．５Ａの範囲で変
化するのに応じて、制御電流Ｉｃは、図のようにして変
化する。つまり、負荷電流が増加して重負荷の条件とな
り、二次側直流出力電圧ＥO1が低下していくのに従って
制御電流レベルを減少させるようにして制御が行われ
る。この結果、スイッチング周波数ｆｓとしては、重負
荷の条件となるのに従って低下していくようにして制御
が行われる。また、交流入力電圧ＶACの変動に対応する
ものとして、交流入力電圧ＶAC＝１２０ＶとＶAC＝９０
Ｖの場合が示されているが、制御電流Ｉｃは、交流入力
電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶAC
＝９０Ｖ時の条件よりも増加しており、スイッチング周
波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の
条件のほうが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ時の条件よりも
高くなっている。これは、交流入力電圧ＶACのレベルが
高くなって二次側直流出力電圧ＥO1が上昇したとされる
場合には制御電流Ｉｃは増加されるようにして制御さ
れ、これに応じてスイッチング周波数ｆｓも上昇される
ようにして制御されることを示している。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記構成にお
いて直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線Ｎ
D、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和
リアクトルである。図１８に直交形制御トランスＰＲＴ
の構造を示す。図１８（ａ）はその全体構造を説明する
ための外観斜視図、図１８（ｂ）は巻装される巻線の巻
線方向を説明するための断面斜視図である。図１８
（ａ）に示すように、直交形制御トランスＰＲＴは、フ
ェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を
組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
一方のダブルコの字形コア２１は、図１８（ａ）（ｂ）
に示されているように４本の磁脚２１ａ，２１ｂ，２１
ｃ，２１ｄを有して構成される。また、他方のダブルコ
の字形コア２２も、例えば図１８（ａ）（ｂ）に示され
ているように４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２
ｄを有して構成される。そして、これら２つのダブルコ
の字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２
２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が
形成されている。

【００２３】磁脚２１ａ〜２１ｄのそれぞれと磁脚２２
ａ〜２２ｄのそれぞれの接合部分については、上段の２
組或いは下段の２組において１０μｍのマイラーフィル
ムを挿入し、ギャップＧ＝１０μｍとしている。そして
図１７に示すように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬB
の直流重畳特性は、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜６０ｍＡ
に対して、インダクタンスＬB＝８μＨ〜２．５μＨに
変化する。

【００２４】そして、図１８（ｂ）にも示されているよ
うに、例えばダブルコの字形コア２２の２本の磁脚２２
ｃ，２２ｄには制御巻線ＮCが巻回され、ダブルコの字
形コア２１の磁脚２１ｃ，２１ｂには検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBが巻回されている。つまり、この直交形制
御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対
して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽和リ
アクトルとして構成される。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮCとしては、例えば６０μｍφのポリ
ウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回さ
れ、検出巻線ＮDは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅
線により１Ｔ、駆動巻線ＮBは０．３ｍｍφのポリウレ
タン被覆銅線により３Ｔ巻回される。

【００２５】このような直交形制御トランスＰＲＴで
は、制御巻線に流す制御電流量を少なくするために、ギ
ャップＧが上記のように１０μｍという程度に僅小なも
のとしている。ところがこのため製造時においてはその
ギャップ厚の精度誤差が生じざるを得なくなるが、これ
は、直交型制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線Ｎ
Bのインダクタンス値についてばらつきを生じさせる。
またフェライトコアの透磁率、磁脚の接合時のずれ等の
ばらつきも、駆動巻線ＮBのインダクタンス値について
ばらつきを生じさせる。これらのことからインダクタン
スＬBの許容値は、インダクタンス値が±１０％変動す
るものとしなければならない。このためスイッチング素
子Ｑ１の増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgのばらつきが生ず
るが、このばらつきに対して複合共振形コンバータの定
電圧保証範囲を、例えば商用交流電源が１００Ｖ系であ
る場合に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±１０％とするた
めには、直交形制御トランスＰＲＴのインダクタンス可
変範囲は十分なマージンをもって設計しなければならな
い。つまり実用化の場合のマージン設計が困難なものと
なる。

【００２６】また直交形制御トランスＰＲＴの巻線仕様
は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮCと、検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBとを互いに直交する方向に巻回す
ることは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。さら
にダブルコの字形コア２１、２２のそれぞれ４本の磁脚
をマイラフィルムを介してずれなく接合することも組立
工程を難しくしている。即ち直交形制御トランスＰＲＴ
は製造の難易度が高く、コストダウンも困難である。

【００２７】また直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流れる直流制御電流Ｉｃは、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの２次側の直流出力電圧Ｅ02ライン（１５Ｖ
ライン）から供給され、その供給電力は０．９Ｗ〜０．
１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電力で
あり、軽負荷時の電力損失が増加する。

【００２８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、直流入力電圧についてスイッチン
グを行うスイッチング素子を備えるスイッチング手段
と、一次巻線と二次巻線とを備えて、この一次巻線に得
られるスイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送
する絶縁コンバータトランスと、この絶縁コンバータト
ランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサとにより
形成され、スイッチング手段の動作を電圧共振形とする
ように設けられる一次側並列共振回路とを備える。ま
た、アモルファス磁性体による閉磁路型のコアに対し
て、検出巻線と、駆動巻線と、制御巻線とが巻装される
ドライブトランスと、駆動巻線と共振用コンデンサによ
り形成される直列共振回路を有して、この直列共振回路
の出力に基づいて上記スイッチング素子をスイッチング
駆動するスイッチング駆動手段とを備える。また、絶縁
コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側並列共
振コンデンサを並列に接続することで形成される二次側
並列共振回路と、この二次側並列共振回路に得られる交
番電圧を入力して整流動作を行うことで直流出力電圧を
得るように構成される直流出力電圧生成手段とを備え
る。そして、駆動巻線と、制御巻線と、コンデンサと、
導通制御素子としてのトランジスタ素子を直列に接続し
て形成される導通制御回路を備え、直流出力電圧のレベ
ルに応じて導通制御素子における電流導通量を可変制御
することにより、スイッチング素子のスイッチング周波
数を可変制御し、直流出力電圧についての定電圧制御を
行うようにされる定電圧制御手段とを備えることとし
た。

