JP2002369523A

JP2002369523A - スイッチング電源回路

Info

Publication number: JP2002369523A
Application number: JP2001174021A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-06-08
Filing date: 2001-06-08
Publication date: 2002-12-20

Abstract

(57)【要約】【課題】設計のマージンを小さなものとし、設計及び
製造の容易化を図る。また、電力変換効率の向上を図
る。【解決手段】自励式の電圧共振形コンバータを備える
複合共振形スイッチングコンバータを基本構成とし、自
励発振駆動回路の駆動巻線と三次巻線Ｎ3をドライブト
ランスにより磁気結合させ、この三次巻線Ｎ3とコンデ
ンサＣｃ、及びインピーダンス制御素子Ｑ2とによっ
て、インピーダンスが可変される並列共振回路を形成す
る。そして、二次側直流出力電圧のレベル変動に応じて
上記並列共振回路のインピーダンスが可変されるように
することで、自励発振駆動回路の発振周波数（スイッチ
ング周波数）を可変制御して定電圧制御を図る。これに
より、直交型制御トランスを省略することが可能にな
る。また、ドライブトランスＣＤＴについてはアモルフ
ァス磁性体の閉磁路型コアを選定し、スイッチング素子
Ｑ1のベース電流について、正方向電流よりも逆方向電
流のレベルのほうが大きくなるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図１５の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチン
グコンバータとして電圧共振形コンバータを備えてい
る。

【０００４】この図に示す電源回路では、ブリッジ整流
回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉによって、商用交流電
源（交流入力電圧ＶAC）から交流入力電圧ＶACの１倍の
レベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。

【０００５】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続する電圧共振形コンバータとしては、１石
によるシングルエンド方式が採用される。また駆動方式
としては自励式の構成を採っている。この場合、電圧共
振形コンバータを形成するスイッチング素子Ｑ1には、
高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トラ
ンジスタ）が選定される。このスイッチング素子Ｑ1の
コレクタ−エミッタ間に対しては、一次側並列共振コン
デンサＣｒが並列に接続される。また、ベース−エミッ
タ間に対しては、クランプダイオードＤD−抵抗ＲDの直
列回路が接続される。ここで、並列共振コンデンサＣｒ
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に得
られるリーケージインダクタンスＬ1と共に、一次側並
列共振回路を形成しており、これによって電圧共振形コ
ンバータとしての動作が得られるようになっている。そ
して、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、駆動
巻線ＮB−共振コンデンサＣB−ベース電流制限抵抗ＲB
から成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング
素子Ｑ1には、この自励発振駆動回路にて発生される発
振信号を基とするベース電流が供給されることでスイッ
チング駆動される。なお、起動時においては整流平滑電
圧Ｅｉのラインから起動抵抗Ｒｓを介してベースに流れ
る起動電流によって起動される。

【０００６】直交型制御トランスＰＲＴは、上記駆動巻
線ＮBと電流検出巻線ＮDの巻装方向に対してその巻装方
向が直交するようにして制御巻線Ｎｃが巻装されて構成
され、後述するようにして一次側電圧共振形コンバータ
のスイッチング周波数を制御するために設けられる。こ
の直交形制御トランスＰＲＴの構造については後述す
る。

【０００７】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、一次側
に得られるスイッチングコンバータのスイッチング出力
を二次側に伝送するために設けられる。この絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴは、ＥＥ型コアに対して一次巻線Ｎ
1と二次巻線Ｎ2を分割して巻装し、中央磁脚に対しては
ギャップを形成することで、所要の結合係数による疎結
合の状態が得られるようにして、飽和状態が得られにく
いようにしている。

【０００８】この絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1は、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）のライ
ンとスイッチング素子Ｑ1のコレクタとの間に接続され
ている。スイッチング素子Ｑ1は、直流入力電圧につい
てスイッチングを行うのであるが、これによって、一次
巻線Ｎ1には、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力
が供給されることとなり、スイッチング周波数に対応す
る周期の交番電圧が発生する。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二
次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されること
で、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとによって
並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、
二次巻線Ｎ2に誘起される交番電圧は共振電圧となる。
つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００１０】即ち、この電源回路では、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が
備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共
振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように
一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作す
る構成のスイッチングコンバータについては、「複合共
振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。

【００１１】この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴ
の二次側においては、先ず、二次巻線Ｎ2の巻終わり端
部に対して整流ダイオードＤO1のアノードを接続し、カ
ソードを平滑コンデンサＣO1の正極端子と接続すること
で、半波整流回路を形成している。この半波整流回路に
よっては、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次側直流
出力電圧ＥO1が得られることになる。また、この場合に
は、二次巻線Ｎ2に対してタップを設け、このタップ出
力に対して、図示するようにして整流ダイオードＤO2及
び平滑コンデンサＣO2から成る半波整流回路を形成して
いる。そして、この半波整流回路によっては、上記二次
側直流出力電圧ＥO1よりも低圧な二次側直流出力電圧Ｅ
O2が得られる。なお、具体的には、二次側直流出力電圧
ＥO1＝１３５Ｖ、二次側直流出力電圧ＥO2＝１５Ｖとな
る。

【００１２】これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、
それぞれ所要の負荷回路に対して供給されることにな
る。また、二次側直流出力電圧ＥO1は制御回路１の検出
用電圧として分岐出力される。

【００１３】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1と二次側
アース間に抵抗Ｒ3−Ｒ4が直列に接続され、この接続点
（分圧点）に対してシャントレギュレータＱ3のコント
ロール端子が接続される。シャントレギュレータＱ3の
アノードはアースに接地され、カソードは直交型制御ト
ランスＰＲＴの制御巻線ＮCを介して、二次側直流出力
電圧ＥO2のラインに対して接続される。また、ここでは
シャントレギュレータＱ3のカソードは、コンデンサＣ1
1を介して抵抗Ｒ3、Ｒ4の接続点と接続されている。ま
た、抵抗Ｒ4に対しては、コンデンサＣ3と抵抗Ｒ5の直
列接続回路が並列に接続される。

【００１４】上記のような接続形態により形成される制
御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入力とする誤差増
幅器として機能する。即ち、直流出力電圧ＥO1を抵抗Ｒ
3、Ｒ4により分圧した電圧がコントロール電圧としてシ
ャントレギュレータＱ3のコントロール端子に対して入
力される。従ってシャントレギュレータＱ3では、直流
出力電圧ＥO1に応じたレベルの電流を、制御電流Ｉｃと
して制御巻線ＮCに対して流すようにされる。つまり、
制御巻線ＮCに流れる制御電流レベルが可変制御される
ものである。制御巻線Ｎｃに流れる制御電流レベルが可
変されることで、直交型制御トランスＰＲＴにおいて
は、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変するように
制御することになる。これによって、自励発振駆動回路
における駆動巻線ＮB−共振コンデンサＣBから成る共振
回路の共振周波数が変化し、スイッチング素子Ｑ1のス
イッチング周波数が可変制御されることになる。このよ
うにしてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数が
可変されることで、二次側直流出力電圧が一定となるよ
うに制御される。つまり、電源の安定化が図られる。こ
こで、スイッチング周波数を可変するのにあたってはメ
インスイッチング素子Ｑ1がオフとなる期間は一定とさ
れたうえで、オンとなる期間を可変制御するように動作
している。つまり、オン期間についての導通角制御を行
うと共にスイッチング周波数制御を実行している。な
お、本明細書では、このような複合的な制御を「複合制
御方式」ということとしている。

