JPH0811059Y2

JPH0811059Y2 - リンギングチョークコンバータ方式の電源装置

Info

Publication number: JPH0811059Y2
Application number: JP1990100065U
Authority: JP
Inventors: 基八巻
Original assignee: アイワ株式会社
Priority date: 1990-09-25
Filing date: 1990-09-25
Publication date: 1996-03-29
Anticipated expiration: 2005-09-25
Also published as: JPH0458090U

Description

【考案の詳細な説明】［産業上の利用分野］この考案は、テレビジョン受像機、ビデオテープレコ
ーダ等の電子機器に使用して好適なリンギングチョーク
コンバータ方式の電源装置に関する。

［従来の技術］第２図は、リンギングチョークコンバータ方式の電源
装置の一例の構成を示すものである。

直流電圧Einが供給される電源端子１は、コンバータ
トランス２の１次巻線2Pおよびスイッチング素子を構成
するNPN形トランジスタ３のコレクタ・エミッタの直列
回路を介して接地される。また、トランジスタ３のコレ
クタ・エミッタと並列に、サージを吸収するスナーバ回
路を構成するコンデンサ４および抵抗器５の直列回路が
接続される。

また、電源端子１は、起動用の抵抗器６および並列回
路10の直列回路を介してトランジスタ３のベースに接続
される。並列回路10は、ダイオード７、抵抗器８の直列
回路にコンデンサ９が並列接続されてなるものである。

また、トランス２のベース巻線2Bの一端は接地され、
その他端は抵抗器６および並列回路10の接続点に接続さ
れる。

また、並列回路10およびトランジスタ３のベースの接
続点は、ベース電流制御用のNPN形トランジスタ11のコ
レクタ・エミッタを介して接地される。

また、トランス２の２次巻線2Sの一端は接地され、そ
の他端は整流用のダイオード12のアノード・カソードお
よび平滑用のコンデンサ13の直列回路を介して接地され
る。そして、ダイオード12およびコンデンサ13の接続点
に得られる直流電圧E₀が出力端子14に導出される。

また、出力端子14は、抵抗器15、可変抵抗器16および
抵抗器17の直列回路を介して接地される。この可変抵抗
器16の可動子に得られる電圧は比較器18に供給され、基
準電圧Vrefと比較される。この比較器18からは、可変抵
抗器16の可動子に得られる電圧が高くなる程高レベルと
なる信号が出力される。この比較器18の出力信号は、抵
抗器19を介してトランジスタ11のベースに供給される。

次に、第３図の信号波形図を使用して、第２図例の動
作について説明する。

電源端子１に直流電圧Einが供給されると、抵抗器６
および並列回路10を介して起動電流がトランジスタ３の
ベースに供給される。上述せずも、トランス２の１次巻
線2Pおよびベース巻線2Bは正帰還になるように接続され
ており、すぐ発振を開始し、ベース巻線2Bに誘起される
電圧V_Bの振幅が大きくなり（第３図Ｈに図示）、トラン
ジスタ３が直ちにオンとなる。

トランジスタ３がオンとなるとき、トランス２の２次
巻線2Sに接続されたダイオード12には逆方向に電圧がか
かり（同図Ｉに２次巻線2bに誘起される電圧V_Sを図
示）、ダイオード12には電流は流れない。そのため、ト
ランジスタ３の負荷は、トランス２のインダクタンス分
だけになり、コレクタ電流I_Cは直線的に増加する（同図
Ａに図示）。

なお、第３図Ｂはトランジスタ３のコレクタ・エミッ
タ間の電圧V_CEを示し、同図Ｃはトランジスタ３のベー
ス電流I_Bを示している。ベース電流I_Bは、ダイオード７
および抵抗器８の直列回路を流れる電流I_D1とコンデン
サ９を流れる電流I_C1とが合成されたものとなる。すな
わち、トランジスタ３がオンとなるとき、トランス２の
ベース巻線2Bに誘起される順方向の電圧V_Bにより、コン
デンサ９の容量およびベース巻線2Bの抵抗分等で決まる
時定数でもって、コンデンサ９に減衰電流I_C1が流れる
（第３図Ｄに図示）。また、コンデンサ９の両端電圧が
ダイオード７の順方向降下電圧に達すると、ダイオード
７および抵抗器８の直列回路に電流I_D1が流れる（同図
Ｅに図示）。

