JP2986980B2 - 多出力型スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機用
電源、ビデオテ−プレコ−ダ用電源等のように電源電圧
の異なる複数種類、特に２種類の電源を電子機器に使用
して好適な多出力型スイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は、リンギングチョ−クコンバ−タ
方式の多出力型（２出力型）スイッチング電源装置の従
来例を示す回路図である。

【０００３】直流電圧Ｅinが供給される電源端子１は、
コンバ−タトランス２の一次巻線２Ｐおよびスイッチン
グ素子を構成するＮＰＮ型トランジスタ３のコレクタ・
エミッタの直列回路を介して接地される。また、トラン
ジスタ３のコレクタ・エミッタと並列に、サ−ジを吸収
するスナ−バ回路を構成するコンデンサ４および抵抗器
５の直列回路が接続される。

【０００４】また、電源端子１は、起動用の抵抗器６お
よび並列回路１０の直列回路を介してトランジスタ３の
ベ−スに接続される。並列回路１０は、ダイオード７、
抵抗器８の直列回路にコンデンサ９が並列接続されてな
るものである。

【０００５】また、トランス２のベ−ス巻線２Ｂの一端
は接地され、その他端は抵抗器６および並列回路１０の
接続点に接続される。

【０００６】また、並列回路１０およびトランジスタ３
のベ−スの接続点は、ベ−ス電流制御用のＮＰＮ形トラ
ンジスタ１１のコレクタ・エミッタを介して接地され
る。

【０００７】また、トランス２の二次巻線２Ｓの一端は
接地され、その他端は整流用のダイオード１２のアノ−
ド・カソ−ドおよび平滑用のコンデンサ１３の直列回路
を介して接地される。そして、ダイオード１２とコンデ
ンサ１３との接続点に得られる直流電圧（第１の出力電
圧）Ｅ１が出力端子１４にスイッチＳ１を介して導出さ
れる。

【０００８】また、出力端子１４は、スイッチＳ１、抵
抗器１５、可変抵抗器１６および抵抗器１７の直列回路
を介して接地される。この可変抵抗器１６の可動子に得
られる電圧は比較器１８に供給され、基準電源１８ａか
ら出力される基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。この比較
器１８からは、可変抵抗器１６の可動子に得られる電圧
が高くなる程高レベルとなる信号が出力される。この比
較器１８の出力信号は、抵抗器１９を介してトランジス
タ１１のベ−スに供給される。なお、トランジスタ１１
と比較器１８と抵抗器１９とはベ−ス電流制御回路Ａを
構成する。

【０００９】また、トランス２の三次巻線２Ｔの一端は
接地され、その他端は整流用のダイオード２０のアノ−
ド・カソ−ドおよび平滑用のコンデンサ２１の直列回路
を介して接地される。そして、ダイオード２０とコンデ
ンサ２１との接続点は制御回路２２の入力側に接続さ
れ、制御回路２２の出力側はコンデンサ２３を介して接
地され、制御回路２２の出力電圧（第２の出力電圧）Ｅ
２はスイッチＳ２を介して出力端子２４に導出される。

【００１０】図４の回路において、直流電圧Ｅ１を出力
する電源回路（以下、Ｅ１電源回路という）は大負荷用
たとえばテレビジョン受像機用の電源回路であり、出力
電圧、出力電力は例えば１１５Ｖ〜１４０Ｖ、約８０Ｗ
である。また、直流電圧Ｅ２を出力する電源回路（以
下、Ｅ２電源回路という）は軽負荷用たとえばビデオテ
ープレコーダ用の電源回路であり、出力電圧、出力電力
は例えば約１８Ｖ、約２０Ｗである。なお、図４のスイ
ッチＳ１、Ｓ２は手動としても、マイクロコンピュータ
制御としてもよい。

【００１１】次に、図５の信号波形図を使用して、図４
の回路の動作について説明する。

【００１２】電源端子１に直流電圧Ｅinが供給される
と、抵抗器６および並列回路１０を介して起動電流がト
ランジスタ３のベ−スに供給される。トランス２の一次
巻線２Ｐおよびベ−ス巻線２Ｂは正帰還になるように接
続されており、すぐ発振を開始し、ベ−ス巻線２Ｂに誘
起される電圧ＶＢの振幅が大きくなり（図５Ｈに図
示）、トランジスタ３が直ちにオンとなる。

