JP2003047246A

JP2003047246A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2003047246A
Application number: JP2001227804A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-07-27
Filing date: 2001-07-27
Publication date: 2003-02-14

Abstract

(57)【要約】【課題】設計及び製造の容易化、電力変換効率の向上
を図る。【解決手段】自励式の電圧共振形コンバータを備える
複合共振形スイッチングコンバータを基本構成として、
ドライブトランスＣＤＴに、検出巻線ＮAと、自励発振
駆動回路の駆動巻線ＮBと、制御巻線Ｎｃを巻装する。
また制御巻線ＮｃとコンデンサＣB2と導通制御素子Ｑ2
とを直列接続した回路を二次側に設ける。安定化は、導
通制御素子Ｑ2の電流導通量を可変することで、自励発
振駆動回路からスイッチング素子Ｑ1のベースに流れる
ベース電流レベルを可変して、スイッチング周波数を可
変制御する。導通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間電
圧が鋸歯状波となるようにすることで、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング損失を低減させる。またスイッチ
ング素子のベース・エミッタ間に低速リカバリ型ダイオ
ードと抵抗が接続され、低速リカバリ型ダイオードと並
列にコンデンサを接続する。導通制御素子Ｑ２と並列に
高速リカバリ型ダイオードを接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図９の回路図は、先に本出願人が提案した
発明に基づいて構成することのできる、先行技術として
のスイッチング電源回路の一例を示している。この図に
示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチング
コンバータとして電圧共振形コンバータを備えている。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得
られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並
列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コ
ンバータとしての動作が得られるようになっている。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動
巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲB
から成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング
素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生される発
振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッ
チング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電
圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベースに流れ
る起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造については後述す
る。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップを形成することで、所要の結合係数による疎結
合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、その一端が電流検出巻線ＮDを介して直流入
力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のラインと接続され、多端
がスイッチング素子Ｑ1のコレクタに接続されている。
スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧についてスイッ
チングを行うのであるが、上記した接続形態によって、
一次巻線Ｎ1及び電流検出巻線ＮDには、スイッチング素
子Ｑ1のスイッチング出力が供給されることとなり、ス
イッチング周波数に対応する周期の交番電圧が発生す
る。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ3の
アノードはアースに接地され、カソードは直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCを介して、二次側直流出力
電圧ＥO2のラインに対して接続される。また、ここでは
シャントレギュレータＱ3のカソードは、コンデンサＣ1
1を介して抵抗Ｒ3、Ｒ4の接続点と接続されている。ま
た、抵抗Ｒ4に対しては、コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直
列接続回路が並列に接続される。

【００１４】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧がコントロール電圧としてシ
ャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して入
力される。従ってシャントレギュレータＱ3では、直流
出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流を、制御電流Ｉｃと
して制御巻線ＮCに対して流すようにされる。つまり、
制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルが可変制御される
ものである。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可
変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいて
は、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように
制御することになる。これによって、自励発振駆動回路
における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振
回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数が可変制御されることになる。このよ
うにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が
可変されることで、二次側直流出力電圧が一定となるよ
うに制御される。つまり、電源の安定化が図られる。こ
こで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはメ
インスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とさ
れたうえで、オンとなる期間を可変制御するように動作
している。つまり、オン期間についての導通角制御を行
うと共にスイッチング周波数制御を実行している。な
お、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制
御方式」ということとしている。

【００１５】図１０は、上記図９に示す構成の電源回路
の要部の動作として、重負荷時における各部の動作波形
を示している。ここでは主として一次側の動作が示され
ている。自励発振駆動回路内の直列共振回路（ＮB，Ｃ
B）では、駆動巻線ＮBに得られた交番電圧により共振動
作を行うことで、図１０（ｅ）に示すように、正弦波状
の直列共振電流Ｉ2が得られる。そして、この直列共振
電流Ｉ2がベース電流制限抵抗ＲBを介することで、スイ
ッチング素子Ｑ1のベースには図１０（ｄ）に示すよう
に、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。この駆動電
流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング
動作を行う。

【００１６】この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１０（ｂ）に示す波形
が得られる。また、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振
コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、図１０
（ａ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によ
って並列共振電圧Ｖ1が発生する。この並列共振電圧Ｖ1
は、図のように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正
弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形として
の動作に対応している。

【００１７】また、上記したタイミングによってスイッ
チング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、一次
巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図１０（ｃ）に示すよ
うにしてスイッチング周期に応じた交番波形となる。

【００１８】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいて、図１０（ｅ）の直列共振電流Ｉ2
が正極性の領域は、図１０（ｄ）の駆動電流ＩBの順方
向バイアス電流の領域に対応する。また、同じ期間ＴON
において、直列共振電流Ｉ2が負極性の領域は、駆動電
流ＩBの逆方向バイアス電流となる。そして、この期間
ＴONにおける駆動電流ＩBの逆方向バイアス電流の領域
がスイッチング素子Ｑ1の蓄積時間（ｔstg）となる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間には、逆回復時間が長い低速のダンパーダイオードＤ
Dと抵抗ＲDの直列回路が接続されている。スイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは、負となる直列共振
電流Ｉ2が、抵抗ＲD→クランプダイオードＤD→ベース
電流制限抵抗ＲB→共振コンデンサＣB→駆動巻線ＮBを
介して流れるが、これが図１０（ｇ）のダンパー電流Ｉ
D1として期間ＴOFFに得られる波形となる。そして次
に、期間ＴONが開始されると、並列共振コンデンサＣｒ
の充放電エネルギーが、クランプダイオードＤD→スイ
ッチング素子Ｑ1のベース→コレクタを介して流れ、こ
れが、期間ＴON開始時（ターンオン時）における負極性
のダンパー電流ＩD1となる。そして、この期間が終了す
ると、ダンパーダイオードＤDは逆回復時間の領域とな
って正極性の方向に急峻に立ち上がり、以降は、図示す
るようにして、期間ＴON終了時にかけて徐々に０レベル
となっていく波形が得られる。

【００２０】上記のようにして駆動電流ＩB及びダンパ
ー電流ＩD1が流れることに対応して、スイッチング素子
Ｑ1のベース−エミッタ間電圧ＶBEは、図１０（ｆ）に
示すように、期間ＴOFFにおいては負極性による正弦波
状で、期間ＴONにおいては、その開始時のダンパー期間
では急峻に負極性にピークを持ち、これが終了すると正
極性の一定レベルで０レベルに対してオフセットが与え
られる波形となるものである。このオフセットレベル
は、例えば抵抗ＲDの抵抗値により決定される。

