JPH01194867A - 共振型スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えばラジオ受信機等の電子Ｉａ器の電源と
して使用して好適な共振型スイッチング電瞭装置に関す
る。

（発明の概要〕 本発明は、電流帰還巻線より電源トランスの１次側を駆
動するスイッチングトランジスタにドライブ電流が供給
されるようになされた共振型スイッチング電源装置にお
いて、電源トランスの２次側の出力電圧の大きさに応じ
てスイッチングトランジスタのドライブ電流の大きさが
制御されるようにしたことにより、安価かつＷｈ単な構
成で電源トランスの２次側の出力電圧の安定化が図れる
ようにしたものである。

〔従来の技術〕

従来、電源装置として共振型スイッチング電源装置が種
々提案されている。このような共振型スイッチング電錦
装置では、その出力電圧の安定化方法として、他動によ
るパルス幅制御や、周波数制御、また２次側に磁気増幅
器を設ける方法がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、これらの方法ではドライブ回路が複雑になっ
て部品点数が増加したり、また特別な特性のコアを必要
とするなどコスト的に＾くなり易く、小型のスイッチン
グ電源装置には通さないものであった。

本発明はこのような点を考慮し、安価かつ簡単な構成で
出力電圧の安定化を図ることができるようにすることを
目的とするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、電流帰還巻線Ｎｂより電源トランスＴ２の１
次側を駆動するスイッチングトランジスタＱ１にドライ
ブ電流が供給されるようになされた共振型スイッチング
電源装置であって、ドライブ電流を制御する制御手段と
、電源トランス゛Ｉ’２の２次側の出力電圧を検出する
検出手段とを有し、出力電圧が上昇するとき検出手段の
出力に基づき制御手段によりドライブ電流が小とされる
と共に、出力電圧が下降するとき検出手段の出力に基づ
き制御手段によりドライブ電流が大とされるものである
。

〔作用〕

上述構成おいては、出力電圧が上昇するとき、ドライブ
電流が小とされるためスイッチングトランジスタＱ１の
オン期間が短かくなって出力電圧が下降するように制御
される。逆に、出力電圧がＦ降するとき、ドライブ電流
が大とされるためスイッチングトランジスタＱ１のオン
期間が長くなって出力電圧が上昇するように制御される
。したがって、出力電圧の安定化がなされる。

〔実施例〕

以下、！８１図を参照しながら本発明の一実りト例につ
いて説明する。

同図において、直流入力’ｄｉ　酋Ｖ　ｔ　ｎは、例え
ば、商用交流電源（１）がダイオードブリッジ型の整流
回路（２）及び事情用コンデンサ（３）によって整流平
滑されて得られる。交流電源＋１）と整流回路（２）と
の間には電源スィッチ（４）が接続される。

この直流入力電源Ｖｉｎの負側は共通ライン（５）に接
続され、その正側は、トランス′ｒ１の１次巻線スイッ
チング素子を構成するｎｐｎ形トランジスタＱ１のコレ
クタに接続され、このトランジスタＱ１のエミッタは共
通ライン（５）に接続される。そして、このトランジス
タＱ１のコレクタとエミッタとの間に共振用コンデンサ
（６）及びダンパーダイオードＤ３の並列回路が接続さ
れる。

また、トランス゛ｒｔの２次巻線（電流帰還巻線）Ｎｂ
の一端は共通ライン（５）に接続され、その他端はコン
デンサＣ２を介してトランジスタＱ１のベースに接続さ
れる。また、トランスＴ　１の１次巻線Ｎａ及び電源ト
ランスＴ２の１次巻線Ｎ１の接続点は抵抗器Ｒ１を介し
てトランジスタＱ１のベースに接続される。

またζトランス゛ｒｔの２次巻線Ｎｂの他端は、ダイオ
ードＤ１のカソード・アノード及びコンデンサＣ１の直
列回路を介して共通ライン（５）に接続される。そして
、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１の接続点Ｐ１は、
抵抗器（７）、ツェナーダイオードＤ２及び抵抗器Ｒ２
の直列回路を介してコンデンサ０２及びトランジスタＱ
！のベースの接続点に接続される。また、ツェナーダイ
オードＤ２及び抵抗器Ｒ２の接続点Ｐ２はｐｎｐ形トラ
ンジスタＱ２のベースに接続され、このトランジスタＱ
２のコレクタは共通ライン（５）に接続され、そのエミ
ッタはコンデンサＣ２及びトランジスタＱ１のベースの
接続点に接続される。

また、接続点Ｐ１はフォトカプラ（８）を構成するフォ
トトランジスタＱ４のエミッタ・コレクタ及び抵抗器Ｒ
３の直列回路を介して共通ライン（５）に接続される。

また、電源トランス′ｒ２の２次巻線Ｎ２の一端は、ダ
イオードＤ４及びチョークコイル（９）の直列回路を介
して出力端子（１０ａ）に接続されると共に、２次巻線
Ｎ２の他端は共通ライン（１１）を介して出力端子（１
０ｂ）に接続される。