【００２９】上記構成による電源回路は、ドライブトラ
ンスを備えることでスイッチング素子を自励式によって
駆動する複合共振形コンバータとしての基本構成を採
る。そして、定電圧制御のために、導通制御素子を備え
た導通制御回路を設けるようにしている。この導通制御
回路においては、自励式によりスイッチング駆動を行う
スイッチング駆動手段に流れる電流が分岐され、ドライ
ブトランスの制御巻線を介して導通制御素子に流れるよ
うにされる。そして、この導通制御素子における電流導
通量を可変することで、スイッチング駆動手段に流れる
電流量を可変し、これによって、スイッチング素子のス
イッチング周波数を可変制御するようにされる。そして
このような定電圧制御の構成であれば、例えば自励式の
場合にスイッチング周波数可変制御のために用いられて
いた直交型制御トランスを省略することが可能となる。

【００３０】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧Ｖ
ACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成す
るようにされる。

【００３１】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れ、エミッタは一次側アースに接続される。

【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られることで、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００３３】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはクランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直列回
路が、図示する方向によって接続される。ここでは、ク
ランプダイオードＤDのアノードが抵抗ＲDを介してエミ
ッタ（一次側アース）と接続され、カソードがベースに
対して接続される。なお、この場合のクランプダイオー
ドＤDには低速リカバリ型のダイオード素子が選定され
る。

【００３４】ドライブトランスＣＤＴは、スイッチング
素子Ｑ1を自励式により駆動するために設けられる。こ
の場合、ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻線Ｎ
Aとされ、この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に直列に接続されていることで、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達され
たスイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を検出する
ようになっている。そして、この検出巻線ＮAに得られ
る交番電圧が誘起される二次側に対して、駆動巻線ＮB
が巻装される。この駆動巻線ＮBは、スイッチング素子
Ｑ1をスイッチング駆動する自励発振駆動回路を形成す
る。さらに、本実施の形態の場合には、ドライブトラン
スＣＤＴの一次側に対して制御巻線Ｎcが巻装される。
ここで、上記各巻線の巻き方向は、図示するようにし
て、駆動巻線ＮBと制御巻線Ｎｃが同相で、これらの巻
線ＮB，Ｎｃに対して検出巻線ＮAが逆相となるようにし
て巻装されている。なお、本実施の形態としてのドライ
ブトランスＣＤＴの構造については後述する。

【００３５】また、この場合には、上記検出巻線ＮAに
対して並列にインダクタＬｐが接続される。例えば本実
施の形態の場合、検出巻線ＮAの巻き数は１Ｔとされ、
そのインダクタンスＬAは、電流が０レベルのときに
は、ＬA＝１０μＨとなるのであるが、この程度に小さ
なインダクタンス値であっても、駆動巻線ＮBにおける
誘起電圧は必要以上に大きなものとなる。そこで、低イ
ンダクタンス値のインダクタＬｐ（＝１μＨ）を並列接
続することで、一次巻線Ｎ1から検出巻線ＮA（インダク
タンスＬA）に流れようとする電流をインダクタＬｐに
も分流させ、その分、検出巻線ＮAに流れる電流量が少
なくなるようにしているものである。このようにすれ
ば、駆動巻線ＮBにおける誘起電圧レベルを小さなもの
とすることができる。これによっては、後述する自励発
振駆動回路のベース電流制限抵抗ＲBにおける電力損失
を低減させる作用を有する。

【００３６】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［ベース電流制限抵抗ＲB−駆動
巻線ＮB−時定数（共振用）コンデンサＣB］の直列接続
回路が接続される。この直列接続回路は、スイッチング
素子Ｑ1を自励式によりスイッチング駆動するための自
励発振駆動回路となる。

【００３７】この場合、ドライブトランスＣＤＴの検出
巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
と直列接続されている。このため、自励発振駆動回路に
おけるドライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、一次
巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力電圧により交番
電圧が励起される。そして、上記した自励発振駆動回路
としては、コンデンサＣBと駆動巻線ＮBのインダクタン
スとによって、直列共振回路を形成する。

【００３８】上記自励発振駆動回路の駆動巻線ＮBに
は、上記もしたように、検出巻線ＮAにより励起される
ことで、ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。こ
のドライブ電圧によって直列共振回路（ＮB−ＣB）が自
励的に発振動作を行うことで共振出力が得られることに
なる。そして、この共振出力がベース電流制限抵抗ＲB
を介することで、スイッチング素子Ｑ1のベースには、
スイッチング駆動信号としてのベース電流が流れるよう
にされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、直列
共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周
波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そ
のコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００３９】また、この場合の起動抵抗Ｒｓは、整流平
滑電圧Ｅｉのラインと駆動巻線ＮB−時定数コンデンサ
ＣBの接続点との間に対して挿入されている。例えば電
源起動時においては、整流平滑電圧Ｅｉから起動抵抗Ｒ
ｓを介し、さらに駆動巻線ＮB−ベース電流制限抵抗ＲB
を介したベース電流が、スイッチング素子Ｑ1のベース
に流れることで、スイッチング動作を開始させるように
なっている。