【００１５】図１６は、上記図１５に示す構成の電源回
路の要部の動作として、重負荷時における各部の動作波
形を示している。ここでは主として一次側の動作が示さ
れている。自励発振駆動回路としての直列共振回路（Ｎ
B，ＣB）では、駆動巻線ＮBに得られた交番電圧により
共振動作を行うことで、図１６（ｅ）に示すように、正
弦波状の直列共振電流Ｉ2が得られる。そして、この直
列共振電流Ｉ2がベース電流制限抵抗ＲBを介すること
で、スイッチング素子Ｑ1のベースには図１６（ｄ）に
示すように、ベース電流（駆動電流）ＩBが流れる。こ
の駆動電流ＩBによって、スイッチング素子Ｑ1は、スイ
ッチング動作を行う。

【００１６】この際、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ
に流れるコレクタ電流ＩQ1は、図１６（ｂ）に示す波形
が得られる。また、スイッチング素子Ｑ1／／並列共振
コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、図１６
（ａ）に示すようにして、この並列共振回路の作用によ
って並列共振電圧Ｖ1が発生する。この並列共振電圧Ｖ1
は、図のように、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期
間ＴONは０レベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいて正
弦波状のパルスとなる波形が得られ、電圧共振形として
の動作に対応している。

【００１７】また、上記したタイミングによってスイッ
チング素子Ｑ1がスイッチング動作を行うことで、一次
巻線Ｎ1に流れる巻線電流Ｉ1は、図１６（ｃ）に示すよ
うにしてスイッチング周期に応じた交番波形となる。

【００１８】ここで、スイッチング素子Ｑ1がオンとな
る期間ＴONにおいて、図１６（ｅ）の直列共振電流Ｉ2
が正極性の領域は、図１６（ｄ）の駆動電流（ベース電
流）ＩBの順方向電流の領域に対応する。また、同じ期
間ＴONにおいて、直列共振電流Ｉ2が負極性となる期間
は、駆動電流ＩBの逆方向電流となる。そして、この期
間ＴONにおける駆動電流ＩBの逆方向電流の期間がスイ
ッチング素子Ｑ1の蓄積時間（ｔstg）となる。

【００１９】スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ
間には、逆回復時間が長い低速のダンパーダイオードＤ
Dと抵抗ＲDの直列回路が接続されている。スイッチング
素子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFでは、負となる直列共振
電流Ｉ2が、抵抗ＲD→クランプダイオードＤD→ベース
電流制限抵抗ＲB→共振コンデンサＣB→駆動巻線ＮBを
介して流れるが、これが図１６（ｇ）のダンパー電流Ｉ
D1として期間ＴOFFに得られる波形となる。そして次
に、期間ＴONが開始されると、並列共振コンデンサＣｒ
の充放電エネルギーが、クランプダイオードＤD→スイ
ッチング素子Ｑ1のベース→コレクタを介して流れ、こ
れが、期間ＴON開始時（ターンオン時）における負極性
のダンパー電流（ＩD）となる。そして、この期間が終
了すると、ダンパーダイオードＤDは逆回復時間の領域
となって正極性の方向に急峻に立ち上がり、以降は、図
示するようにして、期間ＴON終了時にかけて徐々に０レ
ベルとなっていく波形が得られる。

【００２０】上記のようにして駆動電流ＩB及びダンパ
ー電流ＩD1が流れることに対応して、スイッチング素子
Ｑ1のベース−エミッタ間電圧ＶBEは、図１６（ｆ）に
示すように、期間ＴOFFにおいては負極性による正弦波
状で、期間ＴONにおいては、その開始時のダンパー期間
では急峻に負極性にピークを持ち、これが終了すると正
極性の一定レベルで０レベルに対してオフセットが与え
られる波形となるものである。このオフセットレベル
は、例えば抵抗ＲDの抵抗値により決定される。

【００２１】また、上記のようにして動作する図１５の
電源回路の定電圧制御特性を図１７に示す。二次側直流
出力電圧ＥO1の負荷電流Ｉｏが０〜１．５Ａの範囲で変
化するのに応じて、制御電流Ｉｃは、図のようにして変
化する。つまり、負荷電流が増加して重負荷の条件とな
り、二次側直流出力電圧ＥO1が低下していくのに従って
制御電流レベルを減少させるようにして制御が行われ
る。この結果、スイッチング周波数ｆｓとしては、重負
荷の条件となるのに従って低下していくようにして制御
が行われる。また、交流入力電圧ＶACの変動に対応する
ものとして、交流入力電圧ＶAC＝１２０ＶとＶAC＝９０
Ｖの場合が示されているが、制御電流Ｉｃは、交流入力
電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の条件のほうが交流入力電圧ＶAC
＝９０Ｖ時の条件よりも増加しており、スイッチング周
波数ｆｓについては、交流入力電圧ＶAC＝１２０Ｖ時の
条件のほうが交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖ時の条件よりも
高くなっている。これは、交流入力電圧ＶACのレベルが
高くなって二次側直流出力電圧ＥO1が上昇したとされる
場合には制御電流Ｉｃは増加されるようにして制御さ
れ、これに応じてスイッチング周波数ｆｓも上昇される
ようにして制御されることを示している。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】ところで上記構成にお
いて直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線Ｎ
D、駆動巻線ＮB、及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和
リアクトルである。図１９に直交形制御トランスＰＲＴ
の構造を示す。図１９（ａ）はその全体構造を説明する
ための外観斜視図、図１９（ｂ）は巻装される巻線の巻
線方向を説明するための断面斜視図である。図１９
（ａ）に示すように、直交形制御トランスＰＲＴは、フ
ェライトによる２つのダブルコの字形コア２１，２２を
組み合わせた立体形コア２０によって形成されている。
一方のダブルコの字形コア２１は、図１９（ａ）（ｂ）
に示されているように４本の磁脚２１ａ，２１ｂ，２１
ｃ，２１ｄを有して構成される。また、他方のダブルコ
の字形コア２２も、例えば図１９（ａ）（ｂ）に示され
ているように４本の磁脚２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２
ｄを有して構成される。そして、これら２つのダブルコ
の字形コア２１，２２の互いの磁脚２１ａ〜２１ｄ，２
２ａ〜２２ｄの端部を接合することで立体形コア２０が
形成されている。

【００２３】磁脚２１ａ〜２１ｄのそれぞれと磁脚２２
ａ〜２２ｄのそれぞれの接合部分については、上段の２
組或いは下段の２組において１０μｍのマイラーフィル
ムを挿入し、ギャップＧ＝１０μｍとしている。そして
図１８に示すように、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬB
の直流重畳特性は、制御電流Ｉｃ＝１０ｍＡ〜６０ｍＡ
に対して、インダクタンスＬB＝８μＨ〜２．５μＨに
変化する。

【００２４】そして、図１９（ｂ）にも示されているよ
うに、例えばダブルコの字形コア２２の２本の磁脚２２
ｃ，２２ｄには制御巻線ＮCが巻回され、ダブルコの字
形コア２１の磁脚２１ｃ，２１ｂには検出巻線ＮD及び
駆動巻線ＮBが巻回されている。つまり、この直交形制
御トランスＰＲＴは、検出巻線ＮD及び駆動巻線ＮBに対
して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された可飽和リ
アクトルとして構成される。この直交形制御トランスＰ
ＲＴの制御巻線ＮCとしては、例えば６０μｍφのポリ
ウレタン被覆銅線により１０００Ｔ（ターン）巻回さ
れ、検出巻線ＮDは０．３ｍｍφのポリウレタン被覆銅
線により１Ｔ、駆動巻線ＮBは０．３ｍｍφのポリウレ
タン被覆銅線により３Ｔ巻回される。