【００２１】また、上記のようにして動作する図９の電
源回路の定電圧制御特性を図１１に示す。二次側直流出
力電圧ＥO1の負荷電流Ｉｏが０〜１．５Ａの範囲で変化
するのに応じて、制御電流Ｉｃは、図のようにして変化
する。つまり、負荷電流が増加して重負荷の条件とな
り、二次側直流出力電圧ＥO1が低下していくのに従って
制御電流レベルを減少させるようにして制御が行われ
る。この結果、スイッチング周波数ｆｓとしては、重負
荷の条件となるのに従って低下していくようにして制御
が行われる。また、交流入力電圧ＶACの変動に対応する
ものとして、交流入力電圧ＶAC＝１２０ＶとＶAC＝９０
Ｖの場合が示されているが、制御電流Ｉｃは、交流入力
電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶAC
＝９０Ｖ時の条件よりも増加しており、スイッチング周
波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の
条件のほうが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ時の条件よりも
高くなっている。これは、交流入力電圧ＶACのレベルが
高くなって二次側直流出力電圧ＥO1が上昇したとされる
場合には制御電流Ｉｃは増加されるようにして制御さ
れ、これに応じてスイッチング周波数ｆｓも上昇される
ようにして制御されることを示している。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記構成にお
いて直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線Ｎ
D、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和
リアクトルである。図１３に直交形制御トランスＰＲＴ
の構造を示す。図１３（ａ）はその全体構造を説明する
ための外観斜視図、図１３（ｂ）は巻装される巻線の巻
線方向を説明するための断面斜視図である。図１３
（ａ）に示すように、直交形制御トランスＰＲＴは、フ
ェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を
組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
一方のダブルコの字形コア２１は、図１３（ａ）（ｂ）
に示されているように４本の磁脚２１ａ，２１ｂ，２１
ｃ，２１ｄを有して構成される。また、他方のダブルコ
の字形コア２２も、例えば図１３（ａ）（ｂ）に示され
ているように４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２
ｄを有して構成される。そして、これら２つのダブルコ
の字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２
２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が
形成されている。

【００２３】磁脚２１ａ〜２１ｄのそれぞれと磁脚２２
ａ〜２２ｄのそれぞれの接合部分については、上段の２
組或いは下段の２組において１０μｍのマイラーフィル
ムを挿入し、ギャップＧ＝１０μｍとしている。そして
図１２に示すように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬB
の直流重畳特性は、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜６０ｍＡ
に対して、インダクタンスＬB＝８μＨ〜２．５μＨに
変化する。

【００２４】そして、図１３（ｂ）にも示されているよ
うに、例えばダブルコの字形コア２２の２本の磁脚２２
ｃ，２２ｄには制御巻線ＮCが巻回され、ダブルコの字
形コア２１の磁脚２１ｃ，２１ｂには検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBが巻回されている。つまり、この直交形制
御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対
して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽和リ
アクトルとして構成される。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮCとしては、例えば６０μｍφのポリ
ウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回さ
れ、検出巻線ＮDは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅
線により１Ｔ、駆動巻線ＮBは０．３ｍｍφのポリウレ
タン被覆銅線により３Ｔ巻回される。

【００２５】このような直交形制御トランスＰＲＴで
は、制御巻線に流す制御電流量を少なくするために、ギ
ャップＧが上記のように１０μｍという程度に僅小なも
のとしている。ところがこのため製造時においてはその
ギャップ厚の精度誤差が生じざるを得なくなるが、これ
は、直交型制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線Ｎ
Bのインダクタンス値についてばらつきを生じさせる。
またフェライトコアの透磁率、磁脚の接合時のずれ等の
ばらつきも、駆動巻線ＮBのインダクタンス値について
ばらつきを生じさせる。これらのことからインダクタン
スＬBの許容値は、インダクタンス値が±１０％変動す
るものとしなければならない。このためスイッチング素
子Ｑ１の増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgのばらつきが生ず
るが、このばらつきに対して複合共振形コンバータの定
電圧保証範囲を、例えば商用交流電源が１００Ｖ系であ
る場合に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±１０％とするた
めには、直交形制御トランスＰＲＴのインダクタンス可
変範囲は十分なマージンをもって設計しなければならな
い。つまり実用化の場合のマージン設計が困難なものと
なる。

【００２６】また直交形制御トランスＰＲＴの巻線仕様
は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮCと、検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBとを互いに直交する方向に巻回す
ることは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。さら
にダブルコの字形コア２１、２２のそれぞれ４本の磁脚
をマイラフィルムを介してずれなく接合することも組立
工程を難しくしている。即ち直交形制御トランスＰＲＴ
は製造の難易度が高く、コストダウンも困難である。

【００２７】また直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流れる直流制御電流Ｉｃは、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの２次側の直流出力電圧Ｅ02ライン（１５Ｖ
ライン）から供給され、その供給電力は０．９Ｗ〜０．
１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電力で
あり、軽負荷時の電力損失が増加する。

【００２８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を解決するため、スイッチング電源回路として次の
ように構成する。つまり、直流入力電圧についてスイッ
チングを行うスイッチング素子を備えるとともに、上記
スイッチング素子としてのトランジスタのベース・エミ
ッタ間に低速リカバリ型ダイオードと抵抗が接続され、
上記低速リカバリ型ダイオードと並列にコンデンサが接
続されたスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを
備え、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の
出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータト
ランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一
次側並列共振コンデンサとにより形成され上記スイッチ
ング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一
次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二
次巻線に対して二次側並列共振コンデンサを並列に接続
することで形成される二次側並列共振回路と、上記二次
側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動作
を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流
出力電圧生成手段と、検出巻線、駆動巻線、制御巻線が
巻装され、上記検出巻線が上記絶縁コンバータトランス
の一次巻線に直列に接続されることにより上記スイッチ
ング手段の出力を上記駆動巻線に伝達すると共に、上記
制御巻線に流れる制御電流により上記駆動巻線を制御す
るドライブトランスと、上記駆動巻線と共振用コンデン
サにより形成される直列共振回路を有してこの直列共振
回路の出力に基づいて上記スイッチング素子をスイッチ
ング駆動するスイッチング駆動手段と、上記絶縁コンバ
ータトランスの二次側に備えられ、少なくとも上記制御
巻線と導通制御素子としてのトランジスタ素子が直列に
接続され、さらに上記導通制御素子に対して高速リカバ
リ型ダイオードが並列に接続されて成る導通制御回路
と、上記導通制御素子としてのトランジスタ素子の制御
入力端子電位の波形が略鋸歯状となるようにして設けら
れる時定数回路と、上記直流出力電圧のレベルに応じた
レベルの制御電流を、上記時定数回路を介して上記導通
制御素子の上記制御入力端子に供給することで、上記ス
イッチング素子のスイッチング周波数を可変制御し、上
記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされ
る定電圧制御手段と、を備えるようにする。

【００２９】また、上記導通制御回路は、上記制御巻線
と、コンデンサと、上記導通制御素子としてのトランジ
スタ素子とが直列に接続されるようにする。また上記ド
ライブトランスのコアは、中空円柱形のアモルファス磁
性体とされる。又は、上記ドライブトランスのコアは、
中空円柱形、又はＥＩ形、又はＨ字形のフェライトが用
いられる。また、上記制御巻線について、三重絶縁線を
用いる。