【００４０】また、本実施の形態のドライブトランスＣ
ＤＴに巻装される制御巻線Ｎｃは、その巻始め端部側が
駆動巻線ＮBの巻終わり端部と接続される。また、制御
巻線Ｎｃの巻終わり端部は、分割コンデンサＣB2の直列
接続を介して、ＭＯＳ−ＦＥＴによる導通制御素子Ｑ2
のドレインと接続される。導通制御素子Ｑ2のソースは
一次側アースに接地されている。また、クランプダイオ
ードＤD2は、導通制御素子Ｑ2のドレイン−ソース間に
対して図示する方向により並列に接続される。この場合
のクランプダイオードＤD2には、導通制御素子Ｑ2とし
てのＭＯＳ−ＦＥＴに内蔵される、いわゆるボディダイ
オードを利用することができる。このような接続形態に
よっては、駆動巻線ＮBと導通制御素子Ｑ2とが、制御巻
線Ｎｃ−分割コンデンサＣB2の直列接続回路を介するよ
うにして直列に接続されているものと見ることができ
る。

【００４１】ここで、分割コンデンサＣB2は、時定数コ
ンデンサＣBの静電容量を分割するようにして設けられ
るものである。分割コンデンサＣB2は、導通制御素子Ｑ
2としての抵抗分を省略すれば、自励発振回路（ＣB−Ｎ
B−ＲB）において、駆動巻線ＮBに流れる交番電流を分
岐して、制御巻線Ｎｃを介して二次側アースに流す経路
を接続しているものと見ることができる。そして、導通
制御素子Ｑ2は、制御巻線Ｎｃ−分割コンデンサＣB2に
流れる電流量を制御する導通制御の機能を有しているも
のと見ることができる。

【００４２】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一
次側には三次巻線Ｎ3が巻装されており、この三次巻線
Ｎ3に対して、図示するようにして、ダイオードＤ1とコ
ンデンサＣ1から成る半波整流回路を接続することで、
低圧の直流電圧を得るようにしている。そして、この低
圧直流電圧は、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタ
から抵抗Ｒ1を介して、導通制御素子Ｑ2のゲートに接続
されるようになっている。また、導通制御素子Ｑ2のゲ
ート−ソース間には抵抗Ｒ2が挿入される。従って、導
通制御素子Ｑ2のゲートにおいては、フォトトランジス
タから流れる電流レベルに応じた抵抗Ｒ2の両端電圧が
発生し、これがゲート電圧として導通制御素子Ｑ2のゲ
ートに印加されることになる。導通制御素子Ｑ2のゲー
ト側の回路が上記のようにして形成されていることで、
この導通制御素子Ｑ2は、フォトカプラＰＣのフォトト
ランジスタにおいて変化する電流導通量に応じて、制御
巻線Ｎｃから分割コンデンサＣB2を介してドレインに流
れるドレイン電流ＩQ2としての導通量を可変するように
して制御することとなる。なお、フォトカプラＰＣのフ
ォトトランジスタの電流導通量を制御するのは、二次側
に設けられる制御回路１の動作となるのであるがこれに
ついては後述する。

【００４３】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェ
ライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向する
ように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型
コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻
線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装し
ている。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成す
るようにしている。これによって、所要の結合係数によ
る疎結合の状態が得られるようにしている。ギャップ
は、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚より
も短くすることで形成することが出来る。また、結合係
数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態
を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【００４４】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。そして、この図１に示す回路において
は、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2
が並列に接続される。従って、この場合には、二次巻線
Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コ
ンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路
が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2
に誘起される交番電圧、及び検出巻線ＮAに得られる交
番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共
振動作が得られる。

【００４５】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００４６】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2に接続される二次側整流
ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整
流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ2に誘起さ
れる交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出
力電圧ＥO1を得るようにしている。また、ここでは、二
次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、このタップ出
力と二次側アース間に対して、図示するように、二次側
整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2から成る半波
整流回路を接続することで、低圧の二次側直流出力電圧
ＥO2を得るようにしている。この場合、二次側直流出力
電圧ＥO1は、制御回路１に対して定電圧制御のための検
出電圧として入力される。また、二次側直流電圧ＥO2
は、制御回路１の動作電源として利用される。

【００４７】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ3の
アノードは二次側アースに接地され、カソードはフォト
カプラＰＣのフォトダイオード（カソード→アノー
ド）、及び抵抗Ｒ６の直列接続を介して、二次側直流出
力電圧ＥO2のラインに対して接続される。また、抵抗Ｒ
4に対しては、コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直列接続回路
が並列に接続される。

【００４８】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧がコントロール電圧としてシ
ャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して入
力される。従ってシャントレギュレータＱ3では、直流
出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流を、フォトカプラＰ
Ｃのフォトトランジスタに流すようにされる。フォトト
ランジスタにおける電流導通量が可変されれば、一次側
において導通制御素子Ｑ2のゲートに接続されるフォト
カプラＰＣのフォトトランジスタにおける電流導通量が
可変されて、ゲート電圧を変化させることになるので、
前述したように、導通制御素子Ｑ2のドレイン電流ＩQ2
のレベルを可変制御することになる。そして、これによ
り、導通制御素子Ｑ2のドレインと分割コンデンサＣB2
を介して接続される制御巻線Ｎｃに流れる電流量が可変
されることになる。この動作によっては、スイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変し、これによって
二次側直流出力電圧が一定となるように安定化を図るよ
うにされるのであるが、これについては後述する。