【００２５】このような直交形制御トランスＰＲＴで
は、制御巻線に流す制御電流量を少なくするために、ギ
ャップＧが上記のように１０μｍという程度に僅小なも
のとしている。ところがこのため製造時においてはその
ギャップ厚の精度誤差が生じざるを得なくなるが、これ
は、直交型制御トランスＰＲＴに巻装される駆動巻線Ｎ
Bのインダクタンス値についてばらつきを生じさせる。
またフェライトコアの透磁率、磁脚の接合時のずれ等の
ばらつきも、駆動巻線ＮBのインダクタンス値について
ばらつきを生じさせる。これらのことからインダクタン
スＬBの許容値は、インダクタンス値が±１０％変動す
るものとしなければならない。このためスイッチング素
子Ｑ１の増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgのばらつきが生ず
るが、このばらつきに対して複合共振形コンバータの定
電圧保証範囲を、例えば商用交流電源が１００Ｖ系であ
る場合に交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±１０％とするた
めには、直交形制御トランスＰＲＴのインダクタンス可
変範囲は十分なマージンをもって設計しなければならな
い。つまり実用化の場合のマージン設計が困難なものと
なる。

【００２６】また直交形制御トランスＰＲＴの巻線仕様
は上記のとおりであり、さらに制御巻線ＮCと、検出巻
線ＮD及び駆動巻線ＮBとを互いに直交する方向に巻回す
ることは、製造上、巻線工程が非常に複雑となる。さら
にダブルコの字形コア２１、２２のそれぞれ４本の磁脚
をマイラフィルムを介してずれなく接合することも組立
工程を難しいくしている。即ち直交形制御トランスＰＲ
Ｔは製造の難易度が高く、コストダウンも困難である。

【００２７】また直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線
ＮCに流れる直流制御電流Ｉｃは、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの２次側の直流出力電圧Ｅ02ライン（１５Ｖ
ライン）から供給され、その供給電力は０．９Ｗ〜０．
１５Ｗの範囲で変動するが、この供給電力は無効電力で
あり、軽負荷時の電力損失が増加する。

【００２８】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、直流入力電圧についてスイッチン
グを行うスイッチング素子を備えるスイッチング手段
と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得ら
れる上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対し
て伝送する絶縁コンバータトランスと、この絶縁コンバ
ータトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサと
により形成され、スイッチング手段の動作を電圧共振形
とするように設けられる一次側並列共振回路とを備え
る。また、アモルファス磁性体による閉磁路型のコアを
備え、このコアに対して一次巻線とされる検出巻線と、
二次巻線とされる駆動巻線と、三次巻線とが巻装される
ドライブトランスを備える。また、絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線と検出巻線の直列接続に対して、二次側
並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
二次側並列共振回路と、駆動巻線と共振用コンデンサに
より形成される直列共振回路を有して、この直列共振回
路の出力に基づいて上記スイッチング素子をスイッチン
グ駆動するスイッチング駆動手段を備える。また、三次
巻線とコンデンサとを並列に接続した並列接続回路に対
してインピーダンス制御素子としてのトランジスタ素子
を直列に挿入して形成される可変インピーダンス回路
と、二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、直流出力電圧のレベルに
応じて可変されるレベルの制御電流をインピーダンス制
御素子に流すことにより、スイッチング素子のスイッチ
ング周波数を可変制御し、上記直流出力電圧についての
定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段とを備え
ることとしている。

【００２９】また、スイッチング電源回路として次のよ
うにも構成する。つまり、直流入力電圧についてスイッ
チングを行うスイッチング素子を備えるスイッチング手
段と、一次巻線と二次巻線とを備え、一次巻線に得られ
るスイッチング手段の出力を二次巻線に対して伝送する
絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバー
タトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサとに
より形成され、スイッチング手段の動作を電圧共振形と
するように設けられる一次側並列共振回路とを備える。
また、アモルファス磁性体による閉磁路型のコアを備
え、このコアに対して、一次側並列共振回路に含まれる
ようにして一次巻線と直列に接続される検出巻線と、駆
動巻線と、検出巻線により励起される三次巻線とが巻装
されるドライブトランスを備える。また、絶縁コンバー
タトランスの二次巻線に対して二次側並列共振コンデン
サを並列に接続することで形成される二次側並列共振回
路と、駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直
列共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づい
て上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッ
チング駆動手段を備える。また、三次巻線とコンデンサ
とを並列に接続した並列接続回路に対してインピーダン
ス制御素子としてのトランジスタ素子を直列に挿入して
形成される可変インピーダンス回路を備える。また、二
次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して整流動
作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直
流出力電圧生成手段と、直流出力電圧のレベルに応じて
可変されるレベルの制御電流をインピーダンス制御素子
に流すことにより、スイッチング素子のスイッチング周
波数を可変制御し、直流出力電圧についての定電圧制御
を行うようにされる定電圧制御手段とを備えるものであ
る。

【００３０】上記構成による電源回路は、一次側に対し
て自励式の電圧共振形コンバータを備える複合共振形ス
イッチングコンバータとしての基本構成が採られる。そ
のうえで、自励発振駆動回路の駆動巻線と三次巻線をド
ライブトランスにより磁気結合し、この三次巻線とコン
デンサ、及びインピーダンス制御素子とによって、イン
ピーダンスが可変される並列共振回路を形成する。そし
て、二次側直流出力電圧のレベル変動に応じて上記並列
共振回路のインピーダンスを可変することで、自励発振
駆動回路の発振出力に変化を与え、これによって、スイ
ッチング素子の導通角及びスイッチング周波数を同時に
可変制御する複合制御方式による定電圧制御を実現す
る。これにより、本発明では、スイッチング周波数を制
御するのにあたり、例えば直交型制御トランスを省略す
ることが可能になる。

【００３１】そしてまた、ドライブトランスについて
は、磁気飽和しやすい性質のアモルファス磁性体の閉磁
路型コアを選定することで、検出巻線から駆動巻線に励
起される電圧レベルを抑制するようにされる。これによ
っては、駆動巻線を備えて形成される自励発振のための
直列共振回路における共振出力レベルを抑制して損失を
低減する作用が得られる。

【００３２】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態としての電源回路の構成を示している。この図１に示
す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備える
と共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイ
ッチングコンバータとしての構成を採る。この図に示す
電源回路においては、先ず、商用交流電源（交流入力電
圧ＶAC）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑
回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサ
Ｃｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧Ｖ
ACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成す
るようにされる。

【００３３】上記整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を
入力して断続するスイッチングコンバータとしては、１
石のスイッチング素子Ｑ1を備えて、いわゆるシングル
エンド方式によるスイッチング動作を行う電圧共振形コ
ンバータが備えられる。ここでの電圧共振形コンバータ
は自励式の構成を採っており、スイッチング素子Ｑ1と
しては、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接
合型トランジスタ）が使用される。スイッチング素子Ｑ
1のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次
巻線Ｎ1を介して平滑コンデンサＣｉの正極と接続さ
れ、エミッタは一次側アースに接続される。