上述のように直線的に増加するコレクタ電流I_Cは、ベ
ース電流I_BのhFE倍まで増加した後も、トランジスタ３
の蓄積時間t_stgの間は増加し続ける（同図Ａに図示）。
蓄積時間t_stgが経過すると、急激に電流が減少し、同時
にベース巻線2Bには逆方向の電圧V_Bが発生し（同図Ｈに
図示）、トランジスタ３のベース電流I_Bが逆バイアス電
流となり（同図Ｃに図示）、トランジスタ３はオフとな
る。

ここで、コレクタ電流I_Cの最大値I_CPについて説明す
る。

すなわち、コレクタ電流I_Cは、I_C＝I_B・hFEの関係で
もって、ベース電流I_Bが増加すると同時に直線的に増加
する。このコレクタ電流I_Cの最大値I_CPは、次式のよう
になる。

I_CP＝I_BP・hFE＋t_stg・Ein/L_P・・・（１）この式で、I_BPはトランジスタ３のベース電流IBの最
大値であり、L_Pはトランス２の１次巻線2Pのインダクタ
ンスである。

次に、トランジスタ３がオフとなると、トランジスタ
３のオン期間にトランス２のコアに蓄積されたエネルギ
ーは、磁束の変化率が負となって放出されるため、トラ
ンス２の各巻線には、「・」マーク側を負とする電圧が
発生する。

このとき、トランス２の１次巻線2Pには、第３図Ｆに
示すように直線的に減少する電流ILが流れ始める。同様
にして、２次巻線2Sに接続されているダイオード12に
は、同図Ｉに示すように直線的に減少する電流I_D2が流
れ始める。

このような状態で、トランス２のコアに蓄積されたエ
ネルギーの放出が完了して電流ILおよびI_D2が０となる
と、トランス２内の磁束の変化がなくなり、トランス２
の各巻線には今までとは逆方向の電圧が発生する。その
ため、トランス２のベース巻線2Bに誘起される電圧V_Bも
順方向の電圧となり、トランジスタ３をオンとする方向
にベース電流が流れる。これによって、トランジスタ３
がオンとなり、以下上述したと同様の動作が繰り返され
る。

このような繰り返し動作により、トランス２の２次巻
線2Sには、第３図Ｉに示すような矩形波の電圧Vsが得ら
れ、これが整流平滑されて出力端子14には直流電圧E₀が
得られる。

次に、この直流電圧E₀が変動する場合について説明す
る。

直流電圧E₀が高くなると、可変抵抗器16の可動子に得
られる電圧が高くなり、比較器18の出力信号のレベルが
高くなる。そのため、トランジスタ11のベース電流が増
加し、同時にそのコレクタ電流も増加する。これによ
り、トランジスタ３のベース電流I_Bが減少し、上述
（１）式の関係からコレクタ電流I_Cの最大値I_CＰも減少
し、結局トランジスタ３のオン期間が短くなる（第３図
Ｊに図示）。

このようにトランジスタ３のオン期間が短くなると、
トランス２の２次巻線2Sに得られる矩形波の電圧V_Sの正
方向の振幅が小さくなる（同図Ｋに図示）。したがっ
て、出力端子14に得られる直流電圧E₀は低くなる方向に
制御される。

逆に、直流電圧E₀が低くなると、上述とは逆に制御さ
れ、出力端子14に得られる直流電圧E₀が高くなる方向に
制御される。

このような動作から出力端子14に得られる直流電圧E₀
の安定化が図られる。なお、可変抵抗器16の可動子位置
を変更することにより、直流電圧E₀の値を変化させるこ
とができる。

［考案が解決しようとする課題］第２図例においては、出力電流（負荷電流）I₀が小さ
くなって、直流電圧E₀が高くなる場合には、トランジス
タ３のベース電流I_Bが小さくなるように制御され、直流
電圧E₀の安定化が図られる。

ここで、起動用の抵抗器６は固定であるため、この抵
抗器６を介して流れる電流は、電源端子１に供給される
直流電圧Einによって左右され、出力電流I₀（出力電圧E
₀）の変動には無関係である。