【００４９】ここで、本実施の形態の電源回路に備えら
れるドライブトランスＣＤＴの構造例について図５を参
照して説明する。本実施の形態のドライブトランスＣＤ
Ｔは、この図に示すようにして、円筒型をくり抜くよう
にされたコア１０１を備え、このコア１０１に対して検
出巻線ＮAと駆動巻線ＮBを巻装する構造を有する。

【００５０】そして、特に本実施の形態においては、上
記コア１０１については、コバルト系アモルファス磁性
体を用いることとしている。アモルファス磁性体は、図
６に示す磁化曲線として示されるように、いわゆる角形
比が高いヒステリシス特性となる。つまり、アモルファ
ス磁性体は、少ない電流変化に応じても磁気飽和の状態
となりやすいという性質を有している。そしてこの場合
には、コア１０１についてギャップを形成しないように
していることで、閉磁路型のコアを得るようにしてい
る。これにより、ドライブトランスＣＤＴとしては、飽
和しやすい状態が得られることになり、可変インダクタ
ンストランスとして構成されることになる。このような
構成とされることで、ドライブトランスＣＤＴに巻装さ
れる検出巻線ＮAと駆動巻線ＮBのインダクタンス特性と
しては、図７に示すようにして、各巻線に流れる電流Ｉ
に応じてそのインダクタンスが変化することになる。つ
まり、電流Ｉ＝０（Ａ）で素子としてのインダクタンス
値を有し、この電流Ｉの絶対値レベルが大きくなってい
くのにしたがって比例的に減少していくものとなる。

【００５１】図２及び図３は、図１に示した構成による
電源回路における要部の動作を示す波形図である。図２
においては、負荷電力Ｐｏ＝１６２Ｗの重負荷時におけ
る条件の場合の動作を示し、図３においては、負荷電力
Ｐｏ＝０Ｗとなる無負荷時における条件の場合の動作を
示している。また、これらの図に示す動作を得るのにあ
たっては、各部品を次のようにして選定している。駆動巻線ＮB＝３Ｔ（ターン）、インダクタンスＬB＝１
００μＨ、制御巻線Ｎｃ＝６Ｔ、インダクタンスＬｃ＝４００μＨ検出巻線ＮA＝１ＴコンデンサＣB＝ＣB2＝１μＦベース電流制限抵抗ＲB＝０．４７Ω 抵抗ＲD＝４．７Ω

【００５２】ドライブトランスＣＤＴに巻装される駆動
巻線ＮBには、前述したようにして励起作用による交番
電圧が発生する。そして、自励発振駆動回路（ＣB−ＮB
−ＲB）は、この駆動巻線ＮBに発生した交番電圧を基と
して自励発振動作を行う。つまり、時定数コンデンサＣ
Bと駆動巻線ＮBとにより形成される直列共振回路が共振
動作を行って、この共振出力を、ベース電流制限抵抗Ｒ
Bを介してベース電流としてスイッチング素子Ｑ1のベー
スに流すようにされる。

【００５３】ここで、上記直列共振回路（ＣB−ＮB）の
共振動作によって、時定数コンデンサＣBには、図２
（ｇ）、図３（ｇ）に示すように、スイッチング周期に
対応する正弦波状の共振電圧Ｖ3が発生する。そして、
この直列共振回路（ＣB−ＮB）の共振出力としては、図
２（ｈ）、図３（ｈ）に示すようにして、駆動巻線ＮB
からベース電流制限抵抗ＲBを介してスイッチング素子
Ｑ1のベース側に流入する駆動用電流ＩOが得られる。

【００５４】本実施の形態の場合には、ドライブトラン
スＣＤＴに巻装される駆動巻線Ｎｃの巻終わり端部側
と、制御巻線Ｎｃの巻始め端部側とが接続されているこ
とから、自励発振回路（ＣB−ＮB）にて得られたとされ
る共振電流をＩrsとすれば、この共振電流Ｉrsは、上記
駆動用電流ＩOと、制御巻線Ｎｃ−分割コンデンサＣB2
の直列接続回路を介して導通制御素子Ｑ2のドレインに
流れるドレイン電流ＩQ2とに分流することになる。さら
に、駆動用電流ＩOは、スイッチング素子Ｑ1のベースに
流れるベース電流ＩBと、クランプダイオードＤDを介し
て抵抗ＲDに流れるダンパー電流ＩDとして分岐して流れ
ることになる。

【００５５】スイッチング素子がオンとなる期間ＴONに
おいては、クランプダイオードＤDの逆回復時間ｔrrの
効果によって、先ず、期間ｔ３〜ｔ１において、クラン
プダイオードＤDが導通して、図２（ｄ）、図３（ｄ）
に示すようにしてダンパー電流ＩDが流れる。この期間
ｔ３〜ｔ１のダンパー電流ＩDは、スイッチング素子Ｑ1
のベース→コレクタのＰＮ接合を介して流れていく。こ
れに応じて、期間ｔ３〜ｔ１におけるスイッチング素子
Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1としては、図２（ｂ）、図３
（ｂ）に示すように、負極性の方向に流れる波形が得ら
れる。また、ベース電流ＩBは、図２（ｃ）、図３
（ｃ）に示すようにして、時点ｔ３で正極性に立ち上が
り、時点ｔ１に至るまでに０レベルに下降していく。

【００５６】そして、この後の期間ｔ１〜ｔ２において
は、クランプダイオードＤDはオフとなる。このとき、
ベース電流ＩB（図２（ｃ）、図３（ｃ））は、先ず正
極性による順方向電流ＩB1が流れ、この後においてベー
ス蓄積キャリア消滅時間ｔstgにより負極性に反転し、
逆方向電流ＩB2が流れる。このベース電流ＩBに応じ
て、スイッチング素子Ｑ1は導通することになり、図２
（ｂ）、図３（ｂ）に示すようにして、スイッチング素
子Ｑ1のコレクタには、正極性のコレクタ電流ＩQ1が流
れる。