【００３４】また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列
に接続される。この並列共振コンデンサＣｒのキャパシ
タンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ
1に得られるリーケージインダクタンスとによって一次
側並列共振回路を形成する。そして、スイッチング素子
Ｑ1のスイッチング動作に応じて、この並列共振回路に
よる共振動作が得られることで、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング動作としては電圧共振形となる。

【００３５】また、スイッチング素子Ｑ1 のベース−エ
ミッタ間には抵抗ＲD−クランプダイオードＤDの直列接
続回路が図示する方向によって接続される。つまり、ク
ランプダイオードＤDのアノードが抵抗ＲDを介して一次
側アース（エミッタ）と接続され、カソードがベースに
対して接続される。なお、クランプダイオードＤDには
低速リカバリ型のダイオード素子が選定される。

【００３６】また、スイッチング素子Ｑ1のベースは起
動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続さ
れており、例えば電源起動時において、上記起動抵抗Ｒ
ｓを介して得られるベース電流が流れることで起動する
ようにされている。

【００３７】ドライブトランスＣＤＴは、スイッチング
素子Ｑ1を自励式により駆動するために設けられる。こ
の場合、ドライブトランスＣＤＴの一次側は検出巻線Ｎ
Aとされ、この検出巻線ＮAは絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの二次巻線Ｎ2に直列に接続されていることで、絶
縁コンバータトランスＰＩＴを介して一次巻線Ｎ1から
二次巻線Ｎ2に誘起されたスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング出力を検出するようになっている。そして、こ
の検出巻線ＮAに得られる交番電圧が誘起される二次側
に対して、駆動巻線ＮBが巻装される。この駆動巻線ＮB
は、スイッチング素子Ｑ1をスイッチング駆動する自励
発振駆動回路を形成する。さらに、本実施の形態の場合
には、ドライブトランスＣＤＴの一次側に対して三次巻
線Ｎ3が巻装される。この三次巻線Ｎ3は、後述するイン
ピーダンス制御素子Ｑ2を介在させるようにして、コン
デンサＣｃとにより並列接続回路を形成する。ここで、
上記各巻線の巻き方向は、図示するようにして、駆動巻
線ＮBと三次巻線Ｎ3が同相で、これらの巻線ＮB，Ｎ3に
対して検出巻線ＮAが逆相となるようにして巻装されて
いる。なお、本実施の形態としてのドライブトランスＣ
ＤＴの構造については後述する。

【００３８】スイッチング素子Ｑ1のベースに対して
は、図示するように、［駆動巻線ＮB−時定数コンデン
サＣB−ベース電流制限抵抗ＲB］の直列接続回路が接続
される。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ1を
自励式によりスイッチング駆動するための自励発振駆動
回路となる。

【００３９】この場合、自励発振駆動回路における、ド
ライブトランスＣＤＴの駆動巻線ＮBは、上記のように
検出巻線ＮAが絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻
線Ｎ2に直列接続されているため、二次巻線Ｎ2に得られ
るスイッチング出力電圧により励起される。そして、自
励発振駆動回路としては、コンデンサＣBと駆動巻線ＮB
のインダクタンスとによって、直列共振回路を形成す
る。

【００４０】上記自励発振駆動回路の駆動巻線ＮBに
は、検出巻線ＮAにより励起されることで、ドライブ電
圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧によ
って直列共振回路（ＮB−ＣB）が自励的に発振動作を行
うことで共振出力が得られることになる。そして、この
共振出力がベース電流制限抵抗ＲBを介することで、ス
イッチング素子Ｑ1のベースには、スイッチング駆動信
号としてのベース電流が流れるようにされる。これによ
り、スイッチング素子Ｑ1は、直列共振回路の共振周波
数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング
動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られ
るスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1に伝達する。

【００４１】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッ
チング素子Ｑ1のスイッチング出力を二次側に伝送す
る。絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライ
ト材による２組のＥ型コアを互いの磁脚が対向するよう
に組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コア
の中央磁脚に対して、分割ボビンを利用して一次巻線Ｎ
1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれ分割した状態で巻装してい
る。そして、中央磁脚に対してはギャップを形成するよ
うにしている。これによって、所要の結合係数による疎
結合が得られるようにしている。ギャップは、２組のＥ
型コアの各中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くするこ
とで形成することが出来る。また、結合係数ｋとして
は、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態を得るよう
にしており、その分、飽和状態が得られにくいようにし
ている。

【００４２】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で
は、一次巻線Ｎ1により誘起された交番電圧が二次巻線
Ｎ2に発生する。この図１に示す回路においては、前述
もしたように、二次巻線Ｎ2に対しては検出巻線ＮAが直
列接続されている。そして、この二次巻線Ｎ2−検出巻
線ＮAの直列接続に対して二次側並列共振コンデンサＣ2
が並列に接続される。従って、この場合には、二次巻線
Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と検出巻線ＮAのイ
ンダクタンスと、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャ
パシタンスとによって並列共振回路が形成される。この
並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に誘起される交番電
圧、及び検出巻線ＮAに得られる交番電圧は共振電圧と
なる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。

【００４３】つまり、この電源回路は、一次側にはスイ
ッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路を
備え、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回
路を備えた「複合共振形スイッチングコンバータ」とさ
れるものである。

【００４４】また、本実施の形態の場合には、上記検出
巻線ＮAに対して並列にインダクタＬAが接続される。検
出巻線ＮAの巻き数は、例えば１Ｔとされるのである
が、これによる検出巻線ＮAのインダクタンス値であっ
ても、駆動巻線ＮBにおける誘起電圧は必要以上におお
きなものとなる。そこで、低インダクタンス値のインダ
クタＬAを並列接続することで、二次巻線Ｎ2から検出巻
線ＮAに流れようとする電流をインダクタＬAにも分流さ
せ、その分、検出巻線ＮAに流れる電流量が少なくなる
ようにしているものである。このようにすれば、駆動巻
線ＮBにおける誘起電圧レベルを小さなものとすること
ができる。これによっては、後述する自励発振駆動回路
のベース電流制限抵抗ＲBにおける電力損失を低減させ
ることになる。

【００４５】上記のようにして形成される電源回路の二
次側に対しては、二次巻線Ｎ2の巻始め端部に接続され
る二次側整流ダイオードＤO1と平滑コンデンサＣO1とか
らなる半波整流回路が備えられ、これにより、二次巻線
Ｎ2に誘起される交番電圧のほぼ等倍レベルに対応する
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、
ここでは、二次巻線Ｎ2に対してタップ出力を設けて、
このタップ出力と二次側アース間に対して、図示するよ
うに、二次側整流ダイオードＤ02と平滑コンデンサＣO2
から成る半波整流回路を接続することで、低圧の二次側
直流出力電圧ＥO2を得るようにしている。この場合、二
次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１に対して定電圧制
御のための検出電圧として入力される。

【００４６】制御回路１は、直流出力電圧ＥO1を検出入
力とする誤差増幅器として機能し、直流出力電圧ＥO1の
レベルに応じて可変されたレベルの電圧を、ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴとしてのインピーダンス制御素子Ｑ2のゲートに対
して出力する。この場合の制御回路１は、直流出力電圧
ＥO1のレベルが上昇すると、その上昇分に応じて出力電
圧レベルを上昇させるように構成されている。