【００３０】上記構成による電源回路は、ドライブトラ
ンスを備えることでスイッチング素子を自励式によって
駆動する複合共振形コンバータとしての基本構成を採
る。そして、定電圧制御のために、導通制御素子を備え
た導通制御回路を設けるようにしている。この導通制御
回路では、導通制御素子としてのトランジスタ素子の制
御入力端子電位（ベース−エミッタ間電圧）の波形が鋸
歯状波となるようにされており、この鋸歯状波が立ち上
がりを開始してピークとなるまでの立ち上がり期間を可
変することで、導通制御素子における電流導通量を可変
するようにされる。つまり、導通制御素子と直列接続さ
れたドライブトランスの制御巻線に対して、二次側直流
電圧レベルに応じたレベル電流を流すようにされる。こ
のようにして制御巻線における電流量を可変すれば、制
御巻線と磁気結合される駆動巻線を介して流れようとす
る電流量は変化することになって、駆動巻線を有して形
成されるスイッチング駆動手段に流れる電流量が可変さ
れる。これによって、スイッチング素子のスイッチング
周波数を可変制御するようにしている。そしてこのよう
な定電圧制御の構成であれば、例えば自励式の場合にス
イッチング周波数可変制御のために用いられていた直交
型制御トランスを省略することが可能となる。

【００３１】また、スイッチング素子がターンオフする
直前期間においては、スイッチング素子のベース電流と
しては逆方向電流となるのであるが、上記のように導通
制御素子の制御入力端子電位（ベース−エミッタ間電
圧）が鋸歯状波となることによっては、上記スイッチン
グ素子のベース電流が逆方向電流となる期間に対応し
て、導通制御素子を導通させて制御巻線に電流を流すこ
とが可能になる。従って、この期間においては、制御巻
線に流れる電流に応じて、駆動巻線側に流れる電流レベ
ルも増加することになって、スイッチング素子のベース
に流れる逆方向電流のレベルを増加させるという動作が
得られる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
ての電源回路の構成を示している。この図１に示す電源
回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に
二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチン
グコンバータとしての構成を採る。この図に示す電源回
路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電圧ＶA
C）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路
として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉ
からなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの
１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するよ
うにされる。

【００３３】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1及びドライブトランスＣＤＴの検出巻線ＮAを介
して平滑コンデンサＣｉの正極と接続され、エミッタは
一次側アースに接続される。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られることで、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００３５】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間にはクランプダイオードＤD1と抵抗ＲDの直列
回路が接続される。ここでは、クランプダイオードＤD1
のアノードが抵抗ＲDを介してエミッタ（一次側アー
ス）と接続され、カソードがベースに対して接続され
る。なお、この場合のクランプダイオードＤD1には低速
リカバリ型のダイオード素子が選定される。さらに、ク
ランプダイオードＤD1に対して並列にフィルムコンデン
サＣ５が接続される。

【００３６】ドライブトランスＣＤＴは、スイッチング
素子Ｑ1を自励式により駆動するために設けられる。こ
の場合、ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻線Ｎ
Aとされ、この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に直列に接続されていることで、絶
縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達され
たスイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を検出する
ようになっている。そして、この検出巻線ＮAに得られ
る交番電圧が誘起される二次側に対して、駆動巻線ＮB
が巻装される。この駆動巻線ＮBは、スイッチング素子
Ｑ1をスイッチング駆動する自励発振駆動回路を形成す
る。さらに、本実施の形態の場合には、ドライブトラン
スＣＤＴに対して制御巻線Ｎcが巻装される。ここで、
上記各巻線の巻き方向は、図示するように、検出巻線Ｎ
Aと制御巻線Ｎｃが同相で、これらの巻線ＮA，Ｎｃに対
して駆動巻線ＮBが逆相となるようにして巻装されてい
る。

【００３７】上記各巻線（ＮA，ＮB，Ｎｃ）が巻装され
るドライブトランスＣＤＴとしては、例えば図５に示す
ようなＨ字形フェライトコアによる開磁路型ものか、或
いは図６のＥＩ型フェライトコアによる閉磁路型ものを
採用できる。また或いは、図７のような中空円柱形のコ
アを採用できる。この場合、Ｎｉ−Ｚｎフェライト、或
いは、コバルト系アモルファス磁性体を用いる。

【００３８】図５の場合は、Ｈ字型のフェライトコア１
００に対して、検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻
線Ｎｃを巻装することで形成される。

【００３９】図６の場合は、Ｉ型コア１０２とＥ型コア
１０３を図のように組み合わせてＥＩ型コアを形成す
る。そしてＥ型コア１０３の中央磁脚に分割ボビン１０
３を配し、この分割ボビン１０３に例えば図示するよう
にして、検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線Ｎｃ
をそれぞれ巻装することで形成される。

【００４０】図７の場合は、円筒型をくり抜くようにさ
れた、中空円柱形のコア１０４を備え、このコア１０４
に対して検出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び制御巻線Ｎｃ
をそれぞれ巻装する構造を有する。

【００４１】この図５、図６，図７に示されるような構
造のドライブトランスＣＤＴは、例えば図９で説明した
直交形制御トランスＰＲＴに比較した場合には、相当に
小型軽量なものとなる。

【００４２】なお図７の中空円柱形のコア１０４を採用
する場合としては、上記のように、コア１０４をコバル
ト系アモルファス磁性体を用いることが考えられる。ア
モルファス磁性体は、図８（ａ）に示す磁化曲線として
示されるように、いわゆる角形比が高いヒステリシス特
性となる。つまり、アモルファス磁性体は、少ない電流
変化に応じても磁気飽和の状態となりやすいという性質
を有している。そしてこの場合には、コア１０４につい
てギャップを形成しないようにしていることで、閉磁路
型のコアを得るようにしている。これにより、ドライブ
トランスＣＤＴとしては、飽和しやすい状態が得られる
ことになり、可変インダクタンストランスとして構成さ
れることになる。このような構成とされることで、ドラ
イブトランスＣＤＴに巻装される検出巻線ＮAと駆動巻
線ＮBのインダクタンス特性としては、図８（ｂ）に示
すようにして、各巻線に流れる電流Ｉに応じてそのイン
ダクタンスが変化することになる。つまり、電流Ｉ＝０
（Ａ）で素子としてのインダクタンス値を有し、この電
流Ｉの絶対値レベルが大きくなっていくのにしたがって
比例的に減少していくものとなる。

【００４３】ところで図１からわかるように、ドライブ
トランスＣＤＴにおいて、検出巻線ＮA及び駆動巻線ＮB
は絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に在るように
される。一方、制御巻線Ｎｃは、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴの二次側に在るようにされる。このため、例え
ば、一次側と二次側の直流的絶縁性を確保するのにあた
っては、フォトカプラ等を設けることが一般には行われ
る。これに対して、本実施の形態では、制御巻線Ｎｃに
ついて三重絶縁線を選定することで、検出巻線ＮA及び
駆動巻線ＮBに対する絶縁性を確保するようにしてお
り、これによってフォトカプラを介在させなくとも充分
な絶縁状態を得るようにしている。

【００４４】図１に示すように、スイッチング素子Ｑ1
のベースに対しては、［ベース電流制限抵抗ＲB−駆動
巻線ＮB−時定数（共振用）コンデンサＣB］の直列接続
回路が接続される。この直列接続回路は、スイッチング
素子Ｑ1を自励式によりスイッチング駆動するための自
励発振駆動回路となる。

【００４５】この場合、ドライブトランスＣＤＴの検出
巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1
と直列接続されている。このため、自励発振駆動回路に
おけるドライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、一次
巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力電圧により交番
電圧が励起される。そして、上記した自励発振駆動回路
としては、コンデンサＣBと駆動巻線ＮBのインダクタン
スとによって、直列共振回路を形成する。