【００５７】そして、ベース電流ＩB（図２（ｃ）、図
３（ｃ））は、逆方向電流ＩB2が流れるベース蓄積キャ
リア消滅時間ｔstgが完了するとゼロレベルになり、こ
れによって、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる期間Ｔ
OFFに移行する。

【００５８】上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1が
スイッチング動作を行うことで、一次側並列共振コンデ
ンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖ1は、図２
（ａ）、図３（ａ）に示すようにして、スイッチング素
子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは０レベルで、オフとな
る期間ＴOFFでは正弦波状のパルスとなる波形が得られ
る。これは、一次側スイッチングコンバータが電圧共振
形の動作であることを示している。

【００５９】また、ＭＯＳ−ＦＥＴである導通制御素子
Ｑ2の動作は、次のようになっている。導通制御素子Ｑ2
のドレインは、制御巻線Ｎｃを介して駆動巻線ＮBと直
列接続されていることで、前述もしたように、自励発振
駆動回路（ＣB−ＮB−ＲB）内の共振回路（ＣB−ＮB）
の共振出力である共振電流Ｉrsは、ベース電流制限抵抗
ＲBを介して流れようとする駆動用電流ＩOと、導通制御
素子Ｑ2のドレイン電流ＩQ2として分流して流れるよう
にされる。つまり、Ｉrs＝ＩO＋ＩQ2として表すことが
できる。

【００６０】ここで、導通制御素子Ｑ2のドレインに対
して、制御巻線Ｎｃ−分割コンデンサＣB2の直列接続回
路に流入するドレイン電流ＩQ2は、図２（ｆ）、図３
（ｆ）に示される。このドレイン電流ＩQ2は、期間ＴOF
F（期間ｔ２〜ｔ３）とこれに続く期間ＴON内の期間ｔ
３〜ｔ１においては、先ず０レベルとなった後において
クランプダイオードＤD2が導通して、分割コンデンサＣ
B2に対して電流が流れるようにされることで、図示する
ように、負極正となる波形が得られる。そして、この後
の期間ｔ１〜ｔ２において、導通制御素子Ｑ2としての
ＭＯＳ−ＦＥＴが導通して、ドレイン→ソースの方向に
より、正極性に反転したドレイン電流ＩQ2が流れる。ま
た、導通制御素子Ｑ2のドレイン−ソース間電圧Ｖ2は、
上記のようにしてドレイン電流ＩQ2が流れることで、図
２（ｅ）、図３（ｅ）に示すように、期間ｔ２〜ｔ３〜
ｔ１においては０レベル若しくは負極性が現れ、期間ｔ
１〜ｔ２において正極性となる波形が得られる。

【００６１】ここで、例えば交流入力電圧ＶACが上昇す
る、或いは、負荷電力が小さくなるなどして二次側直流
出力電圧ＥO1のレベルが上昇したとする。制御回路１で
は、フォトカプラＰＣのフォトダイオードにおける電流
導通量を増加させるようにして制御することになる。こ
れによっては、一次側におけるフォトカプラＰＣのフォ
トトランジスタの導通量も増加するように制御されるこ
とになり、従って、導通制御素子Ｑ2のベース電流が増
加し、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2の振幅も拡大され
ることになる。

【００６２】上記のようにして、導通制御素子Ｑ2が制
御されることで、導通制御素子Ｑ2のドレイン電流ＩQ2
の振幅も大きくなるように制御されることになる。ここ
で、先にも述べたようにして、導通制御素子Ｑ2のドレ
イン電流ＩQ2は、直列共振回路（ＣB−ＮB）にて出力さ
れる共振電流Ｉrsから分岐して流れるものであって、Ｉ
rs＝ＩO＋ＩQ2として表すことができる。このため、導
通制御素子Ｑ2のドレイン電流ＩQ2の振幅が大きくなっ
て、期間ｔ１〜ｔ２におけるドレイン電流ＩQ2の電流量
が増加した場合には、それだけ、駆動用電流ＩOの電流
量が少なくなるように変化することになる。この駆動用
電流ＩOを基として得られるベース電流ＩBの波形は、例
えば図２（ｃ）から図３（ｃ）への遷移として示すよう
にして変化することになるが、これによっては、スイッ
チング素子Ｑ１のベース蓄積キャリア消滅時間（ｔst
g）は短くなる。これに伴い、スイッチング素子Ｑ1がオ
ンとなる期間ＴON内の期間ｔ１〜ｔ２の長さが短くなっ
ていくようにして可変されることになる。

【００６３】期間ＴON内の期間ｔ１〜ｔ２が短くなれ
ば、その前の期間ｔ３〜ｔ１が不変であるとしても、期
間ＴON全体の長さは短くなるのであるから、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数は高くなるようにして
制御されることになる。これは、図２と図３の比較とし
て、期間ＴON＋ＴOFFから成る１スイッチング周期の時
間長は、軽負荷の条件となるのに従って短くなっている
ことによって示されている。そして、スイッチング周波
数が可変制御されることによっては、例えば一次側並列
共振回路の共振インピーダンスが可変されることとなっ
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側
に対して伝送される電力も可変されることになるわけで
ある。これにより、最終的には二次側直流出力電圧のレ
ベルも可変制御されることとなり、電源の安定化が図ら
れることとなる。具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１６２Ｗ
〜０Ｗの変動範囲に対して、スイッチング周波数ｆｓを
所定の範囲で可変制御して定電圧化を図ることができ
る。