そのため、トランジスタ３のベース電流I_Bを小さくす
るため、トランジスタ11を介して大きな電流が接地側に
流されることになり、大変に無駄の多いものであった。

なお、抵抗器６の抵抗値を大きくして無駄に流れる電
流を小さくすることも考えられるが、起動時にトランジ
スタ３に供給されるベース電流I_Bを大きくする必要があ
り、抵抗器６の抵抗値をあまり大きくすることはできな
い。

そこで、この考案では、何ら不都合を招くことなく、
無駄な電流消費を低減するものである。

［課題を解決するための手段］この考案は、直流電源がコンバータトランスの１次巻
線およびトランジスタで構成されるスイッチング素子の
直列回路に接続され、このトランジスタのベースにはコ
ンバータトランスのベース巻線が接続されると共に、起
動用の抵抗器を介して直流電源に接続され、コンバータ
トランスの２次巻線には出力電圧を得る整流平滑回路が
接続され、トランジスタのベースには出力電圧のレベル
に応じて電流を引き抜いて出力電圧を安定化させるため
の電流引き抜き回路が接続されるリンギングチョークコ
ンバータ方式の電源装置において、起動用の抵抗器と直
列に可変インピーダンス素子を接続し、この可変インピ
ーダンス素子のインピーダンスを出力電圧のレベルに応
じて制御して電流引き抜き回路による電流の引き抜き量
を制限するものである。

［作用］出力電圧が高くなるときには、トランジスタのベース
電流が小さくなるようにされ、これにより出力電圧が低
くなる方向に制御される。ベース電流を小さくするた
め、トランジスタのベースに供給されるようとする電流
の一部が引き抜かれることになる。

上述構成においては、出力電圧が高くなると、起動用
の抵抗器と直列に接続された可変インピーダンス素子の
インピーダンスが大きくなるように制御されるので、起
動用の抵抗器を介してトランジスタのベースに供給され
ようとする電流は小さくなる。

従って、出力電圧制御のためにトランジスタのベース
に供給されずに引き抜かれる電流は小さくなり、無駄な
電力消費を軽減することが可能となる。

［実施例］以下、第１図を参照しながら、この考案の一実施例に
ついて説明する。第１図例において、破線部以外は第２
図例と同様であるので、第２図例と同一の符号を付し、
その詳細説明は省略する。

本例においては、電源端子１と起動用の抵抗器６との
間に、可変インピーダンス素子を構成するNPN形トラン
ジスタ20が挿入される。

また、電源端子１は、抵抗器21および22の直列回路を
介してNPN形トランジスタ23のコレクタに接続される。
このトランジスタ23のベースには、抵抗器24を介して負
の基準電圧Vref2が供給される。

また、抵抗器21および22の接続点は、トランジスタ20
のベースに接続される。

また、抵抗器６および並列回路10の接続点、つまりト
ランス２のベース巻線2Bの他端は、整流平滑回路を構成
するダイオード25のアノード・カソードおよびコンデン
サ26の直列回路を介して接地される。そして、ダイオー
ド25およびコンデンサ26の接続点はトランジスタ23のエ
ミッタに接続される。

以上の構成において、電源端子１に直流電圧Einが供
給されると、トランジスタ20、抵抗器６および並列回路
10を介して起動電流がトランジスタ３のベースに供給さ
れて発振が開始され、第２図例と同様に出力端子14に出
力電圧E₀が得られる。

また、発振が開始されると、トランスのベース巻線2B
に、第３図Ｈに示すように電圧V_Bが誘起される。

トランス２のベース巻線2Bに誘起される電圧V_Bは、ダ
イオード25およびコンデンサ26でもって整流平滑され
る。この場合、ダイオード25では負側が抜き取られるた
め、ダイオード25およびコンデンサ26の接続点Ｐには負
の電圧-e₀が得られる。

また、トランス２の２次巻線2Sに誘起される電圧V_Sが
正となる期間と、ベース巻線2Bに誘起される電圧V_Bが負
となる期間は一致するので、電圧V_Bの負の振幅は電圧V_S
の正の振幅に比例したものとなる。つまり、負の電圧-e
₀の絶対値は、出力電圧E₀に比例したものとなる。