【００４６】上記自励発振駆動回路の駆動巻線ＮBに
は、上記もしたように、検出巻線ＮAにより励起される
ことで、ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。こ
のドライブ電圧によって直列共振回路（ＮB−ＣB）が自
励的に発振動作を行うことで共振出力が得られることに
なる。そして、この共振出力がベース電流制限抵抗ＲB
を介することで、スイッチング素子Ｑ1のベースには、
スイッチング駆動信号としてのベース電流ＩBが流れる
ようにされる。これにより、スイッチング素子Ｑ1は、
直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチン
グ周波数でスイッチング動作を行うことになる。そし
て、そのコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００４７】また、この場合の起動抵抗Ｒｓは、整流平
滑電圧Ｅｉのラインと駆動巻線ＮB−時定数コンデンサ
ＣBの接続点との間に対して挿入されている。例えば電
源起動時においては、整流平滑電圧Ｅｉから起動抵抗Ｒ
ｓを介し、さらにベース電流制限抵抗ＲBを介したベー
ス電流が、スイッチング素子Ｑ1のベースに流れること
で、スイッチング動作を開始させるようになっている。

【００４８】また、本実施の形態のドライブトランスＣ
ＤＴに巻装される制御巻線Ｎｃは、その巻終わり端部側
が二次側アースに接地され、巻始め端部がコンデンサＣ
B2を介して導通制御素子Ｑ2のコレクタと接続される。
また、導通制御素子Ｑ2のエミッタは二次側アースに接
地されている。つまり、制御巻線ＮｃとコンデンサＣB2
と導通制御素子Ｑ2（コレクタ−エミッタ）は、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの二次側において直列に接続さ
れた直列接続回路を形成しているとみることができる。
この場合、導通制御素子Ｑ2としては、小信号用のＮＰ
Ｎ型バイポーラトランジスタが選定されている。なお、
コンデンサＣB2は、時定数コンデンサＣBの静電容量を
分割するようにして設けられるものである。分割コンデ
ンサＣB2は、導通制御素子Ｑ2としての抵抗分を省略す
れば、自励発振回路（ＣB−ＮB−ＲB）において、駆動
巻線ＮBに流れる交番電流を分岐して、制御巻線Ｎｃを
介して二次側アースに流す経路を接続しているものと見
ることができる。そして、導通制御素子Ｑ2は、制御巻
線Ｎｃ−分割コンデンサＣB2の直列回路に流れる電流量
を制御する導通制御の機能を有しているものと見ること
ができる。

【００４９】導通制御素子Ｑ2のベース（制御入力端
子）は、抵抗Ｒ1を介して、後述する制御回路１内に設
けられるＰＮＰ型のトランジスタＱ4のコレクタと接続
される。また、導通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間
には抵抗Ｒ2が挿入される。この抵抗Ｒ2の両端には、ベ
ース−エミッタ間電圧ＶBE2（制御入力端子電位）が得
られる。

【００５０】そして、本実施の形態においては、導通制
御素子Ｑ2のベース−エミッタ間に対して小容量のフィ
ルムコンデンサＣ4を挿入している。つまり、コンデン
サＣ4は、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2が生じる抵抗Ｒ
2に対して並列に接続されることで、時定数回路を形成
しているものとみることができる。このコンデンサＣ4
に対しては、制御回路１側のトランジスタＱ4のコレク
タから導通制御素子Ｑ2のベースに流れようとする電流
が充放電されるのであるが、これによっては、後述する
ようにして、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間内
にほぼ対応して、ベース−エミッタ間電圧ＶBE2のレベ
ルを比例的に上昇させていく動作が得られる。つまり、
スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間におけるベース
−エミッタ間電圧ＶBE2が鋸歯状波となるようにしてい
る。

【００５１】また導通制御素子Ｑ２のエミッタ−コレク
タ間にはダイオードＤD2が接続される。ここでは、ダイ
オードＤD2のアノードがエミッタ（二次側アース）と接
続され、カソードがコレクタに対して接続される。な
お、この場合のダイオードＤD2には小容量の高速リカバ
リ型ダイオード素子が選定される。

【００５２】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェ
ライト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向する
ように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型
コアの中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻
線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装し
ている。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成す
るようにしている。これによって、所要の結合係数によ
る疎結合の状態が得られるようにしている。ギャップ
は、２組のＥ型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚より
も短くすることで形成することが出来る。また、結合係
数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態
を得るようにしており、その分、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【００５３】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。そして、この図１に示す回路において
は、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列共振コンデンサＣ2
が並列に接続される。従って、この場合には、二次巻線
Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次側並列共振コ
ンデンサＣ2のキャパシタンスとによって並列共振回路
が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2
に誘起される交番電圧、及び検出巻線ＮAに得られる交
番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共
振動作が得られる。

【００５４】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００５５】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2に接続される二次側整流
ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とからなる半波整
流回路が備えられ、これにより、二次巻線Ｎ2に誘起さ
れる交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する二次側直流出
力電圧ＥO1を得るようにしている。また、ここでは、二
次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、このタップ出
力と二次側アース間に対して、図示するように、二次側
整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2から成る半波
整流回路を接続することで、低圧の二次側直流出力電圧
ＥO2を得るようにしている。この場合、二次側直流出力
電圧ＥO1は、制御回路１に対して定電圧制御のための検
出電圧として入力される。また、二次側直流電圧ＥO2
は、制御回路１の動作電源として利用される。

【００５６】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。また、抵抗Ｒ4に対しては、
コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直列接続回路が並列に接続さ
れる。シャントレギュレータＱ3のアノードは二次側ア
ースに接地され、カソードは抵抗Ｒ7を介してＰＮＰ型
のトランジスタＱ4のベースに接続される。トランジス
タＱ4は、シャントレギュレータＱ3のアノードに流れる
電流を増幅するために設けられている。トランジスタＱ
4のエミッタは二次側直流電圧ＥO2のラインと接続さ
れ、コレクタは、抵抗Ｒ1を介して先に述べた導通制御
素子Ｑ2のベースに対して接続される。このコレクタの
出力が、制御回路１の検出出力となる。また、ベース−
エミッタ間には、抵抗Ｒ6を挿入している。

【００５７】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧が、コントロール電圧として
シャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して
入力されることで、シャントレギュレータＱ3には、直
流出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流が流れることにな
る。そして、この電流がトランジスタＱ4によって増幅
されてコレクタから出力される。

【００５８】トランジスタＱ4のコレクタ電流のレベル
変化に応じては、導通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ
間電圧ＶBE2が変化することになって、このベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE2に応じたベース電流が導通制御素子
Ｑ2のベースに流されることになるが、これによって
は、導通制御素子Ｑ2のコレクタに流れるコレクタ電流
ＩQ2のレベルも二次側直流電圧ＥO2のレベルに応じて可
変されることになる。これは即ち、導通制御素子Ｑ2の
コレクタと二次側アース間に接続された制御巻線Ｎｃに
流れる電流レベル（振幅）を可変制御することを意味す
る。この動作によっては、スイッチング素子Ｑ1のスイ
ッチング周波数を可変し、これによって二次側直流出力
電圧が一定となるように安定化を図るようにされるので
あるが、これについては後述する。