【００６４】なお、本実施の形態においてスイッチング
周波数を可変制御するのにあたっては、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定で、オンとなる期間
ＴONについて可変するようにされている。つまり、この
場合にも複合制御方式による定電圧制御動作が得られて
いるものである。

【００６５】そして、上記した本実施の形態による定電
圧制御回路系の構成とすれば、図１４に示されていた直
交型制御トランスＰＲＴは省略されることとなる。これ
により、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴ
製造時におけるギャップのばらつき等に起因する駆動巻
線ＮBについてのインダクタンス値のばらつきの問題は
解消されることになる。従って、交流入力電圧ＶACの範
囲に対するマージンを少なく設定することが可能となる
ので、回路設計も容易なものとすることが可能になる。
また、直交形制御トランスＰＲＴの製造工程の困難性に
かかる問題も解消される。さらにＡＣ／ＤＣ電力変換効
率の向上も図られる。

【００６６】また、図１４の例のように直交形制御トラ
ンスＰＲＴの制御巻線ＮCに制御電力を供給してスイッ
チング周波数を制御する構成ではないので、軽負荷時の
無効電力を低減し、電力損失を低減できる。

【００６７】さらに、本実施の形態の構成であれば、導
通制御素子Ｑ2に流れる電流は非常に少なく、また、導
通制御素子Ｑ2にかかる電圧も低いものとなっている。
このため、導通制御素子Ｑ2としてのＭＯＳ−ＦＥＴに
ついては、耐圧３０Ｖ、定格電流０．３０Ａ以下の、低
耐圧小容量品を選定すればよいことになる。例えば、先
に本出願人は、複合共振形スイッチングコンバータに対
して、一次側並列共振電圧又は二次側共振電圧をクラン
プするアクティブクランプ回路を設け、このアクティブ
クランプ回路の導通角制御によって電源の安定化を図る
構成を各種提案しているのであるが、この場合には、ア
クティブクランプ回路を形成するスイッチング素子（ト
ランジスタ）については、一次側並列共振電圧レベル又
は二次側共振電圧レベルに応じた高耐圧品を選定する必
要があり、それだけコスト及びサイズの点などで不利で
あった。これに対して本実施の形態では、導通制御素子
Ｑ2としてのトランジスタ素子について低耐圧小容量品
が選定されるのであるから、それだけ低コスト化及び小
型軽量化を実現することが可能となるものである。

【００６８】なお、本実施の形態としては、導通制御素
子Ｑ2としてＭＯＳ−ＦＥＴを選定するのではなく、例
えばバイポーラトランジスタ（耐圧３０Ｖ、定格電流
０．１５Ａ）を選定することも可能である。ただし、本
実施の形態としての電源回路の構成のもとで単に導通制
御素子Ｑ2をバイポーラトランジスタとした場合、負荷
電力Ｐｏが５０Ｗ以下となる軽負荷の条件では異常発振
が生じる可能性を有している。これに対して、導通制御
素子Ｑ2としてＭＯＳ−ＦＥＴを使用すれば、このよう
な異常発振は容易に解消することができるものである。

【００６９】また、本実施の形態では、図５〜図７によ
っても説明したように、可変インダクタンストランスと
してのドライブトランスＣＤＴを備えるのであるが、こ
れによって、ドライブトランスＣＤＴに巻装される駆動
巻線ＮBを備えて形成される自励発振駆動回路からスイ
ッチング素子Ｑ1のベースに流すベース電流ＩBのピーク
レベルは、図２（ｃ）、図３（ｃ）に示すようにして、
順方向電流ＩB1よりも逆方向電流ＩB2のほうが大きくな
る。例えば実際としては、図１４に示した電源回路の場
合の３〜４倍程度にまで増加している。これによって、
スイッチング素子Ｑ１の下降時間は短くなってスイッチ
ング素子Ｑ１のターンオフ時のスイッチング損失が低減
される。また、同時に蓄積時間ｔstgも短縮されること
で、スイッチング素子における電力損失はより少ないも
のとなる。さらには、バイポーラトランジスタであるス
イッチング素子Ｑ1の電流増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgな
どのばらつき範囲も小さいものとなって、それだけ回路
設計及び部品管理が容易なものとなる。

【００７０】また、本実施の形態としてのドライブトラ
ンスＣＤＴの構造であれば、そのサイズ形状は、図５に
示すようにして、例えば４ｍｍ（直径）×６ｍｍ（高
さ）程度にまで小さなものとすることができる。例えば
図１８に示したような直交型制御トランスＰＲＴと比較
した場合には、約１／５程度にまで小型軽量なものとす
ることが可能である。

【００７１】さらに、本実施の形態においては、検出巻
線ＮAに対してインダクタＬｐを並列に接続して、一次
巻線Ｎ1から流れる電流を分流させるようにしているこ
とで、駆動巻線ＮBにおける誘起電圧レベルを小さなも
のとしている。これによって、自励発振駆動回路（ＣB
−ＮB−ＲB）内の直列共振回路（ＣB−ＮB）の出力電圧
も抑制されるので、ベース電流制限抵抗ＲBに流れる電
流量は低減されることになる。つまり、ベース電流制限
抵抗ＲBにおける電力損失が低減される。