【００１３】トランジスタ３がオンとなるとき、トラン
ス２の二次巻線２Ｓに接続されたダイオード１２および
三次巻線２Ｔに接続されたダイオード２０には逆方向の
電圧がかかり（同図Ｉに二次巻線２Ｓに誘起される電圧
Ｖｓを図示する。三次巻線２Ｔに誘起される電圧Ｖｔ
も、電圧Ｖｓとはレベルは異なるが、Ｖｓと同様の波形
である）、ダイオード１２およびダイオード２０には電
流は流れない。そのため、トランジスタ３の負荷は、ト
ランス２のインダクタンス分だけになり、コレクタ電流
ＩＣは直線的に増加する（同図Ａに図示）。

【００１４】図５Ｂはトランジスタ３のコレクタ・エミ
ッタ間の電圧ＶCEを示し、同図Ｃはトランジスタ３のベ
−ス電流ＩＢを示している。ベ−ス電流ＩＢは、ダイオ
ード７および抵抗器８の直列回路を流れる電流ＩD1とコ
ンデンサ９を流れる電流ＩC1とが合成されたものとな
る。すなわち、トランジスタ３がオンとなるとき、トラ
ンス２のベース巻線２Ｂに誘起される順方向の電圧ＶB
により、コンデンサ９の容量およびベース巻線２B の抵
抗分等で決まる時定数でもって、コンデンサ９に減衰電
流ＩC1が流れる（図５Ｄに図示）。また、コンデンサ９
の両端電圧がダイオード７の順方向降下電圧に達する
と、ダイオード７および抵抗器８の直列回路に電流ＩD1
が流れる（同図Ｅに図示）。

【００１５】上述のように直線的に増加するコレクタ電
流ＩC は、ベース電流ＩB のｈFE倍まで増加した後も、
トランジスタ３の蓄積時間ｔstg の間は増加し続ける
（同図Ａに図示）。蓄積時間ｔstg が経過すると、急激
に電流が減少し、同時にベース巻線２Ｂには逆方向の電
圧ＶB が発生し（同図Ｈに図示）、トランジスタ３のベ
ース電流ＩB が逆バイアス電流となり（同図Ｃに図
示）、トランジスタ３はオフとなる。

【００１６】ここで、コレクタ電流ＩC の最大値ＩCPに
ついて説明する。

【００１７】すなわち、コレクタ電流ＩC は、ＩC ＝Ｉ
B ・ｈFEの関係でもって、ベース電流ＩB が増加すると
同時に直線的に増加する。このコレクタ電流ＩC の最大
値ＩCPは、次式のようになる。

【００１８】 ＩCP＝ＩBP・ｈFE＋ｔstg ・Ｅin／ＬP ・・・（１） この式で、ＩBPはトランジスタ３のベース電流ＩB の最
大値であり、ＬP はトランス２の１次巻線２Ｐのインダ
クタンスである。

【００１９】次に、トランジスタ３がオフとなると、ト
ランジスタ３のオン期間にトランス２のコアに蓄積され
たエネルギーは、磁束の変化率が負となって放出される
ため、トランス２の各巻線には、「・」マーク側を負と
する電圧が発生する。

【００２０】このとき、トランス２の一次巻線２Ｐに
は、図５Ｆに示すように直線的に減少する電流ＩL が流
れ始める。同様にして、二次巻線２Ｓに接続されている
ダイオード１２には、同図Ｉに示すように直線的に減少
する電流ＩD2が流れ始める。また、三次巻線２Ｔに接続
されているダイオード２０にも、ＩD2とはレベルは異な
るが、同様の電流ＩD3が流れる。

【００２１】このような状態で、トランス２のコアに蓄
積されたエネルギーの放出が完了して電流ＩL およびＩ
D2、ＩD3が０となると、トランス２内の磁束の変化がな
くなり、トランス２の各巻線には今までとは逆方向の電
圧が発生する。そのため、トランス２のベース巻線２Ｂ
に誘起される電圧ＶB も順方向の電圧となり、トランジ
スタ３をオンとする方向にベース電流が流れる。これに
よって、トランジスタ３がオンとなり、以下上述したと
同様の動作が繰り返される。