【００５９】また、前述もしたように、本実施の形態で
は、導通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間に対してコ
ンデンサＣ4が挿入されることで、ベース−エミッタ間
電圧ＶBE2は、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間に
ほぼ対応して鋸歯状波となり、この結果、スイッチング
素子Ｑ1におけるスイッチング損失を低減させる作用が
得られるのであるが、これについても後述する。

【００６０】図２及び図３は、図１に示した構成による
電源回路における要部の動作を示す波形図である。図２
においては、負荷電力Ｐｏ＝１６２Ｗの重負荷時におけ
る条件の場合の動作を示し、図３においては、負荷電力
Ｐｏ＝０Ｗとなる無負荷時における条件の場合の動作を
示している。交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖである。ま
た、これらの図に示す動作を得るのにあたっては、各部
品を次のようにして選定している。ドライブトランスＣＤＴ：中空円柱形のＮｉ−Ｚｎ系フ
ェライト磁心検出巻線ＮA＝１Ｔ（ターン）駆動巻線ＮB＝３Ｔ制御巻線Ｎｃ＝６ＴコンデンサＣB＝０．５６μＦコンデンサＣB2＝０．５６μＦベース電流制限抵抗ＲB＝０．４７Ω コンデンサＣ4＝４７００ｐＦ抵抗Ｒ1＝１ＫΩ 抵抗Ｒ2＝６８０Ω コンデンサＣ５＝０．０４７μＦまた、図２においては時点ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４の各
タイミングを示しているが、図３においては、その図示
を省略している。

【００６１】ドライブトランスＣＤＴに巻装される駆動
巻線ＮBには、前述したようにして励起作用による交番
電圧が発生する。そして、自励発振駆動回路（ＣB−ＮB
−ＲB）は、この駆動巻線ＮBに発生した交番電圧を基と
して自励発振動作を行う。つまり、時定数コンデンサＣ
Bと駆動巻線ＮBとにより形成される直列共振回路が共振
動作を行って、この共振出力を、ベース電流制限抵抗Ｒ
Bを介してベース電流としてスイッチング素子Ｑ1のベー
スに流すようにされる。

【００６２】ここで、上記直列共振回路（ＣB−ＮB）の
共振動作によって、時定数コンデンサＣBには、スイッ
チング周期に対応する正弦波状の共振電圧が発生する。
そして、この直列共振回路（ＣB−ＮB）の共振出力とし
ては、時定数コンデンサＣB→駆動巻線ＮB→ベース電流
制限抵抗ＲBを介してスイッチング素子Ｑ1のベース側に
流入する共振電流が得られる。また、その共振電流は、
図２（ｃ）、図３（ｃ）のようなスイッチング素子Ｑ1
のベースに流れるベース電流ＩBと、図２（ｈ）、図３
（ｈ）のようなクランプダイオードＤD1に流れるダンパ
ー電流ＩDとして分岐して流れることになる。

【００６３】本実施の形態の場合、上記直列共振回路を
形成する駆動巻線ＮBと制御巻線Ｎｃとは、ドライブト
ランスＣＤＴにおいて磁気的に密結合されるようにして
巻装されている。このため、上記のようにして直列共振
回路（ＣB−ＮB）が共振動作を行うことで駆動巻線ＮB
に発生した交番電圧によって、制御巻線Ｎｃには交番電
圧が誘起されることになる。この制御巻線Ｎｃにおける
誘起電圧によって、制御巻線Ｎｃと、この制御巻線Ｎｃ
と二次側アース間に直列接続された導通制御素子Ｑ2と
してのトランジスタには、図２（ｇ）、図３（ｇ）に示
されるコレクタ電流ＩQ2が流れることになる。

【００６４】スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間Ｔ
ONにおいては、クランプダイオードＤD1の逆回復時間ｔ
rrの効果によって、先ず、期間ｔ１〜ｔ２において、低
速リカバリ型のクランプダイオードＤD1が導通して、図
２（ｈ）、図３（ｈ）に示すようにしてダンパー電流Ｉ
Dが流れる。この期間ｔ１〜ｔ２のダンパー電流ＩDは、
スイッチング素子Ｑ1のベース→コレクタのＰＮ接合を
介して流れていく。これに応じて、期間ｔ１〜ｔ２にお
けるスイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流ＩQ1として
は、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示すように、負極性の方
向に流れる波形が得られる。また、ベース電流ＩBは、
図２（ｃ）、図３（ｃ）に示すようにして、時点ｔ１で
正極性に立ち上がり、時点ｔ２に至るまでに０レベルに
下降していく。

【００６５】そして、この後の期間ｔ２〜ｔ３において
は、クランプダイオードＤD1はオフとなる。このとき、
ベース電流ＩB（図２（ｃ）、図３（ｃ））は、正極性
による順方向電流ＩB1が流れる。この順方向電流ＩB1
は、時定数コンデンサＣB→駆動巻線ＮB→ベース電流制
限抵抗ＲBの経路で正極性の共振電流が流れることで得
られる。そして、時点ｔ３に至ると、共振電流は負極性
に反転し、これと共に、ベース電流ＩBもベース蓄積キ
ャリア消滅時間ｔstgにより負極性に反転する。これに
より、期間ｔ３〜ｔ４においては、逆方向電流ＩB2が流
れることになる。このようにして、ベース電流ＩBが期
間ｔ２〜ｔ４において流れるのに応じて、スイッチング
素子Ｑ1は導通することになり、図２（ｂ）、図３
（ｂ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1のコレ
クタには、正極性のコレクタ電流ＩQ1が流れる。

【００６６】そして、ベース電流ＩB（図２（ｃ）、図
３（ｃ））は、逆方向電流ＩB2が流れるベース蓄積キャ
リア消滅時間ｔstgが完了するとゼロレベルになり、こ
れによって、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる期間Ｔ
OFFに移行する。

【００６７】上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1が
スイッチング動作を行うことで、一次側並列共振コンデ
ンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖ1は、図２
（ａ）、図３（ａ）に示すようにして、スイッチング素
子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは０レベルで、オフとな
る期間ＴOFFでは正弦波状のパルスとなる波形が得られ
る。これは、一次側スイッチングコンバータが電圧共振
形の動作であることを示している。

【００６８】また、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ
である導通制御素子Ｑ2の動作は、次のようになってい
る。前述もしたように、導通制御素子Ｑ2とコンデンサ
ＣB2と制御巻線Ｎｃとは二次側において直列接続されて
いる。そして、駆動巻線ＮBによって制御巻線Ｎｃが誘
起されることで、制御巻線Ｎｃから導通制御素子Ｑ2の
コレクタにはコレクタ電流ＩQ2が流れるようになってい
る。

【００６９】ここで、導通制御素子Ｑ2のベース−エミ
ッタ間電圧ＶBE2は、図２（ｅ）、図３（ｅ）に示すよ
うにして、期間ＴONにおける期間ｔ２〜ｔ４及び期間Ｔ
OFF（期間ｔ４〜ｔ１）は正極性となる。一方、期間ＴO
N内の期間ｔ１〜ｔ２にかけては、負極性となっている
ことで、導通制御素子Ｑ2に対しては逆バイアスがかか
っている状態となる。そして、ダイオードＤD2が接続さ
れていることにより、図２（ｇ）、図３（ｇ）に示すよ
うに、期間ｔ１〜ｔ２にはコレクタ電流ＩQ2として負極
性の電流が流れる。