【００４７】絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に
おいては、ドライブトランスＣＤＴに巻装される三次巻
線Ｎ3に対してコンデンサＣｃとを直列に接続し、さら
に、上記インピーダンス制御素子Ｑ2のドレインをコン
デンサＣｃに対して接続すると共に、ソースを三次巻線
Ｎ3の巻始め端部側（一次側アース）に対して接続して
いる。つまり、三次巻線Ｎ3に対して、コンデンサＣｃ
−インピーダンス制御素子Ｑ2からなる直列接続回路を
並列に接続しているものである。また、インピーダンス
制御素子Ｑ2に対しては、逆方向電流の経路を形成する
ためのダイオードＤD2が並列に接続される。このダイオ
ードＤD2には、インピーダンス制御素子Ｑ2が内蔵する
ボディダイオードを選定すればよい。この回路部位は、
三次巻線Ｎ3//コンデンサＣｃから成る並列共振回路に
対して、インピーダンス制御素子Ｑ2を介在させるよう
にして形成されているものと見ることができる。本実施
の形態では、上記制御回路１、及びインピーダンス制御
素子Ｑ2、三次巻線Ｎ3、及びコンデンサＣｃから成る並
列共振回路を備えた定電圧制御回路系が構成される。そ
して、この定電圧制御回路系は、スイッチング素子Ｑ1
のスイッチング周波数を可変制御するように動作し、こ
れによって定電圧化を図るようにされるのであるが、こ
の動作については後述する。

【００４８】ここで、本実施の形態の電源回路に備えら
れるドライブトランスＣＤＴの構造例について図４を参
照して説明する。本実施の形態のドライブトランスＣＤ
Ｔは、この図に示すようにして、円筒型をくり抜くよう
にされたコア１０１を備え、このコア１０１に対して検
出巻線ＮA、駆動巻線ＮB、及び三次巻線Ｎ3を巻装した
構造を有する。

【００４９】そして、特に本実施の形態においては、上
記コア１０１については、コバルト系アモルファス磁性
体を用いることとしている。アモルファス磁性体は、図
５に示す磁化曲線として示されるように、いわゆる角形
比が高いヒステリシス特性となる。つまり、アモルファ
ス磁性体は、少ない電流変化に応じても磁気飽和の状態
となりやすいという性質を有している。そしてこの場合
には、コア１０１についてギャップを形成しないように
していることで、閉磁路型のコアを得るようにしてい
る。これにより、ドライブトランスＣＤＴとしては、飽
和しやすい状態が得られることになり、可変インダクタ
ンストランスとすて構成されることになる。このような
構成とされることで、ドライブトランスＣＤＴに巻装さ
れる検出巻線ＮAと駆動巻線ＮBのインダクタンス特性と
しては、図６に示すようにして、各巻線に流れる電流Ｉ
に応じてそのインダクタンスが変化することになる。つ
まり、電流Ｉ＝０（Ａ）で素子としてのインダクタンス
値を有し、この電流Ｉの絶対値レベルが大きくなってい
くのにしたがって比例的に減少していくものとなる。

【００５０】なお、ドライブトランスＣＤＴの一次側と
二次側は、それぞれ絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側と一次側とに在るようにされるため、実際にはフォ
トカプラ等を設けることにより直流的に絶縁することが
必要となる。但し、駆動巻線ＮBについて三重絶縁線を
選定すれば、フォトカプラを介在させなくとも充分な絶
縁状態を得ることができる。

【００５１】図２、図３は、図１に示した構成による電
源回路における要部の動作を示す波形図である。図２に
おいては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負荷電力Ｐｏ
＝１５０Ｗの重負荷時における条件の場合の動作を示
し、図３においては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖで負
荷電力Ｐｏ＝２５Ｗの軽負荷時における条件の場合の動
作を示している。また、これらの図に示す動作を得るの
にあたっては、各部品を次のようにして選定している。検出巻線ＮA＝１Ｔ（ターン）駆動巻線ＮB＝３Ｔ、三次巻線Ｎ3＝６ＴインダクタＬA＝０．２μＨコンデンサＣB＝１μＦベース電流制限抵抗ＲB＝０．２２Ω 抵抗ＲD＝４．７Ω コンデンサＣｃ＝１μＦ

【００５２】ドライブトランスＣＤＴに巻装される駆動
巻線ＮBには、図２（ｅ）、図３（ｅ）に示すようにし
て、交番電圧ＶNBが発生し、また、図２（ｆ）、図３
（ｆ）に示す駆動巻線電流ＩNBが流れる。そして、この
駆動巻線ＮBに得られる交番出力によって、自励発振駆
動回路（ＮB−ＣB−ＲB）が動作することによって、ス
イッチング素子Ｑ1には、図２（ｃ）、図３（ｃ）に示
すようにしてベース電流ＩBが流れる。上記ベース電流
ＩBは、ベース蓄積キャリア消滅時間ｔstgが完了すると
ゼロレベルになり、これによって、スイッチング素子Ｑ
１がオフとなる期間ＴOFFに移行する。

【００５３】スイッチング素子がオンとなる期間ＴONに
至ると、クランプダイオードＤDの逆回復時間ｔrrの効
果によってクランプダイオードＤDが導通する。これに
よって、駆動巻線電流ＩNBは、抵抗ＲD→クランプダイ
オードＤDを介し、さらにＱ1ベース→Ｑ1コレクタのＰ
Ｎ接合を介して電流が流れる。これにより、図２
（ｂ）、図３（ｂ）に示すコレクタ電流ＩQ1としては、
先ず、負極性の方向に流れる波形が得られ、このときの
ベース電流ＩBとしても、コレクタ電流ＩQ1に対応した
正極性の波形が得られる。そして、この後においては、
クランプダイオードＤDはオフとなってスイッチング素
子Ｑ1が導通することで、スイッチング素子Ｑ1のコレク
タ→エミッタを介して、正極性に増加するコレクタ電流
ＩQが流れることになる。

【００５４】そしてスイッチング素子Ｑ1のベース−エ
ミッタ間電圧ＶBEは、図２（ｄ）、図３（ｄ）に示すよ
うに、期間ＴOFFにおいては負極性が得られ、期間ＴON
においては０レベルに対してオフセットが与えられたレ
ベル付近を維持するようにされる。

【００５５】上記のようにしてスイッチング素子Ｑ1が
スイッチング動作を行うことで、一次側並列共振コンデ
ンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖ1は、図２
（ａ）、図３（ａ）に示すようにして、スイッチング素
子Ｑ1がオンとなる期間ＴONでは０レベルで、オフとな
る期間ＴOFFでは正弦波状のパルスとなる波形が得られ
る。これは、一次側スイッチングコンバータが電圧共振
形の動作であることを示している。また、コレクタ電流
ＩQ1は、図２（ｂ）、図３（ｂ）に示すようにして、期
間ＴOFFでは０レベルとなる。

【００５６】三次巻線Ｎ3には、検出巻線ＮAに得られる
交番電圧によって、図２（ｇ）、図３（ｇ）の三次巻線
電圧ＶNCとして示すように、期間ＴON及び期間ＴOFFの
初期時には負極性で、期間ＴOFFにおける残りの期間は
正極性となる交番波形が励起される。そして、制御回路
１によってその電流導通量が制御されるインピーダンス
制御素子Ｑ2には、図２（ｈ）、図３（ｈ）に示すよう
にして、ドレイン電流ＩQ2が流れる。ここで、ドライブ
トランスＣＤＴに巻装される三次巻線Ｎ3とコンデンサ
Ｃｃとは、インピーダンス制御素子Ｑ2を介して並列に
接続されているものと見ることができる。つまり、三次
巻線Ｎ3とコンデンサＣｃによっては並列共振回路が形
成され、この並列共振回路における電流導通量をインピ
ーダンス制御素子Ｑ2よって可変制御することで、この
並列共振回路のインピーダンスが可変されることにな
る。