【００２２】このような繰り返し動作により、トランス
２の二次巻線２Ｓには、図５Ｉに示すような矩形波の電
圧ＶS が得られ、これが整流平滑されて出力端子１４に
は直流電圧Ｅ１が得られる。また、三次巻線２Ｔにも図
５Ｉと同様の波形の電圧が得られ、これが整流平滑及び
制御されて直流電圧Ｅ２が得られる。

【００２３】次に、この直流電圧Ｅ１が変動する場合に
ついて説明する。

【００２４】直流電圧Ｅ１が高くなると、可変抵抗器１
６の可動子に得られる電圧が高くなり、比較器１８の出
力信号のレベルが高くなる。そのため、トランジスタ１
１のベース電流が増加し、同時にそのコレクタ電流も増
加する。これにより、トランジスタ３のベース電流ＩB
が減少し、上述（１）式の関係からコレクタ電流ＩCの
最大値ＩCPも減少し、結局トランジスタ３のオン期間が
短くなる（図５Ｊに図示）。

【００２５】このようにトランジスタ３のオン期間が短
くなると、トランス２の二次巻線２Ｓに得られる矩形波
の電圧ＶS の正方向の振幅が小さくなる（同図Ｋに図
示）。したがって、出力端子１４に得られる直流電圧Ｅ
１は低くなる方向に制御される。

【００２６】逆に、直流電圧Ｅ１が低くなると、上述と
は逆に制御され、出力端子１４に得られる直流電圧Ｅ１
が高くなる方向に制御される。

【００２７】このような動作から出力端子１４に得られ
る直流電圧Ｅ１の安定化が図られる。なお、可変抵抗器
１６の可動子位置を変更することにより、直流電圧Ｅ１
の値そのものを変化させることができる。

【００２８】直流電圧Ｅ１の変動に伴いトランジスタ３
のベ−ス電流ＩＢが変動することによりコンバータトラ
ンス２に誘起される交流電圧の値も変化し、従って三次
巻線２Ｔに発生する交流電圧Ｖｔも変化するが、この変
化は制御回路２２により制御されて、制御回路２２から
は一定電圧値の直流電圧Ｅ２が出力される。

【００２９】このようにして、図４に示す従来の多出力
型スイッチング電源装置は安定化した２種類の直流電源
を得ている。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】このように、トランジ
スタ３のベース電流およびオン期間は、容量の大きい直
流電源の出力電圧値あるいは電圧仕様の厳しい出力電圧
値（図４ではＥ１）を検出して制御されていた。このた
め、トランス２の三次巻線２Ｔの出力電圧Ｖｔの値は、
出力端子１４に接続された負荷への電力供給の有無によ
り異なっていた。出力端子１４に接続された負荷への電
力供給が行われている場合（スイッチＳ１がオンの場
合）、トランジスタ３のベース電流ＩＢが大きくなるよ
うに制御され、この結果、トランス２の一次巻線２Ｐお
よび二次巻線２Ｓに誘起される交流電圧値は大きくな
り、電圧Ｅ１の値は一定に保たれる。このとき三次巻線
２Ｔに誘起される交流電圧Ｖｔの値も大きくなるが、制
御回路２２により出力電圧Ｅ２の値が一定になるように
制御される。

【００３１】逆に、出力端子１４に接続された負荷への
電力供給が行われていない場合（スイッチＳ１がオフの
場合）、上記電力供給が行われている場合とは逆に、三
次巻線２Ｔに誘起される交流電圧Ｖｔの値は小さくなる
が、制御回路２２により出力電圧Ｅ２の値は一定に保た
れる。

【００３２】このように、制御回路２２は、三次巻線２
Ｔに誘起される電圧Ｖｔの変化に対応して電圧Ｅ２の値
を一定に保つため、内部において電力損失を発生し、し
たがって熱を発生する。このため、熱放散のための放熱
板を必要とし、必要なスペースが増大する。また、熱放
散は周辺部の熱上昇を生じるので、周辺部も熱上昇を考
慮した設計としなければならず、設計コストが上昇す
る。