【００７２】ここで図４に、図１に示した本実施の形態
としての電源回路における特性として、電力変換効率特
性、及びスイッチング周波数制御に要する制御電力を、
先行技術として示した図１４の電源回路との比較により
示しておく。この図から分かるように、負荷電力Ｐｏ＝
０Ｗ〜１６２Ｗの負荷変動範囲に対応する制御電力Ｐｃ
は、図１４に示した電源回路が、０．６０Ｗ〜０．１５
Ｗ程度であるのに対して、図１に示す電源回路は、０．
１６Ｗ〜０．０４Ｗであり、図１４に示した電源回路よ
りも著しく低下していることが示されている。また、電
力変換効率ηAC−DCについては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜
１６２Ｗの負荷変動範囲にわたって、図１４に示した電
源回路よりも、図１に示した電源回路のほうが高くなっ
ていることが示されている。つまり、図１に示した電源
回路では、図１４に示した電源回路と比較して、総合的
に電力変換効率の向上が図られているものである。そし
て、特に軽負荷の条件において、電力変換効率の向上率
が著しいという良好な結果が得られている。

【００７３】図８は、本発明の第２の実施の形態として
のスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、
この図において図１と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。この図８に示す電源回路としても、図５
又は図６に示した構造のドライブトランスＣＤＴを備え
た構成とされるものである。

【００７４】この図に示す電源回路においては、一次側
スイッチングコンバータへの入力電圧である整流平滑電
圧Ｅｉを生成するのにあたって倍電圧整流回路を設ける
ようにされる。この倍電圧整流回路は、商用交流電源Ａ
Ｃに対して、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コ
ンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を、図示するようにして接続する
ことで形成される。そして、交流入力電圧ＶACを入力し
て、この交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応するレ
ベルの整流平滑電圧Ｅｉを生成する。このようにして倍
電圧整流回路を設ける構成は、例えば商用交流電源ＡＣ
１００Ｖ系において比較的重負荷の条件に対応する場合
に好適とされる。

【００７５】また、この図に示す電源回路の二次側にお
いては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2
に対してセンタータップを設けて二次側アースに接続し
た上で、図示するようにして２本の整流ダイオードＤO
1，ＤO2と平滑コンデンサＣO1を接続することで全波整
流回路を形成している。そして、この全波整流回路によ
って、平滑コンデンサＣO1の両端電圧としての二次側直
流出力電圧ＥO1を得るようにしている。なお、この図に
おいては、制御回路１を１つの機能ブロックとして示し
ているが、例えば実際には、図１に示した制御回路１と
同様の内部構成が採られていればよい。

【００７６】このような第２の実施の形態としての構成
においても、例えば図５及び図６により説明した構造を
有するドライブトランスＣＤＴを備え、また、図１の電
源回路と同様の定電圧制御回路系の構成を採っているこ
とで、直交型制御トランスＰＲＴの省略をはじめとし
て、先の第１の実施の形態の電源回路と同様の効果を得
ることができる。

【００７７】ところで、上記した各実施の形態の電源回
路につき、二次側に備えられる整流回路系としては各図
に示した構成に限定されることなく、例えば図９〜図１
３に示す構成を採るようにすることも考えられる。図９
においては、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して
ブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1から成る
全波整流回路を図示する接続形態によって接続すること
で二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにした構成が示さ
れている。

【００７８】また、図１０においては、二次側並列共振
回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して、図示するようにして整流ダ
イオードＤO1、整流ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣ
OA，ＣOBを接続することで、全波整流方式による倍電圧
整流回路を形成している。この場合には、平滑コンデン
サＣOA−ＣOBの直列接続回路の両端電圧として、二次巻
線Ｎ2に発生する交番電圧レベルの２倍に対応する二次
側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００７９】また、図１１に示す二次側の構成として
は、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部に対して二次側直列共
振コンデンサＣｓが直列に接続される。これによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、二
次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスと二次側直列共
振コンデンサＣｓのキャパシタンスとによって二次側直
列共振回路を形成することになる。従って、この場合に
は、一次側に設けられる一次側並列共振回路（Ｎ1，Ｃ
ｒ）と、二次側に設けられる二次側直列共振回路（Ｎ
2，Ｃｓ）とにより複合共振形コンバータを構成するこ
とになる。そして、この二次側直列共振回路に対して、
図に示すようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コン
デンサＣO1を接続することで、二次側直列共振回路（Ｎ
2，Ｃｓ）の共振作用により発生する二次側直列共振電
圧を全波整流する全波整流回路が形成される。そして、
平滑コンデンサＣO1の両端に対しては、二次巻線Ｎ2に
発生する交番電圧レベルの等倍に対応する二次側直流出
力電圧ＥO1が得られることになる。

【００８０】また、図１２においては、二次側直列共振
回路（Ｎ2，Ｃｓ）に対して、整流ダイオードＤO1、整
流ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣOA，ＣOBを、図示
するようにして接続することで倍電圧整流回路を形成し
ている。

【００８１】また、図１３においては、二次巻線Ｎ2に
対して図示するようにして２組の二次側直列共振コンデ
ンサＣｓ1，Ｃｓ2を接続し、さらに４本の整流ダイオー
ドＤO1，ＤO2，Ｄ03，ＤO4を図示する接続形態によって
接続して、二次側整流回路を形成する。このようにして
構成される二次側整流回路としては、４倍電圧整流回路
が形成される。この４倍電圧整流回路の動作説明にあた
り、［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO
1，ＤO2、平滑コンデンサＣOA］から成る回路の動作に
ついて述べる。先ず、整流ダイオードＤO1がオフとな
り、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、
二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデン
サＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオード
ＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ
1に対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイ
オードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンと
なって整流動作を行う期間においては、二次巻線Ｎ2に
誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加
わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣOA
に対して充電が行われる動作となる。上記のようにして
整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣOAの両端
には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直
流電圧（整流平滑電圧）が得られる。また、［直列共振
コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コ
ンデンサＣOB］の組とから成る整流回路によっても同様
の動作によって、平滑コンデンサＣOBの両端には、二次
巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得
られることになる。