【００５７】また、ドライブトランスＣＤＴにおいて磁
気的に結合される駆動巻線ＮB及び三次巻線Ｎ3は、等化
的には、三次巻線Ｎ3は駆動巻線ＮBに対して並列に接続
されているものと見ることができる。従って、三次巻線
Ｎ3を含む並列共振回路と、駆動巻線ＮBを含む自励発振
駆動回路とは、三次巻線Ｎ3と駆動巻線ＮBの並列接続回
路を介して接続されていることと等化となる。

【００５８】ここで、例えば交流入力電圧ＶACが上昇す
る、或いは、負荷電力が小さくなるなどして二次側直流
出力電圧ＥO1のレベルが上昇したとする。すると、検出
巻線ＮAに得られる交番電圧レベルは減少することにな
るが、これに伴っては、駆動巻線ＮB及び三次巻線Ｎ3に
誘起される交番電圧レベルも減少することとなる。そし
て、この動作と共に、制御回路１によって、二次側直流
出力電圧ＥO1の上昇に応じてインピーダンス制御素子Ｑ
2を流れる電流量が増加するようにして制御されること
となる。

【００５９】このような複合的動作が得られることで、
１つにはスイッチング素子Ｑ１のベース蓄積キャリア消
滅時間（ｔstg）は短くなって、１スイッチング周期内
のオン期間を短縮させる。また、インピーダンス制御素
子Ｑ2における電流導通量が増加するように制御される
ことは、即ち、インピーダンス制御素子Ｑ2を介した三
次巻線Ｎ3とコンデンサＣｃから成る並列共振回路のイ
ンピーダンスを低下させるように制御していることにな
る。これによっては、駆動巻線ＮBを含む一次側の自励
発振駆動回路が影響を受けて、その発振周波数も高くな
るように可変されることになる。この結果、二次側直流
出力電圧ＥO1の上昇に伴っては、スイッチング周波数が
高くなるようにして可変制御されることになる。これ
は、図２と図３の比較として、期間ＴON＋ＴOFFから成
る１スイッチング周期の時間長は、軽負荷の条件となる
のに従って短くなっていることによっても示されてい
る。そして、スイッチング周波数が可変制御されること
によっては、例えば一次側並列共振回路の共振インピー
ダンスが可変されることとなって、絶縁コンバータトラ
ンスＰＩＴの一次側から二次側に対して伝送される電力
も可変されることになるわけである。これにより、最終
的には二次側直流出力電圧のレベルも可変制御されるこ
ととなり、電源の安定化が図られることとなる。

【００６０】なお、本実施の形態においてスイッチング
周波数を可変制御するのにあたっては、スイッチング素
子Ｑ1がオフとなる期間ＴOFFは一定で、オンとなる期間
ＴONについて可変するようにされている。つまり、この
場合にも複合制御方式による定電圧制御動作が得られて
いるものである。

【００６１】そして、上記した本実施の形態による定電
圧制御回路系の構成とすれば、図１５に示されていた直
交型制御トランスＰＲＴは省略されることとなる。これ
により、本実施の形態では、直交型制御トランスＰＲＴ
製造時におけるギャップのばらつき等に起因する駆動巻
線ＮBについてのインダクタンス値のばらつきの問題は
解消されることになる。従って、交流入力電圧ＶACの範
囲に対するマージンを少なく設定することが可能となる
ので、回路設計も容易なものとすることが可能になる。
また、直交形制御トランスＰＲＴの製造工程の困難性に
かかる問題も解消される。さらにＡＣ／ＤＣ電力変換効
率の向上も図られる。

【００６２】また、図１５の電源回路のように直交形制
御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに制御電力を供給して
スイッチング周波数を制御する構成ではないので、軽負
荷時の無効電力を低減し、電力損失を低減できる。

【００６３】さらに本実施の形態の場合、インピーダン
ス制御素子Ｑ2に対する印加電圧は２Ｖ以下であり、ま
た、電流は０．２Ａ以下となるので、インピーダンス制
御素子Ｑ2として備えるＭＯＳ−ＦＥＴとしては、これ
に対応した低耐圧小容量品を選定すればよいことにな
る。例えば、先に本出願人は、複合共振形スイッチング
コンバータに対して、一次側並列共振電圧又は二次側共
振電圧をクランプするアクティブクランプ回路を設け、
このアクティブクランプ回路の導通角制御によって電源
の安定化を図る構成を各種提案しているのであるが、こ
の場合には、アクティブクランプ回路を形成するＭＯＳ
−ＦＥＴ等のスイッチング素子については、一次側並列
共振電圧レベル又は二次側共振電圧レベルに応じた高耐
圧品を選定する必要があり、それだけコスト及びサイズ
の点などで不利であった。これに対して本実施の形態で
は、インピーダンス制御素子Ｑ2について低耐圧小容量
品が選定されるのであるから、それだけ低コスト化及び
小型軽量化を実現することが可能となるものである。

【００６４】また、本実施の形態では、図４〜図６によ
っても説明したように、可変インダクタンストランスと
してのドライブトランスＣＤＴを備えるのであるが、こ
れによって、ドライブトランスＣＤＴに巻装される駆動
巻線ＮBを備えて形成される自励発振駆動回路からスイ
ッチング素子Ｑ1に流す駆動電流ＩBのピークレベルは、
図２（ｃ）、図３（ｃ）に示すようにして、順方向電流
ＩB1よりも逆方向電流ＩB2のほうが大きくなる。例えば
実際としては、図１５に示した電源回路の場合の３〜４
倍程度にまで増加している。これによって、スイッチン
グ素子Ｑ１の下降時間は短くなってスイッチング素子Ｑ
１のターンオフ時のスイッチング損失が低減される。ま
た、同時に蓄積時間ｔstgも短縮されることで、スイッ
チング素子における電力損失はより少ないものとなる。
この結果、電源回路としての電力変換効率が向上され、
重負荷時においては０．５％、軽負荷時においては１．
５％の向上が図られる。また、上記のようにしてスイッ
チング素子Ｑ１における電力損失が低減されることで、
スイッチング素子Ｑ１の発熱も少なくなるので、例えば
放熱板が不要になるなどの利点も得られる。さらには、
バイポーラトランジスタであるスイッチング素子Ｑ1の
電流増幅率ｈFEや蓄積時間ｔstgなどのばらつき範囲も
小さいものとなって、それだけ回路設計及び部品管理が
容易なものとなる。

【００６５】また、本実施の形態としてのドライブトラ
ンスＣＤＴの構造であれば、そのサイズ形状は、図４に
示すようにして、例えば４ｍｍ×６ｍｍ程度にまでちい
さなものとすることができる。例えば図１９に示したよ
うな直交型制御トランスＰＲＴと比較した場合には、約
１／５程度にまで小型軽量なものとすることが可能であ
る。

【００６６】図７は、本発明の第２の実施の形態として
の電源回路の構成例を示している。なお、この図におい
て、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。この図に示す電源回路においては、ドライブトラン
スＣＤＴに巻装される検出巻線ＮAは、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列に接続され
る。この場合には検出巻線ＮAの巻始め端部を一次巻線
Ｎ1と接続し、巻終わり端部をスイッチング素子Ｑ1のコ
レクタに接続している。このような接続形態によって
は、検出巻線ＮAは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスと共に、一次
側並列共振回路を形成することになる。そして、検出巻
線ＮAに得られる交番電圧としても、並列共振電圧とし
ての波形が得られることになる。