【００３３】本発明は、このような事情を考慮してなさ
れたものであり、その目的とするところは、軽負荷用電
源回路の出力電圧安定化に際し、電力損失を発生せず、
したがって熱放散を生じない多出力型スイッチング電源
装置を得ることにある。

【００３４】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、この発明においては、直流電源がコンバータトラン
スの一次巻線およびトランジスタで構成されるスイッチ
ング素子の直列回路に接続され、上記コンバータトラン
スの二次巻線および三次巻線には第１および第２の出力
電圧を得る整流平滑回路が接続された多出力型スイッチ
ング電源装置において、上記第１の出力電圧に対応する
第１の検出電圧と第１の基準電圧とを比較する第１の比
較手段と、上記第２の出力電圧に対応する第２の検出電
圧と第２の基準電圧とを比較する第２の比較手段とを備
え、上記第１の基準電圧を上記第２の比較手段の出力電
圧となし、上記第１の比較手段の出力電圧により上記コ
ンバータトランスに誘起する交流電圧のレベルを制御す
るようにしたものである。

【００３５】

【作用】本発明による多出力スイッチング電源装置にお
いては、図１に示すように、誘起交流電圧Ｖｓ、Ｖｔを
整流平滑する事により、第１の出力電圧Ｅ１と第２の出
力電圧Ｅ２とが、ダイオード１２のカソード側とダイオ
ード２０のカソード側とに生じる。

【００３６】第１の出力電圧Ｅ１は、抵抗器２５、２７
および可変抵抗器２６により分圧され、第１の比較手段
２８のプラス端子に第１の検出電圧ｅ１を生じる。ま
た、第２の出力電圧Ｅ２は、抵抗器２９、３１および可
変抵抗器３０により分圧され、第２の比較手段３２のマ
イナス端子に第２の検出電圧ｅ２を生じる。

【００３７】比較手段３２は、検出電圧ｅ２と第２の基
準電圧Ｖｒｅｆとを比較して第１の基準電圧ｖ２を出力
する。比較手段２８は、第１の検出電圧ｅ１と第２の基
準電圧ｖ２とを比較して電圧ｖ１を出力し、トランジス
タ１１を介してトランジスタ３のベース電流を制御し、
トランス２に誘起するパルス電圧のオン／オフの時比率
を制御し、第１、第２の出力電圧のレベルを制御する。

【００３８】このようにして、第１、第２の出力電圧は
所定値に制御される。なお、スイッチＳ１、Ｓ２のオ
ン、オフは図１の回路動作には影響を与えない。

【００３９】

【実施例】以下、本発明の一実施例について図面を用い
て説明する。図１は、本発明の一実施例を示す回路図で
ある。同図において、図４と同一部分または相当部分に
は同一符号が付してあり、その詳細説明は省略する。

【００４０】図１において、抵抗器２５、可変抵抗器２
６および抵抗器２７はダイオード１２のカソードと接地
との間に直列接続されており、抵抗器２７の一端は第１
の比較手段としての比較器２８のプラス端子に接続さ
れ、その他端は接地されている。抵抗器２７と比較器段
２８のプラス端子との接続点には第１の出力電圧Ｅ１に
応じて第１の検出電圧ｅ１が生じる。

【００４１】また、抵抗器２９、可変抵抗器３０および
抵抗器３１はダイオード２０のカソードと接地との間に
直列接続されており、抵抗器３１の一端は第２の比較手
段としての比較器３２のプラス端子に接続され、その他
端は接地されている。抵抗器３１と比較器段３２のプラ
ス端子との接続点には第２の出力電圧Ｅ２に応じて第２
の検出電圧ｅ２が生じる。

【００４２】このような構成の本回路の動作について説
明する。図１から分かるように、スイッチＳ１、Ｓ２の
オンオフは本回路の動作に影響を与えない。電源端子１
に直流電圧Ｅinが供給されると、起動電流が抵抗器６を
介してトランジスタ３のベースに供給されて発振が開始
され、トランス２の二次巻線２Ｓ及び三次巻線２Ｔに交
流電圧Ｖｓ及びＶｔが誘起される。これにより、スイッ
チＳ１、Ｓ２がオンの場合、出力端子１４、２４に第
１、第２の出力電圧Ｅ１、Ｅ２が発生する。なお、図１
においてＥ１＞Ｅ２の関係にある。