また、ダイオードＤ４及びチョークコイル（９）の接続
点はフリーホイリングダイオードＤ５のカソード・アノ
ードを介して共通ライン（１１）に接続され、チョーク
コイル（９）及び出力端子（１０ａ）の接続点は平滑用
コンデンサ（１２）及び抵抗器（１３）の並列回路を介
して共通ライン（１１）に接続される。

また、チョークコイル（９）及び出力端子（１０ａ）の
接続点は、抵抗器Ｒ４及びフォトカプラ（８）を構成す
る発光ダイオード’Ｄｔの直列回路と比較基準電圧発生
用のツェナーダイオード１〕６及び抵抗器（１４）の直
列回路との並列回路を介して共通ライン（１１）に接続
される。そして、抵抗器Ｒ４及び発光ダイオード１）７
の接続点はｎｐｎ形トランジスタＱ３のコレクタ・エミ
フタを介して共通ライン（１１）に接続され、このトラ
ンジスタＱ３のベースはツェナーダイオードＤ６及び抵
抗器（１４）の接続点Ｐ３に接続される。

本例は以上のように構成され、′ＦＳｉ源スイソナ（４
）をオン操作した電源投入時には、直流入力電源Ｖｉｎ
が与えられ、抵抗′ａＲｔを介してトランジスタＱ１の
ベースに起動電流が流れ、このトランジスタＱ１がキッ
クされてスイッチング動作が開始される。

そして、定常時には、Ｉ・ランスＴ１の２次巻線Ｎｂよ
りトランジスタＱ１のベースにドライブ電流が供給され
て、スイッチング動作力１ト続して行なわれる。この場
合のスイッチング動作周波数は、電源ト、ランス′１゛
２の漏れインダクタンスとコンデンサ（６）の容駁とで
決定される。

このようにトランジスタＱ１がスイッチング動作するこ
とにより、電源トランス′１゛２の２次巻線Ｎ２に得ら
れるパルス電圧はダイメートＤ４で半波整流されると共
に、チョークコイル（９）及びコンデンサ（１２）で、
いわゆるチョークインプット型の平滑がなされ、出力端
子（１０ａ）及び（１０ｂ）間には出力直流電圧Ｖｏｕ
ｔが得られる。

また、トランスＴ１の２次巻線Ｎｂに得られるパルス電
圧がダイオードＤ１で整流され、：ｌンデン＋０１には
図ボのような極性で充電がなされ、接続点Ｐ１には負の
直流電圧が得られる。

この状態で、出力直流電圧ＶｏｕＬが上昇すると、接続
点Ｐ３の電圧が上昇して、トランジスタＱ３のコレクタ
電流が増加するので、発光ダイオードＤｙを流れる電流
が減少して発光量が少なくなる。

そのため、フォトトランジスタＱ４のインピーダンスが
大となり、コンデンサＣ１より抵抗器Ｒ３及びフォトト
ランジスタＱ４の直列回路を介して流れる放電電流ｉｏ
が減少して、接続点Ｐ１に得られる負の直流電圧のレベ
ルが上昇する。そのため、接続点Ｐ２の電圧が下降して
トランジスタＱ２のエミッタ電流は増加する。したがっ
て、トランジスタＱｓのベースに供給されるドライブ電
流は減少し、トランジスタＱ１のオン期間が短かくなる
ので、出力直流電圧Ｖｏｕｔが下降する。逆に、出力直
流電圧Ｖｏｕｔが下降すると、接続点Ｐ３の電圧は下降
して、トランジスタＱ〕のコレクタ電流が減少するので
、発光ダイオードＤＴを流れる電流が増加して発光量が
多くなる。そのため、フォトトランジスタＱ４のインピ
ーダンスが小となり、コンデンサＣ１より抵抗器Ｒ３及
びフォトトランジスタＱ４の直列回路を介して流れる放
電電ｒ＊ｉＤが増加して、接続点ＰＬに得られる負の直
流電圧のレベルが下降する。そのため、接続点Ｐ２の電
圧が上昇してトランジスタＱ２のエミッタ電流は減少す
る。したがって、トランジスタＱ１のベースに供給され
るドライブ電流は増加し、トランジスタＱ１のオン期間
が長くなるので、出力直流電圧Ｖｏｕｔが上昇する。し
たがって、出力直流電圧Ｖｏｕｔは所定値となるように
安定化される。