【００６７】このような構成の電源回路におけるスイッ
チング動作及び定電圧制御動作としては、図２及び図３
によって説明した場合と同様となるものであり、図１に
示した電源回路と同様の効果を得ることができる。

【００６８】なお、この図５に示す電源回路の二次側に
おいては、二次巻線Ｎ2の両端に対して接続される整流
ダイオードＤO1，ＤO2と平滑コンデンサＣ01によって全
波整流回路を形成しており、この全波整流回路によって
二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにしている。また、
二次側直流出力電圧ＥO2については、図１の場合と同様
に、二次巻線Ｎ2のタップ出力に接続した整流ダイオー
ドＤO3と平滑コンデンサＣO2とにより形成される半波整
流回路によって得るようにしている。

【００６９】図８は、第３の実施の形態としてのスイッ
チング電源回路の構成例を示している。なお、この図に
おいて図１及び図７と同一部分には同一符号を付して説
明を省略する。この図に示す電源回路の回路構成として
は、図１に示した第１の実施の形態としての電源回路と
同様となる。但し、この図８に示す回路においては、三
次巻線Ｎ3//コンデンサＣｃから成る並列共振回路のイ
ンピーダンス制御を行うためのインピーダンス制御素子
Ｑ2について、ＭＯＳ−ＦＥＴに代えてＮＰＮ型のバイ
ポーラトランジスタが設けられる。この場合、バイポー
ラトランジスタであるインピーダンス制御素子Ｑ2のコ
レクタは、コンデンサＣｃを介して三次巻線Ｎ3の巻終
わり端部と接続され、エミッタが三次巻線Ｎ3の巻始め
端部と接続される。また、逆方向電流経路を形成するた
めのダイオードＤD2は、コレクタ−エミッタ間に対して
接続される。そして、インピーダンス制御素子Ｑ2のベ
ースに対して制御回路１の出力が供給されるようになっ
ている。この場合の制御回路１は、二次側直流出力電圧
ＥO1のレベル変化に応じて、そのレベルが可変されたベ
ース電流を出力するように構成される。

【００７０】また、図９に、第４の実施の形態としての
スイッチング電源回路の構成例を示す。なお、この図に
おいて、図１、図７、及び図８と同一部分には同一符号
を付して説明を省略する。この図に示す電源回路の基本
構成としては、第２の実施の形態として図７に示した回
路と同様とされる。つまり、ドライブトランスＣＤＴに
巻装される検出巻線ＮAは、絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴの一次巻線Ｎ1に対して直列に接続される。そし
て、インピーダンス制御素子Ｑ2としては、図８に示し
た第３の実施の形態の場合と同様にバイポーラトランジ
スタが選定されているものである。そして、上記第３及
び第４の実施の形態の構成によっても、先に説明した各
実施の形態と同様の効果が得られることとなる。

【００７１】ところで、上記した各実施の形態の電源回
路において二次側に備えられる整流回路系としては各図
に示した構成に限定されることなく、例えば図１０〜図
１４に示す構成を採るようにすることも考えられる。な
お、第１及び第３の実施の形態に関すれば、検出巻線Ｎ
Aは二次巻線Ｎ2に対して直列に接続されているのである
が、ここでは、説明の便宜のためにその図示を省略して
いる。つまり、第１及び第３の実施の形態においては図
１０〜図１４に示される回路構成を実際に適用する場合
には、例えば二次巻線Ｎ2に対して直列に検出巻線ＮAを
挿入すればよいものである。また、検出巻線ＮAが一次
巻線Ｎ1に対して巻装される第２及び第４の実施の形態
の場合であれば、図１０〜図１４に示される回路構成を
そのまま適用してよいことになる。

【００７２】図１０においては、二次側並列共振回路
（Ｎ2//Ｃ2）に対してブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コ
ンデンサＣO1から成る全波整流回路を図示する接続形態
によって接続することで二次側直流出力電圧ＥO1を得る
ようにした構成が示されている。

【００７３】また、図１１においては、二次側並列共振
回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して、図示するようにして整流ダ
イオードＤO1、整流ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣ
OA，ＣOBを接続することで、全波整流方式による倍電圧
整流回路を形成している。この場合には、平滑コンデン
サＣOA−ＣOBの直列接続回路の両端電圧として、二次巻
線Ｎ2に発生する交番電圧レベルの２倍に対応する二次
側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００７４】また、図１２に示す二次側の構成として
は、二次巻線Ｎ2の巻終わり端部に対して二次側直列共
振コンデンサＣｓが直列に接続される。これによって、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、二
次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスと二次側直列共
振コンデンサＣｓのキャパシタンスとによって二次側直
列共振回路を形成することになる。従って、この場合に
は、一次側に設けられる一次側並列共振回路（Ｎ1，Ｃ
ｒ）と、二次側に設けられる二次側直列共振回路（Ｎ
2，Ｃｓ）とにより複合共振形コンバータを構成するこ
とになる。そして、この二次側直列共振回路に対して、
図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コン
デンサＣO1を接続することで、二次側直列共振回路（Ｎ
2，Ｃｓ）の共振作用により発生する二次側直列共振電
圧を全波整流する全波整流回路が形成される。そして、
平滑コンデンサＣO1の両端に対しては、二次巻線Ｎ2に
発生する交番電圧レベルの等倍に対応する二次側直流出
力電圧ＥO1が得られることになる。

【００７５】また、図１３においては、二次側直列共振
回路（Ｎ2，Ｃｓ）に対して、整流ダイオードＤO1、整
流ダイオードＤO2、平滑コンデンサＣOA，ＣOBを、図示
するようにして接続することで倍電圧整流回路を形成し
ている。

【００７６】また、図１４においては、二次巻線Ｎ2に
対して図示するようにして２組の二次側直列共振コンデ
ンサＣｓ1，Ｃｓ2を接続し、さらに４本の整流ダイオー
ドＤO1，ＤO2，Ｄ03，ＤO4を図示する接続形態によって
接続して、二次側整流回路を形成する。このようにして
構成される二次側整流回路としては、４倍電圧整流回路
が形成される。この４倍電圧整流回路の動作説明にあた
り、［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO
1，ＤO2、平滑コンデンサＣOA］から成る回路の動作に
ついて述べる。先ず、整流ダイオードＤO1がオフとな
り、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間においては、
二次巻線Ｎ2の漏洩インダクタンスと直列共振コンデン
サＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオード
ＤO2により整流した整流電流を直列共振コンデンサＣｓ
1に対して充電する動作が得られる。そして、整流ダイ
オードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンと
なって整流動作を行う期間においては、二次巻線Ｎ2に
誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加
わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣOA
に対して充電が行われる動作となる。上記のようにして
整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣOAの両端
には、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直
流電圧（整流平滑電圧）が得られる。また、［直列共振
コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コ
ンデンサＣOB］の組とから成る整流回路によっても同様
の動作によって、平滑コンデンサＣOBの両端には、二次
巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得
られることになる。

【００７７】そして、上記のようにして各段の整流回路
によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続され
た平滑コンデンサＣOA−平滑コンデンサＣOBの両端に
は、二次巻線Ｎ2の誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次
側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。