【００４３】第２の出力電圧Ｅ２により抵抗器３１の一
端に第２の検出電圧ｅ２が生じる。比較器段３２は第２
の検出電圧ｅ２と第２の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し
て、Ａ２（Ｖｒｅｆーｅ２）の電圧を第１の基準電圧ｖ
２として出力する。ここで、Ａ２は比較器３２の増幅度
である。したがって、 ｖ２＝Ａ２（Ｖｒｅｆーｅ２）・・・（１） となる。

【００４４】第１の出力電圧Ｅ１により抵抗器２７の一
端に第１の検出電圧ｅ１が生じる。比較器２８は第１の
検出電圧ｅ１と第１の基準電圧ｖ２とを比較して、Ａ１
（ｅ１ーｖ２）の電圧ｖ１を出力する。ここで、Ａ１は
比較器２８の増幅度である。したがって、（１）式か
ら、 ｖ１＝Ａ１（ｅ１ーｖ２）＝Ａ１（（ｅ１＋Ａ２・ｅ２）ーＡ２・Ｖｒｅｆ） ・・・（２） となる。

【００４５】（２）式は、比較器２８の出力において
は、検出電圧がｅ１＋Ａ２・ｅ２、基準電圧がＡ２・Ｖ
ｒｅｆの場合と等価であることを示す。例えば、Ａ１＝
Ａ２＝１の場合、ｖ１＝（（ｅ１＋ｅ２）ーＶｒｅｆ）
となり、検出電圧ｅ１の変動分Δｅ１と検出電圧ｅ２の
変動分Δｅ２とは出力電圧ｖ１に対して等しい影響を与
える。

【００４６】したがって、第２の比較器３２の増幅度Ａ
２を１より大きくすればする程、検出電圧ｅ２の変動分
Δｅ２のｖ１に与える影響は大きくなり、出力電圧Ｅ２
の制御精度は向上する。しかし、Ａ２を大きくすれば必
然的にＡ１を小さくしなければならず、出力電圧Ｅ２の
制御精度の向上に反比例して出力電圧Ｅ１の制御精度は
低下する。

【００４７】逆に、第２の比較器３２の増幅度Ａ２を１
より小さくすればする程、検出電圧ｅ２の変動分Δｅ２
のｖ１に与える影響は小さくなり、出力電圧Ｅ２の制御
精度は低下するが、検出電圧ｅ１の変動分Δｅ１のｖ１
に与える影響は大きくなり、出力電圧Ｅ１の制御精度は
向上する。

【００４８】このように、比較器３２の増幅度Ａ２によ
り出力電圧Ｅ１、Ｅ２の電圧制御精度は異なり、しかも
Ｅ１、Ｅ２は制御精度上互いに反比例の関係にあるの
で、Ｅ１、Ｅ２共に良好な電圧制御精度が得られるよう
に、増幅度Ａ２を適正に設定する。

【００４９】上述したように本回路は、従来例のように
電源回路に別個に設けられた制御回路２２（図４参照）
により直流出力電圧を制御するものではなく、第１、第
２の出力電圧Ｅ１、Ｅ２に対応する第１、第２の検出電
圧ｅ１、ｅ２を第１、第２の基準電圧ｖ２、Ｖｒｅｆと
比較することにより比較器２８から（２）式に示す電圧
ｖ１を出力し、この電圧ｖ１によりトランジスタ３のベ
ース電流ＩＢすなわちトランス２に誘起されるパルス電
圧のオン／オフの時比率を制御し、結果的に第１、第２
の出力電圧Ｅ１、Ｅ２のレベルを制御するものである。
比較器２８の出力はトランジスタ１１を駆動するのに十
分であればよく、また、比較器３２の出力は比較器２８
を駆動するのに十分であればよいので、比較器２８、３
２においては電力損失はわずかしか発生せず、従来例の
ように熱放散のための放熱板等は必要とせず、また、熱
対策のための設計コストも生じない。