ここで、トランジスタＱ１のベースに供給されるドライ
ブ電流が変化することで、トランジスタＱ１のオン期間
が変化する理由を述べる。即ち、トランジスタＱ１がオ
ンとなると、トランジスタＱ１のコレクタ電流ｋｃは一
定の割合（Ｖｉｎ／Ｌ：Ｌは電源トランスＴ２の漏れイ
ンダクタンス）で増加する。そのとき、トランジスタＱ
１のベース電流１ｂは、ｉｃ／ｈｆｅ（ｈｆｅはトラン
ジスタＱ１の電流増幅率である）以上流れていなければ
ならない。トランジスタＱ１のベース電流ｉｂがｉｃ／
ｈｆｅ以上でなくなると、トランジスタＱ１はオンしき
れなくなり、コンデン−＋（６）に充電をしはじめる。

すると、電源トランスＴ２の１次巻線Ｎ□に流れる電流
は増加速度が落ち、トランジスタＱｌのベースに供給さ
れるドライブ電流は減少し、ｌ・ランジスタＱ１は急速
にオフとなる。

このように、トランジスタＱ１のベースに供給されるド
ライブ１１流が変化することで、トランジスタＱＩがオ
ンしてからトランジスタＱ１のベース電流ｉｂがｉ　（
／　ｈ　ｆｅ以上でなくなるまでの時間が変化するので
、トランジスタＱ１のオン期間が変化することとなる。

第２図Ａ及びＢの実線は、夫々トランジスタＱ１のベー
スに供給されるドライブ電流が多いときのトランジスタ
Ｑ１のコレクタ電流ｔｃ及びコレクタ電圧Ｖｃの波形を
示すと共に、同図Ａ及びＢの破線は、夫々トランジスタ
Ｑ１のベースに供給されるドライブ電流が少ないときの
トランジスタＱ１のコレクタ電流１Ｃ及びコレクタ電圧
Ｖｃの波形を示している。このν１からも明らかなよう
に、トランジスタＱ１のベースに供給されるドライブ電
流が少ないほどトランジスタＱ１のオフタイミングが早
くなり、オン期間が短かくなる。

このように本例によれば、出力直流電圧Ｖｏｕｔが上界
すると、トランジスタＱ１のオン期間が短かくなり、出
力直流電圧Ｖｏｕｔが下降するようになされると共に、
逆に出力直流電圧Ｖｏｕｔが一ト降すると、ｌ・ランジ
スタＱ１のオン期間が長くなり、出力直流電圧ＶｏｕＬ
が上昇するようになされているので、出力直流電圧とし
て所定値の安定化したものを得ることができる。また本
例によれば、トランジスタＱ１のベースに供給されるト
ライフ電流を、出力直流電圧Ｖｏｕｔの大きさに応じて
変化させることで、出力直流電圧Ｖｏｕｔを安定化する
ものであり、具体的には、トランス゛ｌ゛１の２次巻線
Ｎｂに得られるパルス電圧よりコンデンサＣ１に負電圧
を得、この負電圧の大きさを出力直流電圧Ｖｏｕｔの大
きさに応じてコンデンサＣ１の放電電流を制御すること
で制御し、この負電圧てトランジスタＱ１のベースに供
給されるドライブ電流をバイパスさせるトランジスタＱ
２を制御する構成とするものであり、複雑なドライブコ
ントロール回路等が不要であり、安価かつ簡単な構成で
実現することができる。

なお、トランジスタＱ１のベースに供給されるドライブ
電流を制御する手段は、上述実施例の他にも種々考えら
れるものであり、上述実施例のものに限定されるもので
ないことは勿論である。

〔発明の効果〕

以上述べた本発明によれば、電源トランスの２次側の出
力電圧の大きさに応じてスイッチングトランジスタのド
ライブ電流の大きさを制御するものであり、これによっ
てスイッチングトランジスタのオン期間が制御されるの
で、出力車ｊ上として所定値の安定化したものを得るこ
とができる。また、安定化するのに他動によるパルス幅
制御等をするものに比べて、複雑なドライブコントロー
ル回路等が不要となるので、安価かつ簡単に構成するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図はその
説明のための図である。 Ｑｌ、Ｑ２及びＱ３はトランジスタ、′ｌ゛１はトラン
ス、′ｌ゛２は電源トランス、Ｃ１はコンデンサ、（６
）は共１辰用コンデンサ、（８）はフォトカブラである
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電流帰還巻線より電源トランスの１次側を駆動するスイ
   ッチングトランジスタにドライブ電流が供給されるよう
   になされた共振型スイッチング電源装置において、 上記ドライブ電流を制御する制御手段と、上記電源トラ
   ンスの２次側の出力電圧を検出する検出手段とを有し、
   上記出力電圧が上昇するとき上記検出手段の出力に基づ
   き上記制御手段により上記ドライブ電流が小とされると
   共に、上記出力電圧が下降するとき上記検出手段の出力
   に基づき上記制御手段により上記ドライブ電流が大とさ
   れることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。