【００７０】そして、期間ＴON内における時点ｔ２に至
ると、これまで負極性の方向により流れていた導通制御
素子Ｑ2はオフとなってコレクタ電流ＩQ2は０レベルと
なる。また、この時点ｔ２以降から時点ｔ４において
は、導通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間電圧ＶBE2
は、図２（ｅ）、図３（ｅ）に示すようにして、負極性
による或るレベルから正極性に反転するようにして徐々
に増加していく。つまり、期間ｔ２〜ｔ４における波形
形状としては、鋸歯状波が得られることになる。このよ
うにして本実施の形態では、期間ｔ２〜ｔ４において、
ベース−エミッタ間電圧ＶBE2が一定レベルを維持せ
ず、図示するような鋸歯状波となるようにしている。こ
れによって、図２（ｇ）、図３（ｇ）のコレクタ電流Ｉ
Q2として示すように、期間ｔ２〜ｔ３においては導通制
御素子Ｑ2がオフとなるようにし、期間ｔ３〜ｔ４にお
いてオン状態として正極性のコレクタ電流ＩQ2を流すよ
うに動作させることが可能となる。

【００７１】上記のようにして、ベース−エミッタ間電
圧ＶBE2が鋸歯状波となるのは、前述もしたように、導
通制御素子Ｑ2のベース−エミッタ間に対してコンデン
サＣ4を並列に挿入していることによるものであり、期
間ｔ２〜ｔ４内において導通制御素子Ｑ2がオフ状態か
らオン状態に遷移するタイミングは、例えばコンデンサ
Ｃ4のキャパシタンス（時定数）と、このコンデンサＣ4
に並列接続される抵抗Ｒ2の抵抗値（時定数）によって
決定することができる。

【００７２】なお、導通制御素子Ｑ2のコレクタ−エミ
ッタ間電圧Ｖ2は、上記のようにしてコレクタ電流ＩQ2
が流れることで、図２（ｆ）、図３（ｆ）に示す波形が
得られる。

【００７３】ここで、例えば交流入力電圧ＶACが上昇す
る、或いは、負荷電力が小さくなるなどして二次側直流
出力電圧ＥO1のレベルが上昇したとする。すると、制御
回路１では、検出出力であるトランジスタＱ4のコレク
タ電流を増加させるようにして動作することになる。

【００７４】トランジスタＱ4のコレクタ電流が増加す
ると、それだけコンデンサＣ4への充電電流量が増加す
ることになるので、期間ｔ２〜ｔ４におけるベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE2としての鋸歯状波形の傾きは大きく
なっていくことになる。これによっては、期間ｔ２〜ｔ
４における時点ｔ３の到達タイミングを早めるように動
作することになる。図３（ｅ）のベース−エミッタ間電
圧ＶBE2としては、期間ＴON開始時において負極性のレ
ベルから急峻に正極性に反転しているが、この波形が、
鋸歯状波形の傾きが大きくなったことによって得られて
いるものである。そして、以降においては一定レベルを
維持して、導通制御素子Ｑ2を導通させているものであ
る。これにより、導通制御素子Ｑ2を流れるコレクタ電
流ＩQ2としては、例えば図２に示すような重負荷の条件
の場合よりも、大きな振幅が得られることとなる。

【００７５】導通制御素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2の振
幅が大きくなって、期間ＴON内におけるコレクタ電流Ｉ
Q2の電流量が増加した場合には、それだけ共振電流の電
流量が少なくなるように変化する動作が得られる。この
共振電流を基として得られるベース電流ＩBの波形は、
例えば図２（ｃ）から図３（ｃ）への遷移として示すよ
うにして変化することになるが、これによっては、スイ
ッチング素子Ｑ１のベース蓄積キャリア消滅時間（ｔst
g）は短くなる。これに伴い、スイッチング素子Ｑ1がオ
ンとなる期間ＴON内の期間ｔ２〜ｔ４の長さが短くなっ
ていくようにして可変されることになる。

【００７６】期間ＴON内の期間ｔ２〜ｔ４が短くなれ
ば、その前の期間ｔ１〜ｔ４が不変であるとしても、期
間ＴON全体の長さは短くなるのであるから、スイッチン
グ素子Ｑ1のスイッチング周波数は高くなるようにして
制御されることになる。これは、図２と図３の比較とし
て、期間ＴON＋ＴOFFから成る１スイッチング周期の時
間長は、軽負荷の条件となるのに従って短くなっている
ことによって示されている。そして、スイッチング周波
数が可変制御されることによっては、例えば一次側並列
共振回路の共振インピーダンスが可変されることとなっ
て、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側
に対して伝送される電力も可変されることになるわけで
ある。これにより、最終的には二次側直流出力電圧のレ
ベルも可変制御されることとなり、電源の安定化が図ら
れることとなる。

【００７７】なお、本実施の形態においてスイッチング
周波数を可変制御するのにあたっては、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定で、オンとなる期間
ＴONについて可変するようにされている。つまり、この
場合にも複合制御方式による定電圧制御動作が得られて
いるものである。

【００７８】そして、上記した本実施の形態による定電
圧制御回路系の構成とすれば、先行技術としての図９の
電源回路に備えられていた直交型制御トランスＰＲＴは
省略されることとなる。これにより、本実施の形態で
は、直交型制御トランスＰＲＴ製造時におけるギャップ
のばらつき等に起因する駆動巻線ＮBについてのインダ
クタンス値のばらつきの問題は解消されることになる。
従って、交流入力電圧ＶACの範囲に対するマージンを少
なく設定することが可能となるので、回路設計も容易な
ものとすることが可能になる。また、直交形制御トラン
スＰＲＴの製造工程の困難性にかかる問題も解消され
る。さらにＡＣ／ＤＣ電力変換効率の向上も図られる。

【００７９】また、図９の例のように直交形制御トラン
スＰＲＴの制御巻線ＮCに制御電力を供給してスイッチ
ング周波数を制御する構成ではないので、軽負荷時の無
効電力を低減し、電力損失を低減できる。また、ドライ
ブトランスＣＤＴは、図５、図６、又は図７によりで説
明したように、中空円柱形のフェライトコアもしくはア
モルファスコア、Ｈ字形フェライトコア或いは超小型の
ＥＩ−１２型フェライトコアによって構成が可能であ
り、図９の先行技術に示したように直交形制御トランス
ＰＲＴを設ける場合に比べて大幅に小型軽量化を図るこ
とができる。

【００８０】特に本実施の形態の場合、制御巻線Ｎｃか
ら導通制御素子Ｑ2に流すべき電流は、ドライブトラン
スＣＤＴにおいて制御巻線Ｎｃと磁気的に密結合された
駆動巻線ＮBによって励起される交番電圧を基として得
るようにされている。例えば、制御巻線Ｎｃに流すべき
電流を得るための電源として、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴに巻装した三次巻線と、この三次巻線に対して接
続した整流回路を形成し、この整流回路によって生成さ
れる低圧の直流電圧を利用する場合があるが、本実施の
形態の場合には、このような整流回路は不要となるもの
であり、それだけ回路の小型軽量化の促進に寄与でき
る。