【００５０】図２は、出力電圧Ｅ１が負荷により変動し
た場合の本回路における動作例を示すタイミングチャー
トである。（Ａ）の点線は、本回路において帰還制御が
行なわれていない場合、たとえば比較器２８の出力側を
断線した場合の出力電圧Ｅ１の負荷変動を示し、（Ａ）
の実線は、点線の場合と同様の負荷変動が生じた場合の
本回路における出力電圧Ｅ１の変動を示す。

【００５１】図２（Ａ）に示すようにＥ１が増加する
と、（２）式から、比較器２８の出力電圧ｖ１は増加す
る（（Ｂ）参照）。電圧Ｅ１のレベル上昇に伴う電圧ｖ
１のレベル上昇によりトランス２の誘起交流電圧（パル
ス状電圧）のレベルはより低くなるように制御されるの
で、電圧Ｅ２（（Ｃ）参照）のレベルはより低くなる。
また、比較器３２の出力電圧ｖ２のレベルはＥ２のレベ
ル低下に伴い上昇する。

【００５２】しかし、Ｅ１はｖ１により制御されるの
で、図２（Ａ）に示すように、制御なしの点線の場合と
比較して、その上昇分は実線で示すようにより低く抑え
られる。また、Ｅ２すなわちｅ２の低下により、出力電
圧ｖ１も、Ｅ１のみを制御対象とする場合よりも低く抑
えられる。このことは、（１）式に示すように、Ｅ１の
レベル上昇に伴うＥ２すなわちｅ２のレベル低下により
基準電圧ｖ２のレベルが上昇することからも理解され
る。

【００５３】図３は、本発明の他の実施例を示す回路図
であり、ベース電流制御回路Ａにおいて、フォトカプラ
によりトランス２の一次側と二次側とを完全に電気的に
分離するものである。第１の検出電圧ｅ１が比較器３２
の出力電圧ｖ２よりも高電位の場合には、トランジスタ
３３がオンとなり、電圧Ｅ２によりフォトカプラ３４の
ダイオード３４ａに電流が流れ、ダイオード３４ａが発
光する。フォトカプラ３４のフォトトランジスタ３４ｂ
はダイオード３４ａの出力光を受光し、その受光量すな
わちダイオード３４ａの発光量に応じてコレクタ電流が
流れ、結果的にベース電流ＩＢが制御される。なお、３
５はトランジスタ３３のコレクタ電流制限抵抗である。

【００５４】上記実施例では、リンギングチョークコン
バータ方式のスイッチング電源装置に本発明を適用した
場合について述べたが、本発明はこれに限らず、フィー
ドフォワード方式、フライバック方式等にも適用でき、
同様の効果を奏する。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
第１、第２の比較手段における電力損失が微小の状態で
第１および第２の出力電圧を制御できるので、電力損失
に基づく熱放散のための放熱板などのスペースを必要と
せず、また、熱放散に対する設計上の対策が不要とな
り、設計コストを低減できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】図１の回路の動作を説明するためのタイミング
チャートである。

【図３】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【図４】従来の多出力型スイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図５】多出力型スイッチング電源装置における信号波
形を示す波形図である。

【符号の説明】

２ コンバータトランス ３ トランジスタ ２Ｐ 一次巻線 ２Ｓ 二次巻線 ２Ｔ 三次巻線 ２８ 比較器（第１の比較手段） ３２ 比較器（第２の比較手段）

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源がコンバータトランスの一次巻
   線およびトランジスタで構成されるスイッチング素子の
   直列回路に接続され、上記コンバータトランスの二次巻
   線および三次巻線には第１および第２の出力電圧を得る
   整流平滑回路が接続された多出力型スイッチング電源装
   置において、 上記第１の出力電圧に対応する第１の検出電圧と第１の
   基準電圧とを比較する第１の比較手段と、 上記第２の出力電圧に対応する第２の検出電圧と第２の
   基準電圧とを比較する第２の比較手段とを備え、 上記第１の基準電圧は上記第２の比較手段の出力電圧で
   あり、上記第１の比較手段の出力電圧により上記コンバ
   ータトランスに誘起する交流電圧のレベルを制御するこ
   とを特徴とする多出力型スイッチング電源装置。