ここで、電流電圧E₀が変動する場合について説明す
る。

まず、出力電流I₀が小さくなり、直流電圧E₀が高くな
ると、接続点Ｐに得られる負の電圧-e₀の絶対値が大き
くなり、トランジスタ23のコレクタ・エミッタ間のイン
ピーダンスが小さくなる方向に動作する。そのため、ト
ランジスタ20のベース電流が減少し、トランジスタ20の
コレクタ・エミッタ間のインピーダンスが大きくなるよ
うに制御される。その結果、抵抗器６を介してトランジ
スタ３のベースに供給されようとする電流が減少する。

逆に、出力電流I₀が大きくなり、直流電圧E₀が低くな
ると、接続点Ｐに得られる負の電圧-e₀の絶対値が小さ
くなり、トランジスタ23のコレクタ・エミッタ間のイン
ピーダンスが大きくなる方向に動作する。そのため、ト
ランジスタ20のベース電流が増加し、トランジスタ20の
コレクタ・エミッタ間のインピーダンスが小さくなるよ
うに制御される。その結果、抵抗器６を介してトランジ
スタ３のベースに流れようとする電流が増加する。

ところで、本例においても、基本的には直流電圧E₀が
高くなるときには、トランジスタ11で引き抜かれる電流
が多くなるようにされてトランジスタ３のベース電流I_B
が小さくされ、直流電圧E₀が低くなる方向に制御され
る。上述したように本例においては、直流電圧E₀が高く
なるときには、トランジスタ20のコレクタ・エミッタ間
のインピーダンスが大きくなるように制御され、抵抗器
６を介してトランジスタ３のベースに供給されようとす
る電流が減少する。

従って、本例によれば、直流電圧E₀が高くなるとき、
トランジスタ11で引き抜かれて無駄となる電流が少なく
なり、無駄な電力消費を少なくすることができる。ま
た、本例によれば、抵抗器６を介してトランジスタ３に
供給されようとする電流は、出力電流I₀に応じて変化す
るようになるので、より安定な発振を行わせることがで
きる。

なお、上述実施例においては、ダイオード25およびコ
ンデンサ26でもってベース巻線2Bに誘起される電圧V_Bを
整流平滑し、その出力電圧でもってトランジスタ20のイ
ンピーダンスを制御するようにしたものであるが、比較
器18の出力信号でもってトランジスタ20のインピーダン
スを制御するようにしてもよい。要はトランジスタ20の
インピーダンスが直流電圧E₀のレベルに応じて制御され
ればよい。

［考案の効果］以上説明したように、この考案によれば、出力電圧の
レベルに応じてインピーダンスが制御される可変インピ
ーダンス素子が起動用抵抗器と直列に接続され、出力電
圧に応じて起動用抵抗器を介してトランジスタのベース
に供給されようとする電流が制御されるので、出力電圧
制御のためにトランジスタのベースに供給されずに引き
抜かれる電流が少なくなり、無駄な電力消費を少なくす
ることができる。また、起動用抵抗器を介してトランジ
スタのベースに供給されようとする電流は、出力電流に
応じて変化するので、より安定な発振を行わせることが
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの考案の一実施例を示す構成図、第２図は従
来例の構成図、第３図はその信号波形を示す図である。２……コンバータトランス 2B……ベース巻線 2P……１次巻線 2S……２次巻線 3,11,20,23……トランジスタ 4,9,13,26……コンデンサ 7,12,25……ダイオード 18……比較器

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

【請求項１】直流電源がコンバータトランスの１次巻線
およびトランジスタで構成されるスイッチング素子の直
列回路に接続され、上記トランジスタのベースには上記
コンバータトランスのベース巻線が接続されると共に、
起動用の抵抗器を介して上記直流電源に接続され、上記
コンバータトランスの２次巻線には出力電圧を得る整流
平滑回路が接続され、上記トランジスタのベースには上
記出力電圧のレベルに応じて電流を引き抜いて上記出力
電圧を安定化させるための電流引き抜き回路が接続され
るリンギングチヨークコンバータ方式の電源装置におい
て、上記起動用の抵抗器と直列に可変インピーダンス素子を
接続し、上記可変インピーダンス素子のインピーダンスを上記出
力電圧のレベルに応じて制御して上記電流引き抜き回路
による電流の引き抜き量を制限することを特徴とするリンギングチヨークコンバータ方式の
電源装置。