【００８１】また、制御巻線Ｎｃ、コンデンサＣB2、導
通制御素子Ｑ2からなる直列接続回路は、等化的には、
一次側の自励発振駆動回路と接続されているものの、実
際には二次側アース間に対して設けられていることから
も分かるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次
側に設けられている回路である。そして、前述のように
して制御巻線Ｎｃについては例えば三重絶縁線を選定し
て、一次側との直流的絶縁性を確保したうえで、一次側
の駆動巻線ＮBと磁気結合された状態を得るようにして
いる。これにより、本実施の形態では、上記した構成と
していることで、フォトカプラ等の部品素子を追加する
ことなく、二次側の制御回路系と一次側スイッチングコ
ンバータとの直流的絶縁状態を確保しているものであ
る。例えば仮に、制御巻線Ｎｃと導通制御素子Ｑ2から
なる直列接続回路を一次側に備えるとすれば、例えばフ
ォトカプラを介在させるなどして、二次側の制御回路系
と直流的に絶縁しなければならないことになる。

【００８２】さらに、本実施の形態の構成であれば、導
通制御素子Ｑ2に流れる電流は非常に少なく、また、導
通制御素子Ｑ2にかかる電圧も低いものとなっている。
このため、導通制御素子Ｑ2としてのバイポーラトラン
ジスタについては、耐圧３０Ｖ、定格電流０．１Ａ以下
の、低耐圧小容量品を選定すればよいことになる。例え
ば、先に本出願人は、複合共振形スイッチングコンバー
タに対して、一次側並列共振電圧又は二次側共振電圧を
クランプするアクティブクランプ回路を設け、このアク
ティブクランプ回路の導通角制御によって電源の安定化
を図る構成を各種提案しているのであるが、この場合に
は、アクティブクランプ回路を形成するスイッチング素
子（トランジスタ）については、一次側並列共振電圧レ
ベル又は二次側共振電圧レベルに応じた高耐圧品を選定
する必要があり、それだけコスト及びサイズの点などで
不利であった。これに対して本実施の形態では、導通制
御素子Ｑ2としてのバイポーラトランジスタについて低
耐圧小容量品が選定されるのであるから、それだけ低コ
スト化及び小型軽量化を実現することが可能となるもの
である。

【００８３】また、先に図２の波形図により説明したよ
うに、本実施の形態においては、導通制御素子Ｑ2のベ
ース−エミッタ間に対してコンデンサＣ4を設けること
によって、そのベース−エミッタ間電圧ＶBE2が期間ＴO
N内において鋸歯状波となるようにしている。これによ
って、導通制御素子Ｑ2を期間ＴONの全期間にわたって
導通させるのではなく、図２（ｇ）に示すようにして、
期間ＴON内については期間ｔ３〜ｔ４においてのみ導通
させるようにしている。期間ｔ３〜ｔ４は、図２（ｃ）
に示すように、スイッチング素子Ｑ1のベース蓄積キャ
リア消滅時間（ｔstg）に対応し、この期間においてス
イッチング素子Ｑ1のベースには逆方向電流ＩB2が流れ
るようにされる。そして、上記のようにして、導通制御
素子Ｑ2が期間ｔ３〜ｔ４においてのみ導通して制御巻
線Ｎｃに対してコレクタ電流ＩQ2が流れると、制御巻線
Ｎｃと磁気的に結合される駆動巻線ＮBには、より大き
な電圧が誘起されることになって、共振電流を増加させ
る。従って、このときの共振電流を元として流れるベー
ス電流ＩBの逆方向電流ＩB2も増加することとなる。

【００８４】また、ドライブトランスＣＤＴは中空円柱
形でギャップ＝０であるため、ベース電流ＩBが正極性
となるＩB1期間には、駆動巻線ＮBのインダクタンス変
化はほとんどなく、負極性となるＩB2期間に駆動巻線Ｎ
Bのインダクタンスは磁心の飽和によって急激に低下す
る。これらの結果、スイッチング素子Ｑ1のベースに流
すベース電流ＩBのピークレベルは、図２（ｃ）に示す
ようにして、逆方向電流ＩB2は、順方向電流ＩB1よりも
はるかに大きくなる（ＩB2＞３・ＩB1）。これによっ
て、スイッチング素子Ｑ１の下降時間は短くなってスイ
ッチング素子Ｑ１のターンオフ時のスイッチング損失が
低減される。また、同時に蓄積時間ｔstgも短縮される
ことで、スイッチング素子における電力損失はより少な
いものとなる。またこれによってスイッチング素子Ｑ１
の導通角制御の拡大もはかられる。さらには、バイポー
ラトランジスタであるスイッチング素子Ｑ1の電流増幅
率ｈFEや蓄積時間ｔstgなどのばらつき範囲も小さいも
のとなって、それだけ回路設計及び部品管理が容易なも
のとなる。

【００８５】ここで図４に、図１に示した本実施の形態
としての電源回路における特性として、電力変換効率特
性、及びスイッチング周波数制御に要する制御電力を、
先行技術として示した図９の電源回路との比較により示
しておく。この図から分かるように、負荷電力Ｐｏ＝０
Ｗ〜１６２Ｗの負荷変動範囲に対応する制御電力Ｐｃ
は、図９に示した電源回路が、０．６０Ｗ〜０．１５Ｗ
程度であるのに対して、図１に示す電源回路は、４０ｍ
Ｗ〜２５ｍＷであり、図９に示した電源回路よりも著し
く低下していることが示されている。これは主として、
図１に示す回路において導通制御素子Ｑ2に流れる電流
量が、図９に示す回路において制御巻線Ｎｃに流す制御
電流量よりも著しく少なくなっていることと、また、上
述したように、ベース電流ＩBについて、順方向電流ＩB
1よりも逆方向電流ＩB2のピークレベルのほうが高くな
っていることに依るものとされる。また、電力変換効率
ηAC−DCについては、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜１６２Ｗの
負荷変動範囲にわたって、図９に示した電源回路より
も、図１に示した電源回路のほうが高くなっていること
が示されている。つまり、図１に示した電源回路では、
図９に示した電源回路と比較して、総合的に電力変換効
率の向上が図られているものである。

【００８６】また、スイッチング素子Ｑ１の電圧最大定
格として、エミッタ解放ベース接地コレクタ最大電圧を
ＶCB0、ベース解放エミッタ接地コレクタ最大電圧をＶC
E0とするとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に、ＶCB
0＞（２・ＶCE0）の関係がある。従って、スイッチング
素子Ｑ１オフ時にベース電圧がゼロになり、エミッタ電
位と同等となると、スイッチング素子Ｑ１はＶCE0動作
となり、スイッチング素子Ｑ１の耐圧は低下し、スイッ
チング素子Ｑ１は耐圧オーバとなって破壊するおそれが
ある。ここで本実施の形態では、クランプダイオードＤ
D1と並列にコンデンサＣ５を接続してベース−エミッタ
電圧ＶBE1を図２（ｄ）の動作波形とし、さらに導通制
御素子Ｑ２と並列にダイオードＤD2を接続して、ベース
−エミッタ電圧ＶBE1を図３（ｄ）の動作波形とするこ
とで、スイッチング素子Ｑ１のＶCB0動作を確保してい
る。これによってスイッチング素子Ｑ１の耐圧オーバー
による破壊という危険性を解消し、回路の信頼性を向上
させているものである。