【００７８】以上、実施の形態について説明してきた
が、本発明としては、上記各実施の形態として各図に示
した構成に限定されるものではない。例えば、上記各実
施の形態においてはスイッチング素子を１組備えるシン
グルエンド方式の場合が示されているが、スイッチング
素子を２組備える、いわゆるプッシュプル方式による、
自励式の電圧共振形コンバータとされても構わないもの
である。また、二次側についても、各図に示した以外の
回路構成による整流回路が備えられて構わないものであ
る。

【００７９】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、一次側に
対して自励式の電圧共振形コンバータを備える複合共振
形スイッチングコンバータを基本構成としている。そし
て、定電圧制御のために、自励発振駆動回路の駆動巻線
と三次巻線をドライブトランスにより磁気結合させたう
えで、この三次巻線とコンデンサ、及びインピーダンス
制御素子とによって、インピーダンスが可変される並列
共振回路を形成する。そして、二次側直流出力電圧のレ
ベル変動に応じて上記並列共振回路のインピーダンスが
可変されるようにすることで、自励発振駆動回路の発振
周波数（スイッチング周波数）を可変制御する。このよ
うな構成とすることで、スイッチング素子の導通角及び
スイッチング周波数を同時に可変する複合制御方式によ
る定電圧制御が実現されることになるのであるが、これ
によって、スイッチング周波数制御に必要とされていた
直交型制御トランスを省略することが可能になる。この
ため本発明では、直交型制御トランスのギャップのばら
つき等に起因するインダクタンス値のばらつきの問題は
解消され、特に本発明におけるドライブトランスのイン
ダクタンスのばらつきは±５％程度となる。このため、
交流入力電圧の範囲に対するマージンを少なく設定する
ことが可能となるので、回路設計も容易なものとするこ
とが可能になる。また、直交形制御トランスの製造工程
の困難性にかかる問題も解消される。さらにＡＣ／ＤＣ
電力変換効率の向上も図られる。

【００８０】また、直交形制御トランスの制御巻線に制
御電力を供給してスイッチング周波数を制御する構成で
はないので、軽負荷時の無効電力を低減し、電力損失を
低減できる。さらに、ドライブトランスは、小型軽量の
ものが選定でき、インダクタンス制御素子としてのトラ
ンジスタ素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ、バイポーラトランジス
タ）などについては低耐圧小容量品でよいなど、設計上
及びコスト上、好適である。

【００８１】さらに本発明では、アモルファス磁性体に
よる閉磁路のコアによるドライブトランスとすること
で、スイッチング素子に流すべきベース電流として逆方
向電流のレベルを増加させるようにしている。これによ
っては、スイッチング損失を低減して電源回路としての
電力変換効率は向上されることになる。また、スイッチ
ング損失の低減に伴って発熱も低下することになるの
で、例えば放熱板も不要となり回路の小型軽量化を助け
ることになる。さらには、スイッチング素子についての
特性のばらつきも抑えることができ、設計及び部品管理
も容易となって製造効率も向上されることとなった。そ
してまた、本発明としてのドライブトランスの構造であ
れば、例えばこれまでに用いられていた直交型制御トラ
ンスと比較して、約１／５のサイズ、重量とすることが
でき、それだけ電源回路の小型軽量化を図ることが可能
となる。

【００８２】また、上記構成の下で、ドライブトランス
に巻装される検出巻線に対して並列に低インダクタンス
値のインダクタを並列接続することで、スイッチング素
子のための自励発振駆動回路における損失を低減させる
ことができ、これによっても、電源回路における電力変
換効率の向上に寄与することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図２】本実施の形態の電源回路における要部の動作
（重負荷時）を示す波形図である。

【図３】本実施の形態の電源回路における要部の動作
（軽負荷時）を示す波形図である。

【図４】ドライブトランスの構造例を示す斜視図であ
る。

【図５】アモルファス磁性体の磁化曲線を示す図であ
る。

【図６】本実施の形態のドライブトランスに巻装される
巻線の電流レベルとインダクタンスとの関係を示す図で
ある。

【図７】本発明の第２の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図８】本発明の第３の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図９】本発明の第４の実施の形態としてのスイッチン
グ電源回路の構成例を示す回路図である。

【図１０】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１１】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１２】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１３】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１４】実施の形態の他の二次側の構成例を示す回路
図である。

【図１５】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。

【図１６】図１５に示す電源回路における要部の動作を
示す波形図である。

【図１７】図１５に示す電源回路の定電圧制御特性を示
す説明図である。

【図１８】図１５に示す回路における、駆動巻線ＮBの
インダクタンスについての直流重畳特性を示す説明図で
ある。

【図１９】直交形制御トランスの構造例を示す斜視図及
び断面図である。

【符号の説明】

１制御回路、Ｑ1 スイッチング素子、Ｑ２インピ
ーダンス制御素子（トランジスタ素子）、ＰＩＴ絶縁
コンバータトランス、ＣＤＴドライブトランス、Ｎ1
一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｎ3 三次巻線、Ｃｒ一
次側並列共振コンデンサ、ＮA 検出巻線、ＮB 駆動巻
線、Ｃｃコンデンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデン
サ、ＬA インダクタ

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Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流入力電圧についてスイッチングを行
うスイッチング素子を備えるスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共
振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段
の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列
共振回路と、アモルファス磁性体による閉磁路型のコアを備え、該コ
アに対して一次巻線とされる検出巻線と、二次巻線とさ
れる駆動巻線と、三次巻線とが巻装されるドライブトラ
ンスと、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線と上記検出巻線
の直列接続に対して、二次側並列共振コンデンサを並列
に接続することで形成される二次側並列共振回路と、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づいて
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチ
ング駆動手段と、上記三次巻線とコンデンサとを並列に接続した並列接続
回路に対してインピーダンス制御素子としてのトランジ
スタ素子を直列に挿入して形成される可変インピーダン
ス回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて可変されるレベルの
制御電流を、上記インピーダンス制御素子に流すことに
より、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可
変制御し、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】直流入力電圧についてスイッチングを行
うスイッチング素子を備えるスイッチング手段と、一次巻線と二次巻線とを備え、上記一次巻線に得られる
上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝
送する絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と
一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイ
ッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられ
る一次側並列共振回路と、アモルファス磁性体による閉磁路型のコアを備え、該コ
アに対して、上記一次側並列共振回路に含まれるように
して一次巻線と直列に接続される検出巻線と、駆動巻線
と、上記検出巻線により励起される三次巻線とが巻装さ
れるドライブトランスと、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側
並列共振コンデンサを並列に接続することで形成される
二次側並列共振回路と、上記駆動巻線と共振用コンデンサにより形成される直列
共振回路を有して、この直列共振回路の出力に基づいて
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチ
ング駆動手段と、上記三次巻線とコンデンサとを並列に接続した並列接続
回路に対してインピーダンス制御素子としてのトランジ
スタ素子を直列に挿入して形成される可変インピーダン
ス回路と、上記二次側並列共振回路に得られる交番電圧を入力して
整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成さ
れる直流出力電圧生成手段と、上記直流出力電圧のレベルに応じて可変されるレベルの
制御電流を、上記インピーダンス制御素子に流すことに
より、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可
変制御し、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行
うようにされる定電圧制御手段と、を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項３】上記検出巻線に対して、所要のインダク
タンスを有するインダクタを並列に接続することを特徴
とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源
回路。
【請求項４】上記駆動巻線に三重絶縁線を用いること
を特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチン
グ電源回路。