【００８２】そして、上記のようにして各段の整流回路
によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続され
た平滑コンデンサＣOA−平滑コンデンサＣOBの両端に
は、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次
側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００８３】なお、上記各実施の形態においてはスイッ
チング素子を１組備えるシングルエンド方式の場合が示
されているが、スイッチング素子を２組備える、いわゆ
るプッシュプル方式による、自励式の電圧共振形コンバ
ータとされても構わないものである。また、二次側につ
いても、各図に示した以外の回路構成による整流回路が
備えられて構わないものである。

【００８４】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形コンバータとして、ドライブトランスを備えた自励式
の構成を採る。これと共に、定電圧化のためのスイッチ
ング周波数制御は、スイッチング素子を駆動する自励発
振駆動回路（スイッチング駆動手段）の駆動巻線に対し
て、ドライブトランスに巻装した制御巻線と、分割コン
デンサと、導通制御素子の直列接続回路（導通制御回
路）を接続し、この直列接続回路の導通を制御すること
によって行うようにしている。そして、このような構成
であれば、これまでスイッチング周波数制御に必要とさ
れていた直交型制御トランスを省略することが可能にな
る。これにより、直交型制御トランスのギャップのばら
つき等に起因するインダクタンス値のばらつきの問題は
解消されることになる。特に本発明におけるドライブト
ランスのインダクタンスのばらつきは±５％程度とな
る。このため、交流入力電圧の範囲に対するマージンを
少なく設定することが可能となるので、回路設計も容易
なものとすることが可能になる。また、直交形制御トラ
ンスの製造工程の困難性にかかる問題も解消されること
になる。直交形制御トランスの制御巻線に制御電力を供
給してスイッチング周波数を制御する構成ではないとさ
れることで、軽負荷時の無効電力を低減し、電力損失を
低減できることになる。つまり、ＡＣ／ＤＣ電力変換効
率の向上も図られることになる。

【００８５】また、本発明としての導通制御回路に備え
られる導通制御素子（バイポーラトランジスタ）には、
低電圧及び小レベルの電流が印加されるので、定電圧制
御に要する電力も低減されることになる。つまり、電源
回路における無効電力が低減され、これによっても電源
回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の低減を促進させること
ができる。また、導通制御素子としては、低耐圧、小容
量品が選定されることにもなるので、この点でも、小型
軽量化、及び低コスト化が促進される。

【００８６】さらに本発明では、アモルファス磁性体に
よる閉磁路のコアによるドライブトランスとすること
で、スイッチング素子に流すべきベース電流として逆方
向電流のレベルを増加させるようにしている。これによ
っては、スイッチング損失を低減して電源回路としての
電力変換効率は向上されることになる。さらには、スイ
ッチング素子についての特性のばらつきも抑えることが
でき、設計及び部品管理も容易となって製造効率も向上
されることとなった。そしてまた、本発明としてのドラ
イブトランスの構造であれば、例えばこれまでに用いら
れていた直交型制御トランスと比較して、約１／５のサ
イズ、重量とすることができ、それだけ電源回路の小型
軽量化を図ることが可能となる。

【００８７】また、上記構成の下で、ドライブトランス
に巻装される検出巻線に対して並列に低インダクタンス
値のインダクタを並列接続することで、スイッチング素
子のための自励発振駆動回路における損失を低減させる
ことができ、これによっても、電源回路における電力変
換効率の向上に寄与することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路における要部の動作
（重負荷時）を示す波形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路における要部の動作
（無負荷時）を示す波形図である。

【図４】図１に示す電源回路について、負荷変動に対す
るAC−DC電力変換効率、及び定電圧化のための制御電力
の各特性を、先行技術と比較して示す特性図である。

【図５】本実施の形態のドライブトランスの構造例を示
す斜視図である。

【図６】アモルファス磁性体の磁化曲線を示す図であ
る。

【図７】本実施の形態のドライブトランスに巻装される
巻線の電流レベルとインダクタンスとの関係を示す図で
ある。

【図８】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図９】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路図
である。

【図１０】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１１】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１２】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１３】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１４】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。

【図１５】図１４に示す電源回路における要部の動作を
示す波形図である。

【図１６】図１４に示す電源回路の定電圧制御特性を示
す説明図である。

【図１７】図１４に示す回路における、駆動巻線ＮBの
インダクタンスについての直流重畳特性を示す説明図で
ある。

【図１８】直交形制御トランスの構造例を示す斜視図及
び断面図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ2 導通制御
素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）、ＰＩＴ絶縁コンバータトラ
ンス、ＣＤＴドライブトランス、ＤD クランプダイ
オード、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ一次側
並列共振コンデンサ、ＮA 検出巻線、ＮB 駆動巻線、
Ｎｃ制御巻線、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＣB
時定数コンデンサ、ＣB2 分割コンデンサ、ＰＣフ
ォトカプラ

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧についてスイッチングを行
うスイッチング素子を備えるスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
共振回路と、アモルファス磁性体による閉磁路型のコアに対して、検
出巻線と、駆動巻線と、制御巻線とが巻装されるドライ
ブトランスと、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づいて
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチ
ング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次
側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成され
る二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、上記駆動巻線と、上記制御巻線と、コンデンサと、導通
制御素子としてのトランジスタ素子を直列に接続して形
成される導通制御回路を備え、上記直流出力電圧のレベ
ルに応じて上記導通制御素子における電流導通量を可変
制御することにより、スイッチング素子のスイッチング
周波数を可変制御し、上記直流出力電圧についての定電
圧制御を行うようにされる定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記検出巻線に対して、所要のインダク
タンスを有するインダクタを並列に接続することを特徴
とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。