【００８７】以上、実施の形態を説明してきたが、本発
明のスイッチング電源回路としては、スイッチング素子
を１組備えるシングルエンド方式だけでなく、スイッチ
ング素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式によ
る、自励式の電圧共振形コンバータとされても構わない
ものである。また、二次側についても、各図に示した以
外の回路構成による整流回路が備えられて構わない。

【００８８】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、複合共振
形コンバータとして、ドライブトランスを備えた自励式
の構成を採る。これと共に、定電圧化のためのスイッチ
ング周波数制御は、ドライブトランスに対して制御巻線
を巻装して駆動巻線と磁気結合させ、この制御巻線と導
通制御素子の直列接続回路（導通制御回路）を形成する
ようにされる。そして、この直列接続回路の導通を制御
することによって、スイッチング素子を駆動する自励発
振駆動回路（スイッチング駆動手段）における電流導通
量を可変制御することによって行うようにしている。そ
して、このような構成であれば、これまでスイッチング
周波数制御に必要とされていた直交型制御トランスを省
略することが可能になる。

【００８９】これにより、直交型制御トランスのギャッ
プのばらつき等に起因するインダクタンス値のばらつき
の問題は解消されることになる。特に本発明におけるド
ライブトランスのインダクタンスのばらつきは±５％程
度となる。このため、交流入力電圧の範囲に対するマー
ジンを少なく設定することが可能となるので、回路設計
も容易なものとすることが可能になる。また、直交形制
御トランスの製造工程の困難性にかかる問題も解消され
ることになる。直交形制御トランスの制御巻線に制御電
力を供給してスイッチング周波数を制御する構成ではな
いとされることで、軽負荷時の無効電力を低減し、電力
損失を低減できることになる。つまり、ＡＣ／ＤＣ電力
変換効率の向上も図られることになる。また、本発明に
おけるドライブトランスは、直交型制御トランスよりも
はるかに小型であるために、それだけ電源回路の小型軽
量化を促進することも可能となる。

【００９０】また、本発明としての導通制御回路に備え
られる導通制御素子（バイポーラトランジスタ）には、
低電圧及び小レベルの電流が印加されるので、定電圧制
御に要する電力も低減されることになる。つまり、電源
回路における無効電力が低減され、これによっても電源
回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率の低減を促進させること
ができる。また、導通制御素子としては、低耐圧、小容
量品が選定されることにもなるので、この点でも、小型
軽量化、及び低コスト化が促進される。

【００９１】また、本発明としては、制御巻線がドライ
ブトランスにおいて他の巻線と直流的に絶縁されること
を利用して、導通制御回路を絶縁コンバータトランスの
二次側に設けるようにしているが、これにより、例えば
フォトカプラを省略することが可能になる。

【００９２】また、本発明においては、導通制御素子の
ベース−エミッタ間電圧（制御入力端子電位）が、スイ
ッチング素子のオン期間内において鋸歯状波となるよう
にされている。これによっては、上記オン期間内におい
てスイッチング素子のベースに流れる逆方向電流のピー
クをより大きなものとする動作が得られるので、スイッ
チング素子の下降時間及び蓄積時間が短縮されて、それ
だけスイッチング損失が低減される。つまり、これによ
っても電力変換効率の向上を促進するようにしているも
のである。

【００９３】また、制御範囲が拡大するとともに、負荷
電力と交流入力電圧の変動の全領域に対してスイッチン
グ素子（トランジスタ）のＶCB0動作が確保されるた
め、耐圧オーバによるスイッチング素子の破壊という事
態が防止され、回路の信頼性を向上させることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２】実施の形態の電源回路における重負荷時の要部
の動作を示す波形図である。

【図３】実施の形態の電源回路における無負荷時の要部
の動作を示す波形図である。

【図４】図１に示す電源回路について、負荷変動に対す
るAC−DC電力変換効率、及び定電圧化のための制御電力
の各特性を、先行技術と比較して示す特性図である。

【図５】Ｈ字型コアによるドライブトランスの構造例を
示す斜視図である。

【図６】ＥＩ型コアによるドライブトランスの構造例を
示す断面図である。

【図７】中空円柱形のコアによるドライブトランスの構
造例を示す斜視図である。

【図８】アモルファス磁性体の磁化曲線と、ドライブト
ランスに巻装される巻線の電流レベルとインダクタンス
との関係を示す説明図である。

【図９】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。

【図１０】先行技術の電源回路における要部の動作を示
す波形図である。

【図１１】先行技術の電源回路の定電圧制御特性を示す
説明図である。

【図１２】先行技術の電源回路における、駆動巻線ＮB
のインダクタンスについての直流重畳特性を示す説明図
である。

【図１３】直交形制御トランスの構造例を示す斜視図及
び断面図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ2 導通制御
素子、ＰＩＴ絶縁コンバータトランス、ＣＤＴドラ
イブトランス、ＤD1，ＤD2 クランプダイオード、Ｎ1
一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃｒ一次側並列共振コ
ンデンサ、ＮA検出巻線、ＮB 駆動巻線、Ｎｃ制御巻
線、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、ＣB 時定数コン
デンサ、ＣB2 分割コンデンサ、Ｃ4 コンデンサ、Ｒ
D，Ｒ2抵抗

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧についてスイッチングを行
うスイッチング素子を備えるとともに、上記スイッチン
グ素子としてのトランジスタのベース・エミッタ間に低
速リカバリ型ダイオードと抵抗が接続され、上記低速リ
カバリ型ダイオードと並列にコンデンサが接続されたス
イッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次
側並列共振コンデンサを並列に接続することで形成され
る二次側並列共振回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、検出巻線と、駆動巻線と、制御巻線とが巻装され、上記
検出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に直
列に接続されることにより上記スイッチング手段の出力
を上記駆動巻線に伝達すると共に、上記制御巻線に流れ
る制御電流により上記駆動巻線を制御するドライブトラ
ンスと、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づいて
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチ
ング駆動手段と、上記絶縁コンバータトランスの二次側に備えられ、少な
くとも、上記制御巻線と、導通制御素子としてのトラン
ジスタ素子が直列に接続され、さらに上記導通制御素子
に対して高速リカバリ型ダイオードが並列に接続されて
成る導通制御回路と、上記導通制御素子としてのトランジスタ素子の制御入力
端子電位の波形が略鋸歯状となるようにして設けられる
時定数回路と、上記直流出力電圧のレベルに応じたレベルの制御電流
を、上記時定数回路を介して上記導通制御素子の上記制
御入力端子に供給することで、上記スイッチング素子の
スイッチング周波数を可変制御し、上記直流出力電圧に
ついての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段
と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】上記導通制御回路は、上記制御巻線と、コンデンサと、上記導通制御素子とし
てのトランジスタ素子とが直列に接続されることを特徴
とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】上記ドライブトランスのコアは、中空円
柱形のアモルファス磁性体とされることを特徴とする請
求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】上記ドライブトランスのコアは、中空円
柱形、又はＥＩ形、又はＨ字形のフェライトが用いられ
ることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源
回路。
【請求項５】上記制御巻線について、三重絶縁線を用
いることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電
源回路。